JP4034733B2

JP4034733B2 - フィードフォワード取り消しを備えた能動的ｅｍｉフィルタ

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Publication number: JP4034733B2
Application number: JP2003558995A
Authority: JP
Inventors: トシオ・タカハシ; ジュン・ホンダ; ブライアン・ペリー
Original assignee: インターナショナルレクティフィアーコーポレイション
Priority date: 2002-01-07
Filing date: 2003-01-03
Publication date: 2008-01-16
Anticipated expiration: 2023-01-03
Also published as: US20030128558A1; AU2003202223A1; US6839250B2; WO2003058791A3; EP1470634A2; AU2003202223A8; EP1470634A4; WO2003058791A2; JP2005515661A

Description

本発明は、電気フィルタに関し、さらに簡単な回路構成の能動的ＥＭＩ（電磁波妨害）フィルタに関する。

能動的ＥＭＩフィルタは、良く知られたものであり、例えば、２００１年３月２３日同時係属出願第０９／８１６，５９０号の"ACTIVE FILTER FOR REDUCTION OF COMMON MODE CURRENT"に記載されており、この出願の開示内容は、ここに参照のために組み入れられる（ＩＲ−１７４４）。

能動的ＥＭＩフィルタ回路は、上述の出願第０９／８１６５９０号に開示したようなフィードフォワード手法を用いることができる。図１（Ｂ）に示すフィードフォワード手法は、基本的に、図１（Ａ）に示される従来のフィードバック手法に対して、優れた動作特性を有している。そのような回路に必要な部品点数を減らして、費用を減らすことが望ましい。

図１（Ａ）には、従来のフィードバック構成が示される。共通モード電流を減らすための能動的ＥＭＩ雑音フィルタのフィードバック構成において、雑音センサは、例えば、交流送電線から整流回路Ｒによって整流された直流電流が与えられる直流バスの、各々の区間にそれぞれ結合される２つの一次側を持つ変流器ＣＴを備えている。各々の一次側は、直列に直流バスに結合される。直流バスは、３つの交流位相電流を、例えば電気モーターＭのような付加に提供するように制御されるインバータＩに結合される。

変圧器ＣＴの二次側巻き線は、増幅器Ａに結合される。共通モード電流は、直流バスの両方の区間に同じ方向に共通に流れる雑音電流であり、モーターの巻き線とモーターの容器及び／またはインバータの放熱板の間の（典型的には容量性の）固有の無効成分によって引き起こされる。コンデンサＣ_ＦＩＬＴを経由してフィルタを掛けることなく、この共通モード電流は、送電線ネットワークの接地電位ＧＮＤに戻り、交流送電線上の好ましからぬ雑音電流として復帰する。能動的ＥＭＩフィルタ回路の目的は、コンデンサＣ_ＦＩＬＴを経由して能動的スイッチング回路を通り直流バスに還る、共通モード電流のためのパスを提供することであり、従って、直流バスとインバータとモーターの中を循環する電流として共通モードを維持し、交流ネットワークへ伝導が戻るのを防ぐことである。接地電位ＧＮＤに還る共通モード電流は、こうして打ち消される。

図１（Ａ）の増幅器Ａは、２つの相補的なトランジスタＱ１とＱ２とを制御して、モーターの容器と接地電位を接続する接地線ＬからコンデンサＣ_ＦＩＬＴを通る共通モード電流を分流する。最小化される共通モード電流は、インバータからモーターＭへと直流バスの各区間内を流れる、共通に分極された電流を備え、また、内部の固有の容量の故に、モーターの巻き線とモーター容器／インバータの放熱板との間を流れる電流に起因する。その後、共通モード電流は、接地線を通って戻り、通常は、接地電位に流れるだろう。これによって、不必要な雑音電流と高調波が交流ラインに作られる。これらの電流を最小にするために、今までは、共通モード電流を分流するのに受動的フィルタが使われてきた。図１（Ａ）は、そのトランジスタがオンするかどうかによって（これは特定の瞬間の共通モード電流の方向による）、共通モード電流がコンデンサＣ_ＦＩＬＴによってトランジスタＱ１とＱ２のいずれかにを通って直流バスに戻り、それによって、接地電位に戻る共通モード電流を除去し、それにより交流ラインで復帰する雑音電流を最小化する、従来技術による能動的フィードバックフィルタ装置を示している。しかし、図１（Ａ）で示されるシステムは、接地電位に戻る共通モード電流を最小化するために、高利得の増幅器Ａと変流器を必要とする。理論的には、システムの利得は、図１（Ａ）の式と図１（ａ）の等価回路が示すように、接地電位に戻る共通モード電流がゼロに等しくなるように、無限である必要がある。この結果、システムが発振する可能性ができ、さらに、適切な大きさの変流器が求められる。さらに、信号対雑音比は低く、高利得な増幅器に対する要求と一致する。

反対に、図１（Ｂ）に示されるフィードフォワード装置では、接地電位ＧＮＤにラインＬから戻る共通モード電流は、利得が１に等しいシステムでは、理論的にゼロである。従って増幅器の利得は得るのが易しく、そのシステムは、優れた安定性を示し、信号対雑音比が大きいおかげで比較的小さな変流器が使用できる。従って、図１（Ｂ）に示されるフィードフォワード手法には、変流器を著しく小さくできるのために大きな利点があり、増幅器は具現化が易しく、システムには安定性があり発振の心配が無い。

本発明の提案する回路には共通した特徴がある：本回路は、外部電源と集積回路が不必要である。従って、集積回路に基づいて実現した回路に比べて、全てが単純かつ低価格である。基本的な回路構造には、電力バイポーラトランジスタあるいは電力ＭＯＳＦＥＴのいずれかの一組と、一つの共通モード整流器のみが含まれる。この低価格の例は、器具／工業モータードライブ、及びスイッチモードの電源やＵＰＳ（無停電電源装置）等のような他の電力エレクトロニクス装置において有用である。ＩＣ設計は必要ないが、本発明はＩＣ設計によって具現化することができる。

ここに説明した本発明の特徴は以下のようである。
１．ＮＰＮ／ＰＮＰトランジスタによる、簡単な能動的ＥＭＩフィルタ回路。
２．ＮＰＮ／ＰＮＰあるいはＰＮＰ／ＮＰＮトランジスタによる、簡単な能動的ＥＭＩフィルタ回路。
３．ＮＭＯＳ／ＰＭＯＳＭＯＳＦＥＴによる、簡単な能動的ＥＭＩフィルタ回路。
４．簡単な中点制御回路。
５．性能向上のための、簡単なバイアス構造。
６．電流ミラー回路とカスコード回路による、新規な電流ブースト法および周波数補償法。
７．Ｎ段の多極（multiple pole）の能動的ＥＭＩフィルタ。

本発明は、次に、図面を参照しつつ以下の詳細な説明において、より詳細に説明される。

次に、図面を見ると、本発明は多くの特徴を持っており、それらは、以下に記すように分類することができる。

１．［ＮＰＮ／ＰＮＰトランジスタによる、簡単な能動的ＥＭＩフィルタ回路］
２つのバイポーラトランジスタＱ１とＱ２及び共通モードのチョークコイルＣＴで実現される、フィードフォワード型の能動的ＥＭＩフィルタ回路が図２に示される。共通モードの変流器ＣＴは、場合によって“チョークコイル”と呼ばれ、その用語は、受動的なフィルタ部品を意味するつもりでは無い。この部品の機能は、共通モード電流を検知して、トランジスタを駆動する信号を供給することである。この部品は、自然にフィルタ動作をすることは無い。また、直流バスの２つの区分に反対方向の２つの電流を備える、差分モードの雑音電流がある。２つの一次側の接続のせいで、差分モードの電流は、相殺される。

図２の変流器ＣＴには、３つの巻き線がある。３つの巻き線の内の２つＴ１とＴ２は、直流バスの共通モード電流検知用巻き線であり、これらは、共通モード電流を第３の巻き線Ｔ３に結合する。高周波共通モード電流は、インバータＩ内の主要なＩＧＢＴあるいはＭＯＳＦＥＴ素子のスイッチングの各瞬間に流れる。この共通モード電流は、もし打ち消されなければ、インバータの放熱板／モーターのケースとモーターの巻き線とを結合する固有の容量を通って、元のシステムの接地電位へと流れる。

巻き線Ｔ３から、引き出された共通モード電流が流れて、電流の向きによって、ＮＰＮバイポーラトランジスタＱ１あるいはＰＮＰバイポーラトランジスタＱ２のいずれかをオンさせる。こうしてＱ１とＱ２は、同量の反対向きの共通モードの電流を、コンデンサＣ_ＦＩＬＴを通ってシステムの接地電位へ流し込み、必然的にシステムの接地電位にある電流を除去或いは打ち消す。

図２と図３と図４の回路は、電流−電流増幅器の構造に基づいており、性能の点から異なるものである。従って、図２と図４の回路は、共通コレクタ（common collector）／共通エミッタ（common emitter）の増幅回路を基にしており、一方、図３の回路は、共通ベース（common base）の増幅接続を基にしている。これらの接続の違いは、図３に示されている共通ベースの増幅接続が、図２と図４に示される接続によって起きるミラー容量効果によって、良好な周波数応答を備える点である。この共通ベース増幅法は、また二次巻き線Ｔ３とＴ４上で発生する共通モード電流へ、低インピーダンス入力を提供する一方、出力は高インピーダンスを提供する。これによって、システムの接地電位のノードへの雑音電流移動特性の忠実度が改善される。図２の回路と図４の回路の違いは、単一の二次巻き線が図２の回路で使用されるが、図４の回路では、２つの別々の／専用の二次巻き線が使用される点である。性能と機能性とは、必然的に同じになる。

図３を再び参照すると、トランジスタＱ１とＱ２の共通ベース増幅接続に基づいた共通モードフィルタが示されている。変流器ＣＴは、見て分かるように直流バスに接続される２つの一次側Ｔ１とＴ２、および直流バスとトランジスタＱ１とＱ２それぞれのエミッタにそれぞれ接続される同じ二次側Ｔ３とＴ４を備えている。直流モード電流が直流バス内を流れるとき、その電流は二次側Ｔ３とＴ４に結合される。電流の流れる方向によって、トランジスタＱ１，Ｑ２のいずれかがオンする。他のトランジスタはオフする。例示した実施形態では、Ｑ１は、ＰＮＰトランジスタであり、Ｑ２は、ＮＰＮトランジスタである。図３に示すように、トランジスタＱ１は、二次巻き線Ｔ３に結合する共通モード電流信号をコンデンサＣ_ＦＩＬＴを通して、図解のため接地接続で示した接地電位へと分流する。交流ラインの接地電位へ戻る電流は、打ち消すことによってゼロにまで減じる。

図３Ａと図３Ｂは、図３の回路の変更例を示しており、図３Ａは、２つの二次巻き線Ｔ３とＴ４によってのみ示される変流器を持っている。図３Ａにおいて、バイアスレベルは、Ｒ１とＲ２から成る抵抗分割器によって、トランジスタＱ１とＱ２の共通コレクタ接続に与えられる。もし、Ｒ１＝Ｒ２ならば、トランジスタＱ１とＱ２の各々の電流利得を等しくするように中点制御を与える。

図３Ｂでは、各一次側／二次側に対するセンタータップ接続が与えられるが、それ以外は、回路は図３に示したものと同じように動作する。

２．［ＮＰＮ／ＰＮＰあるいはＰＮＰ／ＰＮＰトランジスタを基にした、簡単な能動的ＥＭＩフィルタ回路］
図６と図７において、基本的な機能は、ＮＰＮ／ＰＮＰトランジスタを基にした既述の回路に表れるものと同一である。違う点は、あるトランジスタの組が利用できないために、ＮＰＮあるいはＰＮＰのいずれかを実際に使用する点である。図６には、能動的ＥＭＩフィルタ回路に基づいたＮＰＮ／ＰＮＰトランジスタが示され（共通コレクタ増幅接続）、一方、図７は、ＰＮＰ／ＰＮＰトランジスタを基にした方法（共通エミッタ増幅接続）である。ＮＰＮ／ＰＮＰトランジスタ法のそれらと比較した時の欠点は、ＮＰＮ／ＮＰＮあるいはＰＮＰ／ＰＮＰ回路は常に、共通モードチョークコイルに２つの二次巻き線を必要とするが、単一の二次側Ｔ３と共に機能することができる、図２に示した相補的なトランジスタの組合わせに基づいた回路とは異なるという点である。

３．［ＮＭＯＳ／ＰＭＯＳＭＯＳＦＥＴによる、簡単な能動的ＥＭＩフィルタ］
図３のバイポーラトランジスタは、適当なＮチャネルＭＯＳＦＥＴとＰチャネルＭＯＳＦＥＴに換えることができる。図１６は、ＭＯＳＦＥＴを使った回路図を示している。ゲート閾値電圧の各々は、２次側巻き線が発生させた電流によって作られている。従って、もし回路が２次側巻き線が駆動するゲートによっているならば必要であろう最初のバイアスの点からは有利である。

相補的なＮチャネル素子とＰチャネル素子に加えて、特に適切なＮチャネル素子はＰチャネル素子よりも容易に入手できるからことから、２つのＮチャネル素子を使用することができる。また、Ｎチャネル論理素子を使うことに利点はある、というのは２次側（ゲート）電圧が低くなるだろうからである。２つのＰチャネル素子を使用することもできる。

４．［簡単な中点制御］
中点制御（図１３）は、典型的には、必要な電流がコンデンサＣ_ＦＩＬＴからシステム接地電位ノードへ流れる時に、出力トランジスタのそれぞれ（図２のＱ１とＱ２）が十分な無歪限界（head room）電圧を持つために、能動的ＥＭＩフィルタにとって必要である。図１４と図１５は、中点制御のための簡単なディスクリートの回路である。図１４において、Ｑ３とＱ４は、フィルタ出力の中点を制御するバイポーラトランジスタである。基本的な回路機能は、直列のインダクタと抵抗とが、２つのバイポーラトランジスタ（図１４のＱ３とＱ４）により等価な能動回路によって実現されている図１３のそれと、基本的に同じである。図１４のＱ１とＱ２は、図３に示されるように、共通ベースの能動的ＥＭＩフィルタとして構成される。

図１４において、中点制御回路のインピーダンスＺｈｆは、以下の式によって与えられる。

Ｒ１は、トランジスタＱ１とＱ２のＲ２×ｈ_ＦＥよりも、かなり小さい。約４ｋＨｚの周波数において、この式は、入力制御回路のインピーダンスが高いということを示している。例えば６０Ｈｚの低周波では、インピーダンスは低くなる。

図１５は、ＡＢ級の共通コレクタ増幅器の構成による、中点制御の回路の他の例である。この回路は、図示するようにバイポーラトランジスタＱ３一つを必要とするだけである。

５．［性能改善のための簡単なバイアス（ＡＢ級）構造］
バイアス電流が存在することによって、特に能動的ＥＭＩフィルタに関して、波形追跡能力の初期段階の回路応答が改善される。

図５は、共通ベース構成による、簡単なＡＢ級の能動的ＥＭＩ増幅器を示している。バイアス電流は、ibias=^*Io/hfeの関係によって、抵抗Ｒｏにより設定することができる。

図５において、トランジスタＱ３とＱ４は、電流ミラーとして動作する。トランジスタＱ３を通過する電流は、バイアス電流を制御するためにトランジスタＱ２のベースを作動させるトランジスタＱ４でミラーされる。同様に、トランジスタＱ５とＱ６は、トランジスタＱ１のベースを作動させるバイアス電流を制御する。トランジスタＱ１とＱ２を作動させるバイアス電流は、適切に抵抗Ｒｏを設定することで制御することができる。分圧器抵抗Ｒ１は、トランジスタＱ６のベースにバイアス電圧を提供し、その結果、Ｑ１とＱ２の共通コレクタに中点レベルを設定する。

６．［電流ミラー回路とカスケード回路による電流ブースト法と周波数補償法］
電流ミラー回路は、能動的ＥＭＩフィルタの駆動電流を増やすのに使用することができる。図８は、Ｂ級増幅器の構成が示してある。

図９に示してある回路は、周波数全域で良好な応答を得て、ＣＴコア物質による周波数の制約を無くすために、ＣＴ（変流器）の周波数特性を補償する能力を増している。Ｑ１とＱ２は、周波数特性の点から、正しく選択されるべきであり、それらの関連した利得は、外部抵抗Ｚ１とＺ２によって制御される。図１０は、別の形態の電流ミラー回路である高速電流ミラーを示しており、図９の電流ミラーの代わりに用いることができる。

周波数応答は、図１１と図１２に示されるトランジスタ接続に対するカスケード構造を用いることによっても改善することができる。図１２の回路は、図１１に示した回路の特徴に加えて、バイアスの能力を持っている。

７．［Ｎ段の多極の能動的ＥＭＩフィルタ］
ＥＭＩフィルタは、Ｎ段に分割することはできない。この方法の長所は、雑音スペクトルの減衰の全体的な要求を、多数の増幅段に広げることができる点である。図１７は、２段の能動的ＥＭＩフィルタの構成を示している。図１７において、Ｑ１とＱ２は、大振幅の電流と比較的低周波成分とで主要部の打ち消しを行い、一方、Ｑ３とＱ４は、より高周波成分で、しかし比較的小振幅で雑音低減を実行する。無歪限界の要求も困難であるので、多くのレベルに、各増幅器に対するバス電圧を提供することができる。これは、例えば、ツェナーダイオードＺＤ１とＺＤ２及び抵抗Ｒ_ｄｒｏｐによってＱ３とＱ４へ与えられる、異なる電圧レベルによって示される。

本発明の他の特徴には、接地検出回路を１チップ内に集積することと、交流-交流の簡単な能動的ＥＭＩフィルタを製造することが含まれる。

本発明は、その特定な実施形態に関して説明してきたが、他の多くの変種および変更そして他の使用法が、当業者には明らかであろう。従って、本発明はここに開示した特定のものに限定されるべきではない。

（Ａ）は、フィードバック能動的ＥＭＩフィルタ回路の回路図であり、（ａ）は、等価回路であり、（Ｂ）は、フィードフォワード能動的ＥＭＩフィルタ回路の回路図であり、（ｂ）は、等価回路である。共通コレクタ増幅器接続を持ったＮＰＮ／ＰＮＰトランジスタによる、本発明の一実施形態の回路図である。共通ベース増幅器接続が使われる、図２に似た回路図である。図３の回路の変形例である。図３の回路の変形例である。共通エミッタ増幅器構成を使用する、図２に似た回路図である。簡単なバイアス（ＡＢ級）構成を示した図である。ＮＰＮ／ＮＰＮトランジスタを使用した、本発明のフィルタ回路の図である。ＰＮＰ／ＰＮＰトランジスタを使用した、本発明のフィルタ回路の図である。Ｂ級増幅器システムにおける、能動的ＥＭＩフィルタの駆動電流を増加させる電流ミラー構造を示す図ある。変流器周波数特性に対する利得補償を持った図８の回路図である。図９の回路に対して、高速電流ミラー回路の図である。周波数応答を改善するためにカスコード構造を持った、図８の回路の一変形例の図である。バイアス能力が加えられた、図１１の回路の一改善例の図である。新規な無歪限界の制御構造を示す図である。図１３の構造に対する新規な中点制御の図である。図１４に似ているが、ＡＢ級を用いた共通コレクタ構造の中点制御の図である。図２，３，４に似ているが、ＡＢ級を用いたＭＯＳＦＥＴによる回路図である。Ｎ段の多極能動的ＥＭＩフィルタの図である。

符号の説明

ＣＴ…変流器
Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３，Ｔ４…巻き線
Ｑ１，Ｑ２、Ｑ３，Ｑ４，Ｑ５，Ｑ６…トランジスタ
ＺＤ…ツェナーダイオード
Ｃ，Ｃ_ＦＩＬＴ…コンデンサ
Ｒ１，Ｒ２，Ｒｏ，Ｒ_ｄｒｏｐ…抵抗

Claims

交流ネットワークに結合される整流器を備えた回路内の、共通モード電流を減少させるための能動的ＥＭＩフィルタにおいて、
前記整流器は、直流電力を直流バスに供給し、
前記直流バスは負荷に交流電力を提供するインバータ段を与え、
前記負荷は、交流ネットワークの接地接続への接地復帰ラインを持ち、
前記能動的ＥＭＩフィルタは、
直流バスを横切って結合されるトランジスタスイッチング段と、
直流バス内を流れる共通モード電流を検出し、前記負荷および前記接地復帰ラインの少なくとも１つを流れる共通モード電流に比例する、直流バスに結合された電流センサと、
前記トランジスタスイッチング段と前記接地復帰ラインとを結合するコンデンサと
を備え、
前記電流センサは、直流バスのそれぞれの区間に結合される入力と、トランジスタスイッチング段を駆動する出力とを備え、
前記トランジスタスイッチング段は、電流センサの前記出力が駆動する２つのトランジスタを備え、
前記トランジスタの１つは、前記直流バス内の共通モード電流の方向に従い、前記電流センサ出力によってオンされ、
前記電流センサと前記スイッチング段とは、フィードフォワード方式で結合され、
前記スイッチング段は、前記直流バスを横切って、前記整流器と前記電流センサとの間で結合され、
前記コンデンサは、接地復帰ライン内の共通モード電流を実質的に打ち消すために、前記トランジスタスイッチング段から前記接地復帰ラインへ取り消し電流を提供し、
前記トランジスタスイッチング段と前記電流センサとは、ほぼ同一の振幅利得を持ち、
前記電流センサは、前記直流バスのそれぞれの区間と直列に接続する一次側を持つ変流器を備え、
前記トランジスタスイッチング段の前記２つのトランジスタは、各トランジスタの対応する主電極が共通接続部で互いに結合され、かつ各トランジスタの対応する他の主電極が前記変流器のそれぞれの２次側に結合され、また前記トランジスタの各々の制御電極は、前記直流バスのそれぞれの区間に結合されるように結合された２つの相補型トランジスタを備える
ことを特徴とする能動的フィルタ。
前記２つのトランジスタは、バイポーラトランジスタであることを特徴とする請求項１記載フィルタ。
前記２つのトランジスタは、ＭＯＳＦＥＴであることを特徴とする請求項１記載のフィルタ。
前記直流バスを横切って、前記トランジスタの共通接続部に結合される分圧器を、さらに備えることを特徴とする請求項１記載の能動的フィルタ。
前記変流器の２つの２次側は、前記変流器のそれぞれの１次側に導電的に結合されることを特徴とする請求項１記載の能動的フィルタ。
それぞれのバイアス電流を前記２つのトランジスタのベースに与えるためのバイアス回路をさらに備えることを特徴とする請求項１記載の能動的フィルタ。
前記バイアス回路は、電流ミラー回路を備えることを特徴とする請求項６記載の能動的フィルタ。
さらに、２つのスイッチングトランジスタは、カスケード配列の２つのそれぞれの追加トランジスタに結合されることを特徴とする請求項１記載の能動的フィルタ。
電流が前記コンデンサを通り、前記トランジスタのそれぞれ一つを通って流れるときに、前記トランジスタの各々の主電極を横切る十分な電圧レベルを補償するために、前記スイッチングトランジスタ段に結合される能動的な無歪限界制御回路をさらに備えることを特徴とする請求項１記載の能動的フィルタ。
前記トランジスタの前記共通接続部における電圧レベルを、前記直流バスの前記区間を横切る電圧の中点に制御するための回路をさらに備えることを特徴とする請求項９記載の能動的フィルタ。
交流ネットワークに結合される整流器を備えた回路内の、共通モード電流を減少させるための能動的ＥＭＩフィルタにおいて、
前記整流器は、直流電力を直流バスに供給し、
前記直流バスは負荷に交流電力を提供するインバータ段を与え、
前記負荷は、交流ネットワークの接地接続への接地復帰ラインを持ち、
前記能動的ＥＭＩフィルタは、
直流バスを横切って結合されるトランジスタスイッチング段と、
直流バス内を流れる共通モード電流を検出し、前記負荷および前記接地復帰ラインの少なくとも１つを流れる共通モード電流に比例する、直流バスに結合された電流センサと、
前記トランジスタスイッチング段と前記接地復帰ラインとを結合するコンデンサと
を備え、
前記電流センサは、直流バスのそれぞれの区間に結合される入力と、トランジスタスイッチング段を駆動する出力とを備え、
前記トランジスタスイッチング段は、電流センサの前記出力が駆動する２つのトランジスタを備え、
前記トランジスタの１つは、前記直流バス内の共通モード電流の方向に従い、前記電流センサ出力によってオンされ、
前記電流センサと前記スイッチング段とは、フィードフォワード方式で結合され、
前記スイッチング段は、前記直流バスを横切って、前記整流器と前記電流センサとの間で結合され、
前記コンデンサは、接地復帰ライン内の共通モード電流を実質的に打ち消すために、前記トランジスタスイッチング段から前記接地復帰ラインへ取り消し電流を提供し、
前記トランジスタスイッチング段と前記電流センサとは、ほぼ同一の振幅利得を持ち、
前記電流センサは、前記直流バスのそれぞれの区間と直列に接続する一次側を持つ変流器を備え、
前記トランジスタスイッチング段の前記２つのトランジスタは、前記２つのトランジスタを通る主電極パスが互いに直列であり、かつ前記変流器のそれぞれの２次側と直列であり、また各トランジスタの制御電極が前記変流器のそれぞれの２次側に結合されるように結合された同じ種類の２つのトランジスタを備える
ことを特徴とする能動的フィルタ。
２つのトランジスタは、ＮＰＮトランジスタを備えることを特徴とする請求項１１記載の能動的フィルタ。
２つのトランジスタは、ＰＮＰトランジスタを備えることを特徴とする請求項１１記載の能動的フィルタ。
２つのトランジスタは、共通エミッタ増幅器接続で配されることを特徴とする請求項１１記載の能動的フィルタ。
２つのトランジスタは、共通コレクタ増幅器接続で配されることを特徴とする請求項１１記載の能動的フィルタ。
バイアス電流を各トランジスタの制御電極に提供するための電流ミラー回路をさらに備えることを特徴とする請求項１１記載の能動的フィルタ。
前記能動的フィルタと直列に配される第２能動的フィルタをさらに備え、各能動的フィルタは、前記共通モード電流の別の周波数範囲をフィルタするように構成されることを特徴とする請求項１１記載の能動的フィルタ。
交流ネットワークに結合される整流器を備えた回路内の、共通モード電流を減少させるための能動的ＥＭＩフィルタにおいて、
前記整流器は、直流電力を直流バスに供給し、
前記直流バスは負荷に交流電力を提供するインバータ段を与え、
前記負荷は、交流ネットワークの接地接続への接地復帰ラインを持ち、
前記能動的ＥＭＩフィルタは、
直流バスを横切って結合されるトランジスタスイッチング段と、
直流バス内を流れる共通モード電流を検出し、前記負荷および前記接地復帰ラインの少なくとも１つを流れる共通モード電流に比例する、直流バスに結合された電流センサと、
前記トランジスタスイッチング段と前記接地復帰ラインとを結合するコンデンサと
を備え、
前記電流センサは、直流バスのそれぞれの区間に結合される入力と、トランジスタスイッチング段を駆動する出力とを備え、
前記トランジスタスイッチング段は、電流センサの前記出力が駆動する２つのトランジスタを備え、
前記トランジスタの１つは、前記直流バス内の共通モード電流の方向に従い、前記電流センサ出力によってオンされ、
前記電流センサと前記スイッチング段とは、フィードフォワード方式で結合され、
前記スイッチング段は、前記直流バスを横切って、前記整流器と前記電流センサとの間で結合され、
前記コンデンサは、接地復帰ライン内の共通モード電流を実質的に打ち消すために、前記トランジスタスイッチング段から前記接地復帰ラインへ取り消し電流を提供し、
前記トランジスタスイッチング段と前記電流センサとは、ほぼ同一の振幅利得を持ち、
前記電流センサは、前記直流バスのそれぞれの区間と直列に接続する一次側を持つ変流器を備え、
前記トランジスタスイッチング段の前記２つのトランジスタは、各トランジスタの対応する主電極が共通の接続部において互いに結合され、かつ各トランジスタの対応する他の主電極が前記変流器のそれぞれ２次側に結合されるように結合された２つのトランジスタを備え、また、前記２つのトランジスタは、前記トランジスタのコレクタが互いに結合され、かつエミッタが前記変流器のそれぞれの２次側に結合され、かつ前記トランジスタのベースが前記直流バスのそれぞれの区間に結合され、それによって前記トランジスタが共通ベースの増幅器接続部において結合されるように結合されたバイポーラトランジスタを備える
ことを特徴とする能動的フィルタ。
交流ネットワークに結合される整流器を備えた回路内の、共通モード電流を減少させるための能動的ＥＭＩフィルタにおいて、
前記整流器は、直流電力を直流バスに供給し、
前記直流バスは負荷に交流電力を提供するインバータ段を与え、
前記負荷は、交流ネットワークの接地接続への接地復帰ラインを持ち、
前記能動的ＥＭＩフィルタは、
直流バスを横切って結合されるトランジスタスイッチング段と、
直流バス内を流れる共通モード電流を検出し、前記負荷からおよび前記接地復帰ラインの少なくとも１つを流れる共通モード電流に比例する、直流バスに結合された電流センサと、
前記トランジスタスイッチング段と前記接地復帰ラインとを結合するコンデンサと
を備え、
前記電流センサは、直流バスのそれぞれの区間に結合される入力と、トランジスタスイッチング段を駆動する出力とを備え、
前記トランジスタスイッチング段は、電流センサの前記出力が駆動する２つのトランジスタを備え、
前記トランジスタの１つは、前記直流バス内の共通モード電流の方向に従い、前記電流センサ出力によってオンされ、
前記電流センサと前記スイッチング段とは、フィードフォワード方式で結合され、
前記スイッチング段は、前記直流バスを横切って、前記整流器と前記電流センサとの間で結合され、
前記コンデンサは、接地復帰ライン内の共通モード電流を実質的に打ち消すために、前記トランジスタスイッチング段から前記接地復帰ラインへ取り消し電流を提供し、
前記トランジスタスイッチング段と前記電流センサとは、ほぼ同一の振幅利得を持ち、
前記電流センサは、前記直流バスのそれぞれの区間と直列に接続する一次側を持つ変流器を備え、
前記トランジスタスイッチング段の前記２つのトランジスタは、各トランジスタの対応する主電極が共通接続部において互いに結合され、各トランジスタの他の対応する主電極が前記変流器の各２次側に結合され、前記トランジスタの制御電極が前記直流バスのそれぞれの区間に結合されるように結合される２つのＭＯＳＦＥＴを備える
ことを特徴とする能動的フィルタ。