JPH0243149B2 - - Google Patents
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- JPH0243149B2 JPH0243149B2 JP61306168A JP30616886A JPH0243149B2 JP H0243149 B2 JPH0243149 B2 JP H0243149B2 JP 61306168 A JP61306168 A JP 61306168A JP 30616886 A JP30616886 A JP 30616886A JP H0243149 B2 JPH0243149 B2 JP H0243149B2
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
- H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/33569—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements
- H02M3/33576—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements having at least one active switching element at the secondary side of an isolation transformer
- H02M3/33592—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements having at least one active switching element at the secondary side of an isolation transformer having a synchronous rectifier circuit or a synchronous freewheeling circuit at the secondary side of an isolation transformer
-
- H—ELECTRICITY
- H01—ELECTRIC ELEMENTS
- H01F—MAGNETS; INDUCTANCES; TRANSFORMERS; SELECTION OF MATERIALS FOR THEIR MAGNETIC PROPERTIES
- H01F19/00—Fixed transformers or mutual inductances of the signal type
- H01F19/04—Transformers or mutual inductances suitable for handling frequencies considerably beyond the audio range
- H01F19/08—Transformers having magnetic bias, e.g. for handling pulses
- H01F2019/085—Transformer for galvanic isolation
-
- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
- Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
- Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes
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Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は、電子機器の電源から流出する交流
（AC）電流を検出する電流検出回路に関し、特に
電源と機器内部回路との間にガルバニツク
（galvanic）障壁（直流障壁）を介して交流電流
を検出する交流電流検出回路に関する。
（AC）電流を検出する電流検出回路に関し、特に
電源と機器内部回路との間にガルバニツク
（galvanic）障壁（直流障壁）を介して交流電流
を検出する交流電流検出回路に関する。
電子機器においては、その電源から流出する電
流を監視する電流検出回路を有するものが多い。
電流検出回路は、その出力信号として総電流に比
例した電流検出信号を発生し、これを帰還回路に
入力して電源出力端の電圧レベルを一定に保つよ
うに電源を調整する。尚、本明細書で交流とはパ
ルス電流をも包含するものとする。
流を監視する電流検出回路を有するものが多い。
電流検出回路は、その出力信号として総電流に比
例した電流検出信号を発生し、これを帰還回路に
入力して電源出力端の電圧レベルを一定に保つよ
うに電源を調整する。尚、本明細書で交流とはパ
ルス電流をも包含するものとする。
電源としてAC電源ラインを用いる電子機器に
おいては、ACラインに接続された電源は、電子
機器の内部回路の“外部”にある必要がある。即
ち、内部回路からガルバニツク的に
（galvanically）（直流的に）絶縁される必要があ
る。これによつて、機器の操作者が、ACライン
を通つて機器内に侵入する制御不能の電力サージ
により感電することがないようにするためであ
る。電流検出回路も、それが機器内部回路と外部
電源とを直接電気接続することのないように、電
源からガルバニツグ的に絶縁されなければならな
い。電流検出回路においてこの絶縁を行う周知の
手段としては、外部電源による１次電流の僅かな
部分が２次電流となるよう１次／２次巻線比を選
定した絶縁トランスがある。この２次電流が電流
検出信号の元（２次電流そのものまたはそれに対
応する信号）になる。絶縁トランスは、電気的接
続を行うのではなく、磁束結合によりガルバニツ
グ障壁を越えて電流を転送するものであり、これ
によつて帰還ループに信号を伝える。
おいては、ACラインに接続された電源は、電子
機器の内部回路の“外部”にある必要がある。即
ち、内部回路からガルバニツク的に
（galvanically）（直流的に）絶縁される必要があ
る。これによつて、機器の操作者が、ACライン
を通つて機器内に侵入する制御不能の電力サージ
により感電することがないようにするためであ
る。電流検出回路も、それが機器内部回路と外部
電源とを直接電気接続することのないように、電
源からガルバニツグ的に絶縁されなければならな
い。電流検出回路においてこの絶縁を行う周知の
手段としては、外部電源による１次電流の僅かな
部分が２次電流となるよう１次／２次巻線比を選
定した絶縁トランスがある。この２次電流が電流
検出信号の元（２次電流そのものまたはそれに対
応する信号）になる。絶縁トランスは、電気的接
続を行うのではなく、磁束結合によりガルバニツ
グ障壁を越えて電流を転送するものであり、これ
によつて帰還ループに信号を伝える。
このような絶縁トランスを用いて交流電流を検
出する際には、トランス特有の問題が生じる。詳
細は後述するが、トランスの２次巻線の両端の電
圧Vs、２次巻線のインダクタンスをＬ、誤差電
流の許容限界値をε、トランスの許容周波数範囲
の下限値をf1とすると、トランスの１次巻線がデ
ユーテイー比が50％の矩形波の場合、電磁誘導の
法則から以下の式が導かれる。
出する際には、トランス特有の問題が生じる。詳
細は後述するが、トランスの２次巻線の両端の電
圧Vs、２次巻線のインダクタンスをＬ、誤差電
流の許容限界値をε、トランスの許容周波数範囲
の下限値をf1とすると、トランスの１次巻線がデ
ユーテイー比が50％の矩形波の場合、電磁誘導の
法則から以下の式が導かれる。
Vs＝2εLf1 (1)
従来の電流検出回路は、電流検出信号を発生す
る為に、絶縁トランスの２次巻線の両端に抵抗器
を接続していたので、２次巻線の両端間の電圧
Vsは、２次巻線を流れる電流に比例して増加し
てしまう。上記(1)式から判るように、絶縁トラン
スの２次巻線の電圧Vsと許容下限周波数f1とは
比例関係にあるので、Vsが増加すると、f1も上
昇してトランスの許容周波数範囲が狭くなり、電
流の検出精度が低下する。また、f1を低下させて
トランスの許容周波数範囲を広げるには、２次巻
線のインダクタンスＬを大きくすれば良い。しか
し、絶縁トランスの２次巻線のインダクタンスＬ
を大きくするには、絶縁トランスの寸法及び重量
を不可避的に大きくしなければならず、小型化が
困難になるという問題が生じる。更に、機器内の
回路のインピーダンスが絶縁トランスの負荷に影
響するので、絶縁トランスの２次巻線に電流抵抗
器を接続した従来の構成では、絶縁トランスの２
次巻線間の電流検出抵抗器の電圧が負荷に影響さ
れるという問題もあつた。
る為に、絶縁トランスの２次巻線の両端に抵抗器
を接続していたので、２次巻線の両端間の電圧
Vsは、２次巻線を流れる電流に比例して増加し
てしまう。上記(1)式から判るように、絶縁トラン
スの２次巻線の電圧Vsと許容下限周波数f1とは
比例関係にあるので、Vsが増加すると、f1も上
昇してトランスの許容周波数範囲が狭くなり、電
流の検出精度が低下する。また、f1を低下させて
トランスの許容周波数範囲を広げるには、２次巻
線のインダクタンスＬを大きくすれば良い。しか
し、絶縁トランスの２次巻線のインダクタンスＬ
を大きくするには、絶縁トランスの寸法及び重量
を不可避的に大きくしなければならず、小型化が
困難になるという問題が生じる。更に、機器内の
回路のインピーダンスが絶縁トランスの負荷に影
響するので、絶縁トランスの２次巻線に電流抵抗
器を接続した従来の構成では、絶縁トランスの２
次巻線間の電流検出抵抗器の電圧が負荷に影響さ
れるという問題もあつた。
従つて、本発明の目的は、精度及び周波数応答
を向上させた交流電流検出回路を提供することで
ある。
を向上させた交流電流検出回路を提供することで
ある。
本発明の他の目的は、絶縁トランスの寸法や重
量を増大させることなく絶縁トランスの周波数応
答及び精度を改善する電流検出回路を提供するこ
とである。
量を増大させることなく絶縁トランスの周波数応
答及び精度を改善する電流検出回路を提供するこ
とである。
本発明の別の目的は、絶縁トランスの負荷に影
響されない高インピーダンス電流出力を有する交
流電流検出回路を提供することである。
響されない高インピーダンス電流出力を有する交
流電流検出回路を提供することである。
本発明の更に他の目的は、回路に流れる電流が
変化しても２次巻線の両端の電圧が一定の低振幅
である交流電流検出回路を提供することである。
変化しても２次巻線の両端の電圧が一定の低振幅
である交流電流検出回路を提供することである。
上述の目的を達成するために、検出された電流
を電流検出信号からガルバニツグ的に絶縁する絶
縁手段を有する。この絶縁手段は、ガルバニツグ
障壁を介して電流を結合する１次巻線及び２次巻
線を有するトランスを可とする。このトランスに
は、電圧制御手段を接続して、電流検出信号が変
化してもトランスの出力電圧を予め定めた低い値
に維持する。電圧制御手段は、ベース・エミツタ
接合を２次巻線の両端に接続した少なくとも１個
のトランジスタを有し、トランスの２次電圧によ
つてベース・エミツタ接合が順方向にバイアスさ
れたとき、この２次電圧を一定の低振幅に維持す
る。
を電流検出信号からガルバニツグ的に絶縁する絶
縁手段を有する。この絶縁手段は、ガルバニツグ
障壁を介して電流を結合する１次巻線及び２次巻
線を有するトランスを可とする。このトランスに
は、電圧制御手段を接続して、電流検出信号が変
化してもトランスの出力電圧を予め定めた低い値
に維持する。電圧制御手段は、ベース・エミツタ
接合を２次巻線の両端に接続した少なくとも１個
のトランジスタを有し、トランスの２次電圧によ
つてベース・エミツタ接合が順方向にバイアスさ
れたとき、この２次電圧を一定の低振幅に維持す
る。
本発明の１態様においては、トランジスタのエ
ミツタは２次巻線の一端に接続され、ベースは他
端に接続される。２次巻線をその一方向に流れる
２次電流によつて、ベース・エミツタ接合に対す
る順方向バイアス電圧が発生し、２次巻線の両端
電圧が一定になる。更に具体的には、検出回路内
に付加的なトランジスタを用いて逆極性の２次電
流を加算することにより電流検出信号を発生する
ようにしてもよい。
ミツタは２次巻線の一端に接続され、ベースは他
端に接続される。２次巻線をその一方向に流れる
２次電流によつて、ベース・エミツタ接合に対す
る順方向バイアス電圧が発生し、２次巻線の両端
電圧が一定になる。更に具体的には、検出回路内
に付加的なトランジスタを用いて逆極性の２次電
流を加算することにより電流検出信号を発生する
ようにしてもよい。
第１図は、本発明による電流検出回路の第１実
施例（10a）を示す。この検出回路１０ａは、電
子機器の電源の一部を構成するパルス幅変調器１
１に接続されると共に、電流を検出しようとする
入力電圧源１３に接続され、且つ電流をガルバニ
ツク的に絶縁する絶縁手段を有する。絶縁手段
は、１次巻線１４、２次巻線１６及びコア１８か
ら成る単一コア絶縁トランス１２を可とする。２
次巻線１６の両端間で、エミツタが一端２６に接
続され、ベース２８が他端３０に接続されたトラ
ンジスタ２２は、絶縁トランス１２の出力電圧を
制御する電圧制御手段を構成する。トランジスタ
２２のコレクタ３４に接続された出力電流路３２
は、検出回路１０ａで発生した電流検出出力信号
を送出する。電流帰路３６は、共通ノード３８に
おいて、トランジスタのベース２８及び２次巻線
１６の端子３０に接続される。電流帰路３６には
DC電圧源（図示せず）が設けられ、トランジス
タ２２のベース・コレクタ接合に逆方向バイアス
をかけてトランジスタ２２を導通状態で動作させ
る。電流路３２，３６は、検出回路１０ａの出力
端子４０，４１を介して帰還回路４４に接続され
る。帰還回路４４は、制御出力線４２に制御信号
を発生し、この制御信号は第２絶縁トランス４３
を介してオシロスコープの如き電子機器の電源内
のパルス幅変調器１１に送られ、これを制御す
る。
施例（10a）を示す。この検出回路１０ａは、電
子機器の電源の一部を構成するパルス幅変調器１
１に接続されると共に、電流を検出しようとする
入力電圧源１３に接続され、且つ電流をガルバニ
ツク的に絶縁する絶縁手段を有する。絶縁手段
は、１次巻線１４、２次巻線１６及びコア１８か
ら成る単一コア絶縁トランス１２を可とする。２
次巻線１６の両端間で、エミツタが一端２６に接
続され、ベース２８が他端３０に接続されたトラ
ンジスタ２２は、絶縁トランス１２の出力電圧を
制御する電圧制御手段を構成する。トランジスタ
２２のコレクタ３４に接続された出力電流路３２
は、検出回路１０ａで発生した電流検出出力信号
を送出する。電流帰路３６は、共通ノード３８に
おいて、トランジスタのベース２８及び２次巻線
１６の端子３０に接続される。電流帰路３６には
DC電圧源（図示せず）が設けられ、トランジス
タ２２のベース・コレクタ接合に逆方向バイアス
をかけてトランジスタ２２を導通状態で動作させ
る。電流路３２，３６は、検出回路１０ａの出力
端子４０，４１を介して帰還回路４４に接続され
る。帰還回路４４は、制御出力線４２に制御信号
を発生し、この制御信号は第２絶縁トランス４３
を介してオシロスコープの如き電子機器の電源内
のパルス幅変調器１１に送られ、これを制御す
る。
被検出入力電圧源１３とパルス幅変調器１１と
は、１次巻線１４の入力端子４５，４６に接続さ
れる。入力電圧源１３の電流はIiで示されてい
る。所望の電流変換比（例えば、２次電流IsがIi
の1/100）を得るためには、コア１８上の１次巻
線１４の巻回数を１として、コア１８上の２次巻
線の巻回数を多数とする。２次巻線１６に生じた
２次電流、即ちエミツタ電流Isは、トランジスタ
２２のベース・エミツタ接合を順バイアスして、
２次巻線の両端の２次電圧Vsを、標準バイポー
ラ接合トランジスタにより約0.7Vにクランプす
る。線形領域でバイアスされた高ベータのトラン
ジスタ２２では、ベース電流は無視できるのでコ
レクタ電流、即ち出力電流I0は、エミツタ電流Is
と殆んど等しく、したがつて検出入力電流Iiに比
例する。電流I0は電流検出信の原信号となる。
は、１次巻線１４の入力端子４５，４６に接続さ
れる。入力電圧源１３の電流はIiで示されてい
る。所望の電流変換比（例えば、２次電流IsがIi
の1/100）を得るためには、コア１８上の１次巻
線１４の巻回数を１として、コア１８上の２次巻
線の巻回数を多数とする。２次巻線１６に生じた
２次電流、即ちエミツタ電流Isは、トランジスタ
２２のベース・エミツタ接合を順バイアスして、
２次巻線の両端の２次電圧Vsを、標準バイポー
ラ接合トランジスタにより約0.7Vにクランプす
る。線形領域でバイアスされた高ベータのトラン
ジスタ２２では、ベース電流は無視できるのでコ
レクタ電流、即ち出力電流I0は、エミツタ電流Is
と殆んど等しく、したがつて検出入力電流Iiに比
例する。電流I0は電流検出信の原信号となる。
検出回路１０ａのトランジスタ２２はPNP型
トランジスタを採用しているが、第２図の電流検
出回路の第２実施例１０ｂのようにNPN型トラ
ンジスタによつても同様の回路動作が得られる。
本発明の図示の実施例において、共通の素子には
同一の参照番号を付して、回路間の差についての
み図示及び説明する。トランジスタ４８のベース
４９は２次巻線の一端２６に接続され、エミツタ
５０は他端３０に接続される。出力電流路３２は
ノード３８においてベース４９に接続され、電流
帰路３６はコレクタ５１に接続される。電流路３
２，３６を通つてトランジスタ４８のベース・コ
レクタ接合を逆バイアスするためにDC電圧源
（図示せず）が設けられる。
トランジスタを採用しているが、第２図の電流検
出回路の第２実施例１０ｂのようにNPN型トラ
ンジスタによつても同様の回路動作が得られる。
本発明の図示の実施例において、共通の素子には
同一の参照番号を付して、回路間の差についての
み図示及び説明する。トランジスタ４８のベース
４９は２次巻線の一端２６に接続され、エミツタ
５０は他端３０に接続される。出力電流路３２は
ノード３８においてベース４９に接続され、電流
帰路３６はコレクタ５１に接続される。電流路３
２，３６を通つてトランジスタ４８のベース・コ
レクタ接合を逆バイアスするためにDC電圧源
（図示せず）が設けられる。
第１図及び第２図の電流検出回路１０ａ及び１
０ｂにおいて、トランス１２の２次巻線間に接続
したトランジスタ２２を及び４８は、１次巻線の
電流Iiが矢印５２の向きに流れた場合に２次側巻
線に電流Isが流れるので、ベース・エミツタ間が
順バイアスされ導通状態になり、トランジスタ２
２及び４８のコレクタに出力電流Ioが流れる。こ
の時、トランスの２次巻線の両端の電圧は、トラ
ンジスタのベース・エミツタ間順方向電圧と等し
くなり、略一定の低い電圧値に維持されている。
トランスの１次側巻線電流Iiの向きが逆の場合に
は、２次側巻線電流Isの向きも逆向きになるの
で、トランジスタ２２及び４８のベース・エミツ
タ間は逆バイアスされ、非導通となり、コレクタ
の出力電流Ioは流れない。
０ｂにおいて、トランス１２の２次巻線間に接続
したトランジスタ２２を及び４８は、１次巻線の
電流Iiが矢印５２の向きに流れた場合に２次側巻
線に電流Isが流れるので、ベース・エミツタ間が
順バイアスされ導通状態になり、トランジスタ２
２及び４８のコレクタに出力電流Ioが流れる。こ
の時、トランスの２次巻線の両端の電圧は、トラ
ンジスタのベース・エミツタ間順方向電圧と等し
くなり、略一定の低い電圧値に維持されている。
トランスの１次側巻線電流Iiの向きが逆の場合に
は、２次側巻線電流Isの向きも逆向きになるの
で、トランジスタ２２及び４８のベース・エミツ
タ間は逆バイアスされ、非導通となり、コレクタ
の出力電流Ioは流れない。
本発明は、トランスの２次巻線の両端に接続し
たトランジスタの順方向バイアス時の電圧対電流
の非線形特性、即ち、ベース・エミツタ間の順方
向電圧が比較的低い領域の特性を利用したもので
ある。この特性を利用することにより、トランス
の２次巻線の電流変化に拘らず２次巻線の両端の
電圧を略一定で低い電圧値に維持することが出来
る。この結果トランスの許容周波数範囲の下限周
波数を低く維持出来るので、低周波数の電流に対
してもトランスの電流検出精度を高く維持するこ
とが可能である。
たトランジスタの順方向バイアス時の電圧対電流
の非線形特性、即ち、ベース・エミツタ間の順方
向電圧が比較的低い領域の特性を利用したもので
ある。この特性を利用することにより、トランス
の２次巻線の電流変化に拘らず２次巻線の両端の
電圧を略一定で低い電圧値に維持することが出来
る。この結果トランスの許容周波数範囲の下限周
波数を低く維持出来るので、低周波数の電流に対
してもトランスの電流検出精度を高く維持するこ
とが可能である。
以下、更に詳しく説明する。便宜上、トランス
の１次巻線の電流Iiがデユーテイー比50％の矩形
パルスであり、トランスの１次巻線対２次巻線の
巻数比を１：Ｎとする。理想的には２次巻線電流
Isは、Is＝Ii／Ｎとなるが、実際には、トランス
の相互インダクタンスによる誤差電流Imが流れ
るので、Is＝Ii／Ｎ−Imとなる。この誤差電流
Imの値を小さくすることが望ましい。この電流
Imの許容限界値（最大値）をεとすると、トラ
ンジスタのベース・エミツタ間電圧、即ちトラン
スの２次巻線間電圧Vsは、電磁誘導の法則（フ
アラデーの法則）から次の式(1)で表される。
の１次巻線の電流Iiがデユーテイー比50％の矩形
パルスであり、トランスの１次巻線対２次巻線の
巻数比を１：Ｎとする。理想的には２次巻線電流
Isは、Is＝Ii／Ｎとなるが、実際には、トランス
の相互インダクタンスによる誤差電流Imが流れ
るので、Is＝Ii／Ｎ−Imとなる。この誤差電流
Imの値を小さくすることが望ましい。この電流
Imの許容限界値（最大値）をεとすると、トラ
ンジスタのベース・エミツタ間電圧、即ちトラン
スの２次巻線間電圧Vsは、電磁誘導の法則（フ
アラデーの法則）から次の式(1)で表される。
Vs＝εL／τ＝2εLf1 (1)
ここで、τは、１次巻線電流Iiのパルス幅の時
間であり、Ｌはトランスの２次巻線のインダクタ
ンスである。また、f1は、トランスの許容周波数
応答範囲の下限周波数を表している。この場合、
Iiがデユーテイー比50％なので、τ＝1/2f1の関係
になつていることに留意されたい。
間であり、Ｌはトランスの２次巻線のインダクタ
ンスである。また、f1は、トランスの許容周波数
応答範囲の下限周波数を表している。この場合、
Iiがデユーテイー比50％なので、τ＝1/2f1の関係
になつていることに留意されたい。
上述の式(1)から判るように、トランスの２次巻
線間電圧Vsは、Ｌ及びεが一定値なので、f1の
値と比例関係にある。従つて、Vsを小さい値で
且つ一定値に維持しておけば、トランスの許容周
波数の下限値f1の上昇を防止することが出来るの
で、本発明では、トランスの２次巻線間にトラン
ジスタのベース・エミツタ間を接続し、このベー
ス・エミツタ間が順方向バイアスされた時、出力
電流Ioの変化にかわらず、電圧Vsの値を略一定
の低電圧値に維持している。これにより、トラン
スの許容周波数範囲を広く維持出来るので、出力
電流が変化しても、低周波数領域まで電流の検出
精度を低下させずに済むことになる。更に、ε及
びＬの値も従来と比較して小さな値に選定し得る
ので、高精度で且つ小型のトランスを用いること
が可能な交流電流検出回路を実現できる。
線間電圧Vsは、Ｌ及びεが一定値なので、f1の
値と比例関係にある。従つて、Vsを小さい値で
且つ一定値に維持しておけば、トランスの許容周
波数の下限値f1の上昇を防止することが出来るの
で、本発明では、トランスの２次巻線間にトラン
ジスタのベース・エミツタ間を接続し、このベー
ス・エミツタ間が順方向バイアスされた時、出力
電流Ioの変化にかわらず、電圧Vsの値を略一定
の低電圧値に維持している。これにより、トラン
スの許容周波数範囲を広く維持出来るので、出力
電流が変化しても、低周波数領域まで電流の検出
精度を低下させずに済むことになる。更に、ε及
びＬの値も従来と比較して小さな値に選定し得る
ので、高精度で且つ小型のトランスを用いること
が可能な交流電流検出回路を実現できる。
本発明による電流検出回路の第３実施例１０ｃ
を第３図に示す。この回路１０ｃは、双方向検出
回路であり、２個のトランジスタ５４，５５と、
分割コア５８ａ，５８ｂ、１対の１次巻線６０
ａ，６０ｂ、１対の直列接続６２ａ，６２ｂから
成るトランス５６とを有する。トランジスタ５
４，５５のエミツタ６４は夫々２次巻線６２ａ，
６２ｂの端子６６，６８に接続され、両トランジ
スタのベース７０は共通ノード７４を介して２次
巻線６２ａ，６２ｂ間の中央タツプ上の中間端子
７２に接続される。トランジスタ５４，５５のコ
レクタ７６は、２次電流Is1及びIs2のための１出
力端を構成する共通ノード７８で共通接続され
る。出力電流路８０は出力端４１を介してノード
７８を帰還回路４４に接続し、電流帰路８２は出
力端４０を介してノード７４を帰還回路４４に接
続する。上述した実施例と同様にベース・エミツ
タ接合を逆バイアスするDCバイアス電圧源（図
示せず）が設けられる。また、トランスのコアに
発生したエネルギーを側路するためにPN接合ダ
イオード８４，８６が設けられる。各ダイオード
のＰ型端子はノード７４に接続され、Ｎ型端子は
夫々２次巻線６２ａ，６２ｂの端子６６，６８に
接続され、各ダイオードはそれに並列接続された
エミツタ・ベース接合が逆バイアス非導通のとき
のみ導通する。
を第３図に示す。この回路１０ｃは、双方向検出
回路であり、２個のトランジスタ５４，５５と、
分割コア５８ａ，５８ｂ、１対の１次巻線６０
ａ，６０ｂ、１対の直列接続６２ａ，６２ｂから
成るトランス５６とを有する。トランジスタ５
４，５５のエミツタ６４は夫々２次巻線６２ａ，
６２ｂの端子６６，６８に接続され、両トランジ
スタのベース７０は共通ノード７４を介して２次
巻線６２ａ，６２ｂ間の中央タツプ上の中間端子
７２に接続される。トランジスタ５４，５５のコ
レクタ７６は、２次電流Is1及びIs2のための１出
力端を構成する共通ノード７８で共通接続され
る。出力電流路８０は出力端４１を介してノード
７８を帰還回路４４に接続し、電流帰路８２は出
力端４０を介してノード７４を帰還回路４４に接
続する。上述した実施例と同様にベース・エミツ
タ接合を逆バイアスするDCバイアス電圧源（図
示せず）が設けられる。また、トランスのコアに
発生したエネルギーを側路するためにPN接合ダ
イオード８４，８６が設けられる。各ダイオード
のＰ型端子はノード７４に接続され、Ｎ型端子は
夫々２次巻線６２ａ，６２ｂの端子６６，６８に
接続され、各ダイオードはそれに並列接続された
エミツタ・ベース接合が逆バイアス非導通のとき
のみ導通する。
電流検出回路１０ｃは、夫々１次巻線６０ａ，
６０ｂに流れるIi1，Ii2をIs1，Is2及び対応するコ
レクタ電流に変換する。両コレクタ電流はノード
７８で加算され出力電流Ioとなり、この電流は電
流路８０を通つて回路１０ｃから流出する。Ii1
が図示の方向に流れるとき、Is1がトランジスタ
５４のベース・エミツタ接合を流れ、Ioが発生す
る。また、Ii2が図示の方向に流れるとき、Is2が
トランジスタ５５のベース・エミツタ接合に流
れ、Ioが発生する。ダイオード８４，８６は、入
力電流Ii1，Ii2がある期間、図示の方向と逆方向
に流れてトランジスタ５５，５４がオフになつた
とき、トランスコア５８ａ，５８ｂに生じた磁化
エネルギーのための電流路となる。例えば、Ii1
が逆方向になつたり、減少したりするとき、コア
５８ａに関連したインダクタンスに蓄積されたエ
ネルギーは、ダイオード８４に電流が流れるにつ
れて放出される。同様に、ダイオード８６は、コ
ア５８ｂに関連したインダクタンスに蓄積された
エネルギーを放出するための電流路として働く。
６０ｂに流れるIi1，Ii2をIs1，Is2及び対応するコ
レクタ電流に変換する。両コレクタ電流はノード
７８で加算され出力電流Ioとなり、この電流は電
流路８０を通つて回路１０ｃから流出する。Ii1
が図示の方向に流れるとき、Is1がトランジスタ
５４のベース・エミツタ接合を流れ、Ioが発生す
る。また、Ii2が図示の方向に流れるとき、Is2が
トランジスタ５５のベース・エミツタ接合に流
れ、Ioが発生する。ダイオード８４，８６は、入
力電流Ii1，Ii2がある期間、図示の方向と逆方向
に流れてトランジスタ５５，５４がオフになつた
とき、トランスコア５８ａ，５８ｂに生じた磁化
エネルギーのための電流路となる。例えば、Ii1
が逆方向になつたり、減少したりするとき、コア
５８ａに関連したインダクタンスに蓄積されたエ
ネルギーは、ダイオード８４に電流が流れるにつ
れて放出される。同様に、ダイオード８６は、コ
ア５８ｂに関連したインダクタンスに蓄積された
エネルギーを放出するための電流路として働く。
第４図は、本発明の第４実施例に係り、回路１
０ｃに類似した電流検出回路１０ｄを示す。回路
１０ｄは、NPN型トランジスタ８９，９０と、
分割コア９３ａ，９３ｂ上の直列接続された１対
の１次巻線及び１対の２次巻線９２ａ，９２ｂか
ら成るトランス９１とを有する。ダイオード８
４，８６の向きは、NPN型トランジスタ８９，
９０に対応して逆転される。この回路１０ｄで
は、単一の交流１次巻線Iiに基づいて、この入力
電流サイクルの異なるサイクル部分期間に交互に
トランジスタ８９，９０を導通させるIs1，Is2を
２次巻線９２ａ，９２ｂに発生する。トランジス
タ８９，９０のコレクタ電流は、出力端子４１で
加算されてIoとなり、回路１０ｄから信号路２８
を介して帰還回路４４へ流れる。
０ｃに類似した電流検出回路１０ｄを示す。回路
１０ｄは、NPN型トランジスタ８９，９０と、
分割コア９３ａ，９３ｂ上の直列接続された１対
の１次巻線及び１対の２次巻線９２ａ，９２ｂか
ら成るトランス９１とを有する。ダイオード８
４，８６の向きは、NPN型トランジスタ８９，
９０に対応して逆転される。この回路１０ｄで
は、単一の交流１次巻線Iiに基づいて、この入力
電流サイクルの異なるサイクル部分期間に交互に
トランジスタ８９，９０を導通させるIs1，Is2を
２次巻線９２ａ，９２ｂに発生する。トランジス
タ８９，９０のコレクタ電流は、出力端子４１で
加算されてIoとなり、回路１０ｄから信号路２８
を介して帰還回路４４へ流れる。
第５図は、１次巻線９６、コア９８、１対の直
列接続された中央タツプ付２次巻線１００ａ，１
００ｂからなるトランス９４に本発明を適用した
第５実施例１０ｅを示す。この回路１０ｅは、第
３図の回路と類似しているが、夫々２次巻線１０
０ａ，１００ｂの端子１０６，１０８とトランジ
スタ５４，５５のエミツタ６４との間に挿入され
たDC阻止・AC結合コンデンサ１０２，１０４を
有する。両コンデンサは、これらがなければコア
９８を飽和させるようなDC電流を阻止し、２次
巻線１００ａ，１００ｂの両電圧極性の電圧時間
積を均衡させる。第３及び第４実施例と同様、
PNダイオード８４，８６が設けられ、この場
合、両ダイオードは夫々、コンデンサ１０２，１
０４及びトランジスタ５５，５４のエミツタ６４
間のノード１１５，１１６と共通ノード７４との
間に接続される。
列接続された中央タツプ付２次巻線１００ａ，１
００ｂからなるトランス９４に本発明を適用した
第５実施例１０ｅを示す。この回路１０ｅは、第
３図の回路と類似しているが、夫々２次巻線１０
０ａ，１００ｂの端子１０６，１０８とトランジ
スタ５４，５５のエミツタ６４との間に挿入され
たDC阻止・AC結合コンデンサ１０２，１０４を
有する。両コンデンサは、これらがなければコア
９８を飽和させるようなDC電流を阻止し、２次
巻線１００ａ，１００ｂの両電圧極性の電圧時間
積を均衡させる。第３及び第４実施例と同様、
PNダイオード８４，８６が設けられ、この場
合、両ダイオードは夫々、コンデンサ１０２，１
０４及びトランジスタ５５，５４のエミツタ６４
間のノード１１５，１１６と共通ノード７４との
間に接続される。
第６図は、本発明の第６実施例の電流検出回路
１０５を示す。この回路１０５は、第４図の回路
１０ｄと類似しているが、１対の１次巻線及び単
一の２次巻線を有し、またコンデンサ１１８及び
直列抵抗１２０から成るRC結合を有する。この
RC結合は、２次巻線１００ａ，１００ｂの両極
性の電圧・時間積を均衡させるのに役立つような
時定数を有する。この回路１０ｆでは、２次巻線
は、ダイオード８４及びトランジスタ９０を通る
電流サイクル部分で図示の方向にIsを流し、Ioを
発生する。Isの方向が変わるとき、電流サイクル
の他の部分でダイオード８６及びトランジスタ８
９に電流が流れ、Ioが発生する。
１０５を示す。この回路１０５は、第４図の回路
１０ｄと類似しているが、１対の１次巻線及び単
一の２次巻線を有し、またコンデンサ１１８及び
直列抵抗１２０から成るRC結合を有する。この
RC結合は、２次巻線１００ａ，１００ｂの両極
性の電圧・時間積を均衡させるのに役立つような
時定数を有する。この回路１０ｆでは、２次巻線
は、ダイオード８４及びトランジスタ９０を通る
電流サイクル部分で図示の方向にIsを流し、Ioを
発生する。Isの方向が変わるとき、電流サイクル
の他の部分でダイオード８６及びトランジスタ８
９に電流が流れ、Ioが発生する。
以上、本発明の好適実施例について説明した
が、本発明の要旨を逸脱することなく種々の変
形・変更を行えることは当業者には明らかであろ
う。
が、本発明の要旨を逸脱することなく種々の変
形・変更を行えることは当業者には明らかであろ
う。
〔発明の効果〕
本発明によれば、１次巻線間に被検出交流電流
を受ける絶縁トランスの２次側巻線間にトランジ
スタのベース及びエミツタを接続し、このベー
ス・エミツタ間の順方向バイアスの比線形特性の
中で、電流の変動にかかわらず電圧が略一定の低
電圧値に維持される領域の特性を利用している。
この結果、２次巻線の変動に拘らず２次巻線間電
圧を略一定に低電圧値に維持出来るので、トラン
スの許容周波数の下限値の上昇を防止することが
出来、許容誤差電流値及びトランスのインダクタ
ンスも小さな値に制御可能となる。よつて、小型
で高精度且つ許容周波数範囲の広い交流電流検出
回路を実現している。更に、負荷インピーダンス
がトランスの２次巻線間電圧に影響しないので、
電流検出精度の安定性が極めて高い。
を受ける絶縁トランスの２次側巻線間にトランジ
スタのベース及びエミツタを接続し、このベー
ス・エミツタ間の順方向バイアスの比線形特性の
中で、電流の変動にかかわらず電圧が略一定の低
電圧値に維持される領域の特性を利用している。
この結果、２次巻線の変動に拘らず２次巻線間電
圧を略一定に低電圧値に維持出来るので、トラン
スの許容周波数の下限値の上昇を防止することが
出来、許容誤差電流値及びトランスのインダクタ
ンスも小さな値に制御可能となる。よつて、小型
で高精度且つ許容周波数範囲の広い交流電流検出
回路を実現している。更に、負荷インピーダンス
がトランスの２次巻線間電圧に影響しないので、
電流検出精度の安定性が極めて高い。
第１乃至第６図は、本発明による交流電流検出
回路の第１乃至第６実施例の回路図である。 図中、１２は絶縁トランス（絶縁手段）、２２
はトランジスタ（電圧制御手段）、Iiは被検出電
流を示す。
回路の第１乃至第６実施例の回路図である。 図中、１２は絶縁トランス（絶縁手段）、２２
はトランジスタ（電圧制御手段）、Iiは被検出電
流を示す。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 被検出交流電流に応じた電流検出信号を発生
する交流電流検出回路において、 上記被検出交流電流を１次巻線に受け、上記被
検出交流電流に応じた２次電流を２次巻線に発生
する絶縁トランスと、 該絶縁トランスの２次巻線の両端間にベース及
びエミツタが接続され、該ベース及びエミツタ間
が上記２次電流に応じて順方向にバイアスされた
際に、コレクタに流れる上記電流検出信号の変動
にかかわらず上記絶縁トランスの２次巻線の両端
間の電圧を略一定の低電圧値に維持するトランジ
スタとを具え、 該トランジスタのベース・エミツタ間が順方向
にバイアスされたときの上記トランジスタのコレ
クタ電流を上記電流検出信号として出力すること
を特徴とする交流電流検出回路。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US06/840,274 US4677536A (en) | 1986-03-17 | 1986-03-17 | AC Current sensing circuit |
| US840274 | 1986-03-17 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS62220870A JPS62220870A (ja) | 1987-09-29 |
| JPH0243149B2 true JPH0243149B2 (ja) | 1990-09-27 |
Family
ID=25281920
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP61306168A Granted JPS62220870A (ja) | 1986-03-17 | 1986-12-22 | 交流電流検出回路 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4677536A (ja) |
| EP (1) | EP0237652B1 (ja) |
| JP (1) | JPS62220870A (ja) |
| DE (1) | DE3667860D1 (ja) |
Families Citing this family (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4964029A (en) * | 1988-05-18 | 1990-10-16 | Viteq Corporation | AC to DC power converter with input current waveform control for buck-boost regulation of output |
| US4956600A (en) * | 1988-07-01 | 1990-09-11 | Viteq Corporation | High frequency current detector for a low frequency line |
| DE3912542A1 (de) * | 1989-04-17 | 1990-10-18 | Standard Elektrik Lorenz Ag | Schaltungsanordnung zum erkennen eines wechselstromflusses in einer leitung |
| US6028423A (en) * | 1997-12-11 | 2000-02-22 | Sanchez; Jorge | Isolation instrument for electrical testing |
| SE514850C2 (sv) * | 1998-05-07 | 2001-04-30 | Ericsson Telefon Ab L M | Synkronlikriktare i flybacktopologi |
| US6285234B1 (en) | 1999-12-20 | 2001-09-04 | System Design Concepts, Inc. | Current-mode magnetic isolator for switching DC-DC converters |
| ATE424640T1 (de) | 2003-01-08 | 2009-03-15 | Tecey Software Dev Kg Llc | Vorrichtung und verfahren zur messung dynamischer lasersignale |
| US8836525B2 (en) | 2011-06-06 | 2014-09-16 | Lear Corporation | Isolated resistive current sensor |
| US10826373B2 (en) | 2017-07-26 | 2020-11-03 | Nxp B.V. | Current pulse transformer for isolating electrical signals |
Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS52129475A (en) * | 1976-04-22 | 1977-10-29 | Mitsubishi Electric Corp | Load current detecting circuit |
| JPS5332061B2 (ja) * | 1974-05-23 | 1978-09-06 | ||
| JPS593263A (ja) * | 1982-06-29 | 1984-01-09 | Mitsubishi Electric Corp | 電流検出装置 |
Family Cites Families (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CA593689A (en) * | 1960-03-01 | M. Cluwen Johannes | Limiting circuit | |
| DE1268668B (de) * | 1965-03-12 | 1968-05-22 | English Electric Co Ltd | Elektrische Signalpegel-Detektorschaltung |
| JPS5548447Y2 (ja) * | 1976-08-25 | 1980-11-12 | ||
| JPS5627420A (en) * | 1979-08-11 | 1981-03-17 | Sanyo Electric Co Ltd | Constant-voltage electric power source circuit |
| JPS5957312A (ja) * | 1982-09-25 | 1984-04-02 | Toshiba Corp | 電流制限回路 |
-
1986
- 1986-03-17 US US06/840,274 patent/US4677536A/en not_active Expired - Fee Related
- 1986-10-09 EP EP86201752A patent/EP0237652B1/en not_active Expired
- 1986-10-09 DE DE8686201752T patent/DE3667860D1/de not_active Expired - Fee Related
- 1986-12-22 JP JP61306168A patent/JPS62220870A/ja active Granted
Patent Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5332061B2 (ja) * | 1974-05-23 | 1978-09-06 | ||
| JPS52129475A (en) * | 1976-04-22 | 1977-10-29 | Mitsubishi Electric Corp | Load current detecting circuit |
| JPS593263A (ja) * | 1982-06-29 | 1984-01-09 | Mitsubishi Electric Corp | 電流検出装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS62220870A (ja) | 1987-09-29 |
| DE3667860D1 (de) | 1990-02-01 |
| EP0237652B1 (en) | 1989-12-27 |
| EP0237652A1 (en) | 1987-09-23 |
| US4677536A (en) | 1987-06-30 |
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