JP4608576B2 - ツイストペア通信システム、装置、及びそのための方法 - Google Patents

Description

本発明の好適な実施形態は、ツイストペア通信システムの放出レベルの低減に関する。本発明は、高速２線式ＣＡＮネットワークの設置に適用可能であるが、それに限定されるものではない。

自動車エレクトロニクスの分野では、高速のコントローラ・エリア・ネットワーク（ＣＡＮ）の使用が、益々普及するようになってきている。典型的な自動車応用では、ＣＡＮは、自動車の周りに引き回すことができる２線式多重通信リンクを提供する。従って、ＣＡＮは、自動車処理ユニットが遠隔の電気／信号処理ユニット、例えば、自動車ランプ・モジュール、ブレーキ・システム、エアーバッグ・モジュール等と効果的に通信するための単純な機構を提供する。

路上走行車用のＣＡＮ仕様は、以下で説明されるように、国際標準化機構（ＩＳＯ）により規定されている。
（ｉ）ＩＳＯ１１８９８−２：高速物理層−パート２
（ｉｉ）ＩＳＯ１１８９８−３：低速故障耐性物理層−パート３
（ｉｉｉ）ＩＳＯ１１８９８−４：時間トリガＣＡＮ
（ｉｖ）ＩＳＯ１１８９８−５：低電力モード及び起動（ｗａｋｅ ｕｐ）モード付きの高速物理層。

ＣＡＮ仕様は、例えば、１０メートル長にわたる通信を支援する。しかしながら、ＣＡＮバスにこの長さにわたる通信を支援することを要求すると、この長いワイヤは、アンテナとして作用し、そこで、電磁干渉（ＥＭＩ）及び静電放電（ＥＳＤ）のような、自動車の電気的過渡事象並びに産業の過渡事象を実際上受けやすい。

更に、ワイヤが非常に長い場合があるので、ワイヤにより送られた信号のスルー・レートの制御がまた、いずれのＥＭＣ放出を避けるため非常に重要であることが知られている。その上、ＣＡＮバスを問題となる自動車環境で首尾良く動作させるため、ＣＡＮ送受信器はまた、高電圧の過渡事象に対して耐性を有することができなければならない。

従って、２つのＣＡＮワイヤのスイッチング（切り替え）間でそれぞれの装置の良好な制御及びマッチング（整合）を保証することは重要である。それぞれのワイヤ間でのスルー・レートの良好なマッチングを保証するため、２つのワイヤ（即ち、高側ＣＡＮ（ＣＡＮ−Ｈ）及び低側ＣＡＮ（ＣＡＮ−Ｌ））が、性能について整合されており、そして均等に制御されなければならない。

典型的なＣＡＮドライバ回路が、図１に示されている。ＣＡＮドライバ回路は、ＣＡＮ−Ｈドライバ１０４及びＣＡＮ−Ｌドライバ１０６の両方に入力されるデジタル送信入力信号１０２を備える。動作の高速性及び対称性の両方を達成するため、低電圧に整合した部品が、一般的に用いられる。ＣＡＮ−Ｈドライバは、例えば、ｐｎｐトランジスタ１３０を、Ｖ_ＣＣ１０８に動作可能に結合された能動デバイスとして利用し、一方、ＣＡＮ−Ｌドライバは、例えば、ｎｐｎトランジスタ１３２を、接地１１０に動作可能に結合された能動デバイスとして利用する。

ＣＡＮ−Ｈドライバ１０４及びＣＡＮ−Ｌドライバ１０６のそれぞれからの出力１１８及び１２０は、比較器１１２に対する入力１１４及び１１６である。比較器１１２からの出力は、「受信」デジタル出力信号１２２である。従って、当業者により認められるように、ＣＡＮ−Ｈワイヤ１１８及びＣＡＮ−Ｌワイヤ１２０上の信号を制御するドライバ回路は、ＣＡＮ−Ｈドライバ１０４及びＣＡＮ−Ｌドライバ１０６がＣＡＮ−Ｈワイヤ１１８とＣＡＮ−Ｌワイヤ１２０との間で位相を合わせて切り替えるよう調整されることを保証するため、注意深く整合されていることが必要である。そのようなツイストペア・ケーブルを用いることに対する鍵となる見方は、ワイヤ（両方の方向で）に含まれる電流の振幅が等しくとその負号が反対であることを保証することである。このようにして、電流に比例する生成された磁界は、実質的にゼロである。従って、ツイストペアのケーブルの電流に起因した電磁干渉が、最小にされる。２つのワイヤの電流間のいずれの非対称性は、非常に望ましくない磁界を生成する。

その上、コモンモードＣＡＮ−Ｈバス・ワイヤ及びＣＡＮ−Ｌバス・ワイヤがまた、切り替え遷移中に、例えば信号がＣＡＮ−Ｈワイヤ及びＣＡＮ−Ｌワイヤ上に現れるとき、及び信号が離されるとき、一定でなければならないことが知られている。従って、ΔＩは、遷移中に最小にされることが必要であり、さもなければ、電磁干渉が、生成される。実際には、２つのタイプのコモンモード構成がある。即ち、
（ｉ）電流：ＣＡＮ−Ｈワイヤ及びＣＡＮ−Ｌワイヤの両方の電流値が、等しいが、しかしその符号が反対である。
（ｉｉ）電圧：その電圧は、高速動作に対してバス・インピーダンスがＣＡＮ標準で６０オームとして指定されると仮定した場合、等しくあるべきである。

更に、ＥＭＣ放出を避けるため、ＣＡＮ−Ｈバス・ワイヤ１１８及びＣＡＮ−Ｌバス・ワイヤ１２０上の信号に印加されたスルー・レートは、制御され且つ整合されねばならない。スルー・レートは、温度（遅延）及び負荷の関数である。従って、スルー・レートは、正確に制御するのは難しい。

高側ドライバ及び低側ドライバ間の良好な一致を達成することがいかに難しいかのグラフによる例が、図２に示されている。ここで、送信波形信号２０２が、受信波形信号２２２に対して僅かにオフセットされて（ずれて）示されている。それぞれのドライバ回路が対称である場合、波形２１８のＣＡＮ−Ｈ信号及びＣＡＮ−Ｌ信号も対称であり、その結果ＣＡＮ−Ｈ値（公称３．５Ｖ）及びＣＡＮ−Ｌ値（公称１．５Ｖ）の和が平坦で、ほぼ５Ｖであることになる。ＣＡＮ−Ｈ信号及びＣＡＮ−Ｌ信号の和は、多くの場合、「コモンモード」と呼ばれる。しかしながら、ドライバ回路が完全には一致していない場合、遷移中のＣＡＮ−ＨとＣＡＮ−Ｌとの間の対称性は、満たされない。この一致の欠如は、いわゆるコモンモード・グリッチ２３０（例えば、１２０ｍＶのオーダの変動）をもたらし、それは、ＣＡＮ−Ｈ値とＣＡＮ−Ｌ値とを加算するとはっきり分かる。

この問題に対する解法が、図３の既知の従来技術の回路３００において示され、それでは、ＣＡＮ−Ｈのため複数のドライバ３１６、３１８、３２０及び３２２を、またＣＡＮ−Ｌのため複数のドライバ３２４、３２６、３２８及び３３０を使用する。一連の非常に速いスイッチ３３６、３３８、３４０、３４２、３４４、３４６、３４８及び３５０は、それぞれの直列抵抗に動作可能に結合され、そこにおいては、各ドライバ動作は、固定の遅延３０４、３０６、３０８、３１０、３１２及び３１４により制御される。

この点に関して、スルー・レートは、遅延素子３０４、３０６、３０８、３１０、３１２及び３１４、直列抵抗、及び負荷キャパシタンスにより固定される。これらの構成要素の正確な選択は、良好な一致を保証する。

しかしながら、出力についての高い電圧範囲の場合、非対称クランピングが、（構成要素の固有の性質に起因して）抵抗に直列に導入される。これらの高電圧構成要素は、低い周波数で、ある程度対称であるよう設計されることができる。しかしながら、それらは、より高い周波数、例えば、１００ＫＨｚより上では非対称を呈するであろう。従って、２つのワイヤ間の信号の非対称は、約１００ＫＨｚより上の周波数でコモンモード・グリッチを発生するであろう。実際には、新しいコモンモード（即ち、ＣＡＮ−Ｈワイヤの値とＣＡＮ−Ｌワイヤの値の和）が、各動作周波数で存在する。

発明の名称が「並列ドライバ段を有するライン・ドライバ（Ｌｉｎｅ ｄｒｉｖｅｒ ｗｉｔｈ ｐａｒａｌｌｅｌ ｄｒｉｖｅｒ ｓｔａｇｅｓ）」であるＴｅｘａｓ Ｉｎｓｔｒｕｍｅｎｔｓのヨーロッパ特許Ｎｏ．ＥＰ０９９５７５０、並びに発明の名称が「パルス整形器付きライン・ドライバ（Ｌｉｎｅ ｄｒｉｖｅｒ ｗｉｔｈ ｐｕｌｓｅ ｓｈａｐｅｒ）」であるＬｕｃｅｎｔ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｉｅｓ Ｉｎｃ．のヨーロッパ特許Ｎｏ．ＥＰ０７６３９１７、及び米国特許Ｎｏ．５１９４７６１は、従来技術のＣＡＮ構成を示す。

しかしながら、益々高い電圧レベルを故障状態中に支えるため、低電圧の部品を用いることはもはや可能でないことが分かった。従って、代わりに、高電圧部品、特に、より高い寄生効果を呈する部品を用いることが要求されている。とりわけ、この寄生部品は、高側ドライバ（ＣＡＮ−Ｈ）出力及び低側ドライバ（ＣＡＮ−Ｌ）出力に対して異なった特性を呈することが問題である。従って、コモンモード性能は、それらの高電圧部品の場合低下されるようになる。

従って、特に、ＣＡＮ−Ｈバス・ワイヤ及びＣＡＮ−Ｌバス・ワイヤを駆動するための改善されたツイストペア・ベースの通信システム、装置及びそのための方法に対する必要性が存在する。

本発明の好適な局面に従って、添付の特許請求の範囲で定義されるように、ツイストペア経路の中の構成要素間の非理想的な対称性に起因した放出レベルを低減する通信システム、装置、及びそのための方法が提供される。

本発明の例示的実施形態が、ここで、添付図面を参照して、例示としてのみ説明されるであろう。

ここで、図４を参照すると、本発明の好適な実施形態に従ったＣＡＮドライバ回路が示されている。とりわけ、ＣＡＮ−Ｈ信号４０６及びＣＡＮ−Ｌ信号４０２が、加算機能部４０８に入力される。この加算機能部４０８は、加算ブロック、個別の論理ゲート、ＡＣ結合キャパシタ等のような様々な方法で実現され得ることを想定している。ＣＡＮ−Ｈ信号４０６及びＣＡＮ−Ｌ信号４０２は、このように加算され、例えば、速い比較器４１８の負入力ポート４１４に入力される。

基準電圧レベル４１２が、比較器４１８の正入力ポート４１６に印加される。比較器４１８は、ＣＡＮ−Ｈ信号４０６とＣＡＮ−Ｌ信号４０２の和を、好適な実施形態では５Ｖに設定される基準電圧レベル４１２と比較する。比較器４１８は、その比較結果を対のＣＡＮ−Ｈドライバ段４２４及びＣＡＮ−Ｌドライバ段４２２の両方へ出力する。ＣＡＮ−Ｈドライバ段４２４は、電源電圧４２６に結合され、そしてＣＡＮ−Ｌドライバ段４２２は、接地４２８に結合されている。

本発明の好適な実施形態がＮＭＯＳトランジスタ４２２及びＰＭＯＳトランジスタ４２４を比較器４１８の出力に用いて、ＣＡＮ−Ｌフィードバック信号を発生することに関して説明されるが、これらのデバイスは、スイッチ、又は電流源、又は電流源に結合された抵抗を有する電流源のような等価の機能部により置換され得ることを想定している。

とりわけ、ＣＡＮ−Ｈドライバ段４２４及びＣＡＮ−Ｌドライバ段４２２の両方からの出力は、加算され、フィードバック信号としてＣＡＮ−Ｈ信号又はＣＡＮ−Ｌ信号のいずれか（或いは実際はそれら両方の信号）に与えられる。「ＣＡＮ−Ｈ＋ＣＡＮ−Ｌ」の和を、比較器４１８に印加された基準電圧と比較すると、比較器４１８の出力は、当該和が基準値を超えるか又は基準値を下回るかすると直ぐにフリップ（反転）（ｆｌｉｐ）する。従って、コモンモード（ＣＡＮ−Ｈ及びＣＡＮ−Ｌの和で、公称５Ｖ）値と（５Ｖの）基準値との比較に依存して、電流は、ＣＡＮ−Ｌから引き出されるか、又はＣＡＮ−Ｌフィードバック経路に押し出されて、その差を補償する。このようにして、「ＣＡＮ−Ｈ＋ＣＡＮ−Ｌ」の値は、フィードバック経路を介して低減又は増大される。

比較器の速度は、このループの反応時間を、従って、「ＣＡＮ−Ｈ＋ＣＡＮ−Ｌ」の和と基準電圧との差を規定する。

従って、このようにして、ＣＡＮ回路４００の性能を改善するメカニズムは、ＣＡＮ−Ｈ信号４０６とＣＡＮ−Ｌ信号４０２とを加算し、そして速い連続的に動作する比較器４１８、例えば、十分な速度と２つのワイヤ間に小さいオフセットとを与える比較器を用いることにより表される。その後、比較器４１８からの出力は、ＣＡＮ−Ｈ信号４０６及びＣＡＮ−Ｌ信号４０２のうちの一方又は両方にフィードバックされる。１０ｍＶの典型的な（ＣＭＯＳ）キャパシタ・エラーは、１０ｍＶのコモンモード・グリッチをもたらす。

更に、この実施形態においては、電流補償は、補償システムがＥＭＣ摂動（ＢＣＩ、ＤＰＩ等）により擾乱されるとき、例えば、性能（例えば、スルー・レート、伝搬時間等）への悪影響を避けるため、合計電流の１０％に制限される。

ＣＡＮシステムにおいては、ＣＡＮ−Ｈ信号及びＣＡＮ−Ｌ信号の遷移立ち上がり時間及び立ち下がり時間が、典型的には、１Ｍボーの速度で１５ナノ秒と３５ナノ秒との間でなければならない。従って、２つのＣＡＮワイヤが単一のドライバ段を用いて正確に整合されることができない場合、直列の各ドライバ段を用いることを想定しており、そこにおいては、直列の小さいドライバ段が、図３における既知のシステムに従って並列に配置される。

この点に関して、幾つかのドライバ段を並列に順にトリガし得る。例えば、１０ドライバ段が、並列のＣＡＮ−Ｈ経路及びＣＡＮ−Ｌ経路のそれぞれについて直列に配置される場合、比較器は、ドライバ段間を１遷移当たり１．５ナノ秒から３．５ナノ秒毎に切り替えることが必要である。従って、この点に関して、１ナノ秒と５ナノ秒との間の比較器の切り替え性能は、許容できそうである。

本発明の好適な実施形態が連続的に動作する比較器を参照して説明されているが、本発明の概念は、当業者により理解されるように、「時間的に不連続の」比較器に等しく適用可能である。この文脈において、「時間的に不連続の」比較器は、「サンプル及びホールド」タイプの比較器を包含し、それによりＣＡＮ−Ｈ信号及びＣＡＮ−Ｌ信号の値が、サンプリング及びホールドされ、次いで時間的に不連続な要領で比較される。多数の「サンプル及びホールド」比較器が、オフセット相殺技術を提供することが有利である。オフセット相殺技術の使用は、比較器オフセットに起因して生じるいずれのコモンモード・グリッチを取り除くことを可能にする。

既知の相殺技術を連続的に動作する比較器に適用し、それによりそれらがまた比較器オフセットに起因したコモンモード・グリッチの相殺を実行することができることがまた想定されている。

本発明の強化された実施形態においては、コモンモード・グリッチ問題はＣＡＮシステムの遷移段階中に適用されることのみを想定している。この点に関して、フィードバック回路は遷移の開始時に使用可能にされ、そして遷移が終わった後に使用不能にされる。そのような時間多重化された構成を採用することは、前述の回路により引き起こされるＣＡＮシステムの擾乱を最小にすることを支援する。

速い比較器をこのように使用することは、ＣＡＮ−Ｈワイヤ上の信号値とＣＡＮ−Ｌワイヤ上の信号値との間のいずれの実時間不均衡を補償し、それによりバス・ライン上の遷移中に生じるコモンモード・グリッチを制限することにより放出レベルの著しい低減を促進する。

ＣＡＮ補償回路の電流出力能力は、ＣＡＮ−Ｌ及びＣＡＮ−Ｈの主能力とは対照的に、或る一定の（低い）値に制限されることが有利である。実際に、（ＣＡＮ−Ｈ又はＣＡＮ−Ｌ上の）スルー・レートは、出力電流に正比例する。従って、一連のより小さいＭＯＳＦＥＴを用いることにより、例えば、ＣＡＮ−Ｌラインの電流のいずれの変動は、スルー・レートに対する最小変更を引き起こす。従って、電流遷移を、特に自動車応用において、制限して、例えば、移動アンテナ又は携帯ＴＶに起因した放射された放出効果を最小にすることが有利である。

従って、各段階の遷移で、比較器４１８は、コモンモード値を基準値４１２に実質的に等しく維持するため、電流４３０を連続的に加え又はそれを差し引くことにより、コモンモード「ＣＡＮ−Ｈ＋ＣＡＮ−Ｌ」の固有のエラーを補償する。「ＣＡＮ−Ｈ＋ＣＡＮ−Ｌ」の和の値を事前定義された基準値に実質的に等しくすることを保証することにより、（ＣＡＮシステムに従って）ツイストペアのワイヤを用いることから結果として生じるいずれの電磁放出が、効果的に低減され、即ち、各ワイヤにより発生された磁界が、符号で反対であり、従って、結果として生じるその和の値が、実質的に「ゼロ」となる。

ここで、図５を参照すると、グラフは、図４のドライバ回路が本発明の好適な実施形態に従ってコモンモード・エラーの低減を与える仕方を示す。図５は、ＣＡＮ−Ｈ信号とＣＡＮ−Ｌ信号の間の遷移、及び特に、低いグリッチ・レベルを維持する補正電流を示す。

本発明の好適な実施形態がＣＡＮ回路を参照して説明されたが、代替応用について、本発明の概念がイーサネット（登録商標）送受信器により用いられるツイストペア・ケーブリングのようなツイストペア・ケーブリングを採用するいずれの通信システムに適用され得ることを想定している。

上記で説明したＣＡＮシステムのような２線式通信システムにおいて放出レベルを低減するための通信システム、装置及び方法は、次の利点のうちの少なくとも１つ又はそれより多い利点を与えることを目指していることが理解されるであろう。
（ｉ）ＣＡＮ−ＨドライバとＣＡＮ−Ｌドライバの非理想的な対称性を改善する。
（ｉｉ）２つのワイヤの間で用いられる装置内の整合された構成要素への依存を低減する。
（ｉｉｉ）バス遷移と関連したコモンモード・グリッチ問題がより良好に制御される。
（ｉｖ）好適な実施形態は、フィードバック・ループの導入に起因して、プロセス変動に対して非常に強固である。
（ｖ）ＥＭＣ放出が著しく低減される。
（ｖｉ）好適な実施形態の回路は、他の応用／技術に対して再使用することが非常に容易であるようになされている。即ち、実質的にソフトウエア／ハードウエアの変更を必要としない。

特に、前述の本発明の概念は、ツイストペア・ケーブリングを用いるいずれの通信システムに使用のいずれのデバイス又は集積回路に対して半導体製造業者により適用されることができることを想定している。更に、例えば、半導体製造業者がイーサネット（登録商標）送受信器のようなスタンドアロン型の装置、又は特定用途向け集積回路（ＡＳＩＣ）における埋め込み型モジュール、及び／又はいずれの他のサブシステムの構成要素の設計に本発明の概念を採用し得ることを想定している。

本発明の実施形態の特定の及び好適な実現が上記で説明されたが、当業者がそのような本発明の概念の変形及び変更を容易に適用することができるだろうことが明らかである。

このように、それぞれのツイストペア経路の構成要素間の非理想的な対称性に起因した放出レベルを低減するための改善されたツイストペア通信システム、装置及び方法が説明され、そこにおいては、従来技術の構成による前述の欠点が、実質的に軽減された。

図１は、既知のＣＡＮドライバ回路を示す。 図２は、ＣＡＮバス・システムのＣＡＮ−ＨドライバとＣＡＮ−Ｌドライバとの間の良好な一致を達成することが難しいことを説明するグラフによる例を示す。 図３は、ＣＡＮ−ＨドライバとＣＡＮ−Ｌドライバとの間の良好な一致を与えることを意図した既知の複数のＣＡＮドライバ回路を示す。 図４は、本発明の好適な実施形態に従ったＣＡＮドライバ回路を示す。 図５は、図４のＣＡＮドライバ回路が本発明の好適な実施形態に従ってコモンモード・エラーを低減する仕方をグラフで示す。

Claims (8)

1. 少なくとも２つの独立の入力信号（４０２，４０６）をツイストペア通信リンク上に与える少なくとも２つのドライバ段（４２２，４２４）に動作可能に結合された前記ツイストペア通信リンクを備える通信システムであって、
   前記ツイストペア通信リンク上の前記少なくとも２つの独立の入力信号（４０２，４０６）が、加算され、且つ前記の加算された信号を基準値（４１２）と比較するよう構成された比較器（４１８）に入力され、
   前記比較器（４１８）の出力が、前記少なくとも２つのドライバ段（４２２，４２４）に入力され、
   前記少なくとも２つのドライバ段（４２２，４２４）からの出力が、加算され、次いでフィードバックされて、前記少なくとも２つの独立の入力信号（４０２，４０６）のうちの１又はそれより多い入力信号と加算される
   ことを特徴とする通信システム。
2. 前記通信システムが、コントローラ・エリア・ネットワーク（ＣＡＮ）通信を支援することを特徴とする請求項１記載の通信システム。
3. 前記比較器（４１８）及び少なくとも２つのドライバ段が、前記基準値（４１２）を実質的に追跡するため、電流（４３０）を加え又は差し引き、且つ当該加え又は差し引かれた電流を前記少なくとも２つの独立の入力信号のうちの１又はそれより多い入力信号と加算することによりコモンモード・エラーを補償するよう構成されていることを更に特徴とする請求項１又は２記載の通信システム。
4. 前記比較器（４１８）が、速い連続動作型の比較器又は「時間的に不連続」型の比較器であることを更に特徴とする請求項１から３のいずれか一項に記載の通信システム。
5. 前記通信システムが、ＣＡＮ−Ｈ出力及び／又はＣＡＮ−Ｌ出力のうちの１つを生成するため並列に構成された前記ツイストペア通信リンク（４００）の複数の出力段を含むことを更に特徴とする請求項１から４のいずれか一項に記載の通信システム。
6. 前記複数の出力段が、次々とオンされることを更に特徴とする請求項５記載の通信システム。
7. 少なくとも２つの独立の入力信号（４０２，４０６）をツイストペア通信リンク上に与える少なくとも２つのドライバ段（４２２，４２４）に動作可能に結合された前記ツイストペア通信リンクを備える通信回路（４００）のための装置であって、
   前記ツイストペア通信リンク上の前記少なくとも２つの独立の入力信号（４０２，４０６）が、加算され、且つ前記の加算された信号を基準値（４１２）と比較する比較器（４１８）に入力され、
   前記比較器（４１８）の出力が、前記少なくとも２つのドライバ段（４２２，４２４）に入力され、
   前記少なくとも２つのドライバ段（４２２，４２４）からの出力が、加算され、次いでフィードバックされて、前記少なくとも２つの独立の入力信号（４０２，４０６）のうちの１又はそれより多い入力信号と加算される
   ことを特徴とする通信回路（４００）のための装置。
8. ツイストペア通信リンクを備える通信システムにおいてコモンモード・エラーを低減する方法であって、少なくとも２つの独立の入力信号（４０２，４０６）を前記ツイストペア通信リンク上に与えるステップを備える方法において、
   前記少なくとも２つの独立の入力信号（４０２，４０６）を前記ツイストペア通信リンク上で組み合わせるステップと、
   前記の加算された信号を基準値（４１２）と比較するステップと、
   前記比較器（４１８）の出力を少なくとも２つのドライバ段（４２２，４２４）に入力するステップと、
   前記少なくとも２つのドライバ段（４２２，４２４）からの出力同士を組み合わせるステップと、
   前記の加算された出力を前記少なくとも２つのドライバ段（４２２，４２４）から前記少なくとも２つの独立の入力信号（４０２，４０６）のうちの１又はそれより多い入力信号へフィードバックするステップと
   を備えることを特徴とする方法。

Images