JPH0467782A - 交流電力増幅装置 - Google Patents
交流電力増幅装置Info
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- JPH0467782A JPH0467782A JP2177356A JP17735690A JPH0467782A JP H0467782 A JPH0467782 A JP H0467782A JP 2177356 A JP2177356 A JP 2177356A JP 17735690 A JP17735690 A JP 17735690A JP H0467782 A JPH0467782 A JP H0467782A
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- 238000009499 grossing Methods 0.000 claims abstract description 14
- 230000003321 amplification Effects 0.000 claims description 18
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 claims description 18
- 238000009826 distribution Methods 0.000 claims description 11
- 238000004804 winding Methods 0.000 abstract description 16
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 abstract 1
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 19
- 230000008878 coupling Effects 0.000 description 7
- 238000010168 coupling process Methods 0.000 description 7
- 238000005859 coupling reaction Methods 0.000 description 7
- 230000015556 catabolic process Effects 0.000 description 5
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 5
- 230000010363 phase shift Effects 0.000 description 3
- 238000005520 cutting process Methods 0.000 description 2
- 230000006378 damage Effects 0.000 description 2
- 238000010438 heat treatment Methods 0.000 description 2
- 230000006698 induction Effects 0.000 description 2
- 238000004519 manufacturing process Methods 0.000 description 2
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 2
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 description 2
- 230000006641 stabilisation Effects 0.000 description 2
- 238000011105 stabilization Methods 0.000 description 2
- 230000000087 stabilizing effect Effects 0.000 description 2
- 230000000903 blocking effect Effects 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 1
- 238000000034 method Methods 0.000 description 1
- 238000001259 photo etching Methods 0.000 description 1
- 230000002265 prevention Effects 0.000 description 1
Landscapes
- Ac-Ac Conversion (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
- Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は、高周波大電力を発生するための交流電力増幅
装置に関する。
装置に関する。
従来、このような高周波大電力を発生するための交流電
力増幅装置として、集積回路装置（ＩＣ）や半導体デバ
イスのチップを製造する工程で、フォトエツチング処理
を行うためのプラズマを発生させるプラズマ発生装置の
交流電源として適用される場合が知られている。
力増幅装置として、集積回路装置（ＩＣ）や半導体デバ
イスのチップを製造する工程で、フォトエツチング処理
を行うためのプラズマを発生させるプラズマ発生装置の
交流電源として適用される場合が知られている。
この高周波大電力増幅装置の構成を第４図に基ついて説
明すると、まず、被増幅信号Ｓｉを印加するための入力
端子２から見た入力インピーダンスＺｉと、電力増幅さ
れた出力信号Ｓｏを出力するための出力端子４から見た
出力インピーダンスＺｏが共に５０Ωに設定されている
。
明すると、まず、被増幅信号Ｓｉを印加するための入力
端子２から見た入力インピーダンスＺｉと、電力増幅さ
れた出力信号Ｓｏを出力するための出力端子４から見た
出力インピーダンスＺｏが共に５０Ωに設定されている
。
入力端子２は、５０Ωの同軸線を介してインピーダンス
変換器ＴＩの入力接点に接続し、インピーダンス変換器
ＴＩの出力接点が平衡不平衡変換器（パラン）Ｔ２の入
力接点に接続している。
変換器ＴＩの入力接点に接続し、インピーダンス変換器
ＴＩの出力接点が平衡不平衡変換器（パラン）Ｔ２の入
力接点に接続している。
平衡不平衡変換器Ｔ２の一方の出力接点が、結合コンデ
ンサＣＩを介して電力増幅用のＮＰＮ トランジスタＱ
Ａのベース接点に接続し、他方の出力接点が、結合コン
デンサＣ２を介して電力増幅用のＮＰＮ ）ランジスタ
Ｑ、のベース接点に接続している。
ンサＣＩを介して電力増幅用のＮＰＮ トランジスタＱ
Ａのベース接点に接続し、他方の出力接点が、結合コン
デンサＣ２を介して電力増幅用のＮＰＮ ）ランジスタ
Ｑ、のベース接点に接続している。
又、トランジスタＱＡとＱ、のエミッタ接点が共にグラ
ンド端子に接続すると共に、トランジスタＱＡのベース
・エミッタ間にはバイパスコンデンサＣ３を介してバイ
アス電流供給用のコイルＬ１、トランジスタＱ、のベー
ス・エミッタ間にはバイパスコンデンサＣ３を介してバ
イアス電流供給用のコイルＬ２が夫々接続し、更に、こ
れらのコイルＬ１とＬ２に対して並列に発振防止用の抵
抗Ｒ１とＲ２が接続している。
ンド端子に接続すると共に、トランジスタＱＡのベース
・エミッタ間にはバイパスコンデンサＣ３を介してバイ
アス電流供給用のコイルＬ１、トランジスタＱ、のベー
ス・エミッタ間にはバイパスコンデンサＣ３を介してバ
イアス電流供給用のコイルＬ２が夫々接続し、更に、こ
れらのコイルＬ１とＬ２に対して並列に発振防止用の抵
抗Ｒ１とＲ２が接続している。
トランジスタＱＡとＱ、のコレクタ接点間には、出力変
成器Ｔ３が接続し、出力変成器Ｔ３のセンタータンプが
バイパスコンデンサＣ４を介してトランジスタＱＡとＱ
、のエミッタ接点に接続している。
成器Ｔ３が接続し、出力変成器Ｔ３のセンタータンプが
バイパスコンデンサＣ４を介してトランジスタＱＡとＱ
、のエミッタ接点に接続している。
又、出力変成器Ｔ３の両端が直流阻止用のコンデンサＣ
５と０６を介して平衡不平衡変換器Ｔ４を介してインピ
ーダンス変換器Ｔ５に接続し、インピーダンス変換器Ｔ
５の出力接点が５０Ωの同軸線を介して出力端子４に接
続している。
５と０６を介して平衡不平衡変換器Ｔ４を介してインピ
ーダンス変換器Ｔ５に接続し、インピーダンス変換器Ｔ
５の出力接点が５０Ωの同軸線を介して出力端子４に接
続している。
更に、出力変成器Ｔ３のセンタータップには、ダイオー
ドブリッジから成る整流器ＤＢと変圧トランスＴ、及び
平滑コンデンサＣＦで構成される電源回路よりの電源電
圧■が印加され、更に、抵抗Ｒ３とダイオードＤ１によ
り発生する順方向ダイオード電圧ＶＤがコイルＬ１とＬ
２の共通接続接点に印加されている。尚、変圧トランス
Ｔ、の一次巻線側の入力端子には所定電圧の交流電力が
供給される。
ドブリッジから成る整流器ＤＢと変圧トランスＴ、及び
平滑コンデンサＣＦで構成される電源回路よりの電源電
圧■が印加され、更に、抵抗Ｒ３とダイオードＤ１によ
り発生する順方向ダイオード電圧ＶＤがコイルＬ１とＬ
２の共通接続接点に印加されている。尚、変圧トランス
Ｔ、の一次巻線側の入力端子には所定電圧の交流電力が
供給される。
尚、トランジスタＱ、とＱ！ｌの夫々に関わるバイアス
系統の回路及び出力系統の回路は等しい回路定数に設定
されると共に、出力変成器Ｔ３のセンタータンプに平滑
コンデンサＣ２からの直流電圧■を印加し、該センター
タップの両側の巻線ＮＡとＮＢが等しい巻数に設定され
ている。
系統の回路及び出力系統の回路は等しい回路定数に設定
されると共に、出力変成器Ｔ３のセンタータンプに平滑
コンデンサＣ２からの直流電圧■を印加し、該センター
タップの両側の巻線ＮＡとＮＢが等しい巻数に設定され
ている。
次に、かかる構成の装置の動作を説明すると、まず、電
源回路によって整流平滑化された所定電源電圧■が印加
された状態で、入力端子２に適宜の高周波電圧の不平衡
な被増幅信号Ｓｉを印加すると、インピーダンス変換器
Ｔ１でトランジスタＱＡとＱ、ｌの入力インピーダンス
に整合し、平衡不平衡変換器Ｔ２によって平衡入力信号
に変換する。
源回路によって整流平滑化された所定電源電圧■が印加
された状態で、入力端子２に適宜の高周波電圧の不平衡
な被増幅信号Ｓｉを印加すると、インピーダンス変換器
Ｔ１でトランジスタＱＡとＱ、ｌの入力インピーダンス
に整合し、平衡不平衡変換器Ｔ２によって平衡入力信号
に変換する。
したがって、トランジスタＱＡとＱ８は、入力信号の半
サイクル毎に、９０°の位相ずれをもって交互に駆動さ
れることとなり、トランジスタＱＡ、！：Ｑ、で電力増
幅された夫々の出力が出力変成器Ｔ３で合成され、出力
変成器Ｔ３の両端に全波出力が発生する。
サイクル毎に、９０°の位相ずれをもって交互に駆動さ
れることとなり、トランジスタＱＡ、！：Ｑ、で電力増
幅された夫々の出力が出力変成器Ｔ３で合成され、出力
変成器Ｔ３の両端に全波出力が発生する。
そして、出力変成器Ｔ３の両端間に発生する平衡な全波
出力を、平衡不平衡変換器Ｔ４によって不平衡出力に変
換し、更に、インピーダンス変換ＨＴ５によって所定の
出力インピーダンス（５０Ω）に適合するようにインピ
ーダンス変換して、５０Ωの同軸線を介して出力端子４
に出力する。
出力を、平衡不平衡変換器Ｔ４によって不平衡出力に変
換し、更に、インピーダンス変換ＨＴ５によって所定の
出力インピーダンス（５０Ω）に適合するようにインピ
ーダンス変換して、５０Ωの同軸線を介して出力端子４
に出力する。
このような従来の高周波大電力増幅装置にあっては、増
幅用のトランジスタＱＡとＱ、のコレクタ・エミッタ間
の耐圧を考慮し、且つ出力インピーダンスＺｏの整合性
をとる必要があることから、変圧トランスＴＦにより配
電電圧（２次巻線側の電圧）を電圧させ且つ整流して、
特定の直流低電圧を得ることが必要不可欠であった。
幅用のトランジスタＱＡとＱ、のコレクタ・エミッタ間
の耐圧を考慮し、且つ出力インピーダンスＺｏの整合性
をとる必要があることから、変圧トランスＴＦにより配
電電圧（２次巻線側の電圧）を電圧させ且つ整流して、
特定の直流低電圧を得ることが必要不可欠であった。
又、電力増幅装置の電源効率等の点からも、変圧トラン
スＴ、は大電力容量のものが必要であり、−ｉ的に高周
波出力Ｓｏの電力の２倍以上の容量が必要であり、装置
全体の重量増加と大型化及び高価格化を招来する問題が
あった。
スＴ、は大電力容量のものが必要であり、−ｉ的に高周
波出力Ｓｏの電力の２倍以上の容量が必要であり、装置
全体の重量増加と大型化及び高価格化を招来する問題が
あった。
特に、このような変圧トランスが必要となる最大の理由
は、前者の問題点、即ち、トランジスタＱＡとＱ、のコ
レクタ・エミッタ間の耐圧に限界があることに起因する
。
は、前者の問題点、即ち、トランジスタＱＡとＱ、のコ
レクタ・エミッタ間の耐圧に限界があることに起因する
。
その原因を更に第５図と共に詳述すれば、正の半サイク
ルの入力信号によってトランジスタＱ。
ルの入力信号によってトランジスタＱ。
が導通、トランジスタＱ、が非導通状態となる場合には
、トランジスタＱＡのコレクタ・エミッタ間にかかる尖
頭電圧ＥＡが、グランド端子電圧（０ボルト）から電源
電圧■の近くまで振れ、逆に、負の半サイクルの入力信
号によってトランジスタＱ、が導通、トランジスタＱＡ
が非導通状態となる場合には、トランジスタＱ、のコレ
クタ・エミッタ間にかかる尖頭電圧Ｅ、が、グランド端
子電圧（Ｏボルト）から電源電圧■の近くまで振れる。
、トランジスタＱＡのコレクタ・エミッタ間にかかる尖
頭電圧ＥＡが、グランド端子電圧（０ボルト）から電源
電圧■の近くまで振れ、逆に、負の半サイクルの入力信
号によってトランジスタＱ、が導通、トランジスタＱＡ
が非導通状態となる場合には、トランジスタＱ、のコレ
クタ・エミッタ間にかかる尖頭電圧Ｅ、が、グランド端
子電圧（Ｏボルト）から電源電圧■の近くまで振れる。
そして、これらの半波出力が出力変成器Ｔ３で合成され
、所定周波数の全波出力が形成されることとなる。
、所定周波数の全波出力が形成されることとなる。
そして、トランジスタＱＡが正の半サイクルで最大電流
を流し、コレクタ電圧が最小となる時点では、出力変成
器Ｔ３の一方の巻線ＮＡにほぼ電源電圧Ｖがかかり、更
に、他方の巻線Ｎｌｌにはほぼ電源電圧■と等しい電圧
が誘起する。
を流し、コレクタ電圧が最小となる時点では、出力変成
器Ｔ３の一方の巻線ＮＡにほぼ電源電圧Ｖがかかり、更
に、他方の巻線Ｎｌｌにはほぼ電源電圧■と等しい電圧
が誘起する。
この結果、非導通時のトランジスタＱ、のコレクタ・エ
ミッタ間には、電源電圧■の約２倍の電圧（ζ２Ｖ）が
かかることとなる。又、負の半サイクルにおいて、トラ
ンジスタＱＡにおいて同し現象が起こる。
ミッタ間には、電源電圧■の約２倍の電圧（ζ２Ｖ）が
かかることとなる。又、負の半サイクルにおいて、トラ
ンジスタＱＡにおいて同し現象が起こる。
このような理由により、電源電圧Ｖを電力増幅用トラン
ジスタのコレクタ・エミッタ間の最大耐圧の１／２以下
に設定することが絶対に必要であり、上述した大型且つ
大重量等の変圧トランスが必要となっていた。
ジスタのコレクタ・エミッタ間の最大耐圧の１／２以下
に設定することが絶対に必要であり、上述した大型且つ
大重量等の変圧トランスが必要となっていた。
本発明はこのような従来の問題点に鑑みて成されたもの
であり、大型、大重量の変圧トランスを廃して、小型、
軽量かつ安価な高周波大電力増幅装置を提供することを
目的とする。
であり、大型、大重量の変圧トランスを廃して、小型、
軽量かつ安価な高周波大電力増幅装置を提供することを
目的とする。
又、従来例で説明した半導体製造装置に適用するのみな
らず、その他の高周波応用機器、例えば送信機、超音波
発生装置、誘導過熱装置などの電源に適用することがで
きる汎用性のある高周波大電力増幅装置を提供すること
を目的とする。
らず、その他の高周波応用機器、例えば送信機、超音波
発生装置、誘導過熱装置などの電源に適用することがで
きる汎用性のある高周波大電力増幅装置を提供すること
を目的とする。
このような目的に対して本発明は、交流配電線路から供
給される交流電力を変圧トランスを介することなく直接
に整流及び平滑化する整流・平滑化回路により直流電源
電圧を発生し、該直流電源電圧間に、一方は高電位側、
他方は低電位側に接続し且つ互いにコレクタ・エミッタ
路が直列に接続するように直列接続して成る第１のトラ
ンジスタ対と第２のトランジスタ対を並列に接続し、第
１のトランジスタ対の上記高電位側のトランジスタと第
２のトランジスタ対の上記低電位側のトランジスタを同
相の半波交流信号で駆動すると同時に、第１のトランジ
スタ対の上記低電位側のトランジスタと第２のトランジ
スタ対の上記高電位側のトランジスタを該半波交流信号
と９０°位相のずれた半波交流信号で駆動することによ
り、第１のトランジスタ対のトランジスタの接続接点と
第２のトランジスタ対のトランジスタの接続接点との間
に電力増幅された全波波形の出力を発生させることとし
た。
給される交流電力を変圧トランスを介することなく直接
に整流及び平滑化する整流・平滑化回路により直流電源
電圧を発生し、該直流電源電圧間に、一方は高電位側、
他方は低電位側に接続し且つ互いにコレクタ・エミッタ
路が直列に接続するように直列接続して成る第１のトラ
ンジスタ対と第２のトランジスタ対を並列に接続し、第
１のトランジスタ対の上記高電位側のトランジスタと第
２のトランジスタ対の上記低電位側のトランジスタを同
相の半波交流信号で駆動すると同時に、第１のトランジ
スタ対の上記低電位側のトランジスタと第２のトランジ
スタ対の上記高電位側のトランジスタを該半波交流信号
と９０°位相のずれた半波交流信号で駆動することによ
り、第１のトランジスタ対のトランジスタの接続接点と
第２のトランジスタ対のトランジスタの接続接点との間
に電力増幅された全波波形の出力を発生させることとし
た。
［作用］
このような回路から成る電力増幅装置によれば、配電線
から供給する交流電圧に対して、整流・平滑化回路に発
生する直流電源電圧は、２００ボルト配電系の交流電圧
を適用した場合には約２４０ボルト、１００ボルト配電
系の交流電圧を適用した場合には約１２０ボルトとなり
、これらの直流電源電圧が上記トランジスタ対の両端間
に印加されることとなる。そして、これらのトランジス
タ対を上記のように駆動すると、夫々のトランジスタの
コレクタ・エミッタ間にかかる電圧は、最大で直流電源
電圧の１／２の電圧がかかるだけで済むこととなるので
、トランジスタの耐圧を考慮した設計が容易となる。換
言すれば、比較的低いコレクタ・エミッタ間耐圧のトラ
ンジスタを適用してもそれらの耐圧の約２倍の直流電源
電圧で駆動することを許容するので、商用の配電系統の
交流電圧を変圧トランス無しに直流電源電圧に変換して
使用することが可能となるので、変圧トランスを設けな
い小型、軽量且つ低価格の交流電力増幅装置を提供する
ことができる。
から供給する交流電圧に対して、整流・平滑化回路に発
生する直流電源電圧は、２００ボルト配電系の交流電圧
を適用した場合には約２４０ボルト、１００ボルト配電
系の交流電圧を適用した場合には約１２０ボルトとなり
、これらの直流電源電圧が上記トランジスタ対の両端間
に印加されることとなる。そして、これらのトランジス
タ対を上記のように駆動すると、夫々のトランジスタの
コレクタ・エミッタ間にかかる電圧は、最大で直流電源
電圧の１／２の電圧がかかるだけで済むこととなるので
、トランジスタの耐圧を考慮した設計が容易となる。換
言すれば、比較的低いコレクタ・エミッタ間耐圧のトラ
ンジスタを適用してもそれらの耐圧の約２倍の直流電源
電圧で駆動することを許容するので、商用の配電系統の
交流電圧を変圧トランス無しに直流電源電圧に変換して
使用することが可能となるので、変圧トランスを設けな
い小型、軽量且つ低価格の交流電力増幅装置を提供する
ことができる。
以下、本発明により交流電力増幅装置の一実施例を図面
と共に説明する。まず、第１図に基づいて回路構成を説
明すると、まず、被増幅信号Ｓｉを印加するための入力
端子６から見た入力インピーダンスＺｉ と、電力増幅
された出力信号ＳＯを出力するための出力端子８から見
た出力インピーダンスＺｏが共に５０Ωに設定されてい
る。
と共に説明する。まず、第１図に基づいて回路構成を説
明すると、まず、被増幅信号Ｓｉを印加するための入力
端子６から見た入力インピーダンスＺｉ と、電力増幅
された出力信号ＳＯを出力するための出力端子８から見
た出力インピーダンスＺｏが共に５０Ωに設定されてい
る。
入力端子４は、５０Ωの同軸線を介して入力変成器ＴＡ
の入力接点に接続し、１次巻線２１に対し、共に等しい
巻数の４組の２次巻線１２．１３゜１４．１５に同相の
交流信号を誘起させる。
の入力接点に接続し、１次巻線２１に対し、共に等しい
巻数の４組の２次巻線１２．１３゜１４．１５に同相の
交流信号を誘起させる。
更に、商用の配電線系統から供給される交流電圧■Ａｃ
を整流するダイオードブリッジから成る整流器ＤＢと平
滑コンデンサＣＦで構成される電源回路により、平滑コ
ンデンサＣ２の両端間に直流電源電圧■゛を発生させ、
更に、定電圧回路（レギュレータ）ＲＧによってより安
定化した直流電源電圧■を形成している。
を整流するダイオードブリッジから成る整流器ＤＢと平
滑コンデンサＣＦで構成される電源回路により、平滑コ
ンデンサＣ２の両端間に直流電源電圧■゛を発生させ、
更に、定電圧回路（レギュレータ）ＲＧによってより安
定化した直流電源電圧■を形成している。
尚、定電圧回路Ｒ０は、例えば第２図に示すような電圧
調整が可能で、且つ過大電流を遮断する機能を有する帰
還形定電圧回路等が通用されている。又、第２図におい
て、ｑ＋、Ｇ２． ｑ：ｌ。
調整が可能で、且つ過大電流を遮断する機能を有する帰
還形定電圧回路等が通用されている。又、第２図におい
て、ｑ＋、Ｇ２． ｑ：ｌ。
Ｑａ、ｑｓはＮＰＮ ｌ−ランジスタ、ＺＤは所定電圧
を発生するツェナーダイオードであり、抵抗ｒ＋、 ｒ
ｚ、 ｒ：＋、 ｒａ、 ｒ５． ｒｂ、 ＲＢＤ＼コ
ンデンサＣ８Ｉ 、 Ｃｏｔ 、 ＣＯ：ｌは夫々固有
の値に設定されている。 更に第１図において、Ｑ、、
Ｑ２Ｑ、、Ｑ、は共に同一の特性を有する電力増幅用の
ＮＰＮ ）ランジスタであり、ＮＰＮ ）ランジスタＱ
、のコレクタ接点が定電圧回路Ｒ０の高電位側の出力接
点に接続し、そのエミッタ接点がＮＰＮトランジスタＱ
３のコレクタ接点に接続し、ＮＰＮ）ランジスタＱ３の
エミッタ接点が定電圧回路ＲＧの低電位側の出力接点に
接続することにより、これらのコレクタ・エミッタ路が
直列に接続されたトランジスタＱ、とＧ３の両端間に直
流電源電圧Ｖが供給されている。同様に、ＮＰＮ ）ラ
ンジスタＱ２のコレクタ接点が定電圧回路Ｒ０の高電位
側の出力接点に接続し、そのエミッタ接点がＮＰＮ ）
ランジスタＱ４のコレクタ接点に接続し、ＮＰＮ ）ラ
ンジスタＱ４のエミッタ接点が定電圧回路Ｒ０の低電位
側の出力接点に接続することにより、これらのコレクタ
・エミッタ路が直列に接続されたトランジスタＱ２とＧ
４の両端間に直流電源電圧■が供給されている。
を発生するツェナーダイオードであり、抵抗ｒ＋、 ｒ
ｚ、 ｒ：＋、 ｒａ、 ｒ５． ｒｂ、 ＲＢＤ＼コ
ンデンサＣ８Ｉ 、 Ｃｏｔ 、 ＣＯ：ｌは夫々固有
の値に設定されている。 更に第１図において、Ｑ、、
Ｑ２Ｑ、、Ｑ、は共に同一の特性を有する電力増幅用の
ＮＰＮ ）ランジスタであり、ＮＰＮ ）ランジスタＱ
、のコレクタ接点が定電圧回路Ｒ０の高電位側の出力接
点に接続し、そのエミッタ接点がＮＰＮトランジスタＱ
３のコレクタ接点に接続し、ＮＰＮ）ランジスタＱ３の
エミッタ接点が定電圧回路ＲＧの低電位側の出力接点に
接続することにより、これらのコレクタ・エミッタ路が
直列に接続されたトランジスタＱ、とＧ３の両端間に直
流電源電圧Ｖが供給されている。同様に、ＮＰＮ ）ラ
ンジスタＱ２のコレクタ接点が定電圧回路Ｒ０の高電位
側の出力接点に接続し、そのエミッタ接点がＮＰＮ ）
ランジスタＱ４のコレクタ接点に接続し、ＮＰＮ ）ラ
ンジスタＱ４のエミッタ接点が定電圧回路Ｒ０の低電位
側の出力接点に接続することにより、これらのコレクタ
・エミッタ路が直列に接続されたトランジスタＱ２とＧ
４の両端間に直流電源電圧■が供給されている。
更に、トランジスタＱ、は、抵抗ＲＡ□を介して設けら
れたバイアス安定化回路Ｇ１で形成した所定の直流電圧
によってバイアスされている。即ち、トランジスタＱ、
のベース・エミッタ間には、結合コンデンサＣＡ！に続
いて相互に並列接続するバイアス電流供給用のコイルＬ
ＡＩと発振防止用の抵抗ＲＡＩが接続し、これらのコレ
デンサＣＡＩとコイルＬＡＩ及び抵抗ＲＡＩの共通接点
に、バイアス安定化回路Ｇ１よりの直流電圧が印加され
ている。
れたバイアス安定化回路Ｇ１で形成した所定の直流電圧
によってバイアスされている。即ち、トランジスタＱ、
のベース・エミッタ間には、結合コンデンサＣＡ！に続
いて相互に並列接続するバイアス電流供給用のコイルＬ
ＡＩと発振防止用の抵抗ＲＡＩが接続し、これらのコレ
デンサＣＡＩとコイルＬＡＩ及び抵抗ＲＡＩの共通接点
に、バイアス安定化回路Ｇ１よりの直流電圧が印加され
ている。
そして、巻線１４の一方の出力接点に発生する信号ＳＡ
が結合コンデンサＣＡＩを介してトランジスタＱ、のベ
ース接点に供給される。尚、巻線２４の他端がトランジ
スタＱ１のエミッタ接点に接続している。
が結合コンデンサＣＡＩを介してトランジスタＱ、のベ
ース接点に供給される。尚、巻線２４の他端がトランジ
スタＱ１のエミッタ接点に接続している。
他のトランジスタＱ、、Ｑ３．Ｑ、に関わるバイアス回
路もトランジスタＱ１に関わるバイアス回路と均等且つ
等しい回路定数の回路が適用されている。詳しい説明を
省くが、各トランジスタＱ２．Ｑ、、Ｑ、は、図示する
ように、抵抗ＲＡ２相当する抵抗ＲＢ□、Ｒｃｚ、
Ｒｎｚ、バイアス安定化回路Ｇ１に相当するバイアス安
定化回路Ｇ２．Ｇ３、Ｇ４、結合コンデンサＣ０２に相
当する結合コンデンサＣＢ□＋ Ｃｃｚ ＋ ＣＤｚ
、コイルＬＡＩに相当するコイルＬｉｄ、 Ｌｃ＋
、 Ｌｏ＋、抵抗ＲＡＩに相当する抵抗Ｒｏｌｌ 、
Ｒｃ＋、 Ｒｏｔで構成されている。
路もトランジスタＱ１に関わるバイアス回路と均等且つ
等しい回路定数の回路が適用されている。詳しい説明を
省くが、各トランジスタＱ２．Ｑ、、Ｑ、は、図示する
ように、抵抗ＲＡ２相当する抵抗ＲＢ□、Ｒｃｚ、
Ｒｎｚ、バイアス安定化回路Ｇ１に相当するバイアス安
定化回路Ｇ２．Ｇ３、Ｇ４、結合コンデンサＣ０２に相
当する結合コンデンサＣＢ□＋ Ｃｃｚ ＋ ＣＤｚ
、コイルＬＡＩに相当するコイルＬｉｄ、 Ｌｃ＋
、 Ｌｏ＋、抵抗ＲＡＩに相当する抵抗Ｒｏｌｌ 、
Ｒｃ＋、 Ｒｏｔで構成されている。
そして、巻線１２の一方の出力接点がトランジスタＱ２
のエミッタ接点に接続すると共に、他方の出力接点に発
生する信号ＳＢが結合コンデンサＣＢ＋を介してトラン
ジスタＱ２のペースタ接点に供給され、巻線ρ３の一方
の出力接点に発生するイ言号Ｓ、がコンデンサＣｆ１ｌ
を介してトランジスタＱ４のエミッタ接点に供給される
と共に、他方の出力接点がトランジスタＱ４のエミッタ
接点に接続し、巻線１５の一方の出力接点がトランジス
タＱ３のエミッタ接点に接続すると共に、他方の出力接
点に発生する信号ＳｃがコンデンサＣＣＩを介してトラ
ンジスタＱ３のベース接点に供給される。
のエミッタ接点に接続すると共に、他方の出力接点に発
生する信号ＳＢが結合コンデンサＣＢ＋を介してトラン
ジスタＱ２のペースタ接点に供給され、巻線ρ３の一方
の出力接点に発生するイ言号Ｓ、がコンデンサＣｆ１ｌ
を介してトランジスタＱ４のエミッタ接点に供給される
と共に、他方の出力接点がトランジスタＱ４のエミッタ
接点に接続し、巻線１５の一方の出力接点がトランジス
タＱ３のエミッタ接点に接続すると共に、他方の出力接
点に発生する信号ＳｃがコンデンサＣＣＩを介してトラ
ンジスタＱ３のベース接点に供給される。
尚、閣示するように、各２次巻線！２〜１５から各トラ
ンジスタＱ、−Ｑ、に供給される信号は、ＳＡとＳ、が
相互に同相、ＳＢとＳ、が相互に同相、ＳＡとＳ、に対
するＳ８とＳ。が９０°の位相ずれを有する関係にある
。
ンジスタＱ、−Ｑ、に供給される信号は、ＳＡとＳ、が
相互に同相、ＳＢとＳ、が相互に同相、ＳＡとＳ、に対
するＳ８とＳ。が９０°の位相ずれを有する関係にある
。
そして、トランジスタＱ、及びトランジスタＱ、の共通
接続点ＰＡＣと、トランジスタＱ２及びトランジスタＱ
４の共通接続点ｐｅａとの間に出力変圧器ＴＢの入力側
巻線が接続し、その出力側巻線が５０Ωの同軸線を介し
て出力端子８に接続している。
接続点ＰＡＣと、トランジスタＱ２及びトランジスタＱ
４の共通接続点ｐｅａとの間に出力変圧器ＴＢの入力側
巻線が接続し、その出力側巻線が５０Ωの同軸線を介し
て出力端子８に接続している。
次に、かかる実施例の動作を説明する。
まず、整流・平滑化回路の入力端子に商用の配電系統か
ら供給される交流電圧ＶＡＣが印加され、定電圧回路Ｒ
０を介して直流電源電圧Ｖを発生させる。尚、交流電圧
ＶＡＣとして商用２００ボルトを適用すると、直流電源
電圧Ｖは約２４０ボルト、交流電圧ＶＡＣとして商用１
００ボルトを通用すると、直流電源電圧■は約１２０ボ
ルトとなる。
ら供給される交流電圧ＶＡＣが印加され、定電圧回路Ｒ
０を介して直流電源電圧Ｖを発生させる。尚、交流電圧
ＶＡＣとして商用２００ボルトを適用すると、直流電源
電圧Ｖは約２４０ボルト、交流電圧ＶＡＣとして商用１
００ボルトを通用すると、直流電源電圧■は約１２０ボ
ルトとなる。
そして、入力端子６に適宜の周波数の交流被増幅信号Ｓ
、を供給すると、変成器Ｔ、の各２次巻線！２〜！５に
同相の信号Ｓ、〜Ｓ、が誘起する。
、を供給すると、変成器Ｔ、の各２次巻線！２〜！５に
同相の信号Ｓ、〜Ｓ、が誘起する。
そして、第３図に示すように、正の半サイクルの信号Ｓ
ＡとＳ、がトランジスタＱ、とＱ４に供給されると同時
に、負の半サイクルの信号Ｓ、とＳｏがトランジスタＱ
２とＱ、に供給されるときは、トランジスタＱ１とＱ４
が導通状態、トランジスタＱ２とＱ３が非導通状態とな
るので、−点鎖線Ｘで示すように電流が流れ、変成器Ｔ
、を介して電力増幅された正の半サイクルの信号■。が
発生し、逆に、９０°の位相のずれた期間において、負
の半サイクルの信号ＳＡとＳＤがトランジスタＱ、とＱ
４に供給されると同時に、正の半サイクルの信号Ｓ！ｌ
とＳ、がトランジスタＱ２とＱ３に供給されるときは、
トランジスタＱ１とＱ４が非導通状態、トランジスタＱ
２とＱ３が導通状態となるので、−点鎖線ｙで示すよう
に逆方向の電流が流れ、変成器Ｔ、を介して電力増幅さ
れた負の半サイクルの信号■。が発生する。この結果、
出力信号■。は全波波形となる。
ＡとＳ、がトランジスタＱ、とＱ４に供給されると同時
に、負の半サイクルの信号Ｓ、とＳｏがトランジスタＱ
２とＱ、に供給されるときは、トランジスタＱ１とＱ４
が導通状態、トランジスタＱ２とＱ３が非導通状態とな
るので、−点鎖線Ｘで示すように電流が流れ、変成器Ｔ
、を介して電力増幅された正の半サイクルの信号■。が
発生し、逆に、９０°の位相のずれた期間において、負
の半サイクルの信号ＳＡとＳＤがトランジスタＱ、とＱ
４に供給されると同時に、正の半サイクルの信号Ｓ！ｌ
とＳ、がトランジスタＱ２とＱ３に供給されるときは、
トランジスタＱ１とＱ４が非導通状態、トランジスタＱ
２とＱ３が導通状態となるので、−点鎖線ｙで示すよう
に逆方向の電流が流れ、変成器Ｔ、を介して電力増幅さ
れた負の半サイクルの信号■。が発生する。この結果、
出力信号■。は全波波形となる。
ここで、各半サイクル周期において、夫々のトランジス
タのコレクタ・エミッタ間には直流電源電圧■の１／２
の電圧（＝Ｖ／２）がかかることとなり、従来技術で適
用した電力増幅用のトランジスタより１／２の耐圧のト
ランジスタを適用することができる。
タのコレクタ・エミッタ間には直流電源電圧■の１／２
の電圧（＝Ｖ／２）がかかることとなり、従来技術で適
用した電力増幅用のトランジスタより１／２の耐圧のト
ランジスタを適用することができる。
例えば、商用２００ボルト交流電圧から形成した２４０
ボルトの直流電源電圧■を適用する場合、容易に入手す
ることのできる２５０ボルトの耐圧特性と、１５０ワツ
トの出力特性を有するモールド型トランジスタ等を適用
することができ、設計の自由度を大幅に向上することが
できる。そして、この実施例によれば、変圧トランスを
無（すことができるので、装置の小型、軽量及び低価格
化を実現することができる。
ボルトの直流電源電圧■を適用する場合、容易に入手す
ることのできる２５０ボルトの耐圧特性と、１５０ワツ
トの出力特性を有するモールド型トランジスタ等を適用
することができ、設計の自由度を大幅に向上することが
できる。そして、この実施例によれば、変圧トランスを
無（すことができるので、装置の小型、軽量及び低価格
化を実現することができる。
又、この実施例においては、整流器の出力に電圧調整が
可能でしかも過大電流を遮断する機能を持ったレギュレ
ータを設けたので、負荷の変動に対して安定した電圧を
維持することができ、電力増幅回路に適用した各トラン
ジスタの保護を完全にしている。即ち、このレギュレー
タが設けられないものとすると、電圧ｖＡｃを２００ボ
ルトに設定すると、軽負荷のときは整流器の出力が約３
００ボルト近くに達し、重負荷のときは２００ボルト近
傍まで降下するという不安定な状態を生じるが、約３０
０ボルト近くの高い電圧となると電力増幅回路に適用し
た各トランジスタの許容耐圧を超えるので、破壊するこ
ととなる。しかし、この実施例でレギュレータを設けた
ことにより、これらのトランジスタの許容耐圧以内の電
圧■に調整し且つ調整した一定電圧に安定化させること
ができるので、トランジスタの破壊を防止できる。又、
レギュレータの過電流遮断機能によりトランジスタの破
壊を防止できる。
可能でしかも過大電流を遮断する機能を持ったレギュレ
ータを設けたので、負荷の変動に対して安定した電圧を
維持することができ、電力増幅回路に適用した各トラン
ジスタの保護を完全にしている。即ち、このレギュレー
タが設けられないものとすると、電圧ｖＡｃを２００ボ
ルトに設定すると、軽負荷のときは整流器の出力が約３
００ボルト近くに達し、重負荷のときは２００ボルト近
傍まで降下するという不安定な状態を生じるが、約３０
０ボルト近くの高い電圧となると電力増幅回路に適用し
た各トランジスタの許容耐圧を超えるので、破壊するこ
ととなる。しかし、この実施例でレギュレータを設けた
ことにより、これらのトランジスタの許容耐圧以内の電
圧■に調整し且つ調整した一定電圧に安定化させること
ができるので、トランジスタの破壊を防止できる。又、
レギュレータの過電流遮断機能によりトランジスタの破
壊を防止できる。
尚、この実施例では、電力増幅用のトランジスタにＮＰ
Ｎ ）ランジスタを適用したが、設定電圧の関係を逆に
してＰＮＰ ）ランジスタで構成してもよい。更に、電
力増幅用のＭＯＳ）ランジスタを適用してもよいことは
言うまでもない。
Ｎ ）ランジスタを適用したが、設定電圧の関係を逆に
してＰＮＰ ）ランジスタで構成してもよい。更に、電
力増幅用のＭＯＳ）ランジスタを適用してもよいことは
言うまでもない。
以上説明したように本発明によれば、交流配電線路から
供給される交流電力を変圧トランスを介することなく直
接に整流及び平滑化する整流・平滑化回路により直流電
源電圧を発生し、該直流電源電圧間に、一方は高電位側
、他方は低電位側に接続し且つ互いにコレクタ・エミッ
タ路が直列に接続するように直列接続して成る第１のト
ランジスタ対と第２のトランジスタ対を並列に接続し、
第１のトランジスタ対の上記高電位側のトランジスタと
第２のトランジスタ対の上記低電位側のトランジスタを
同相の半波交流信号で駆動すると同時に、第１のトラン
ジスタ対の上記低電位側のトランジスタと第２のトラン
ジスタ対の上記高電位側のトランジスタを該半波交流信
号と９０°位相のずれた半波交流信号で駆動することに
より、第１のトランジスタ対のトランジスタの接続接点
と第２のトランジスタ対のトランジスタの接続接点との
間に電力増幅された全波波形の出力を発生させることと
したので、夫々のトランジスタのコレクタ・エミンタ間
にかかる電圧は、最大で直流電源電圧の１／２の電圧が
かかるだけで済むこととなり、比較的低いコレクタ・エ
ミッタ間耐圧のトランジスタを適用してもそれらの耐圧
の約２倍の直流電源電圧で駆動することを許容すること
から、商用の配電系統の交流電圧を変圧トランス無しに
直流電源電圧に変換して使用することが可能となり、小
型、軽量且つ低価格の交流電力増幅装置を提供すること
ができる。
供給される交流電力を変圧トランスを介することなく直
接に整流及び平滑化する整流・平滑化回路により直流電
源電圧を発生し、該直流電源電圧間に、一方は高電位側
、他方は低電位側に接続し且つ互いにコレクタ・エミッ
タ路が直列に接続するように直列接続して成る第１のト
ランジスタ対と第２のトランジスタ対を並列に接続し、
第１のトランジスタ対の上記高電位側のトランジスタと
第２のトランジスタ対の上記低電位側のトランジスタを
同相の半波交流信号で駆動すると同時に、第１のトラン
ジスタ対の上記低電位側のトランジスタと第２のトラン
ジスタ対の上記高電位側のトランジスタを該半波交流信
号と９０°位相のずれた半波交流信号で駆動することに
より、第１のトランジスタ対のトランジスタの接続接点
と第２のトランジスタ対のトランジスタの接続接点との
間に電力増幅された全波波形の出力を発生させることと
したので、夫々のトランジスタのコレクタ・エミンタ間
にかかる電圧は、最大で直流電源電圧の１／２の電圧が
かかるだけで済むこととなり、比較的低いコレクタ・エ
ミッタ間耐圧のトランジスタを適用してもそれらの耐圧
の約２倍の直流電源電圧で駆動することを許容すること
から、商用の配電系統の交流電圧を変圧トランス無しに
直流電源電圧に変換して使用することが可能となり、小
型、軽量且つ低価格の交流電力増幅装置を提供すること
ができる。
又、本発明の装置は、その他の高周波応用機器、例えば
送信機、超音波発生装置、誘導過熱装置などの電源に適
用することができる汎用性を有している。
送信機、超音波発生装置、誘導過熱装置などの電源に適
用することができる汎用性を有している。
第１図は本発明の一実施例の回路構成を示す回路図、
第２図は第１図中の定電圧回路の構成例を示す回路図、
第３図は実施例の機能を示す動作説明図、第４図は従来
例の回路構成を示す回路図、第５図は従来例の動作を説
明するための動作説明図である。 ＣＦ＋平滑コンデンサ Ｄｌｌ ；整流器 ＲＧ ；定電圧回路 図中の符号： Ｑ、、Ｑ、、Ｑ、。 ＴＡ ；入力変成器 Ｔｓ ；出力変成器 Ｇ＋ 、Ｇｚ 、Ｇ３ 。 ＣＡＩ、Ｃ□、 ＣＣ，。 ＣＡｚ、 ＣＨｚ、 Ｃｃｚ。 Ｌ Ａ＋＋ Ｌ ＩＩｌ＋ Ｌ Ｃ＋＋ＲＡＩ＋
Ｒ，、・ ＲＣＩ Ｒａｚ、 Ｒ１１２１Ｒｃｚ。 Ｇ４ ；トランジスタ Ｇ４ ； Ｃｎ 重 ； ＣＤ２； Ｌ、１； ＲＤＩ； Ｒｏｚ； バイアス安定化回路 直流阻止用コンデンサ バイパスコンデンサ バイアス電流供給用コイル 発振防止用抵抗 電圧低減用抵抗 第 図 第 図 〜
例の回路構成を示す回路図、第５図は従来例の動作を説
明するための動作説明図である。 ＣＦ＋平滑コンデンサ Ｄｌｌ ；整流器 ＲＧ ；定電圧回路 図中の符号： Ｑ、、Ｑ、、Ｑ、。 ＴＡ ；入力変成器 Ｔｓ ；出力変成器 Ｇ＋ 、Ｇｚ 、Ｇ３ 。 ＣＡＩ、Ｃ□、 ＣＣ，。 ＣＡｚ、 ＣＨｚ、 Ｃｃｚ。 Ｌ Ａ＋＋ Ｌ ＩＩｌ＋ Ｌ Ｃ＋＋ＲＡＩ＋
Ｒ，、・ ＲＣＩ Ｒａｚ、 Ｒ１１２１Ｒｃｚ。 Ｇ４ ；トランジスタ Ｇ４ ； Ｃｎ 重 ； ＣＤ２； Ｌ、１； ＲＤＩ； Ｒｏｚ； バイアス安定化回路 直流阻止用コンデンサ バイパスコンデンサ バイアス電流供給用コイル 発振防止用抵抗 電圧低減用抵抗 第 図 第 図 〜
Claims (2)
- （１）交流配電線路から供給される交流電力を変圧トラ
ンスを介することなく直接に整流及び平滑化する整流・
平滑化回路により直流電源電圧を発生し、 該直流電源電圧間に、一方は高電位側、他方は低電位側
に接続し且つ互いにコレクタ・エミッタ路が直列に接続
するように直列接続して成る第１のトランジスタ対と第
２のトランジスタ対を並列に接続し、 第１のトランジスタ対の上記高電位側のトランジスタと
第２のトランジスタ対の上記低電位側のトランジスタを
同相の半波交流信号で駆動すると同時に、第１のトラン
ジスタ対の上記低電位側のトランジスタと第２のトラン
ジスタ対の上記高電位側のトランジスタを該半波交流信
号と９０゜位相のずれた半波交流信号で駆動することに
より、第１のトランジスタ対のトランジスタの接続接点
と第２のトランジスタ対のトランジスタの接続接点との
間に電力増幅された全波波形の出力を発生させることを
特徴とする交流電力増幅装置。 - （２）前記整流・平滑化回路の出力を更に定電圧回路に
よって安定化させた直流電源電圧を発生させることを特
徴とする請求項（１）の交流電力増幅装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2177356A JPH0467782A (ja) | 1990-07-06 | 1990-07-06 | 交流電力増幅装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2177356A JPH0467782A (ja) | 1990-07-06 | 1990-07-06 | 交流電力増幅装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0467782A true JPH0467782A (ja) | 1992-03-03 |
Family
ID=16029537
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2177356A Pending JPH0467782A (ja) | 1990-07-06 | 1990-07-06 | 交流電力増幅装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0467782A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5474228A (en) * | 1993-08-28 | 1995-12-12 | Kabushiki Kaisha Shinkawa | External lead bonding method and apparatus |
| US8306239B2 (en) | 2007-09-13 | 2012-11-06 | Toa Corporation | Public-address system |
-
1990
- 1990-07-06 JP JP2177356A patent/JPH0467782A/ja active Pending
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5474228A (en) * | 1993-08-28 | 1995-12-12 | Kabushiki Kaisha Shinkawa | External lead bonding method and apparatus |
| US8306239B2 (en) | 2007-09-13 | 2012-11-06 | Toa Corporation | Public-address system |
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