JPH1093366A

JPH1093366A - 電力増幅装置

Info

Publication number: JPH1093366A
Application number: JP9093127A
Authority: JP
Inventors: Haruhiko Kimura; 治彦木村; Yoshito Yamaguchi; 良人山口; Makoto Kudo; 真工藤
Original assignee: Hioki EE Corp
Current assignee: Hioki EE Corp
Priority date: 1996-03-27
Filing date: 1997-03-26
Publication date: 1998-04-10

Abstract

(57)【要約】【課題】低同相除去比の差動増幅回路によって増幅信
号の出力電流を正確に検出することができる電力増幅装
置を提供することを主目的とする。【解決手段】中間タップ２３を有するスイッチング用
トランス２１の出力巻線２２の各出力端子から出力され
る交流を整流して共通電位に対し一方が高電位で他方が
低電位の直流電力を生成する直流電源４に接続可能に構
成され、かつ直流電源４から出力される直流電力を電源
用電力とすると共に基準信号を電力増幅することによっ
て生成した増幅信号を一端が共通電位に接続された負荷
の他端に出力可能な電力増幅部５と、増幅信号の出力電
流を検出するための電流検出用抵抗５１と電流検出用抵
抗５１の両端電圧を差動増幅して出力電流を検出する差
動増幅回路５２とを有する電流検出部６とを備えている
電力増幅装置１であって、電流検出用抵抗５１は中間タ
ップ２３と共通電位との間に接続されている。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、交流信号や直流信
号を生成する電源装置や信号増幅装置などの電力増幅装
置に関し、詳しくは、入力した基準信号を電力増幅する
ことにより生成した増幅信号の出力電流を検出可能に構
成された電力増幅装置に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】この種の電力増幅装置として、図４に示
す高圧交流電源が知られている。この高圧交流電源９１
は、基準信号として入力された交流信号を高電圧の交流
に変換するものであって、±Ｖ_CC1 および±Ｖ_CC2 の直
流電源を電源電力とすると共に入力された基準交流信号
Ｖ_INを電力増幅することによって交流をそれぞれ生成す
るパワーアンプ９２および９３を備えている。各パワー
アンプ９２，９３は、並列に接続され、共通電位である
グランドに接続されたグランド端子Ｔ_G と出力端子Ｔ_O
との間に接続される負荷（図示せず）に交流を供給可能
に構成されている。また、高圧交流電源９１は、両パワ
ーアンプ９２，９３と出力端子Ｔ_O との間に直列に接続
されて両パワーアンプ９２，９３の出力電流をそれぞれ
検出するための電流検出用抵抗９４，９５と、両電流検
出用抵抗９４，９５の両端電圧を差動増幅することによ
って出力電流をそれぞれ検出するオペアンプ９６，９７
とを備えている。

【０００３】この高圧交流電源９１では、パワーアンプ
９２，９３が基準交流信号Ｖ_INをそれぞれ増幅すること
によって互いに位相同期増幅された交流電流が、出力端
子Ｔ_O および負荷を介してグランド端子Ｔ_G に帰還す
る。この際、交流電流が流れることによって電流検出用
抵抗９４，９５の両端に差電圧がそれぞれ発生し、オペ
アンプ９６および９７は、それぞれ、その差電圧を差動
増幅することによって、両パワーアンプ９２および９３
の出力電流を検出する。この結果、検出された検出信号
Ｓ_I1およびＳ_I2が図示しないモニタ装置にそれぞれ出力
されることによって、両検出信号Ｓ_I1およびＳ_I2に基づ
いて、各パワーアンプ９２，９３のそれぞれの出力電流
および両パワーアンプ９２，９３の加算出力電流を監視
することができるようになっている。

【０００４】一方、図５に示すように、図４におけるパ
ワーアンプ９２，９３を直列接続していわゆるＢＴＬ
（Balanced Transformer-Less ）動作させている高圧交
流電源１０１も知られている。この高圧交流電源１０１
では、パワーアンプ９２に入力される基準交流信号Ｖ_IN
の位相を反転させる位相反転器として機能するオペアン
プ１０２を備えており、パワーアンプ９２から出力端子
Ｔ_O1に交流電流が出力されると共に、パワーアンプ９３
から出力端子Ｔ_O2に位相反転した交流電流が出力され
る。この結果、図４における高圧交流電源９１と比較し
て、約２倍の電圧の交流を出力することが可能になって
いる。この高圧交流電源１０１では、負荷に流れる交流
電流は、出力電流検出用抵抗９４および９５にそれぞれ
流れる各電流値と等しいため、電流検出用抵抗９４によ
って検出された検出信号Ｓ_I のみをモニタ装置に出力し
ている。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】ところが、これらの従
来の高圧交流電源９１，１０１には、以下の問題点があ
る。すなわち、両高圧交流電源９１，１０１では、電流
検出用抵抗９４，９５（高圧交流電源１０１では、電流
検出用抵抗９４）の両端に高圧の交流電圧が印加されて
いるため、オペアンプ９６，９７（高圧交流電源１０１
では、オペアンプ９６）のそれぞれの両入力部に高電圧
が入力される。一方、電流検出用抵抗９４，９５（高圧
交流電源１０１では、電流検出用抵抗９４）の抵抗値は
極めて小さいので、出力電流を正確に検出するために
は、両オペアンプ９６，９７（高圧交流電源１０１で
は、オペアンプ９６）は、差動入力に対し大きな利得を
持ち、かつ同相入力に対して非常に小さな利得を有する
必要がある。したがって、交流高圧電源９１，１０１に
は、非常に大きな同相除去比（Common Mode Rejection
Ratio ）を有するオペアンプを出力電流検出用増幅器と
して用いなければならないため、その価格が高価になる
結果、装置のコストが上昇してしまうという問題点があ
る。

【０００６】一方、出願人は、電流検出用抵抗９４の両
端電圧が低電圧になるように改良した高圧交流電源を既
に開発している。図６に示すように、この高圧交流電源
１１１は、同一に構成されて±Ｖ_CC1 および±Ｖ_CC2 の
直流電力を出力する直流電源４ａ，４ｂを備えている。
各直流電源４ａ，４ｂは、スイッチング用トランス２１
をそれぞれ備えており、基準信号Ｖ_CONTの電圧値に応じ
た交流をスイッチング用トランス２１の二次巻線２２に
出力すると共に、二次巻線２２側にそれぞれ配設された
ダイオード２４，２６およびコンデンサ２５，２７によ
って半波整流させることにより直流電力を生成する。ま
た、直流電源４ａ，４ｂでは、スイッチング用トランス
２１の中間タップ２３がグランドに接続されている。

【０００７】この高圧交流電源１１１では、パワーアン
プ９２，９３が作動すると、スイッチング用トランス２
１の二次巻線２２から出力される直流電流が、ダイオー
ド２４、パワーアンプ９２、負荷および電流検出用抵抗
９４を介してスイッチング用トランス２１の中間タップ
２３に帰還する。この場合、電流検出用抵抗９４の一端
がグランドに接続されているため、電流検出用抵抗９４
の両端に印加される電圧が低電圧になる。このため、低
同相除去比のオペアンプを用いることができる結果、装
置のコストダウンを図ることができるようになってい
る。

【０００８】ところが、この出願人が改良した出力電流
の検出方法は、パワーアンプ９２，９３を直列接続して
ＢＴＬ動作によって交流を生成するという電源回路には
適用することができないという改善点が存在する。

【０００９】本発明は、かかる課題に鑑みてなされたも
のであり、低同相除去比の差動増幅回路によって増幅信
号の出力電流を正確に検出することができる電力増幅装
置を提供することを主目的とする。また、電力増幅装置
を直列接続してＢＴＬ動作により増幅信号を生成すると
共にその出力電流を低同相除去比の差動増幅回路によっ
て正確に検出することができる電力増幅装置を提供する
ことを目的とする。

【００１０】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成すべく請
求項１記載の電力増幅装置は、中間タップを有するスイ
ッチング用トランスの出力巻線の各出力端子からそれぞ
れ出力される交流を整流することにより共通電位に対し
て一方が高電位で他方が低電位の２種類の直流電力を生
成する直流電源に接続可能に構成され、かつ、直流電源
から出力される２種類の直流電力を電源用電力とすると
共に基準信号を電力増幅することによって生成した増幅
信号を一端が共通電位に接続された負荷の他端に出力可
能な電力増幅部と、増幅信号の出力電流を検出するため
の電流検出用抵抗と電流検出用抵抗の両端電圧を差動増
幅することによって出力電流を検出する差動増幅回路と
を有する電流検出部とを備えている電力増幅装置であっ
て、電流検出用抵抗は中間タップと共通電位との間に接
続されていることを特徴とする。

【００１１】この電力増幅装置では、電力増幅部から増
幅信号が出力される際に、直流電源の直流電流は、スイ
ッチング用トランス、電力増幅部、負荷、および電流検
出用抵抗を介して、スイッチング用トランスの中間タッ
プに帰還する。この場合、電流検出用抵抗の両端には出
力電流が流れることに起因する電圧信号が発生するが、
その一端が共通電位に接続されているため、その両端の
差電圧は低電圧となっている。したがって、差動増幅回
路の両入力部に入力される電圧信号が低電圧のため、低
同相除去比タイプの差動増幅器であっても正確に出力電
流を検出することができる。

【００１２】請求項２記載の電力増幅装置は、中間タッ
プを有するスイッチング用トランスの出力巻線の各出力
端子からそれぞれ出力される交流を整流することにより
共通電位に対して一方が高電位で他方が低電位の２種類
の直流電力を生成する第１の直流電源に接続可能に構成
され、かつ、第１の直流電源から出力される２種類の直
流電力を電源用電力とすると共に基準信号を電力増幅す
ることによって生成した増幅信号を負荷の一端に出力可
能な第１の電力増幅部と、第１の直流電源とほぼ同一に
構成された第２の直流電源に接続可能で第１の電力増幅
部とほぼ同一に構成され、かつ共通電位に対する電圧差
の極性が第１の電力増幅部に入力される基準信号に対し
て反転された極性反転基準信号を電力増幅することによ
って生成した増幅信号を負荷の他端に出力可能な第２の
電力増幅部と、第１および第２の直流電源のそれぞれの
中間タップの間に接続されると共に一端が共通電位に接
続され増幅信号の出力電流を検出可能な電流検出用抵抗
と電流検出用抵抗の両端電圧を差動増幅することによっ
て出力電流を検出する差動増幅回路とを有する電流検出
部とを備えていることを特徴とする。

【００１３】この電力増幅装置では、第１の電力増幅部
と第２の電力増幅部が直列接続されている結果、いわゆ
るＢＴＬ動作によって増幅信号を生成する。この場合、
両電力増幅部が作動するときに、第１の直流電源の直流
電流は、第１の電力増幅部、負荷、第２の電力増幅部、
第２の直流電源の中間タップおよびスイッチング用トラ
ンスの巻線部、並びに電流検出用抵抗を介して、第１の
直流電源のスイッチング用トランスの中間タップに帰還
する。一方、電流検出用抵抗の一端が共通電位に接続さ
れているため、電流検出抵抗の両端電圧は低電圧となっ
ている。したがって、差動増幅回路の両入力部に入力さ
れる電圧信号が低電圧のため、低同相除去比タイプの差
動増幅器であっても正確に出力電流を検出することがで
きる。

【００１４】

【発明の実施の形態】以下、添付図面を参照して、本発
明に係る電力増幅装置を、高圧の交流および直流を生成
可能な高圧電源に適用した実施の形態について説明す
る。なお、以下、主として高圧交流を生成する例につい
て説明し、出願人が既に開発した高圧交流電源１１１と
同一の構成要素については同一の符号を付して詳細説明
を省略する。

【００１５】図１に示すように、高圧電源１は、同一に
構成された２つの高圧電源ユニット２ａ，２ｂ（以下、
特に区別する場合を除き、単に「高圧電源ユニット２」
という）を並列に接続して構成されている。各高圧電源
ユニット２は、アイソレーションアンプ３、直流電源
４、本発明における電力増幅部に相当するパワーアンプ
５、および電流検出部６（以下、特に区別する場合に
は、同図に示すように、各構成要素の符号の下１桁に符
号ａ，ｂを付して区別する）を備えている。以下、代表
して、高圧電源ユニット２ａの構成要素の構成および動
作について説明する。

【００１６】アイソレーションアンプ３ａ，３ｂは、オ
ペアンプ１１と４つの抵抗１２〜１５とをそれぞれ備え
ており、直流電源４の出力電圧を制御するための制御信
号Ｖ_CONTを、相互に干渉しないように２つの直流電源４
ａ，４ｂに分配する。なお、アイソレーションアンプ３
は、制御信号Ｖ_CONTの位相を反転させると共に値１の利
得で直流電源４に出力する。

【００１７】直流電源４は、公知のスイッチング電源で
構成され、制御信号Ｖ_CONTの電圧値に応じたスイッチン
グ周波数でスイッチングし、内部に配設したスイッチン
グ用トランス２１に所定電圧の交流を出力する。スイッ
チング用トランス２１は、その二次巻線２２の中間に中
間タップ２３を備え、二次巻線２２の両端に互いに位相
が反転した交流を発生させる。そして、ダイオード２４
およびコンデンサ２５が交流を半波整流すると共に平滑
して正電圧である直流＋Ｖ_CC1 を生成し、ダイオード２
６およびコンデンサ２７が交流を半波整流すると共に平
滑して負電圧である直流−Ｖ_CC1 を生成する。なお、直
流電源４の出力側に接続されているコンデンサ２８，２
９は、電荷を蓄積すると共にパワーアンプ５に直流電力
を供給する二次電池として機能する。具体的には、コン
デンサ２８，２９は、直流電源４から出力される直流電
圧の最大電圧まで充電し、パワーアンプ５によって直流
電力が最も消費される時に、直流電源４から出力される
直流電力の不足分を補償する。これにより、直流電源４
の公称容量を小さくすることができ、直流電源４のコス
トを低下させることができる。

【００１８】パワーアンプ５は、基準交流信号Ｖ_INを増
幅することによって、例えば、最大電力１ＫＶＡ、出力
周波数０Ｈｚ〜１ＫＨｚ、および最大出力電圧１９０Ｖ
ｐ−ｐの交流または直流を生成する。具体的には、図２
の回路図に示すように、パワーアンプ５では、オペアン
プ３１が、基準交流信号Ｖ_INと所定の比率でフィードバ
ックされた交流信号Ｓ_O とを加算して増幅し、基準交流
信号Ｖ_INが負サイクルのときに、トランジスタ３２，３
３，３４および３５が基準交流信号Ｖ_INを反転増幅する
ことによって、正サイクルの交流信号Ｓ_O を出力する。
一方、入力した基準交流信号Ｖ_INが正サイクルのときに
は、トランジスタ３６、３７および３８によって基準交
流信号Ｖ_INを反転増幅することによって、負サイクルの
交流信号Ｓ_O を出力する。なお、高圧直流を生成する場
合には、トランジスタ３２，３３，３４および３５が、
基準信号としての直流信号の極性を反転する。また、ト
ランジスタ３９は、トランジスタ３５および３８のバイ
アス電流を決定する。また、コンデンサ４０は、抵抗４
１と相俟って、その容量値Ｃ₄₀と抵抗４１の抵抗値Ｒ₄₁
との積である時定数に応じた特性のローパスフィルタを
構成し、オペアンプ３１のプラス入力部に重畳する直流
電源４のスイッチングノイズを除去する。この結果、コ
ンデンサ４０がないとした場合においては、スイッチン
グノイズの周波数近辺ではオペアンプ３１の周波数特性
が低下しているため、スイッチングノイズの影響による
直流のオフセット電圧がオペアンプ３１の出力に現れて
しまうが、コンデンサ４０によってそのオフセット電圧
を低下させることができる。

【００１９】なお、このパワーアンプ５では、抵抗４２
〜４５によって、利得の安定化が図られている。つま
り、抵抗４２から４５がないとした場合には、オペアン
プ３１による利得と、後段のトランジスタ３２〜３８に
よるパワーアンプ回路の利得とで全体の利得が決定され
る。この場合、オペアンプ３１の利得は抵抗４１による
フィードバックループによって利得が制限されている
が、パワーアンプ回路の利得は、フィードバックループ
がないために高利得になる。この結果、オペアンプ３１
とパワーアンプ回路とを含む系全体として発振し易くな
る。ところが、このパワーアンプ５では、抵抗４２，４
３の抵抗値をそれぞれＲ_A とし、抵抗４４，４５の抵抗
値をＲ_B として回路中に配設することによって、パワー
アンプ回路内では、Ｒ_A ／Ｒ_B 分だけ交流信号Ｓ_O がフ
ィードバックされる。この結果、パワーアンプ回路の利
得は、元の利得をＧとすると、利得＝Ｇ／（１＋Ｇ・Ｒ_A ／Ｒ_B ）となり、利得が減少する。このため、パワーアンプ回路
内での発振が抑制されるので、パワーアンプ５全体とし
ての増幅動作を安定化させることができる。

【００２０】電流検出部６は、出力端子Ｔ_O とグランド
端子Ｔ_G との間に負荷（図示せず）が接続された場合
に、負荷に流れる増幅信号の出力電流を検出するもので
あって、１０ｍΩの電流検出用抵抗５１と、電流検出用
抵抗５１の両端に発生する電圧を差動増幅して検出信号
Ｓ_I を出力するオペアンプ５２（本発明における差動増
幅回路に相当する）とを備えている。

【００２１】次に、高圧電源１における出力電流の検出
動作を中心とした全体的な動作について説明する。

【００２２】基準交流信号Ｖ_INおよびそれに応じた電圧
の制御信号Ｖ_CONTが入力されると、直流電源４は、制御
信号Ｖ_CONTの電圧に応じた直流電圧を出力する。具体的
には、直流電源４は、例えば、負荷に供給する交流のピ
ーク電圧が１９０Ｖのときには、約２００Ｖの直流電圧
を出力し、交流電圧のピーク電圧が５０Ｖのときには、
約６０Ｖの直流電圧を出力する。また、負荷に高圧直流
を供給する場合には、高圧交流の場合と同様にして、直
流電圧が１９０Ｖ（または５０Ｖ）のときには、２００
Ｖ（または６０Ｖ）を出力する。これにより、パワーア
ンプ５による電力損失を低下させることができる結果、
高圧電源１全体としての効率が向上する。

【００２３】次いで、パワーアンプ５によって基準交流
信号Ｖ_INが増幅される。この場合、高圧電源ユニット２
ａでは、正サイクルの交流を出力するときは、直流電源
４から出力される直流電流Ｉ₁ は、同図に示すように、
スイッチング用トランス２１の二次巻線２２から、ダイ
オード２４、パワーアンプ５ａ、負荷、電流検出用抵抗
５１を介して、スイッチング用トランス２１の二次巻線
２２の中間タップ２３に帰還する。同じようにして、高
圧電源ユニット２ｂでも、同じ経路で電流Ｉ₂が流れ
る。また、負サイクルの交流を出力するときには、高圧
電源ユニット２ａ，２ｂでは、直流電源４から出力され
る直流電流が、スイッチング用トランス２１の二次巻線
２２から、ダイオード２６、パワーアンプ５ａ、負荷、
電流検出用抵抗５１を介して、スイッチング用トランス
２１の中間タップ２３に帰還する。このため、高圧電源
ユニット２ａから出力される出力電流は、電流検出部６
ａの電流検出用抵抗５１によって検出され、高圧電源ユ
ニット２ｂから出力される出力電流は、電流検出部６ｂ
の電流検出用抵抗５１によって検出される。一方、オペ
アンプ５２が、電流検出用抵抗５１の両端に発生した両
端電圧を差動増幅し、検出信号Ｓ_I として図示しないモ
ニタ装置に出力する。この結果、モニタ装置では、各パ
ワーアンプ５ａ，５ｂの出力電流、および両パワーアン
プ５ａ，５ｂの出力電流の加算値を監視することができ
る。この場合、電流検出用抵抗５１の両端電圧は、その
一端が共通電位としてのグランドに接続されているため
低電圧となっている。したがって、オペアンプ５２の両
入力部に入力される電圧信号が低電圧となるので、低同
相除去比タイプの差動増幅器であっても、出力電流を正
確に検出することができる。

【００２４】次に、本発明に係る電力増幅装置を、いわ
ゆるＢＴＬ動作によって高圧電力を生成する高圧電源に
適用した例について説明する。

【００２５】図３に示すように、この高圧電源７１は、
高圧電源１と同一の構成要素を、接続方法を変更するこ
とによって、高圧電源ユニット２ａ，２ｂを直列接続し
た高圧電源として作動する。したがって、高圧電源１の
構成要素と同一の構成要素には同一の符号を付して詳細
説明を省略する。

【００２６】この高圧電源７１では、基準交流信号Ｖ_IN
の位相（高圧直流を生成する場合には、その極性）を反
転させるオペアンプ７２をさらに備えており、パワーア
ンプ５ａおよび５ｂには、位相が互いに反転した基準交
流信号Ｖ_INが入力される。この結果、パワーアンプ５ａ
から出力される交流とパワーアンプ５ｂから出力される
交流がそれぞれ負荷の一端および他端に供給される結
果、負荷の両端には、各パワーアンプ５から出力される
交流電圧の約２倍の交流電圧が実質的に印加される。

【００２７】この場合、高圧電源７１では、正サイクル
の交流を出力するときは、直流電源４ａから出力される
直流電流Ｉ₃ が、同図に示すように、直流電源４ａのス
イッチング用トランス２１の二次巻線２２から、ダイオ
ード２４、パワーアンプ５ａ、負荷、パワーアンプ５
ｂ、直流電源４ｂのスイッチング用トランス２１の二次
巻線２２、中間タップ２３および両電流検出用抵抗５
１，５１を介して、直流電源４ａのスイッチング用トラ
ンス２１の中間タップ２３に帰還する。一方、負サイク
ルの交流を出力するときには、直流電源４ｂから出力さ
れる直流電流が、スイッチング用トランス２１の二次巻
線２２から、ダイオード２４、パワーアンプ５ｂ、負
荷、パワーアンプ５ａ、直流電源４ａのスイッチング用
トランス２１の二次巻線２２、中間タップ２３および両
電流検出用抵抗５１，５１を介して、直流電源４ｂのス
イッチング用トランス２１の中間タップ２３に帰還す
る。このため、両パワーアンプ５ａ，５ｂ間を流れる出
力電流は、電流検出部６ａ，６ｂの各電流検出用抵抗５
１，５１によって検出され、オペアンプ５２，５２が、
それぞれ電流検出用抵抗５１，５１の両端に発生した両
端電圧を差動増幅することにより検出信号Ｓ_I ，Ｓ_I と
して図示しないモニタ装置に出力する。この場合、電流
検出用抵抗５１の両端電圧は、両電流検出用抵抗５１，
５１の接続点がグランドに接続されているため低電圧と
なっている。したがって、両オペアンプ５２，５２の両
入力部にそれぞれ入力される電圧信号が低電圧となるの
で、低同相除去比タイプの差動増幅器であっても、出力
電流を正確に検出することができる。なお、両検出信号
Ｓ_I ，Ｓ_I は、共に、同じ値を示すため、モニタ装置で
は、検出信号Ｓ_I ，Ｓ_I のいずれか一方のみを監視する
ことによって出力電流を検出することができる。

【００２８】このように、この実施形態によれば、２台
のパワーアンプ５ａ，５ｂを直列接続させてＢＴＬ動作
させる場合であっても、低同相除去比の差動増幅器によ
って検出信号Ｓ_I を正確に検出することができる。

【００２９】なお、本発明は、上記実施形態に限定され
ず、その構成を適宜変更することができる。例えば、直
流電源４のスイッチング用トランス２１の一次側の構成
や、パワーアンプ５の内部構成などを自由に変更するこ
とができる。また、直流電源４は、±Ｖ_CCを生成するも
のに限られず、例えば、１００Ｖを共通電位として０Ｖ
および２００Ｖを出力する構成や、−１００Ｖを共通電
位として０Ｖおよび−２００Ｖを出力する構成であって
もよい。

【００３０】また、高圧電源７１において、必ずしも２
つの電流検出部６を配設する必要はなく、いずれか一方
のみであってもよい。つまり、直流電源４ａと直流電源
４ｂの各スイッチング用トランス２１のそれぞれの中間
タップ２３，２３の間に１つの電流検出用抵抗５１のみ
を接続し、その電流検出用抵抗５１の両端電圧を差動増
幅することによって出力電流を検出するように構成して
もよい。一方、高圧電源７１のように、２つの電流検出
部６ａ，６ｂを配設することにより、いずれか一方の電
流検出部６が故障した場合であっても、他方の電流検出
部６によって出力電流を確実に検出することができる。
また、この場合、両直流電源４ａ，４ｂの各々のスイッ
チング用トランス２１，２１の中間タップ２３，２３と
グランドとの間の電位差が互いにほぼ等しくなるため、
両直流電源４ａ，４ｂの出力電圧が互いにほぼ等しくな
る結果、パワーアンプ５ａ，５ｂの出力電圧もほぼ等し
くなるため、安定してＢＴＬ動作を行うことができる。

【００３１】さらに、本発明は、交流や直流を生成する
各種電源装置への適用のみならず、交流信号を増幅する
オーディオアンプに適用できるのは勿論である。

【００３２】

【発明の効果】以上のように、本発明に係る電力増幅装
置によれば、電流検出用抵抗の両端電圧を増幅する差動
増幅回路に低同相除去比タイプのオペアンプなどを使用
したとしても増幅信号の出力電流を高精度で検出するこ
とができる。また、電力増幅部を直列接続してＢＴＬ動
作によって増幅信号を生成することができると共に、そ
の出力電流を低同相除去比タイプの差動増幅回路によっ
て高精度で検出することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本実施の形態に係る高圧電源の回路図である。

【図２】本実施の形態に係るパワーアンプの回路図であ
る。

【図３】本実施の形態に係る他の高圧電源の回路図であ
る。

【図４】従来の高圧交流電源の回路図である。

【図５】従来の他の高圧交流電源の回路図である。

【図６】出願人が既に開発した高圧交流電源の回路図で
ある。

【符号の説明】

１高圧電源２高圧電源ユニット４直流電源５パワーアンプ６電流検出部２１スイッチング用トランス２３中間タップ５１電流検出用抵抗５２オペアンプ７１高圧電源

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】中間タップを有するスイッチング用トラ
ンスの出力巻線の各出力端子からそれぞれ出力される交
流を整流することにより共通電位に対して一方が高電位
で他方が低電位の２種類の直流電力を生成する直流電源
に接続可能に構成され、かつ、前記直流電源から出力さ
れる前記２種類の直流電力を電源用電力とすると共に基
準信号を電力増幅することによって生成した増幅信号を
一端が前記共通電位に接続された負荷の他端に出力可能
な電力増幅部と、前記増幅信号の出力電流を検出するための電流検出用抵
抗と当該電流検出用抵抗の両端電圧を差動増幅すること
によって前記出力電流を検出する差動増幅回路とを有す
る電流検出部とを備えている電力増幅装置であって、前記電流検出用抵抗は前記中間タップと前記共通電位と
の間に接続されていることを特徴とする電力増幅装置。
【請求項２】中間タップを有するスイッチング用トラ
ンスの出力巻線の各出力端子からそれぞれ出力される交
流を整流することにより共通電位に対して一方が高電位
で他方が低電位の２種類の直流電力を生成する第１の直
流電源に接続可能に構成され、かつ、前記第１の直流電
源から出力される前記２種類の直流電力を電源用電力と
すると共に基準信号を電力増幅することによって生成し
た増幅信号を負荷の一端に出力可能な第１の電力増幅部
と、前記第１の直流電源とほぼ同一に構成された第２の直流
電源に接続可能で前記第１の電力増幅部とほぼ同一に構
成され、かつ前記共通電位に対する電圧差の極性が前記
第１の電力増幅部に入力される前記基準信号に対して反
転された極性反転基準信号を電力増幅することによって
生成した増幅信号を前記負荷の他端に出力可能な第２の
電力増幅部と、前記第１および第２の直流電源のそれぞれの前記中間タ
ップの間に接続されると共に一端が前記共通電位に接続
され前記増幅信号の出力電流を検出可能な電流検出用抵
抗と当該電流検出用抵抗の両端電圧を差動増幅すること
によって前記出力電流を検出する差動増幅回路とを有す
る電流検出部とを備えていることを特徴とする電力増幅
装置。