JPH048163A - Ｄｃ‐ｄｃ変換器の出力電流の間接検出及び制御回路 - Google Patents

Ｄｃ‐ｄｃ変換器の出力電流の間接検出及び制御回路

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JPH048163A
JPH048163A JP2283238A JP28323890A JPH048163A JP H048163 A JPH048163 A JP H048163A JP 2283238 A JP2283238 A JP 2283238A JP 28323890 A JP28323890 A JP 28323890A JP H048163 A JPH048163 A JP H048163A
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    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
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    • H02M3/33553—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only of the forward type with automatic control of the output voltage or current with galvanic isolation between input and output of both the power stage and the feedback loop

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は、電子的電力変換器に関し、より特定すれば、
その変換器の出力電流を制御目的において検出するため
の回路に関するものである。
従来の技術 電力変換器においては、多くの場合、測定又は制御目的
のためにその変換器の出力電流を正確に検出する必要が
ある。この目的を達成する単純な方法の１つは、出力と
直列の回路に分路を接続することであるが、このような
直接的方法は、幾つかの不利益を有するものである。こ
れらの不利益とは、装置が比較的かさ高くなることや、
大電流が測定されるときの電力消費が大きいこと、及び
電気的に分離された電流信号を提供するのが不可能であ
ること等である。この最後の問題点は、制御回路が一次
側に設けられ、その−次側と二次側とのガルバーニ接続
（平温接続）が許容されないような分離型変換器（アイ
ソレータコンバータ）の場合において、特に重要である
。
磁気増幅器を基礎とした電流検出回路は従来よりよく知
られているが、これらの回路は複雑でかさ高く、かつ高
価であるため、一般に高密度変換器に用いるには適さな
い。
発明の目的 したがって、本発明の１つの目的は、前述した不利益を
改善することである。
本発明の別の目的は、回路が従来の装置に比して単純で
コンパクト、かつ廉価であるようなりＣ−ＤＣ変換器の
出力電流を正確に検出する回路を提供することである。
本発明のさらに別の目的は、出力電流に比例した電圧信
号を提供する回路であって、フローティング型又は任意
の共通電位を基準とし、その振幅が回路の電力消費に重
大な影響を与えない範囲において比較的大きい任意の値
となるようにしたものを提供することである。
検出信号は制御及び他の目的のために用いることができ
る。
発明の概要 前述した目的は、電力スイッチを採用したＤＣ−ＤＣ変
換器において、キャパシタンス手段の両端間電圧を変換
器電力スイッチを通ずる電流から導出された検出電圧に
従わせるように制御することからなる出力電流の間接的
技術により達せられる。非導通期間において、キャパシ
タンス手段は効果的に電力スイッチ−電流検出手段から
電気的に分離され、変換器出力電圧の関数として制御可
能に放電を促進される。
好ましい実施例の説明 第１図は従来型のＤＣ−ＤＣ変換器を示している。種々
の具体例のうち、最も単純なものと考えられるこのトポ
ロジーは、説明の便宜上ここに提示したものであって、
当業者にとってはここに記載した電流検出回路を、半波
ブリッジ回路や全波ブリッジ回路などのより複雑なトポ
ロジーに適用した場合でも、等しく動作するに違いない
ということが理解されるであろう。また、説明の便宜上
変成器は無限大の磁化インダクタンス及びゼロの洩れイ
ンダクタンスを有し、かつすべてのリラクタンス成分は
無損失であるものとする。
実際の適用においては、上記のような理想状態からのず
れに応じて検出精度に幾分影響があるが、当業者はすで
に確立された設計技術を用いることにより、そのような
変動を極小化することができる。
第１図を参照すると、変換器の電力スイッチ（４）が閉
じられると、フリーホイールダイオード（６）はオフに
転じ、インダクタンス電流ＩＬ　　は順バイアスダイオ
ード（５）及び電力変成器（パワートランス）（２）の
二次巻線ｎｓ□を通じ、その変成器の巻数比を一次電流
に掛けた値に対応する。すなわち、 変成器（３）の二次側を流れ電流ｉ５３は、この電流は
抵抗値Ｒの検出抵抗（１２）にかかる電圧ｖ１゜を発生
する。すなわち、 ダイオード（１０）及び（１１）の導通に基づき、コン
デンサ（１３）の両端間電圧は、基本的にｖｌ。に等し
くなる。したがって、それは変成器（３）の二次側に電
流が流れ、かつダイオード（１０）及び（１１）か導通
している限り電圧ｖ（ｉＬ）に正確に追従する。
これはスイッチ（４）の導通期間中の場合である。
この期間中においては、 （４）　　ｖ（ｉＬ）＝　　ｖ、。
式（３）の減算は電圧ｖ１゜、したかってｖ　（ｉＬ）
がスイッチ（４）の導通期間中においてインダクタンス
電流ＩＬ　　の正確な類似値（ａｎａｌｏｇ）であるこ
とを示している。したがって、電流はこの期間中におい
てインダクタンス電流の正確な写像となる。
スイッチ（４）がオフ、すなわち開放すると、変成器（
２）の−次側を流れる電流は遮断され、ダイオード（５
）はオフに転じ、インダクタンス電流ＩＬはダイオード
（６）を通じて流通（フリーホイール）する。この期間
中においては、ダイオード（６）の導通が変換器出力電
圧孔をインダクタンスの両端間に出現させ、これによっ
てインダクタンス中の電流を次式により与えられた速度
で減衰させる。
ｄｔ　　　　　　　　　　Ｌ スイッチ（４）の導通期間の終了時において、電圧ｖ（
ｌｔ、）はインダクタンス電流のピーク値に比例した値
となり、余分な回路素子が存在しない場合においては、
ダイオード（１０）及び（１１）がターンオフしている
ため、この値にどこまでもととまろうとする。しかしな
がら、コンデンサ（１３）はインダクタンス（７）の電
流減衰速度に比例した速度において放電し得るならば、
電圧ｖ（ｌｔ、）は如何なる時点においてもそのインダ
クタンス電流の正確な類似値となり、したがって、この
発明の基本目的を達成することができる。
コンデンサ（１３）の放電の正確な速度は電圧制御型電
流源（１４）により確立される。この電源は入力として
この変換器の出力電圧Ｖ。を受入れ、それにに比例した
放電電流を発生し、これによってインダクタンス電流の
減衰速度に比例した速度において減衰する電圧を生ずる
ものである。
（６）　　ｉ、　　＝　　Ｋ　　ｖ。
比例定数には次のようにして算出される。
正確な信号を得るため、我々は次の条件を必要とする。
この（８）式に（５）式を代入して、 上記（９）式及び（７）式を計算してＫを算出すると、 したがって、電圧−電流変換定数にの値を式（１０）に
等しく設定し、その結果、検出電圧Ｖ（ＩＬ）がインダ
クタンス電流に因子Ｒ×　　　８２　　を３３　　　　
ｐ２ 掛けたものに関連するようになる。すなわち、検出電圧
Ｖ（ＩＬ）は適当な制御回路（１９）を介して電力スイ
ッチ（４）を制御することなどにより、典型的に調整の
ために用いられる。
変換器（１４）はそのトポロジー及びパラメータヲ所望
の電源仕様にしたがって選択した種々の電圧−電流変換
回路の一つを用いて構成することができる。
第４Ａ図の回路においては、出力電圧の一部分Ｋｘｖｏ
が一つの演算増幅器（２０）に加えられ、その出力はト
ランジスタ（２１）のベースに接続される。
トランジスタのエミッタ及び演算増幅器（２０）の他の
入力端子は抵抗（２２）を介して接地電位に接続される
。トランジスタのコレクタは制御コンデンサ（１３）に
接続される。
第２図はフローティング型電流検８を要求される応用形
態において用いることができる電流検出回路の一実施例
を示している。この回路は出力電圧Ｖ。の関数を検出回
路に対して翻訳するためにインダクタンス（７）に巻線
（７ａ）を加えた変形部分を有する。
したかって、その変形部分がなければ、この回路の動作
は第１図の回路動作と同様である。
電圧翻訳動作は次の通りである。
スイッチ（４）が閉じられると、極性ドツトにより示さ
れるような極性でインダクタンス（７）に電圧が発生す
る。巻線（７ａ）にわたる電圧はダイオード（１６）を
阻止し、抵抗（１５）の電圧がゼロに維持されるような
極性である。スイッチ（４）が遮断されると、巻線（７
）の両端間電圧は反転して出力電圧Ｖ。に等しくなる。
ここで、巻線（７）及び（７ａ）の巻数比を１：１であ
るとすれば、抵抗（１５）の両端間には電圧Ｖ。が表わ
れ、この値が電圧−電流変換器（１４）に提供される。
第３図はスイッチ（４）が変成器を介してではなく、直
接に検出されるようにした回路実施例を示すものである
。図示しないか、第１図及び第２図の制御ステージ（１
９）のような帰還制御回路もまた具体化することができ
る。
第４図の実施例においては、第１図の検出回路ダイオー
ド（１０）が省略され、コンデンサ（１３）の電圧は代
わって用いられたサンプリングスイッチ（１０８）を介
して抵抗（１２）の両端間電圧をサンプリングすること
により獲得されるようにしたものである。サンプリング
スイッチ（１０５）はスイッチ（４）と同期化される。
すなわち、両スイッチは同時に開放及び閉合される。他
の実施例と同様、第４図の回路においても帰還制御を含
むことができる。
以上述べた好ましい実施例を考察すれば、これらの実施
例に対しては異なった電圧変換の方法を用いること等に
より、種々の変形を加えることができる。また、実施例
の検出回路は従来の変換器以外のトポロジーに対しても
用いることができる。
【図面の簡単な説明】
第１図はその二次側において電流検出回路を構成した従
来の変換回路を示す回路図、 第２図はフローティング基準電圧を有する電流検出回路
を備えた従来の変換器を示す回路図、第３図は変流器を
用いないで、変換器本体回路の一次側において参照され
る信号を発生するようにした本発明の一実施例を示す回
路図、第４図はダイオードに代えて受動型サンプリング
スイッチを用いた本発明の実施例を示す回路図、 第４Ａ図は第４図の回路におけるブロック（１４）の部
分の一例として典型的な電圧制御型電流源を用いた場合
を示す部分回路図である。 （６）・・・・・・・・・・・・・・・・・・フリーホ
イールダイオ−（７）・・・・・・・・・・・・・・・
・・・インダクタンス（７ａ）・・・・・・・・・・・
・・・・巻線（１０）、（１１）・・・・・・・・・ダ
イオード（１０）・・・・・・・・・・・・・・・サン
プリングスイッチ（１２）・・・・・・・・・・・・・
・・・・・検出抵抗（１３）・・・・・・・・・・・・
・・・・・・コンデンサ（１４）・・・・・・・・・・
・・・・・・・・電圧制御型電流源（１５）・・・・・
・・・・・・・・・・・・・抵抗（１６）・・・・・・
・・・・・・・・・・・・ダイオード（１９）・・・・
・・・・・・・・・・・・・・制御回路（２０）・・・
・・・・・・・・・・・・・・・演算増幅器（２１）・
・・・・・・・・・・・・・・・・・トランジスタ（２
２）・・・・・・・・・・・・・・・・・・抵抗（１）
・・・・・・・・・・・・・・・・・・直流回路電源（
２）・・・・・・・・・・・・・・・・・・電力変成器
（３）・・・・・・・・・・・・・・・・・・ＡＮＤゲ
ート（４）・・・・・・・・・・・・・・・・・・電力
スイッチ（５）・・・・・・・・・・・・・・・・・・
順バイアスダイオード日ＧＵＲＥ３ ＦＩＧＵＲ三２

Claims (8)

    【特許請求の範囲】
  1. （１）電力スイッチを用い、かつ負荷電流回路及び出力
    端子を有するＤＣ−ＤＣ変換器のための間接出力電流検
    出システムであって、 （ａ）前記変換器の電力スイッチの導通期間において、
    それらのスイッチを流れる電流を検出し、その電流の瞬
    時値を指示する検出電圧を発生するための手段と、 （ｂ）前記検出手段に結合されたキャパシタンス手段と
    、 （ｃ）前記キャパシタンス手段の電圧を前記検出電圧に
    従わせるための電圧強制手段と、（ｄ）前記キャパシタ
    ンス手段を前記変換器電力スイッチの導通期間の終了時
    において、前記検出手段から切離すための手段、及び （ｅ）前記変換器電力スイッチの非導通期間中において
    、前記キャパシタンス手段の放電電流を通じ、これによ
    って前記キャパシタンス手段の電圧が前記変換器の出力
    電流の指示を与えるようにするための手段 を備えたことを特徴とするＤＣ−ＤＣ変換器のための間
    接的出力電流検出システム。
  2. （２）前記キャパシタンス手段を切離すための手段が前
    記キャパシタンス手段に結合されたダイオード手段を含
    むことを特徴とする請求項１記載の検出システム。
  3. （３）前記キャパシタンス手段を切離すための手段が前
    記電力スイッチに対して同期化され、かつ前記キャパシ
    タンス手段に結合されたスイッチング手段を含むことを
    特徴とする請求項１記載の検出システム。
  4. （４）前記変換器電力スイッチの電流を検出するための
    手段が前記電力スイッチの回路に結合された変成器手段
    を含むことを特徴とする請求項１記載の検出システム。
  5. （５）前記変成器手段の一次側を前記変換器電力スイッ
    チに電流を通ずるように接続すると共に、二次側には前
    記キャパシタンス手段に対し１方向にのみ電流を供給す
    るための手段を含むことを特徴とする請求項４記載の検
    出システム。
  6. （６）前記放電電流を通ずるための手段が前記キャパシ
    タンス手段に結合された電圧−電流変換手段を含むこと
    を特徴とする請求項１記載の検出システム。
  7. （７）前記電圧−電流変換手段が前記変換器の出力端子
    間電圧に応答するものであることを特徴とする請求項６
    記載の検出システム。
  8. （８）前記電圧−電流変換手段が前記変換器の前記負荷
    電流回路に結合された変成器からなることを特徴とする
    請求項６記載の検出システム。
JP2283238A 1990-04-16 1990-10-19 Ｄｃ‐ｄｃ変換器の出力電流の間接検出及び制御回路 Expired - Fee Related JPH0755045B2 (ja)

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