JP2002010650A - コモンモード電流を低減するための能動フィルタ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 ＰＷＭ制御されたモータ駆動回路の接地線に
おけるコモンモード電流を減少させる。 【解決手段】 ２つの接合型トランジスタ又はＭＯＳＦ
ＥＴトランジスタを線形に駆動して接地線からのコモン
モード電流をトランジスタを介して分流する緩衝増幅器
を含む能動フィルタを用いる。上記トランジスタは正及
び負の直流バスの間に接続され、直流バスは交流モータ
を駆動するＰＷＭインバータに直流電力を供給し、交流
モータはその接地されたフレーム内でコモンモード接地
電流を発生させる。変流器はコモンモード電流をモニタ
し、その出力は緩衝増幅器の入力に接続されて、トラン
ジスタを制御する。増幅器のための内部電源は、２つの
電流源と、直流バス導体の間に接続された２つのツェナ
ーダイオードとの間のノードに形成される。ヘッドルー
ム電圧制御回路は、あらゆる交流電圧入力条件の下で各
トランジスタに対する十分なヘッドルーム電圧を確立す
る。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は電気回路のためのフ
ィルタに関し、特に、スイッチモード電源におけるコモ
ンモード電流を低減する、又は流れる方向を変更するた
めの能動フィルタ、詳しくはＰＷＭモータ駆動回路にお
けるコモンモード電流及びＥＭＩを低減するための能動
フィルタに関する。

【０００２】

【従来の技術】バイポーラトランジスタ、ＭＯＳＦＥＴ
及びＩＧＢＴのような高速スイッチングデバイスは、電
圧源ＰＷＭインバータのための増大された搬送波周波数
を可能にし、よってはるかに良好な動作特性をもたらし
ている。しかしながら、高速スイッチングは、電圧及び
／又は電流の高速の変化に起因する次のような重大な問
題を発生させる。 ａ）モータ内部の浮遊キャパシタを介して、及び長いケ
ーブルを介して大地に逃げる接地電流。 ｂ）導通され、放射されたＥＭＩ。 ｃ）モータのベアリングの電流と、シャフトの電圧。 ｄ）モータ及び変成器の絶縁寿命の短縮。

【０００３】例えば交流モータのような負荷の内部に、
スイッチング変換器の内部と同様に寄生的な浮遊容量が
不可避的に存在するので、（複数の）スイッチングデバ
イスが状態を変えるとき、高速スイッチングに起因する
電圧及び／又は電流の変化は、高周波で発振するコモン
モード及びノーマルモード電流を発生させる。従って、
インバータのスイッチングイベントが発生する毎に、対
応するインバータ出力端子の電位は大地に対して急速に
変動し、コモンモード電流のパルスは、ヒートシンクの
モータケーブル及びモータ巻線の大地に対する容量を介
し、インバータへの直流リンクにおいて流れる。Ｂ級
（住宅用）モータ駆動装置のこの電流パルスの振幅は典
型的には数百ミリアンペア乃至数アンペアであり、パル
ス幅は典型的には２５０乃至５００ｎｓである。Ａ級駆
動装置（産業用）の場合、かつモータのサイズ及びモー
タケーブルの長さに依存して、パルス電流の振幅は、典
型的には、パルス幅２５０ｎｓ乃至５００ｎｓを有する
数アンペアから、パルス幅１乃至２マイクロ秒を有する
２０アンペア以上までに至る。

【０００４】コモンモードの発振電流は、変換器のスイ
ッチング周波数から数十ＭＨｚまでの周波数スペクトル
の範囲を持つことができるが、これは磁場を生成し、放
射される電磁妨害（ＥＭＩ）を終始発生させ、従って、
無線受信機、医療機器などのような電子装置に悪影響を
及ぼす。

【０００５】所定のモータのアプリケーションにおい
て、許容ライン電流のＥＭＩの程度と許容接地電流の程
度とに対して政府による多くの規制が適用される。従っ
て、Ｂ級の住宅用（電気機器）用途では、接地電流は、
０から３０ｋＨｚまでの周波数の範囲で（対数曲線に沿
って）それぞれ１から２０ｍＡまでより低く保持されな
ければならず、導通されたライン電流のＥＭＩは、１５
０ｋＨｚ乃至３００ＭＨｚの周波数の範囲で指定された
値より低い値（約６０ｄＢμＶ未満）に保持されなけれ
ばならない。Ａ級産業用の用途として指定されたモータ
駆動装置の用途の場合、接地電流に対する規制はさほど
厳しいものではないが、それでもライン電流のＥＭＩは
１５０ｋＨｚ乃至３０ＭＨｚの範囲に制限されている。

【０００６】概して、受動素子に基づくコモンモードの
チョークとＥＭＩフィルタは、これらの問題を完全に解
決することができない。入力交流ラインにおけるコモン
モードのインダクタと複数の“Ｙ”キャパシタからなる
受動フィルタが、こうしたモータ駆動回路におけるコモ
ンモード電流をろ波するために用いられた。受動的なコ
モンモードフィルタは、使用可能なＰＷＭ周波数に制限
をおく場合があり、物理的にも大型で（多くの場合、モ
ータ駆動構造の容積の大部分）かつ高価である。さら
に、それらは所望のろ波作用に逆らう望ましくない共振
を示すので、それらは機能的に不完全である。また、汎
用の産業用駆動装置では、駆動回路とモータが１００メ
ートルに至る長さの、又はそれよりも長いケーブルによ
って接続されていることが多い。ケーブルが長いほど、
モータケーブルにおいて、導通されるコモンモードＥＭ
Ｉは大きくなり、従来型の受動的なコモンモード入力フ
ィルタの必要とされるサイズも大きくなる。

【０００７】抵抗によって短絡された付加的な巻線を有
するコモンモード変成器は、発振する接地電流を減衰で
きることが知られている。残念ながら、この回路には少
量の非周期的な接地電流がなお残存する。

【０００８】パルス幅変調された（ＰＷＭ）制御された
モータ駆動回路におけるコモンモード電流を制御するた
めの能動フィルタは公知である。こうした装置は、典型
的に、Satoshi Ogasawara et al., "Active Circuit fo
r Cancellation of Common-Mode Voltage Generated by
PWM Inverter", IEEE Transactions on Power Electro
nics, 第１２巻第５号（１９９８年９月）、及びOgasaw
ara et al.に対して発行された米国特許第５，８３１，
８４２号の明細書に記述されている。

【０００９】図１は、交流モータのための典型的な従来
技術の能動フィルタ回路又はＥＭＩ及びノイズのキャン
セラを示している。従って図１において、入力端子Ｌ及
び中性点端子を備える交流電源が全波ブリッジ接続され
た整流器４０の交流入力端子に接続されている。単相電
源が示されているが、説明されているこの図面及びすべ
ての図面における原理は、３相又は多相の入力を用いて
実行することができる。整流器４０の正のバス及び負の
バスは、それぞれ点Ａ及びＤを含み、インバータ端子Ｂ
及びＦで、３相ブリッジ接続され、かつＰＷＭ制御され
たインバータ４１に接続されている。上記インバータの
複数の出力交流端子は、交流モータ４２に接続されてい
る。フィルタキャパシタ４０ａもまた、端子ＢとＦの間
に接続されている。モータ４２は、接地端子４３ａを有
する接地線４３に接続された、接地されたハウジングを
有する。

【００１０】能動フィルタは、整流器４０の直流出力線
の間に接続されたトランジスタの対Ｑ_１及びＱ_２から構
成され、上記トランジスタＱ_１及びＱ_２のエミッタはノ
ードＥで接続されている。これらは、整流器４０の正及
び負の出力バスに接続された入力巻線４５及び４６を有
する差動変成器の出力巻線４４によって制御される増幅
器を画成している。巻線の極性は、従来のドットシンボ
ルで示されている。巻線４４は、トランジスタＱ_１及び
Ｑ_２の各制御端子と共通のエミッタノードＥとの間に接
続されている。直流分離キャパシタ４７は、ノードＣで
接地線４３に接続されている。

【００１１】キャパシタ４７を含む能動フィルタは、そ
うでないならばＬ又はＮ，Ａ，Ｂ，Ｍ（モータ４２），
４３，４３ａ次いでＬ又はＮへと戻る経路（もしくは極
性が逆転したときには逆の経路）、或いはＬ又はＮ，
Ｄ，Ｆ，Ｍ，４３，４３ａの経路（もしくは極性が逆転
したときには逆の経路）で流れることがある大部分のコ
モンモード電流の流れをそらすための経路を画成する。
従って、大部分のコモンモード電流は、トランジスタＱ
_１及びＱ_２の適正な制御によって、正の端子Ａからの電
流に対して、「正の電流」であれば経路Ｂ，Ｍ，Ｃ，
Ｅ，Ｑ_２，Ｆ，Ｂへ、「負」の電流であればＢ，Ｍ，
Ｃ，Ｅ，Ｑ_１，Ｂのパターンへと流れをそらすことがで
きる。負の端子Ｄに流れるコモンモード電流のための経
路は、「正」の電流であれば経路Ｆ，Ｍ，Ｃ，Ｅ，
Ｑ_２，Ｆを、「負」の電流であれば経路Ｆ，Ｍ，Ｃ，
Ｅ，Ｑ_１，Ｂをたどる。分流の程度は、「正の電流」の
場合は巻線４４の電流利得とＱ_２の電流利得に依存し、
「負」の電流の場合は巻線４４の電流利得とＱ_１の電流
利得に依存する。十分な分流度のコモンモード電流を取
得するためには、巻線４４及びトランジスタＱ_１及びＱ
_２全体の電流利得が高くなければならない。

【００１２】

【発明が解決しようとする課題】図１の検出用変成器４
４，４５，４６は、十分に高い電流利得を提供するため
に大型かつ高価になっている。回路の動作を危険にさら
すことなくこの変成器のサイズ及びコストを低減するこ
とは、極めて望ましいことであろう。別の問題点は、高
い利得が必要とされるために、この閉ループ回路が望ま
しくない発振を発生する傾向を持つということである。

【００１３】さらに、トランジスタＱ_１及びＱ_２は、回
路によって画成された「ヘッドルーム」内の十分に広い
範囲にわたるその線形領域では動作することができず、
よって能動フィルタリング作用が無効にされる場合のあ
ることが発見されている。ヘッドルーム、又はトランジ
スタＱ_１及びＱ_２のコレクタとエミッタの間の電圧は、
Ｃにおける接地電位が図１の中性点のラインの接地電位
と同様である図２に示されるような、図１とほぼ等価な
回路を考察することによって最も良く理解される。トラ
ンジスタＱ_１及びＱ_２は、ダイオードがそれぞれ並列に
接続された抵抗Ｒ_１及びＲ_２としてそれぞれ図示されて
いる。直流ブリッジ４０は、それぞれがＶ_ＤＣ／２の出
力電圧を発生させる２つの直流電源５０及び５１と、Ｖ
_ＤＣ／２のピーク交流電圧を有する交流電源５２として
図示されている。ここで、Ｖ_ＤＣは、端子Ａ及びＤにお
ける正のバスと負のバスの間の全出力電圧である。

【００１４】図２からは、ヘッドルームが電源５２のサ
イクルの異なる部分において消滅する場合のあることが
分かる。従って、トランジスタＱ_１及びＱ_２の漏れイン
ピーダンスが同一である第１の状況を考察する。この場
合は、図２の抵抗Ｒ_１及びＲ _２の値がほぼ等しい。ここ
では、端子Ｃにおける接地電位は図２のノード５３にお
ける直流中間点に対して（＋）Ｖ_ＤＣ／２と（−）Ｖ
_ＤＣ／２との間で変化するため、キャパシタ４７のイン
ピーダンスがＲ_１及びＲ_２よりも格段に小さいと仮定さ
れていれば、トランジスタＱ_１及びＱ_２のエミッタにお
ける電位もまた（＋）Ｖ_ＤＣ／２と（−）Ｖ_ＤＣ／２と
の間で変化する。ゆえに、ノードＥでの電位が直流バス
の（点Ｂ又はＦにおける）電位に近いか、又は等しい期
間の間は、関連するトランジスタＱ_１及びＱ_２が線形増
幅器として動作するには不十分な電圧ヘッドルームが存
在し、能動フィルタリング作用は失われる。

【００１５】次に、Ｃにおける接地電位が図１の中性点
入力ラインＮのそれと同様であり、トランジスタＱ_２の
漏れ電流がトランジスタＱ_１のそれより格段に高い状況
を考察する。後者は、図２において、Ｒ_２がＲ_１よりは
るかに小さいという条件によって表される。次いでこれ
は、Ｅにおける電位を（Ｆにおける）負の直流バスに向
けてバイアスを印加する。ゆえに、Ｅにおける電位は、
各入力サイクルの有意な部分に対する負のバス電位に存
在している。この期間の間、トランジスタＱ_２は線形増
幅器として機能できず、能動フィルタリング作用は失わ
れる。

【００１６】次に、接地がＮにあり、トランジスタＱ_１
の抵抗がトランジスタＱ_２のそれよりはるかに小さい、
すなわちＲ_１がＲ_２よりはるかに小さい状況を考察す
る。この場合は、点Ｅが正の直流バス（点Ｂ）に向けて
バイアスがかけられるため、各入力サイクルのある有効
部分では、トランジスタＱ_１は線形増幅器として動作す
ることができない。

【００１７】最後に、電源変成器の接地された中性点が
モータ駆動装置自体の接地接続から電気的に遠く隔たっ
ている場合に発生するような、図１の接地線４３と中性
点Ｎの間に小さい交流電位（図２において点線で示され
た交流電源５２ａ）が存在する状況を考察する。この場
合、接地電位は＋（ｄＶ＋Ｖ_ＤＣ／２）と−（ｄＶ＋Ｖ
_ＤＣ／２）との間を変化する。ここで、ｄＶは図２にお
ける電源５２ａの電圧の波形のピークである。トランジ
スタＱ_１及びＱ_２の漏れ特性がほぼ等しいならば、Ｅに
おける電位は正のバスよりも上にｄＶだけ、及び負の直
流バスよりも下に（−）ｄＶだけ変化しようとする。こ
れらの期間の間、Ｅにおける電圧は、トランジスタＱ_１
及びＱ_２の低インピーダンスの逆方向特性によってバス
電圧にクランプされる。従って、これらの期間中に、ト
ランジスタが動作する電圧ヘッドルームは存在しない。

【００１８】上述の条件の下でトランジスタＱ_１及びＱ
_２のための十分なヘッドルームを供給し、かつヘッドル
ーム電圧を所定の最低レベルにクランプするための、も
しくは点Ｅにおける平均電圧を直流中間点電位に調整す
るための回路を提供することが非常に望ましい。

【００１９】図１に図示されたような従来技術に係る能
動フィルタは、常に、全直流バス電圧にわたって接続さ
れる。これは、トランジスタＱ_１及びＱ_２の十分に高い
電圧定格を必要とし、能動フィルタ素子において比較的
高い電力損失をもたらす。ゆえに、能動フィルタを、可
能ならば能動フィルタの性能を低下させることなく、よ
り低い電圧で動作させることが望ましい。

【００２０】

【課題を解決するための手段】本発明の第１の態様によ
れば、演算増幅器が、電流検出変成器とトランジスタＱ
_１及びＱ_２との間でバッファ／増幅器として使用されて
いる。これは、回路の動作に影響を与えることなく、コ
モンモード変成器の大幅なサイズ縮小を可能にする。

【００２１】本発明の別の態様によれば、さらに図１の
トランジスタＱ_１及びＱ_２に対する十分なヘッドルーム
を確立するために、１対の直列に接続された平衡用抵抗
がトランジスタＱ_１及びＱ_２の各１つずつと並列に接続
されている。これらの新規な抵抗は、トランジスタＱ_１
及びＱ_２のために十分な電圧ヘッドルームを常に保持す
ることを確立する値を有する。これは、トランジスタＱ
_１及びＱ_２に可能な最大の漏れ電流よりもはるかに高い
電流の流れを可能にする。

【００２２】それに代わって、トランジスタＱ_１及びＱ
_２の電圧ヘッドルームのための能動クランプを用いて、
実質的により少ない電力損失を有すると同時に、トラン
ジスタＱ_１及びＱ_２のために十分なヘッドルームを保持
する別の新規な回路が提供される。この回路において、
トランジスタのそれぞれに印加される瞬間の電圧が検出
され、各基準と比較される。ヘッドルーム電圧が基準を
下回れば、フィードバック誤差が増幅器にフィードバッ
クされ、増幅器は必要なヘッドルームを保持するように
トランジスタＱ_１及びＱ_２を駆動する。この新規な回路
は、電圧ヘッドルームの保持に必要な電力損失を実質的
に低減させ、かつ直流分離キャパシタ４７を通じてライ
ン周波数における接地電流の大きさを低減させる。

【００２３】本発明のさらに別の態様によれば、ヘッド
ルーム電圧の制御は、直流バス電圧の２分の１に等しい
基準電圧を使用して実行される。次いで、エミッタノー
ドＥにおける電圧がこの基準と比較され、トランジスタ
Ｑ_１及びＱ_２は、Ｅにおける平均電圧を直流中間点電圧
に調整する能動レギュレーション機構によって制御され
る。

【００２４】上述の諸回路では、使用される増幅器は、
動作させるか、制御するか又は電圧にバイアスを印加す
る電源を必要とする。新規な浮動電源が提供され、上記
浮動電源は、その電力を直流バス電圧から得て、すべて
の出力制御電圧が正及び負のバス電圧内で動的に変動す
ることを可能にする。これは、それぞれ正及び負のバス
に接続され、かつ複数のツェナー基準ダイオードを介し
て互いに接続された個別の電流源回路を提供することに
よって達成される。電流源と複数のダイオードとの間の
ノード、及びダイオード間のノードは、２つの制御電圧
と共通の電圧基準のための出力を形成し、上記出力はす
べてバス電圧によって動的に変化する。

【００２５】本発明のさらに別の実施形態では、能動フ
ィルタに印加される動作電圧は、全バス電圧より低い別
個の「フィルタバス」電圧を電源にしている。その他の
点では、能動フィルタは全バス電圧から駆動される回路
と全く同様に作用する。この新規な回路は、能動フィル
タ素子における電力損失を低減させ、トランジスタＱ _１
及びＱ_２の電圧定格を低下させる。

【００２６】本発明のさらに重要な態様によれば、選択
された能動フィルタ素子は単一のシリコンチップに集積
化され、能動フィルタの主要な素子を含みかつ様々な入
力及びバス接続を受けるための適当なピン出力を有する
能動フィルタＩＣチップが画成されている。

【００２７】また、非常に小型なトロイダル変流器をコ
モンモードセンサとして使用することを可能にする新規
なアーキテクチャも提供されている。高利得を必要とす
る図１のアーキテクチャとは異なり、この新規なアーキ
テクチャは利得１のみを必要とし、従って上述の望まし
くない発振の問題が回避される。また本アーキテクチャ
は、増幅器の伝達特性の改良された線形化と、より広い
帯域幅と、改良された耐久性とのために、バイポーラの
代わりにＭＯＳＦＥＴトランジスタによって実装されて
もよい。

【００２８】

【発明の実施の形態】図３は、図１の回路の改良例を示
している。ここで、同じ参照番号は、本願明細書を通じ
て一定の同じ構成要素を示している。図３はさらに、Ｐ
ＷＭインバータ４１の複数のＩＧＢＴ（又はＭＯＳＦＥ
Ｔ）を支持するヒートシンク４９を図式的な方法で示し
ている。ヒートシンク４９は、モータ４２のハウジング
と同様に接地線４３に接続されている。しかしながら、
図３には、能動フィルタの機能の動作に影響を与えるこ
となく変成器４４，４５及び４６のサイズの実質的な低
減を可能にする新規な改良が加えられている。従って、
図３では、コモンモード電流検出変成器４４，４５及び
４６の２次側とトランジスタＱ_１及びＱ_２との間でバッ
ファ／増幅器として作用するために、演算増幅器７０が
回路に追加されている。これは、変成器４４，４５及び
４６のサイズ及びコストを大幅に低減することを可能に
する。

【００２９】コモンモード変成器の１次巻線４５及び４
６は、図３では整流器４０の出力側に示されているが、
それらは図４に示されるように交流入力ラインに設けて
もよく、所望されるならば、図５に示されるように単一
の１次巻線７１を接地端子と直列に接続することもでき
る。すべての場合において、２次巻線４４は、コモンモ
ード電流に関連する信号を伝送するか、又はそうでない
ときは発生させる、１つ又はそれより多くの１次巻線と
簡単に結合される。

【００３０】用いられる接続に関わらず、図３、図４及
び図５に示される新規な回路は、コモンモード電流の流
れの大部分を、分離キャパシタ４７と、トランジスタＱ
_１及びＱ_２に分流し、４３ａに接続された外部の接地線
から遠方へとそらす。

【００３１】図１、図３、図４及び図５の回路は、トラ
ンジスタＱ_１及びＱ_２が、それらが線形増幅器として動
作することを可能にするのに十分な電圧「ヘッドルー
ム」を常に有するならば、所望されたように動作する。
しかしながら、図２を参照して先に指摘したように、入
力電圧サイクルの所定の部分の間にこのヘッドルームが
消失する状況が存在する。本発明の他の態様によって、
また図６に示されるように、平衡用抵抗を使用する新規
な回路は、これらの条件下でも十分なヘッドルームを確
立する。従って、図６では、２つの抵抗８５及び８６が
それぞれトランジスタＱ_１及びＱ_２にわたって接続され
ている。ここで、図６には全回路は示されておらず、図
１、図３、図４及び図５におけるトランジスタＱ_１及び
Ｑ_２に対してそのような抵抗器が接続されるように意図
されていることを注意する。

【００３２】抵抗８５及び８６は、以下の条件を満足し
なければならない。１．それらの値は、ライン周波数に
おける電圧の交流成分であり、かつトランジスタＱ_１及
びＱ_２にわたって生成されるピーク値が、実質的にピー
ク直流バス電圧の２分の１より低いことを確立するため
に、キャパシタ４７のリアクタンスと同じオーダーの大
きさでなければならない。例えばキャパシタ４７は０．
０１μＦの典型的な値を有してもよく、ライン周波数に
おいて、抵抗８５及び８６はそれぞれ２６５ｋΩにな
る。２．抵抗８５及び８６は、その漏れ電流における差
を「浸水（swamp）」させて、両トランジスタに印加さ
れるほぼ等しい電圧のバランスを確立するために、トラ
ンジスタＱ_１及びＱ_２の最大可能漏れ電流より非常に高
い電流を伝送するようにサイズを決定されなければなら
ない。特定の実施例で、それぞれ０．５ｍＡの最大漏れ
電流を有するトランジスタＱ_１及びＱ_２と、０．０１μ
Ｆのキャパシタンスを有するキャパシタ４７とを備えた
４００ボルトの最大直流バス電圧を有する回路におい
て、半分のバス電圧、すなわち２００ボルトで抵抗８５
及び８６を流れる電流は約２ｍＡでなければならない。
従って、抵抗８５及び８６は約１００ｋΩでなければな
らない。これは、上記基準１が要求する２６５ｋΩを下
回るので選択された値である。

【００３３】１００ｋΩの抵抗における４００ボルトの
バス電圧での電力損失は、約４００ｍＷである。約０．
５ｍＡの接地電流のライン周波数成分は、抵抗８５及び
８６とキャパシタ４７を通って流れる。

【００３４】後に議論するように、能動フィルタの制御
回路は集積回路に統合化することが望ましい。こうすれ
ば、電力損失は可能な限り低減されることになる。図７
は、抵抗を必要とせず、電力損失を約２０ｍＷにまで低
減させる、ヘッドルームを制御するための回路を示す。
図７の回路はまた、キャパシタ４７を流れるライン周波
数接地電流を０．５ｍＡから０．２ｍＡに低減させる。

【００３５】図７の回路の動作原理は、トランジスタＱ
_１及びＱ_２に対する電圧ヘッドルームを能動的にクラン
プすることにある。これは、トランジスタＱ_１及びＱ_２
のそれぞれに印加される瞬間の電圧を検出し、それを基
準と比較することによって行われる。ヘッドルームが基
準値を下回っているならば、誤差信号が発生されて増幅
器７０にフィードバックされ、所望のヘッドルームを保
持するようにトランジスタＱ_１及びＱ_２のベースが駆動
される。従って、トランジスタＱ_１及びＱ_２はコモンモ
ード電流を伝送し、また、それらの必要なヘッドルーム
を保持するように少量の追加された電流成分を伝送す
る。トランジスタＱ_１及びＱ_２のそれぞれにおける電力
損失は、図６の各抵抗８５及び８６に対する４００ｍＶ
と比較して、４００Ｖのバス電圧において約２０ｍＷの
みである。

【００３６】ここで図７を参照すると、加算回路９０，
９１及び９２と、増幅器９３及び９４が図示されたよう
に追加されている。図７はまた、Ｖ_ＤＤ及びＶ_ＳＳの入
力をそれぞれ演算増幅器７０に供給するための電源とな
る直流電源９５及び９６を示す。加算回路９０及び９１
は、（＋）直流バス及び（−）直流バスにそれぞれ接続
された１つの入力と、各トランジスタＱ_１及びＱ_２に対
するヘッドルーム基準電圧である基準電圧（−）ｖ_ｅ及
び（＋）ｖ_ｅにそれぞれ接続されたもう１つの入力（そ
れぞれ端子９７及び９８）とを有する。９０及び９１の
デバイスの各加算された電圧ｅ_ｉｎ及びｅ^１ _ｉｎは、加
算回路９２の入力に印加される出力ｅ_{ｏ ｕｔ}及びｅ^１
_ｏｕｔを有する演算増幅器９３及び９４にそれぞれ印加
される。特性出力ｅ_ｏｕｔ及びｅ^１ _ｏｕｔの線形形状
は、この図面上では円形の挿入図に図示されている。回
路９２の出力（誤差信号出力）は、高周波フィルタ９９
を介して増幅器７０の入力に接続されている。

【００３７】こうして増幅器７０は誤差信号を増幅し、
増幅器９３及び９４はそれぞれ、トランジスタＱ_１及び
Ｑ_２に対するヘッドルーム電圧がその各基準電圧より下
がることを防止する。

【００３８】より詳しくは、ＣＯＭ_ＲＥＦに対する＋直
流バス（−ｖ_ｅ）は負の基準電圧であり、これはＣＯＭ
に対する＋直流バスの電圧に係る要求された値を設定す
る。この基準（−）ｖ_ｅの値は、ＶＤＤによってトラン
ジスタＱ_１及びＱ_２のエミッタがＣＯＭに対して瞬間的
に正になることがある最悪の事態の仮定に基づいて、ト
ランジスタＱ_１に対する所望のヘッドルームのクランピ
ングレベルをもたらすように設定される。従って、ＣＯ
Ｍ ＲＥＦに対する＋直流バスは、Ｑ_１に対する必要な
最小のヘッドルームと、それに加えてＶＤＤとを表すよ
うに設定される。

【００３９】ＣＯＭ ＲＥＦに対する＋直流バス（−ｖ
ｅ）と、実際のＣＯＭに対する＋直流バスの電圧（＋ｖ
ｅ）との差は、増幅器９３の入力に供給される。増幅器
９３の出力は、正の入力に対してはゼロであり、負の入
力電圧に対しては正である。ＣＯＭに対する＋直流バス
の電圧がＣＯＭ ＲＥＦに対する＋直流バスの絶対値よ
り大きいときは、ｅ_ｉｎは正であり、増幅器９３の出力
はゼロである。ＣＯＭに対する＋直流バスが、Ｑ_１に対
する必要な最小のヘッドルームとそれに加えてＶＤＤと
を表すように設定されたＣＯＭ ＲＥＦに対する＋直流
バスの絶対値よりも小さくなるようなときは、ｅ_ｉｎは
負となり、増幅器９３の出力ｅ_ｏｕｔは正になる。この
出力は、加算接続部９２で反転され、次いでＨＦフィル
タ９９を介して増幅器７０に送られ、この増幅器の出力
に対して負の電圧でバイアスが印加される。その結果、
トランジスタＱ_２は、トランジスタＱ_１に印加される電
圧ヘッドルームが設定値に調整されるのにちょうど十分
なだけバイアスが印加される。

【００４０】ＣＯＭ ＲＥＦに対する（−）直流バス
は、端子９８における設定された正の基準電圧である。
この基準に係る要求された値は、トランジスタＱ_２のた
めに必要な最小のヘッドルームと、それに加えてＶＳＳ
の絶対値とを表す。

【００４１】ＣＯＭ ＲＥＦに対する（−）直流バス
（＋ｖｅ）と、ＣＯＭに対する−直流バスの電圧（−ｖ
ｅ）との差は、増幅器９４の入力に供給される。増幅器
９４の出力は、負の入力に対してはゼロであり、正の入
力電圧に対しては負である。ＣＯＭに対する−直流バス
の電圧の絶対値が、ＣＯＭ ＲＥＦに対する（−）直流
バスより大きいときは、ｅ^１ _ｉｎは負であり、Ａ３の出
力はゼロである。ＣＯＭに対する（−）直流バスの電圧
の絶対値が、ＣＯＭ ＲＥＦに対する（−）直流バスよ
り小さくなるようなときは、ｅ^１ _ｉｎは正となり、増幅
器９４の出力ｅ^１ _ｏｕｔは負になる。この出力は、加算
接続部９２で反転され、次いでＨＦフィルタ９９を介し
て増幅器７０の入力に送られ、この増幅器の出力に対し
て正の電圧でバイアスが印加される。その結果、トラン
ジスタＱ_１は、トランジスタＱ_２に印加される電圧ヘッ
ドルームが設定値に調整されるのにちょうど十分なだけ
バイアスが印加される。

【００４２】ＨＦフィルタ９９は、Ｃ_ＦＩＬＴ４７を流
れるインバータ／モータのコモンモード電流によって発
生する誤差信号から高周波成分を除去する。従って、こ
の閉ループのレギュレータは、そうでないならばライン
周波数で発生するようなＥにおける電位の誤差を補正す
るが、本質的には、インバータのスイッチングイベント
に起因する、より高速の瞬間的な偏移の補正を試みるこ
とはない。

【００４３】図８は、図６の回路の別の代替例を示した
ものである。この場合は、トランジスタＱ_１及びＱ_２の
共通のエミッタのノードＥにおける電圧が検出され、こ
の電圧の平均値が直流中間点電圧に調整される。従っ
て、図８において、直流中間点電圧を定義する基準電圧
回路は、等しい値に属する低電力抵抗であり、（＋）直
流バス電圧と（−）直流バス電圧との間の直流電圧の中
間値であるノード１０７における電圧を発生させる抵抗
１０５及び１０６にて構成される。この直流中間点基準
電圧とノードＥにおける電位とは、加算比較器１０８に
印加され、それによって比較される。次いで、差の出力
は増幅器１０９に印加され、その出力誤差信号はＨＦフ
ィルタ９９を介して増幅器７０に入力として接続され
る。

【００４４】動作において、Ｅにおける電圧がノード１
０７における直流中間点基準電位を超えて上昇しようと
すると、増幅器１０９は、負のバイアス信号を増幅器７
０の入力に送る。増幅器７０の出力はまた負のバイアス
電圧が印加されると仮定すれば、エミッタノードＥにお
ける電圧を補正して直流中間点基準電位まで復帰させる
ために必要な程度だけトランジスタＱ_２をターンオンさ
せる。

【００４５】逆に、Ｅにおける電圧が直流中間点電位よ
りも低下しようとすると、増幅器７０の出力は正のバイ
アス電圧が印加されると仮定すれば、Ｅにおける電圧を
補正して直流中間点電位まで復帰させるために必要な程
度だけトランジスタＱ_１をターンオンさせる。ＨＦフィ
ルタ９９はこの場合も、誤差信号から高周波成分を除去
する。

【００４６】従って、レギュレータループは、そうでな
いならばライン周波数で発生するようなＥにおける電位
の変動を補正するが、本質的には、インバータのスイッ
チングイベントによって発生される、より高速の瞬間的
な偏移の補正を試みることはない。

【００４７】図８の方法を用いて、トランジスタＱ_１及
びＱ_２に対する平均の電圧ヘッドルームは、バス電圧の
ほぼ半分に保持される。これは十分なヘッドルームより
も大きいが、図７に係る「ヘッドルームのクランピン
グ」アプローチと比較すると、キャパシタ４７に印加さ
れる電圧のライン周波数成分が増大され、キャパシタ４
７を流れる接地電流の対応するライン周波数成分が比較
的高いという欠点がある。

【００４８】図９乃至１２は、図１、図７及び図８の回
路のための、（６０Ｈｚにおける）トランジスタＱ_１及
びＱ_２に対するヘッドルーム電圧と接地電流との間の設
計又は構成のトレードオフを示している。図９は、図８
の回路の一部に係る等価回路である。ノード１０７と４
３ａとの間に点線で図示された交流電圧源は、直流中間
点基準電圧に対する交流の接地電圧である。この電圧
は、図１０に示されるように、交流ラインＬ及びＮの間
のピーク交流電圧の２分の１であり（Ｎを接地電位にお
いた単相入力を仮定している）、この電圧はキャパシタ
４７を介して接地電流を駆動する。

【００４９】図１０に示されるように、Ｅにおける電圧
の直流中間点電位への調整等によって、回路がトランジ
スタＱ_１及びＱ_２に十分に大きなヘッドルームを供給す
るように構成されているときには、６０Ｈｚでの接地電
流ｉ_ＧＮＤは、図１０の下段のグラフに図示されたよう
に増大する。

【００５０】しかしながら、図１１に示されるように、
Ｅにおける電圧がバス電位に対して自由に変化すること
ができる場合には、キャパシタ４７に印加されるライン
周波数電圧はゼロであり、対応するライン周波数の接地
電流もゼロである。しかしながら、ヘッドルーム電圧
（図１１の中段のグラフ）は、（図１におけるような）
コモンモードモータ電流の望ましいろ波にとって十分で
はない。

【００５１】最後に、図７におけるように、ヘッドルー
ムクランピング回路が使用され、ヘッドルームが設定値
を下回るまでノードＥにおける電位が自由に変化するこ
とができる場合は、図１２に示されるような曲線が現
れ、各トランジスタに対するヘッドルームは設定値にク
ランプされ、同時に６０Ｈｚの接地電流はクランプ間隔
の間のみ小さな値に低減される。

【００５２】分離された浮動電源が、標準的に、図３、
図４、図５、図７及び図８における増幅器回路のため
に、必要とされるＶｄｄ及びＶｓｓ電源電圧に提供され
る。必要な電源電圧を得るための一つの明らかな方法
は、制御電子装置及びゲート駆動回路として機能する電
源変成器上の別々の分離された巻線を介することであ
る。

【００５３】しかしながら、図１３は、必要な電源電圧
を得るための代替方法を示している。すなわち図１３で
は、電流源１２０及び１２１が直流バスから固定された
電流を供給し、レギュレータのツェナーダイオード１２
２及び１２３に印加されるＶｄｄ及びＶｓｓ電源電圧を
それぞれ生成する。電流源１２０及び１２１の電流は同
じであり、かつＣＯＭにおける電圧とは独立でなければ
ならない。次いで、電圧は正及び負のバス電圧内で動的
に変動し、ヘッドルームは上述のように制御される。

【００５４】電流源１２０及び１２１は、簡単な電圧低
下抵抗で置き換えることができないことを注意する。こ
れは、ＣＯＭにおける電位が動的に変化するように２つ
の抵抗は両者に対して印加される異なる電圧を有するの
で、電流源１２０及び１２１の電流が瞬間的に等しくな
ることができないからである。このような２つの抵抗の
電流の間の差はキャパシタ４７を流れることを強制さ
れ、能動フィルタの機能を阻害する。

【００５５】上述のバスから得られた電源回路の使用
は、回路に関連付けられた電力損失によって制限される
ことがある。これは、必要とされる電源電流と、バス電
圧とに依存する。例えば、必要な最大電源電流が３ｍＡ
で、バス電圧が２００Ｖであれば、電源に起因する合計
の最大損失は６００ｍＷになり、これは許容可能であ
る。

【００５６】図１４は、低減された動作電圧を有する新
規な能動フィルタの回路図である。このように、能動フ
ィルタは全直流バス電圧に対して直接に接続される必要
ないことが認識されている。先述の電流源である電源を
完備した能動フィルタは、全直流バス電圧より低いこと
がある別個の「フィルタバス」電圧から電力を供給され
ることが可能である。既に説明したヘッドルーム制御方
法は、トランジスタＱ _１及びＱ_２に対する所望されたヘ
ッドルームを保持するために、ここでも同様の方法で動
作する。必要なことは、コモンモード電流のための交流
の低インピーダンス経路が、両方のトランジスタＱ_１及
びＱ_２のコレクタからメイン直流バスの一方に提供され
ることのみである。そのとき、他方のメインバスへの交
流の低インピーダンス経路は既に、メイン直流バスキャ
パシタ４０ａを介して設けられている。

【００５７】図１４は、能動回路に正の電圧を供給する
別個の正のフィルタバス１３０を有し、能動フィルタの
負のバスは負のメイン直流バスと共通である装置を図示
している。（正のメイン直流バスと共通である能動フィ
ルタの正のバスを用いて、別個の負フィルタバス電圧を
供給することもできる。）演算増幅器回路は、ブロック
１３２として図式的に示されている。

【００５８】キャパシタ１３１は、正のフィルタバス１
３０と負のメインバスとの間に必要な交流の低インピー
ダンスを提供する。様々な動作条件の下でのコモンモー
ド電流のためのフローパスは、先に説明したものと同様
である。

【００５９】メイン直流バス電圧より低いフィルタバス
電圧を用いることの利点は、次のようなものである。 （ａ）電流源である電源を含む、能動フィルタ素子にお
けるより低い電力損失。 （ｂ）より低い電源定格が、トランジスタＱ_１及びＱ_２
と、電源の電流源トランジスタとに必要とされる。トラ
ンジスタＱ_１及びＱ_２のための、より低い電圧定格は、
より良い安全動作領域及びより良い高周波性能を有する
トランジスタを可能にし、能動フィルタのより高速な応
答と改良された性能とをもたらすので有利である。

【００６０】メイン直流バス電圧より低いフィルタバス
電圧を使用すると、トランジスタＱ _１及びＱ_２のエミッ
タＥはより狭い限界内で変化しなければならないので、
両トランジスタに印加されるライン周波数電圧の可能な
変化が小さくされる。従って、トランジスタＱ_１及びＱ
_２に対する必要な動作ヘッドルームを保持するために、
フィルタキャパシタ４７に印加されるライン周波数電圧
の変化は増大させられ、結果的に、キャパシタ４７を通
って流れる接地電流のライン周波数成分における増大を
もたらすことがある。これは、接地された中性点を用い
た単相入力に対しては当てはまるが、接地された中性点
を用いた３相入力、又は中間点接地を用いた単相入力に
対しては当てはまらない。従って、中性点接地を用いた
３相入力の場合は、直流中間点に対する接地電圧の変化
はメイン直流バス電圧の２５％未満である。ゆえに、フ
ィルタバス電圧は、キャパシタ４７を通って流れる電流
のライン周波数成分が増大する前に、メインバス電圧の
約２５％未満まで低減されなければならない。

【００６１】図１５乃至図１８は、メイン直流バス電圧
からより低いフィルタバス電圧を得るための代替の回路
を示している。図１５において、フィルタバス電圧は、
直流バスから電圧低下抵抗１４０及び電圧調整ダイオー
ド１４１を介して得られる。抵抗１４０は電力を消失さ
せるが、より低い電圧とより広い帯域幅の能動素子を使
用することの利点により、能動フィルタ自体における電
力の節約を可能にし、フィルタ性能を改良させることが
できる。

【００６２】図１６は、直列に接続され、それぞれがバ
ス電圧のほぼ半分を支持する２つの直流バスキャパシタ
１４５及び１４６を使用している。直列に接続されたバ
スキャパシタは、入力電圧が３８０Ｖ又はそれよりも高
いときに使用することができる。図１６における原理
は、下方のバスキャパシタ１４６に印加される電圧、す
なわち直流バス電圧の約半分をフィルタバス電圧として
使用することにある。このことは、２つのバスキャパシ
タに印加される電圧を平衡に保持するために、能動レギ
ュレータブロック１４７として図示されている付加的な
能動手段を必要とする。

【００６３】図１７は、倍電圧回路へ入力される単相電
源Ｌ，Ｎを有する装置を示す。倍電圧器は、先行する回
路の整流器４０に置換され、ダイオード１６０，１６１
と、キャパシタ１６２及び１６３とから構成されてい
る。メイン直流バス電圧は、ピークライン電圧のほぼ２
倍である。各キャパシタに印加される電圧は、全直流バ
ス電圧の半分である。フィルタバス１３０は、本発明の
態様に従って下方のバスキャパシタ１６１に接続され、
全直流バス電圧の半分である。倍電圧器のキャパシタに
印加される電圧を平衡化させる付加的な手段は、これら
の電圧を平衡化させることが倍電圧回路の動作の自然な
結果であることから必要とされていない。

【００６４】図１８は図１７と同様であるが、メイン直
流バス電圧の半分に満たない、より低いフィルタバス電
圧を得るために、図１５におけるように、抵抗１４０及
びツェナーダイオード１４１が追加されている。

【００６５】次いで、図１９に、先述の回路を集積回路
の能動フィルタチップ製品に統合化するための配置が示
されている。

【００６６】図１９の集積回路は、点線の周囲１７０で
図示される単一のシリコンチップに統合化された多数の
フィルタ素子を有することができる。集積回路１７１
は、トランジスタＱ_１及びＱ_２、図８の分圧器１０５，
１０６、図１３の浮動電源１２０乃至１２３、図８の増
幅器７０及び１０９（及び第２の増幅器１０９ａ）を含
む。ＩＣチップ１７０はさらに、（＋）フィルタバス、
（−）フィルタバス、キャパシタ４７、ＣＴ巻線４４及
びキャパシタＣ_ＶＤＤ、Ｃ_ＶＳＳのためのラベルの付い
たピンを含む複数のピン出力を有する。キャパシタ及び
その類似物を減結合するために、付加されたピンが設け
られてもよい。

【００６７】図２０は、集積回路１７０がスイッチング
電源における能動フィルタとしてどのように汎用のアプ
リケーションを有しているかを示している。このよう
に、スイッチング電源は、交流入力ラインＬ及びＮに接
続された入力整流器４０と、インバータ４１とを有して
もよい。インバータ４１の出力は、変圧器１８０に接続
され、変圧器１８０は次いで出力整流器１８１に接続さ
れている。すべての構成要素４０，４１及び１８１は、
ヒートシンク４９上に取り付けられている。ヒートシン
クは接地線に接続され、接地線は、図５におけるような
２次巻線４４を収容する検出用変流器の１次側を含んで
いる。

【００６８】次いで、能動コモンモードフィルタ集積回
路１７０は２次検出巻線４４に接続され、前述のように
コモンモード電流を制御する。

【００６９】図２０では差動ＣＴ４４，４５，４６では
なく電流センサ７１，４４を使用する手段が用いられて
いるが、これは、電源にはこうした回路の方がより一般
的に適用可能であってかつ有利であることと、変流器に
よってピックアップされない外来の接地電流を有するこ
とのある外部モータが存在しないこととを理由とする。

【００７０】電源の場合、接地された部品はすべて電源
自体に包含され（出力変圧器１８０は接地スクリーンを
保有することがある）、ゆえに、浮遊外部接地電流は存
在しないだろう。

【００７１】図５及び２０に図示されている接地接続に
おいて、それぞれが全負荷電流に対してサイズが決定さ
れた２つの１次巻線を有する場合に対し、ＣＴ７１，４
４が接地電流に対してサイズを決定されたただ１つの１
次巻線のみを有するので（接地線は実際に「生きた導通
状態の」導線と同じサイズでなければならない）、ＣＴ
７１，４４はより小さくなる。また、接地電流は直接に
検出されるため、差動誤差が発生する可能性は存在しな
い。

【００７２】本発明による能動コモンモードフィルタの
ための１つの基本的なシステムアーキテクチャは、トロ
イダル電流検出変成器２００を示す図２１に図示されて
いる。基本的な設計目的は、トロイダル電流検出変成器
２００を可能な限り小さくすることにある。好ましく
は、図２１に示されるように、１次巻線は、トロイダル
コアの中心をまっすぐに通過するただ単一の導線２０１
であるべきである。

【００７３】図２１のアーキテクチャは、閉ループのフ
ィードバックに基づいたシステムである。それは、セン
サ２００の１次側の信号が減衰された信号であり、その
ため、巻線４４、バッファ７０及びトランジスタＱ_１及
びＱ_２にてなる増幅器が高利得増幅器でなければならな
いようなフィードバックシステムである。従って、本シ
ステムは発振が可能な状態にされ、適度な大きさのＣＴ
を必要とする。つまり、図２１のアーキテクチャは、基
本的に、増幅器の出力電流ｉ_ｏと変流器の１次巻線２０
１への電流入力ｉ_ＧＮＤとの間に高い電流利得Ｇを必要
とする。理由は、下記の通りである。

【００７４】ａ）

【数１】 ここで、

【数２】

【００７５】ゆえに、ｉ_ＧＮＤを最小にするために、Ｇ
は高い値を持たなければならない。ｂ）バイポーラトラ
ンジスタＱ_１及びＱ_２の伝搬遅延時間は、出力電流ｉ_ｏ
とＣＴ２００の入力電流ｉ_ＧＮＤとの間の遅延をもたら
す。この遅延は、クロスオーバ点における接地電流の波
形にスパイクを発生させる。この効果は、発振電流ｉ
_{ＣＯＭ ＭＯＴ}の半周期が減少するとき、より顕著にな
る。ｉ_{ＣＯＭ ＭＯＴ}の典型的な半周期は２００乃至２
５０ナノ秒であり、クロスオーバのスパイクは有意であ
る。

【００７６】クロスオーバスパイクは、利得を増大させ
ることによって低減できる。利得が高くなると、クロス
オーバ周期の間にトランジスタＱ_１及びＱ_２のベースに
より多くのオーバードライブ電流が供給され、このこと
が遅延を少なくする。利得は、変流器の１次巻線の巻数
を増やすことによって増大することができる。残念なが
らこれは、変流器のサイズを最小化し、かつＣＴの中央
を１度だけ通過する１次巻線を使用するという基本的な
設計目標に反するので望ましくない。

【００７７】原則的に、利得は、演算増幅器回路７０の
利得を増やすことによって増大できる。実際には、これ
は、抑圧が困難であることが知られた閉ループ発振を発
生させる傾向がある。

【００７８】図２２には、改良されたアーキテクチャが
図示されている。図２２のアーキテクチャはフィードフ
ォワードアーキテクチャであり、そこにおいて、全ての
順方向電流ｉ_{ＣＯＭ ＭＯＴ}はＣＴ２００の１次巻線を
通って流れ、全電流は、接地電流が低減されていても常
に検出される。従って、増幅器は１．０に等しい利得を
必要とする。本システムは、１の利得をもちいて、良好
な安定性と小さなＣＴサイズとを有する。従って、図２
１におけるアーキテクチャとは対照的に、このアーキテ
クチャは、変流器の入力における電流ｉ_{ＣＯＭ ＭＯＴ}
と増幅器の出力電流ｉ_ｏとの間に１単位の電流利得Ｇを
必要とする。

【００７９】接地電流ｉ_ＧＮＤは、下記の通りである。

【００８０】

【数３】 ｉ_ＧＮＤ＝ｉ_{ＣＯＭ ＭＯＴ}−ｉ_ｏ ＝ｉ_{ＣＯＭ ＭＯＴ}−Ｇ・ｉ_{ＣＯＭ ＭＯＴ}

【００８１】ゆえに、接地電流を完全に相殺するために
は、利得Ｇが正確に１．０でなければならない。

【００８２】図２２のアーキテクチャの基本的な利点
は、以下の通りである。ａ）必要な電流利得Ｇは１だけ
であるので、変流器２００は、トロイダルコアの中央を
単一の１次巻線が通過するだけの、物理的にはるかに小
さいものであることができる。ｂ）変流器２００の入力
から増幅器１７０の出力までの全体電流利得が１．０だ
けであることから、当該回路は、不安定性に対する応答
性が低減している。ｃ）図２１の利点に対する図２２の
基本的アーキテクチャのさらなる利点は、変流器２００
において、単一の接地電流を検出する１次巻線ではなく
差動１次巻線を使用する場合に発生する。

【００８３】図２３は、図２１と同様の基本的なフィー
ドバックシステムアーキテクチャを図示しているが、こ
の場合のＣＴ２１０は、コモンモード電流はわずかな部
分のみを伝送するが、ノーマルモード電流はすべて伝送
する２つの差動２次巻線２１１及び２１２を有してい
る。差動巻線２１１と２１２の間の小さな不平衡は、結
果的にノーマルモード電流の不完全な相殺をもたらし、
「望ましい」コモンモード信号に加えて、２次側におい
て比較的大きな望ましくないノーマルモード信号を生み
出す。望ましくないノーマルモード信号は、望ましいフ
ィードバック信号をひずませ、能動フィルタの動作を無
効にする。

【００８４】図２４は、図２２の場合と同様の提案され
た基本的なフィードバックシステムのアーキテクチャを
図示し、ＣＴ２１０の差動１次巻線２１１及び２１２
は、全てのコモンモード電流と、同じく全てのノーマル
モード電流とを伝送する。従って、望ましいコモンモー
ド信号に対する、（２つの１次巻線間の不完全な相殺に
よって発生する）変成器の２次側４４における望ましく
ないノーマルモード信号の割合は、ここでは（コモンモ
ード信号がはるかに高いので）格段に低い。よって残留
する任意のノーマルモード信号は、増幅器の出力に対し
て比較的にはるかに小さいひずみ効果を有する。

【００８５】図２２のアーキテクチャに関する設計上の
潜在的な問題点は、接地電流の良好な相殺を得るために
は、増幅器１７０の入力／出力電流特性が線形でなけれ
ばならず、またこれは可能な限り１に近い利得と、可能
な限り小さい位相の遅延とを持たなければならないこと
にある。デバイスＱ_１及びＱ_２のためには、ＭＯＳＦＥ
Ｔが、そのより少ない伝搬遅延と、そのより良いＳＯＡ
とによって、バイポーラトランジスタよりも潜在的に良
い候補である。

【００８６】伝達特性の線形化は、主に、ゲートしきい
値電圧をオフセットする定在する直流バイアスと併せ
た、ＭＯＳＦＥＴソースフォロワの使用によって達成す
ることができる。また、増幅器周辺に付加的な「線形化
する」フィードバックを追加して、残留する非線形性及
び伝搬遅延を補正することもできる。この追加されたフ
ィードバックは高い利得を必要としないため、それは閉
ループの不安定性をもたらさない。

【００８７】図２５には、ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴト
ランジスタＱ_１及びＰチャンネルＭＯＳＦＥＴトランジ
スタＱ_２を使用する基本的な増幅器回路の実施形態が示
されている。図２５では、先行図面における構成要素に
類似する構成要素は同一の識別番号を有している。浮動
電源３００は、バイアスＶ_ＤＤ及びＶ_ＳＳを供給するた
めに設けられている。回路の構成要素は、点線の外形で
図示されるチップ１７０に容易に統合化される。増幅器
３０１及び３０２は、ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴＱ_１及
びＰチャンネルＭＯＳＦＥＴＱ_２をそれぞれ駆動し、両
ＭＯＳＦＥＴのゲートしきい値電圧をオフセットする正
及び負の各直流バイアス電圧を供給する。抵抗器Ｒ_ＦＢ
がオープン状態であると仮定して、増幅器３０１につい
て考察する。ｅ_ｏと表記されている増幅器３０１の出力
電圧は、下記の通りである。

【００８８】

【数４】

【００８９】ここで、ｉ_Ｓは巻線４４の出力であり、Ｒ
_Ｓ，Ｒ_１，Ｒ_２，Ｒ_４及びＶ_ＳＳは図２５に図示されて
おり、さらに次式が成立する。

【００９０】

【数５】

【００９１】Ｒ_２は、次式のように選択される。

【００９２】

【数６】

【００９３】ここで、ＶｇｔｈはＭＯＳＦＥＴＱ_１のゲ
ートしきい値電圧である。従って、増幅器３０１の出力
電圧は、ＭＯＳＦＥＴＱ_１のしきい値電圧を実質的に相
殺する、定在する直流バイアスを有している。

【００９４】Ｑ_１，Ｒ_{ＳＯＵＲＣＥ}，Ｒ_{ＳＥＮＳＥ}を備
えるソースフォロワ回路の出力電流ｉ_ｏは、下記の通り
である。

【００９５】

【数７】

【００９６】

【数８】 ｇｆｓ（Ｒ_{ＳＯＵＲＣＥ}＋Ｒ_{ＳＥＮＳＥ}）＞＞１ であれば、数７は近似的に次式に等しい。

【００９７】

【数９】

【００９８】数９は、ｉ_ｏがｉ_Ｓに比例することを示し
ている。無論これは、（ａ）Ｖｇｔｈが

【数１０】 によって完全に相殺されることと、（ｂ）

【数１１】 ｇｆｓ（Ｒ_{ＳＯＵＲＣＥ}＋Ｒ_{ＳＥＮＳＥ}）＞＞１ ということとの両仮定に基づいている。

【００９９】実際には、ｉ_ｏとｉ_Ｓの間にはある程度の
非線形性が発生する。この非線形性は、Ｒ_{ＳＥＮＳＥ}及
びＲ_ＦＢを備えるフィードバック回路によって低減され
る。

【０１００】Ｒ_{ＳＥＮＳＥ}は、ｅ_ＦＢ（＝ｉ_ｏ・Ｒ
_{ＳＥＮＳＥ}）が実質的にｅ_ｉｎ（＝ｉ_Ｓ・Ｒ_Ｓ）に等し
い、すなわちｅ_ＦＢが実質的にｅ_ｉｎの軌跡を追跡する
ように選択される。ｅ_ＦＢが完全にｅ_ｉｎの軌跡を追跡
すると、Ｒ_ＦＢに印加される電圧はゼロになり、Ｒ_ＦＢ
には電流が流れず、フィードバック回路は修正効果を持
たない。

【０１０１】（ｉ_ｏ・Ｒ_{ＳＥＮＳＥ}）が（ｉ_Ｓ・Ｒ_Ｓ）よ
り大きくなると、フィードバック電流がＲ_ＦＢを通って
増幅器３０１の負の入力端子へと流れる。これはｅ_ｏを
低減させる効果を有し、よって誤差が減少する。

【０１０２】逆に、（ｉ_ｏ・Ｒ_{ＳＥＮＳＥ}）が（ｉ_Ｓ・Ｒ
_Ｓ）より小さくなると、フィードバック電流はＲ_ＦＢを
通って増幅器３０１の負の入力端子とは離れる方向に流
れる。これはｅ_ｏを増大させる効果を有し、よって誤差
が減少する。

【０１０３】次に、ＣＴ２００について考察する。ＣＴ
２００の１次及び２次側の巻数は、それぞれＮ_Ｐ及びＮ
_Ｓで示す。

【０１０４】数９に戻って、ｉ_Ｓに

【数１２】 を代入すると、次式が得られる。

【０１０５】

【数１３】

【０１０６】抵抗値及びＮ_Ｓ（ＣＴ２００の２次側の巻
数）を適正に選択すると、

【数１４】 が成立し、数１３は次のようになる。

【０１０７】

【数１５】ｉ_ｏ＝ｉ_{ＣＯＭ ＭＯＴ}

【０１０８】これが、ｉ_ＧＮＤ＝０のために、必要とさ
れる構成条件である。

【０１０９】ＭＯＳＦＥＴＱ_２を駆動する増幅器回路３
０２の構成原理も同様である。

【０１１０】ＭＯＳＦＥＴＱ_１及びＱ_２は、少ない定在
する直流バイアス電流がこれらのトランジスタを通って
正の直流バスから負の直流バスへ流れるように、自動的
にバイアスを印加されることが望ましい。これは、これ
らのトランジスタがちょうど導通の点までバイアスが印
加され、それによって出力電流ｉ_ｏのクロスオーバひず
みが最小化されることを確立する。

【０１１１】従って、（ａ）クロスオーバひずみを防止
するには十分に大きいが、ＭＯＳＦＥＴＱ_１及びＱ_２に
おける著しい直流損失を防止するには十分に小さい、少
量の定在するバイアス電流を保持するため、及び（ｂ）
増幅器３０１及び３０２に電力を供給する浮動電源３０
０の共通の点の電位を、正及び負の直流バスの間のほぼ
中間点の電位に保持して、ＭＯＳＦＥＴＱ_１及びＱ_２の
動作ヘッドルームと、同様に、実質的に等しい損失及び
電圧の共用とを確立するために、ＭＯＳＦＥＴＱ_１及び
Ｑ_２の直流バイアス点に係るなんらかの形式の閉ループ
制御が必要とされる。

【０１１２】図２６は、これらの機能を実行する追加さ
れた回路を示している。図２６において、増幅器３１
１，３１２及び３１３が図２５の回路に追加されてお
り、これらはＩＣチップ１７０内に包含されてもよい。
従って、図２６を参照すると、増幅器３１１はＲ
_{ＳＯＵＲＣＥ}＋Ｒ_{ＳＥＮＳＥ}に印加される電圧を検出し
て増幅する。ｉ_ｏがゼロである「受動」周期の間、Ｒ
_{ＳＥＮＳＥ}に印加される電圧はゼロであり、Ｒ
_{ＳＯＵＲＣＥ}に印加される電圧は、正の直流バスからＭ
ＯＳＦＥＴＱ _１及びＱ_２を介して負の直流バスへと流れ
る定在する直流バイアス電流ｉ_{ＢＩＡ Ｓ}によって決ま
る。

【０１１３】従って受動周期の間、増幅器３１１の出力
電圧は、それ自体がＭＯＳＦＥＴＱ _１を流れる定在する
直流バイアス電流を表す、Ｒ_{ＳＯＵＲＣＥ}に印加される
電圧の増幅された反転バージョンを表す。バイアス電流
に起因する増幅器３１１の出力電圧は、ダイオードＤ１
の順方向のしきい値電圧より低いが、これに近い値であ
る。ゆえに、このダイオードは、受動周期の間は導通し
ない。

【０１１４】出力電流ｉ_ｏがＭＯＳＦＥＴＱ_１を通って
流れる能動周期の間、増幅器３１１の出力における電圧
は、急速に、ダイオードＤ１の順方向のしきい値電圧を
超えようとするが、この電圧にクランプされる。能動周
期のデューティサイクルは受動周期に比べると極めて小
さく、よって増幅器３１１の平均出力電圧は本質的に、
次式のような反転されて増幅器３１１の利得で乗算され
たＲ_{ＳＯＵＲＣＥ}に印加される定在する直流バイアス電
圧をちょうど表している。

【０１１５】

【数１６】

【０１１６】従って、増幅器３１２の出力電圧は次のよ
うになる。

【０１１７】

【数１７】 ここで、

【数１８】

【０１１８】ｅ_ｏ（３１１）ＲＥＦは、定在する直流バ
イアス電流ｉ_ＢＩＡＳのための所望の固定された基準値
を表しており、よってｅ_ｏ（３１２）は、所望の直流バ
イアス電流と実際の直流バイアス電流との間の増幅され
た誤差を表している。

【０１１９】この誤差電圧は、Ｒ１３を介して増幅器３
０１の入力に供給され、そのため、それの他の機能に加
えて増幅器３０１は、本質的に、ｉ_ＢＩＡＳを、設定さ
れた基準レベルに調整する。キャパシタ４７はＲ
_{ＳＥＮＳＥ}を流れるいかなる直流電流の流れも遮断する
ので、電流ｉ_ＢＩＡＳはまた、ＭＯＳＦＥＴＱ_２を流れ
る必要があることに注意する。

【０１２０】次に、浮動電源の共有点を実質的に正及び
負の直流バス電圧の間の中間点の電位に調整するための
手段を追加することが残っている。この機能は、抵抗Ｒ
１５及びＲ１６のそれぞれによって検出される正及び負
のバス電圧の間の差を増幅する増幅器３１３によって実
行される。増幅された差の電圧は、抵抗Ｒ１４を介して
増幅器３０２へ入力として供給され、そのため、増幅器
３０２は、それの他の機能に加えて、浮動電源の共有点
を実質的に正及び負のバス電圧の間の中間点の電位に調
整する。

【０１２１】上述されたこの新規な発明は、導電性の放
射ノイズを低減させ、かつＡ級及びＢ級モータ駆動装置
の要件を満たすことのできるモータ駆動回路の製造を可
能にする。この新規な発明の別の利点は、接地漏れ電流
が低減されて、過剰な接地電流に起因する回路の誤った
トリップが除去されることにある。接地漏れ電流の低減
は、モータフレームから接地までの増大されたキャパシ
タンスを有する、Ｒ４１０Ａのような高誘電率の冷却剤
を使用するコンプレッサモータの駆動装置にとっては非
常に重要である。

【０１２２】図２７は、零入力バイアス電流のためのフ
ィードバック回路が改変された、図２６の回路における
変形例を図示し、図２８は、本発明のコモンモードフィ
ルタの詳細な全体回路図である。図２７及び２８を参照
すると、この場合の増幅器３０１及び３０２周辺のメイ
ンフィードバックループは、Ｒ２３及びＲ２７を介して
トランジスタＱ_１及びＱ_２の各ソースに至る。直接に両
ＭＯＳＦＥＴのソースに至るこのフィードバックは、本
質的に電圧ｅ_ｏ３０１及びｅ_ｏ３０２に各入力電圧ｅ
_ｉｎ３０１及びｅ_ｉｎ３０２を追跡させ、ＭＯＳＦＥＴ
Ｑ_１及びＱ_２の非線形の伝達特性を克服し、キャパシタ
Ｃ１及びＣ１３は、増幅器３０１及び３０２のそれぞれ
の望ましくない発振を防止する。各増幅器に対するｅ_ｏ
とｅ_ｉｎの間の全体的な線形性は、図２６の回路によっ
て取得される線形性よりも格段に改善されている。

【０１２３】ＭＯＳＦＥＴのソースに直接に接続されて
いるフィードバック抵抗の上述の配置の場合、増幅器自
体の直に隣接した周辺にはフィードバック抵抗が存在し
ない。従って、ｅ_ｉｎ３０１が負になると、トランジス
タＱ_１は負の入力電流を複製できないので増幅器３０１
の出力は飽和し、ｅ_ｉｎ３０２が正になると、トランジ
スタＱ_２は正の入力電流を複製できないために増幅器３
０２の出力は飽和する。

【０１２４】個別の「許可された極性専用」の入力は、
増幅器３０１に対してはダイオードＤ４及びＲ２２を介
して得て、増幅器３０２に対してはダイオードＤ５及び
Ｒ４７を介して得られる。ｅ_ｉｎ３０１は、ｉ_{ＣＯＭ
ＭＯＴ}の正の周期の間は正であり、負の周期の間はゼロ
である。ｅ_ｉｎ３０２は、ｉ_{ＣＯＭ ＭＯＴ}の負の周期
の間は負であり、正の周期の間はゼロである。

【０１２５】従って、ｉ_{ＣＯＭ ＭＯＴ}が負のとき、増
幅器３０１はこの周期の間に入力を受けないためにその
出力電圧は飽和せず、代わりに、本質的にＱ_１のしきい
値電圧に留まる。同様に、ｉ_{ＣＯＭ ＭＯＴ}が正のと
き、増幅器３０２の出力電圧は本質的にＱ_２のしきい値
電圧に留まる。従って、これらの増幅器のそれぞれの出
力は、そのアイドル期間の間、所望のＭＯＳＦＥＴゲー
トしきい値レベルにあって、それらの個別のＭＯＳＦＥ
Ｔにおける電流を最小のクロスオーバひずみを有してｉ
_{ＣＯＭ ＭＯＴ}のクロスオーバ点において駆動する準備
ができた状態を保持する。

【０１２６】電流検出変成器の２次巻線４４は、本質的
に電流源であることを注意する。ゆえに、Ｒ２２に印加
される電圧は、これが正であるときｉ_{ＣＯＭ ＭＯＴ}に
正比例する。Ｒ４７に印加される電圧は、これが負であ
るときｉ_{ＣＯＭ ＭＯＴ}に正比例する。ダイオードＤ４
及びＤ５に対する電圧降下は電流の波形をひずませず、
Ｒ２２及びＲ４７に対する電流に依存する信号に、いか
なる有意なひずみも導入しない。

【０１２７】図２６における増幅器３１１及び３１２
は、抵抗Ｒ１３、増幅器３０１及びＭＯＳＦＥＴＱ_１を
介して零入力バイアス電流を調整する。図２６における
増幅器３１３は、抵抗Ｒ１４、増幅器３０２及びＭＯＳ
ＦＥＴＱ_２を介してソース抵抗の共有点における電位を
調整する。図２８の回路では、これらの機能が逆転され
ている。増幅器Ｕ２及びＵ３（増幅器３１１及び３１２
に相当）は、Ｒ４３及び増幅器Ｕ１Ｂ（３０２に相当）
及びＱ_２を介して零入力電流を調整する。増幅器Ｕ４
（３１３に相当）は、抵抗Ｒ７、増幅器Ｕ１Ａ（３０１
に相当）及びＱ_１を介してソース抵抗の共有点における
電位を調整する。Ｑ_１及びＱ_２間のこれらの機能の交換
は基本原理を変えないが、実際には図２８の配置の方が
優れていることが分かっている。

【０１２８】図２６を参照すると、増幅器３１１に対す
るクランピングダイオードＤ１は、出力電流がＱ_１から
４７を介して大地へ流れるときの、増幅器３１１の望ま
しくない出力電圧を軽減する１つの方法である。しかし
ながら、理想的には、増幅器３１１の出力は、常に出力
電流の重畳成分が全く存在しない零入力バイアス電流の
みを表すべきであり、出力電流のパルスの間に変動して
はならない。実際には、増幅器３１１の出力において零
入力電流のフィードバック信号から出力電流成分を「ク
ランプアウト」するこの図２６の方法では、一般に零入
力バイアス電流を十分に正確には調整できない。これ
は、出力電流の各パルスの間に零入力バイアス電流のフ
ィードバック信号がある程度劣化されるためである。

【０１２９】図２７及び２８の回路では、この問題を解
決するために、部品Ｒ５０，Ｒ５１，Ｒ５２，Ｄ１０及
びＤ１１が追加されている。従って、トランジスタＱ_２
によって伝送される出力電流に比例する電圧がＲ５０に
対して誘起される。この電圧はＲ５２を介して増幅器３
１１／Ｕ２に第２の入力として印加され、そのためこれ
は、Ｒ１２を介して増幅器３１１（Ｕ２）の入力に印加
される、出力電流成分によって発生された、Ｒ
_{ＳＯＵＲＣＥ（Ｑ２）}（Ｒ３０など）に対して生成され
る電圧を完全に相殺する。従って、Ｒ１２及びＲ５２の
組合せを介した増幅器３１１（Ｕ２）への正味の入力
は、Ｒ_{ＳＯＵＲＣＥ（Ｑ２）}及びＱ_２を通って流れる零
入力バイアス電流のみによるものである。これは、出力
においてＲ５０又はＲ５１には流れない。これで、３１
１（Ｕ２）の出力は、出力電流が流れているか否かに関
わりなく、零入力バイアス電流のみを表すレベルにおい
て一定に留まる。この配置を使用すれば、図２６におけ
るクランピングダイオードＤ１はもはや必要でない。

【０１３０】本発明をそれの特定の実施形態に関連して
説明してきたが、当業者には、多くの他の変形及び修正
及び他の使用が明らかになるだろう。ゆえに、本発明
は、本願明細書における特定の開示によって限定されな
いことが望ましい。

【図面の簡単な説明】

【図１】 モータ駆動回路のための従来技術に係るコモ
ンモード能動フィルタの回路図である。

【図２】 ヘッドルーム電圧の問題を説明するための、
図１の回路の等価回路を示す図である。

【図３】 電流検出変成器とトランジスタとの間に緩衝
増幅器を使用する本発明に係る一改良例の回路図であ
る。

【図４】 電流検出１次巻線が交流回路に設けられてい
る、図３の回路の変形例を示す図である。

【図５】 変流器の１次巻線が接地線に存在する、図３
の回路の別の変形例の回路図である。

【図６】 トランジスタの動作に対して十分なヘッドル
ームを確立するために各トランジスタに対する平衡用抵
抗を使用する、図３の回路の改良例を示す図である。

【図７】 ヘッドルームを確立するための、能動クラン
プ回路を使用する回路の別の実施形態を示す図である。

【図８】 中間点直流バス電位が能動的に調整される、
ヘッドルーム制御回路のさらに別の実施形態を示す図で
ある。

【図９】 図８の回路の等価回路を示す図である。

【図１０】 十分なヘッドルームが供給される第１のヘ
ッドルーム条件に対する、ライン周波数における、接地
電圧と、トランジスタＱ_１及びＱ_２に印加される電圧
と、フィルタキャパシタに印加される電圧と、接地電流
ｉ_ＧＮＤとを示すグラフである。

【図１１】 瞬間のヘッドルームが存在しない第２のヘ
ッドルーム条件に対する、ライン周波数における、接地
電圧と、トランジスタＱ_１及びＱ_２に印加される電圧
と、フィルタキャパシタに印加される電圧と、接地電流
ｉ_ＧＮＤとを示すグラフである。

【図１２】 ちょうど十分なヘッドルームであり、接地
電流が最小である第３のヘッドルーム条件に対する、ラ
イン周波数における、接地電圧と、トランジスタＱ_１及
びＱ_２に印加される電圧と、フィルタキャパシタに印加
される電圧と、接地電流ｉ_ＧＮＤとを示すグラフであ
る。

【図１３】 その電力を直流バスから得るための、先行
する図面の増幅器回路のための新規な電源を示す図であ
る。

【図１４】 フィルタバス電圧がメイン直流バス電圧よ
り低い、前述の回路の改良例の回路図である。

【図１５】 低減されたフィルタバス電圧を電圧低下抵
抗とツェナーダイオードの回路から得るための、図１４
の回路の代替例を示す図である。

【図１６】 低減されたフィルタ電圧を得るための、直
列のバスキャパシタを使用するもう１つの回路を示す図
である。

【図１７】 全バス電圧の２分の１である低減されたフ
ィルタ電圧を得て、倍電圧器を使用する回路を示す図で
ある。

【図１８】 フィルタ電圧が全直流バス電圧の２分の１
より低い、図１７の回路と同様の回路を示す図である。

【図１９】 先行する諸図面に係るフィルタ素子のうち
の選択されたものが単一のシリコンチップに統合化され
ている、集積回路チップの図である。

【図２０】 スイッチング電源に能動フィルタＩＣチッ
プを有する回路のアーキテクチャを示す図である。

【図２１】 モータ駆動回路に能動フィルタＩＣチップ
を使用し、接地線に電流センサの１次側を設けた、フィ
ードバックに基づくアーキテクチャを示す図である。

【図２２】 改良された動作を可能にするフィードフォ
ワードシステムを使用する、図２１のアーキテクチャの
変形例を示す図である。

【図２３】 図２１のアーキテクチャと同様であるが、
差動変流器を使用するアーキテクチャを示す図である。

【図２４】 差動変流器を有する図２２のアーキテクチ
ャを示す図である。

【図２５】 デバイスＱ_１及びＱ_２としてバイポーラト
ランジスタの代わりにパワーＭＯＳＦＥＴを使用する、
本発明の新規な能動フィルタを示す図である。

【図２６】 別の制御素子を追加する、図２５の改良例
を示す図である。

【図２７】 零入力バイアス電流の改良された制御のた
めの、図２６の回路の変形例を示す図である。

【図２８】 本発明に係るコモンモードフィルタの好ま
しい実施形態の全回路図である。

【符号の説明】 ４０…整流器、 ４０ａ…フィルタキャパシタ、 ４１…ＰＷＭ制御されたインバータ、 ４２…交流モータ、 ４３…接地線、 ４３ａ…接地端子、 ４４…出力巻線、 ４５，４６…入力巻線、 ４７…直流分離キャパシタ、 ４９…ヒートシンク、 ５０，５１，９５，９６…直流電源、 ５２，５２ａ…交流電源、 ５３，１０７…ノード、 ７０，１３２…演算増幅器、 ７１…１次巻線、 ８５，８６，１０５，１０６，Ｒ_１，Ｒ_２…抵抗、 ９０，９１，９２…加算回路、 ９３，９４，１０９，３０１，３０２，３１１，３１
２，３１３…増幅器、 ９７，９８…端子、 ９９…高周波フィルタ、 １０８…加算比較器、 １２０，１２１…電流源、 １２２，１２３…ツェナーダイオード、 １３０…正のフィルタバス、 １３１，１６２，１６３…キャパシタ、 １４０…電圧低下抵抗、 １４１…電圧レギュレータダイオード、 １４５，１４６…直流バスキャパシタ、 １４７…能動レギュレータブロック、 １６０，１６１…ダイオード、 １７０…集積回路、 １８０…変圧器、 １８１…出力整流器、 ２００…トロイダル電流検出変成器、 ２０１…１次巻線、 ２１０…変流器、 ２１１，２１２…差動巻線、 ３００…浮動電源、 Ｌ…入力端子、 Ｎ…中性点端子、 Ｑ１，Ｑ２…トランジスタ。

【手続補正書】

【提出日】平成１３年６月２０日（２００１．６．２
０）

【手続補正１】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】特許請求の範囲

【補正方法】変更

【補正内容】

【特許請求の範囲】

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 ブライアン・アール・ペリー アメリカ合衆国90274カリフォルニア州パ ロス・ベルデス・エステイツ、ビア・ラン デタ1253番 Ｆターム(参考） 5H007 AA01 AA08 BB06 CA01 CB05 CC01 CC09 EA02 5H740 BA11 BA18 BB05 BB09 BB10 NN03 NN17

Claims (48)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 パルス幅変調されたモータ駆動回路にお
   いてコモンモード電流を低減するための能動フィルタで
   あって、 上記モータ駆動回路は、交流電源と、上記交流電源に接
   続され、かつ正の直流バス及び負の直流バスに接続され
   る整流された出力電圧を発生する整流器と、上記正の直
   流バス及び負の直流バスに接続された複数の入力端子を
   有しかつ制御された交流出力を有するＰＷＭインバータ
   と、上記ＰＷＭインバータの上記交流出力によって駆動
   されるモータと、上記モータから延在する接地線と、上
   記接地線において上記駆動回路内のコモンモード電流を
   測定する電流センサとを備え、上記電流センサは上記コ
   モンモード電流に関連した出力電流を発生し、 上記能動フィルタは、それぞれが第１及び第２のメイン
   電極と制御電極とを有する第１及び第２のトランジスタ
   と、少なくとも１つの緩衝増幅器とを備え、上記第１及
   び第２のトランジスタの上記第１の電極は共通ノードに
   接続され、上記第１及び第２トランジスタの上記第２の
   電極はそれぞれ上記正の直流バス及び上記負の直流バス
   に接続され、上記少なくとも１つの緩衝増幅器は上記電
   流センサの上記出力に接続された入力と少なくとも１つ
   の上記制御電極に接続された出力とを有し、直流分離キ
   ャパシタは上記第１及び第２のトランジスタの上記第１
   の電極の上記共通ノードを上記接地線に接続するコモン
   モード電流を低減するための能動フィルタ。
2. 【請求項２】 上記電流センサは、上記正及び負の直流
   バスにそれぞれ直列接続された第１及び第２の巻線と、
   上記コモンモード電流に関連した上記出力電流を発生す
   る出力巻線とを有する差動変流器である請求項１記載の
   装置。
3. 【請求項３】 上記電流センサは、上記接地線と直列接
   続された１次巻線と、上記コモンモード電流に関連した
   上記出力電流を発生する２次巻線とを有する変流器であ
   る請求項１記載の装置。
4. 【請求項４】 上記変流器はトロイダルコアを有する請
   求項２記載の装置。
5. 【請求項５】 上記変流器はトロイダルコアを有し、上
   記１次巻線は上記トロイダルコア上の単一のターンであ
   る請求項３記載の装置。
6. 【請求項６】 上記第１及び第２のトランジスタは相補
   的なＮＰＮ及びＰＮＰバイポーラトランジスタであり、
   それらの上記第１の電極はエミッタ電極である請求項１
   記載の装置。
7. 【請求項７】 上記第１及び第２のトランジスタは相補
   的なＮ及びＰチャンネルパワーＭＯＳＦＥＴであり、上
   記第１の電極はソース電極である請求項１記載の装置。
8. 【請求項８】 上記電流センサは、上記整流器に接続さ
   れた上記交流電源の各ラインに接続された第１及び第２
   の巻線と、上記コモンモード電流に関連した上記出力電
   流を発生する出力巻線とを有する差動変流器である請求
   項１記載の装置。
9. 【請求項９】 上記第１及び第２の各トランジスタに接
   続され、実質的に上記交流電源の全波整流されたサイク
   ルにわたってその線形増幅動作を可能にする十分な電圧
   を、各トランジスタの上記第１及び第２の電極の間で保
   持するヘッドルーム電圧制御回路をさらに含む請求項１
   記載の装置。
10. 【請求項１０】 上記ヘッドルーム電圧制御回路は、上
    記第１及び第２のトランジスタとそれぞれ並列接続され
    た第１及び第２の抵抗器を含む請求項９記載の装置。
11. 【請求項１１】 上記ヘッドルーム電圧制御回路は、上
    記第１及び第２のトランジスタにそれぞれ接続され、上
    記トランジスタのそれぞれに対してヘッドルーム電圧が
    与えられた値を下回って減少することを防止する各能動
    クランプ回路を備えた請求項９記載の装置。
12. 【請求項１２】 上記ヘッドルーム電圧制御回路は、上
    記正及び負の直流バスの間の直流電位の中間値である中
    間値電位を生成する第１の回路と、上記中間値の直流電
    圧と上記第１及び第２のトランジスタのノードにおける
    電圧との間の差に接続された入力、及び上記第１の言及
    された増幅器の入力に接続された出力を有し、上記ノー
    ドにおける平均電圧を上記中間値の電圧に能動的に調整
    する第２の増幅器とを備えた請求項９記載の装置。
13. 【請求項１３】 上記直流バスに接続された、低減され
    た電圧の正のフィルタバスをさらに含み、上記第１及び
    第２のトランジスタの上記第２の電極は、それぞれ上記
    低減された電圧の正のフィルタ直流バス及び上記負の直
    流バスに接続された請求項１記載の装置。
14. 【請求項１４】 上記正及び負の直流バスの間に接続さ
    れた、直列接続された抵抗器及びツェナーダイオードを
    さらに含み、上記正の直流フィルタバスは上記抵抗器と
    上記ツェナーダイオードの間のノードに接続された請求
    項１３記載の装置。
15. 【請求項１５】 上記正及び負の直流バスに対して接続
    された、第１及び第２の直列接続されたキャパシタをさ
    らに含み、上記直流フィルタバスは上記第１及び第２の
    キャパシタの間のノードに接続された請求項１３記載の
    装置。
16. 【請求項１６】 上記整流器は、上記正及び負の直流バ
    スに対して接続されかつ上記第１及び第２のキャパシタ
    と並列接続された２つの直列接続されたダイオードを含
    む倍電圧回路を備え、上記交流電源は上記各ダイオード
    と上記各キャパシタの間の各ノードに接続された請求項
    １５記載の装置。
17. 【請求項１７】 上記緩衝増幅器は少なくとも第１及び
    第２の電源入力と上記緩衝増幅器の複数の入力にバイア
    ス電圧を印加する電源回路とを有し、上記電源回路は第
    １及び第２の電流源と第１及び第２のツェナーダイオー
    ドとを備え、上記第１のツェナーダイオードのアノード
    は第１のノードにおいて上記第２のツェナーダイオード
    のカソードに接続され、上記第１のツェナーダイオード
    のカソードは上記第１の電流源の１つの端子に接続さ
    れ、上記第２のツェナーダイオードの上記アノードは上
    記第２の電流源の１つの端子に接続され、上記第１及び
    第２の電流源の第２の端子はそれぞれ上記正及び負の直
    流バスに接続され、上記第１の電流源と上記第１のツェ
    ナーダイオードとの間のノードは上記第１の電源入力に
    接続され、上記第２の電流源と上記第２のツェナーダイ
    オードの間のノードは上記第２の電源入力に接続された
    請求項１記載の装置。
18. 【請求項１８】 上記直流分離キャパシタと上記接地線
    との間の上記共通ノードは、上記変流器の上記１次巻線
    と上記モータとの間に設けられた請求項３記載の装置。
19. 【請求項１９】 上記変流器の上記１次巻線は、上記直
    流分離フィルタキャパシタと上記接地線との間の上記共
    通ノードと、上記モータとの間に設けられた請求項３記
    載の装置。
20. 【請求項２０】 上記第１及び第２のトランジスタと上
    記緩衝増幅器は共通の集積回路チップの中に形成される
    請求項１記載の装置。
21. 【請求項２１】 上記第１及び第２のトランジスタと上
    記緩衝増幅器回路と上記ヘッドルーム制御回路とは共通
    の集積回路の中に形成される請求項９記載の装置。
22. 【請求項２２】 上記第１及び第２のトランジスタと上
    記緩衝増幅器と上記直列接続された抵抗器及びツェナー
    ダイオードとは共通の集積回路の中に形成される請求項
    １４記載の装置。
23. 【請求項２３】 上記第１及び第２のトランジスタと上
    記緩衝増幅器と上記電源回路とは共通の集積回路の中に
    形成される請求項１７記載の装置。
24. 【請求項２４】 上記電流センサは上記接地線内に接続
    された請求項１記載の装置。
25. 【請求項２５】 上記電流センサは少なくとも１つの１
    次巻線と２次巻線とを有する変流器を備え、上記２次巻
    線は上記緩衝増幅器の上記入力に接続され、上記少なく
    とも１つの１次巻線は上記正の直流バスと上記第１のト
    ランジスタの上記第２の電極との間に接続され、それに
    よってフィードバックアーキテクチャを画成する請求項
    １記載の装置。
26. 【請求項２６】 上記電流センサは少なくとも１つの１
    次巻線と２次巻線とを有する変流器を備え、上記２次巻
    線は上記緩衝増幅器の上記入力に接続され、上記少なく
    とも１つの１次巻線は上記インバータの上記入力端子の
    うちの１つと上記第１のトランジスタの上記第２の電極
    との間に接続され、それによってフィードフォワードア
    ーキテクチャを画成する請求項１記載の装置。
27. 【請求項２７】 パルス幅変調されたモータ駆動回路に
    おいてコモンモード電流を低減するための能動フィルタ
    であって、 上記モータ駆動回路は、交流電源と、上記交流電源に接
    続され、かつ正の直流バス及び負の直流バスに接続され
    る整流された出力電圧を発生する整流器と、上記正の直
    流バス及び負の直流バスに接続された複数の入力端子を
    有しかつ制御された交流出力を有するＰＷＭインバータ
    と、上記ＰＷＭインバータの上記交流出力によって駆動
    されるモータと、上記モータから延在する接地線と、上
    記駆動回路内のコモンモード電流を測定する電流センサ
    とを備え、上記電流センサは上記コモンモード電流に関
    連した出力電流を発生し、 上記能動フィルタは、それぞれが第１及び第２のメイン
    電極と制御電極とを有する第１及び第２のトランジスタ
    を備え、上記第１及び第２のトランジスタの上記第１の
    電極は共通ノードに接続され、第１及び第２のトランジ
    スタの上記第２の電極はそれぞれ上記正の直流バス及び
    上記負の直流バスに直接に接続され、直流分離キャパシ
    タは上記第１及び第２のトランジスタの上記第１の電極
    の上記共通ノードを上記接地線に接続し、 上記電流センサは、上記正及び負の直流バスにそれぞれ
    直列接続された第１及び第２の巻線と、上記共通ノード
    電流に関連した上記出力電流を発生する出力巻線とを有
    する差動変流器を備え、上記出力巻線は上記制御電極に
    接続され、上記回路は上記変流器と上記トランジスタと
    による増幅度が１である増幅を用いるフィードフォワー
    ドシステムのアーキテクチャを有するコモンモード電流
    を低減するための能動フィルタ。
28. 【請求項２８】 上記変流器はトロイダルコアを有する
    請求項２７記載の装置。
29. 【請求項２９】 上記第１及び第２のトランジスタに接
    続され、実質的に上記交流電源の全波整流されたサイク
    ルにわたってその線形増幅動作を可能にする十分な電圧
    を、各トランジスタの上記第１及び第２の電極の間で保
    持するヘッドルーム電圧制御回路をさらに含む請求項２
    ７記載の装置。
30. 【請求項３０】 上記直流バスに接続された低減された
    電圧の正のフィルタバスをさらに含み、上記第１及び第
    ２のトランジスタの上記第２の電極は、それぞれ上記低
    減された電圧の正のフィルタ直流バス及び上記負の直流
    バスに接続された請求項２７記載の装置。
31. 【請求項３１】 上記第１及び第２のトランジスタは共
    通の集積回路チップの中に形成される請求項２７記載の
    装置。
32. 【請求項３２】 上記第１及び第２のトランジスタと上
    記ヘッドルーム制御回路とは共通の集積回路の中に形成
    される請求項２７記載の装置。
33. 【請求項３３】 パルス幅変調されたモータ駆動回路に
    おいてコモンモード電流を低減するための能動フィルタ
    であって、 上記モータ駆動回路は、交流電源と、上記交流電源に接
    続され、かつ正の直流バス及び負の直流バスに接続され
    る整流された出力電圧を発生する整流器と、上記正の直
    流バス及び負の直流バスに接続された複数の入力端子を
    有しかつ制御された交流出力を有するＰＷＭインバータ
    と、上記ＰＷＭインバータの上記交流出力によって駆動
    されるモータと、上記モータから延在する接地線と、上
    記駆動回路内のコモンモード電流を測定する電流センサ
    とを備え、上記電流センサは上記コモンモード電流に関
    連した出力電流を発生し、 上記能動フィルタは、それぞれが第１及び第２のメイン
    電極と制御電極とを有する第１及び第２のトランジスタ
    を備え、上記第１及び第２のトランジスタの上記第１の
    電極は共通ノードに接続され、第１及び第２のトランジ
    スタの上記第２の電極はそれぞれ上記正の直流バス及び
    上記負の直流バスに直接に接続され、上記電流センサ出
    力は上記制御電極のうちの少なくとも１つに接続され、
    直流分離キャパシタは上記第１及び第２のトランジスタ
    の上記第１の電極の上記共通ノードを上記接地線に接続
    し、ヘッドルーム電圧制御回路は、上記第１及び第２の
    トランジスタに接続され、実質的に上記交流電源の全波
    整流されたサイクルにわたってそれらの線形増幅動作を
    可能にする十分な電圧を、上記トランジスタの第１及び
    第２の電極の間で保持するコモンモード電流を低減する
    ための能動フィルタ。
34. 【請求項３４】 上記ヘッドルーム電圧制御回路は、そ
    れぞれ上記第１及び第２のトランジスタと並列接続され
    た第１及び第２の抵抗器を含む請求項３３記載の装置。
35. 【請求項３５】 上記ヘッドルーム電圧制御回路は、上
    記第１及び第２のトランジスタに接続され、上記トラン
    ジスタのそれぞれに対してヘッドルーム電圧が与えられ
    た値を下回って減少することを防止する各能動クランプ
    回路を備えた請求項３３記載の装置。
36. 【請求項３６】 上記直流バスに接続された低減された
    電圧の正のフィルタバスをさらに含み、上記第１及び第
    ２のトランジスタの上記第２の電極は、それぞれ上記低
    減された電圧の正のフィルタ直流バス及び上記負の直流
    バスに接続された請求項３３記載の装置。
37. 【請求項３７】 上記正及び負の直流バスの間に接続さ
    れた、直列接続された抵抗器及びツェナーダイオードを
    さらに含み、上記正の直流フィルタバスは上記抵抗器と
    上記ツェナーダイオードの間のノードに接続された請求
    項３６記載の装置。
38. 【請求項３８】 上記正及び負の直流バスに対して接続
    された第１及び第２の直列接続されたキャパシタをさら
    に含み、上記直流フィルタバスは上記第１及び第２のキ
    ャパシタの間のノードに接続された請求項３６記載の装
    置。
39. 【請求項３９】 パルス幅変調されたモータ駆動回路に
    おいてコモンモード電流を低減するための能動フィルタ
    であって、 上記モータ駆動回路は、交流電源と、上記交流電源に接
    続され、かつ正の直流バス及び負の直流バスに接続され
    る整流された出力電圧を発生する整流器と、上記正の直
    流バス及び負の直流バスに接続された入力端子を有しか
    つ制御された交流出力を有するＰＷＭインバータと、上
    記ＰＷＭインバータの上記交流出力によって駆動される
    モータと、上記モータから延在する接地線と、上記駆動
    回路内のコモンモード電流を測定する電流センサとを備
    え、上記電流センサは上記コモンモード電流に関連した
    出力電流を発生し、 上記能動フィルタは、それぞれが第１及び第２のメイン
    電極と制御電極とを有する第１及び第２のトランジスタ
    を備え、上記第１及び第２のトランジスタの上記第１の
    電極は共通ノードに接続され、第１及び第２のトランジ
    スタの上記第２の電極はそれぞれ上記正の直流バス及び
    上記負の直流バスに接続され、上記電流センサ出力は上
    記制御電極のうちの少なくとも１つに接続され、直流分
    離キャパシタは上記第１及び第２のトランジスタの上記
    第１の電極の上記共通ノードを上記接地線に接続し、低
    減された電圧の正のフィルタバスは上記直流バスに接続
    され、上記第１のトランジスタの上記第２の電極は上記
    低減された電圧の正のフィルタバスに接続されたコモン
    モード電流を低減するための能動フィルタ。
40. 【請求項４０】 上記正及び負の直流バスの間に接続さ
    れた、直列接続された抵抗器及びツェナーダイオードを
    さらに含み、上記正の直流フィルタバスは上記抵抗器と
    上記ツェナーダイオードの間のノードに接続された請求
    項３９記載の装置。
41. 【請求項４１】 上記正及び負の直流バスに対して接続
    された第１及び第２の直列接続されたキャパシタをさら
    に含み、上記直流フィルタバスは上記第１及び第２のキ
    ャパシタの間のノードに接続された請求項３９記載の装
    置。
42. 【請求項４２】 上記整流器は、上記第１及び第２のキ
    ャパシタと並列接続された、２つの直列接続されたダイ
    オードを含む倍電圧回路を備え、上記交流電源は上記各
    ダイオードと上記各キャパシタの間の各ノードに接続さ
    れた請求項４１記載の装置。
43. 【請求項４３】 上記変流器はトロイダルコアを有し、
    上記第１及び第２の巻線はそれぞれ単一のターンである
    請求項２記載の装置。
44. 【請求項４４】 上記直流分離キャパシタと上記接地線
    との間の上記共通ノードは上記変流器の上記１次巻線と
    上記モータとの間に設けられた請求項３記載の装置。
45. 【請求項４５】 上記変流器の上記１次巻線は、上記直
    流分離フィルタキャパシタと上記接地線の間の上記共通
    ノードと、上記モータとの間に設けられた請求項３記載
    の装置。
46. 【請求項４６】 上記正又は負の電圧バスの１つに接続
    された、低減されたフィルタ電圧バスをさらに含み、上
    記第１及び第２のトランジスタの上記第２の電極は上記
    低減されたフィルタ電圧バスに接続された請求項１記載
    の装置。
47. 【請求項４７】 上記低減されたフィルタ電圧バスは上
    記負電圧バスに接続された請求項４６記載の装置。
48. 【請求項４８】 上記第１及び第２のトランジスタはＭ
    ＯＳＦＥＴであり、上記第１及び第２のトランジスタの
    １つの上記制御電極の１つに接続された零入力バイアス
    電流回路と、上記バイアス電流回路に接続され、上記各
    ＭＯＳＦＥＴトランジスタの零入力ゲート電圧をそれら
    のしきい値電圧に保持するように零入力バイアス電流を
    調整し、それによって上記ＭＯＳＦＥＴの出力電流のク
    ロスオーバひずみを除去する調整回路とをさらに含む請
    求項２６記載の装置。