JPH0755045B2 - Ｄｃ‐ｄｃ変換器の出力電流の間接検出及び制御回路 - Google Patents
Ｄｃ‐ｄｃ変換器の出力電流の間接検出及び制御回路Info
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- JPH0755045B2 JPH0755045B2 JP2283238A JP28323890A JPH0755045B2 JP H0755045 B2 JPH0755045 B2 JP H0755045B2 JP 2283238 A JP2283238 A JP 2283238A JP 28323890 A JP28323890 A JP 28323890A JP H0755045 B2 JPH0755045 B2 JP H0755045B2
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- Japan
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- current
- converter
- voltage
- circuit
- power switch
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
- H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/33538—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only of the forward type
- H02M3/33546—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only of the forward type with automatic control of the output voltage or current
- H02M3/33553—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only of the forward type with automatic control of the output voltage or current with galvanic isolation between input and output of both the power stage and the feedback loop
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
- Control Of Voltage And Current In General (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は、電子的電力変換器に関し、より特定すれば、
その変換器の出力電流を制御目的において検出するため
の回路に関するものである。
その変換器の出力電流を制御目的において検出するため
の回路に関するものである。
従来の技術 電力変換器においては、多くの場合、測定又は制御目的
のためにその変換器の出力電流を正確に検出する必要が
ある。この目的を達成する単純な方法の１つは、出力と
直列の回路に分路を接続することであるが、このような
直接的方法は、幾つかの不利益を有するものである。こ
れらの不利益とは、装置が比較的かさ高くなることや、
大電流が測定されるときの電力消費が大きいこと、及び
電気的に分離された電流信号を提供するのが不可能であ
ること等である。この最後の問題点は、制御回路が一次
側に設けられ、その一次側と二次側とのガルバーニ接続
（平流接続）が許容されないような分離型変換器（アイ
ソレータコンバータ）の場合において、特に重要であ
る。
のためにその変換器の出力電流を正確に検出する必要が
ある。この目的を達成する単純な方法の１つは、出力と
直列の回路に分路を接続することであるが、このような
直接的方法は、幾つかの不利益を有するものである。こ
れらの不利益とは、装置が比較的かさ高くなることや、
大電流が測定されるときの電力消費が大きいこと、及び
電気的に分離された電流信号を提供するのが不可能であ
ること等である。この最後の問題点は、制御回路が一次
側に設けられ、その一次側と二次側とのガルバーニ接続
（平流接続）が許容されないような分離型変換器（アイ
ソレータコンバータ）の場合において、特に重要であ
る。
磁気増幅器を基礎とした電流検出回路は従来よりよく知
られているが、これらの回路は複雑でかさ高さ、かつ高
価であるため、一般に高密度変換器に用いるには適さな
い。
られているが、これらの回路は複雑でかさ高さ、かつ高
価であるため、一般に高密度変換器に用いるには適さな
い。
発明の目的 したがって、本発明の１つの目的は、前述した不利益を
改善することである。
改善することである。
本発明の別の目的は、回路が従来の装置に比して単純で
コンパクト、かつ廉価であるようなDC−DC変換器の出力
電流を正確に検出する回路を提供することである。本発
明のさらに別の目的は、出力電流に比例した電圧信号を
提供する回路であって、フローティング型又は任意の共
通電位を基準とし、その振幅が回路の電力消費に重大な
影響を与えない範囲において比較的大きい任意の値とな
るようにしたものを提供することである。検出信号は制
御及び他の目的のために用いることができる。
コンパクト、かつ廉価であるようなDC−DC変換器の出力
電流を正確に検出する回路を提供することである。本発
明のさらに別の目的は、出力電流に比例した電圧信号を
提供する回路であって、フローティング型又は任意の共
通電位を基準とし、その振幅が回路の電力消費に重大な
影響を与えない範囲において比較的大きい任意の値とな
るようにしたものを提供することである。検出信号は制
御及び他の目的のために用いることができる。
発明の概要 前述した目的は、電力スイッチを採用したDC−DC変換器
において、キャパシタンス手段の両端間電圧を変換器電
力スイッチを通ずる電流から導出された検出電圧に従わ
せるように制御することからなる出力電流の間接的検出
技術により達せられる。非導通期間において、キャパシ
タンス手段は効果的に電力スイッチ−電流検出手段から
電気的に分離され、変換器出力電圧の関数として制御可
能に放電を促進される。
において、キャパシタンス手段の両端間電圧を変換器電
力スイッチを通ずる電流から導出された検出電圧に従わ
せるように制御することからなる出力電流の間接的検出
技術により達せられる。非導通期間において、キャパシ
タンス手段は効果的に電力スイッチ−電流検出手段から
電気的に分離され、変換器出力電圧の関数として制御可
能に放電を促進される。
好ましい実施例の説明 第１図は従来型のDC−DC変換器を示している。種々の具
体例のうち、最も単純なものと考えられるこのトポロジ
ーは、説明の便宜上ここに提示したものであって、当業
者にとってはここに記載した電流検出回路を、半波ブリ
ッジ回路や全波ブリッジ回路などのより複雑なトポロジ
ーに適用した場合でも、等しく動作するに違いないとい
うことが理解されるであろう。また、説明の便宜上変成
器は無限大の磁化インダクタンス及びゼロの洩れインダ
クタンスを有し、かつすべてのリラクタンス成分は無損
失であるものとする。
体例のうち、最も単純なものと考えられるこのトポロジ
ーは、説明の便宜上ここに提示したものであって、当業
者にとってはここに記載した電流検出回路を、半波ブリ
ッジ回路や全波ブリッジ回路などのより複雑なトポロジ
ーに適用した場合でも、等しく動作するに違いないとい
うことが理解されるであろう。また、説明の便宜上変成
器は無限大の磁化インダクタンス及びゼロの洩れインダ
クタンスを有し、かつすべてのリラクタンス成分は無損
失であるものとする。
実際の適用においては、上記のような理想状態からのず
れに応じて検出精度に幾分影響があるが、当業者はすで
に確立された設計技術を用いることにより、そのような
変動を極小化することができる。
れに応じて検出精度に幾分影響があるが、当業者はすで
に確立された設計技術を用いることにより、そのような
変動を極小化することができる。
第１図を参照すると、変換器の電力スイッチ（４）が閉
じられると、フリーホイールダイオード（６）はオフに
転じ、インダクタンス電流iLは順バイアスダイオード
（５）及び電力変成器（パワートランス）（２）の二次
巻線ns2を通じ、その変成器の巻数比を一次電流に掛け
た値に対応する。すなわち、 変成器（３）の二次側を流れる電流is3は、 この電流は抵抗値Ｒの検出抵抗（12）にかかる電圧v12
を発生する。すなわち、 ダイオード（10）及び（11）の導通に基づき、コンデン
サ（13）の両端間電圧は、基本的にv12に等しくなる。
したがって、それは変成器（３）の二次側に電流が流
れ、かつダイオード（10）及び（11）が導通している限
り電圧ｖ（iL）に正確に追従する。これはスイッチ
（４）の導通期間中の場合である。この期間中において
は、 （４） ｖ（iL）＝v12 式（３）の意味は電圧v12、したがってｖ（iL）がスイ
ッチ（４）の導通期間中においてインダクタンス電流iL
の正確な類似値（analog）であることを示している。し
たがって、電流はこの期間中においてインダクタンス電
流の正確な写像となる。
じられると、フリーホイールダイオード（６）はオフに
転じ、インダクタンス電流iLは順バイアスダイオード
（５）及び電力変成器（パワートランス）（２）の二次
巻線ns2を通じ、その変成器の巻数比を一次電流に掛け
た値に対応する。すなわち、 変成器（３）の二次側を流れる電流is3は、 この電流は抵抗値Ｒの検出抵抗（12）にかかる電圧v12
を発生する。すなわち、 ダイオード（10）及び（11）の導通に基づき、コンデン
サ（13）の両端間電圧は、基本的にv12に等しくなる。
したがって、それは変成器（３）の二次側に電流が流
れ、かつダイオード（10）及び（11）が導通している限
り電圧ｖ（iL）に正確に追従する。これはスイッチ
（４）の導通期間中の場合である。この期間中において
は、 （４） ｖ（iL）＝v12 式（３）の意味は電圧v12、したがってｖ（iL）がスイ
ッチ（４）の導通期間中においてインダクタンス電流iL
の正確な類似値（analog）であることを示している。し
たがって、電流はこの期間中においてインダクタンス電
流の正確な写像となる。
スイッチ（４）がオフ、すなわち開放すると、変成器
（２）の一次側を流れる電流は遮断され、ダイオード
（５）はオフに転じ、インダクタンス電流iLはダイオー
ド（６）を通じて流通（フリーホイール）する。この期
間中においては、ダイオード（６）の導通が変換器出力
電圧v0をインダクタンスの両端間に出現させ、これによ
ってインダクタンス中の電流を次式により与えられた速
度で減衰させる。
（２）の一次側を流れる電流は遮断され、ダイオード
（５）はオフに転じ、インダクタンス電流iLはダイオー
ド（６）を通じて流通（フリーホイール）する。この期
間中においては、ダイオード（６）の導通が変換器出力
電圧v0をインダクタンスの両端間に出現させ、これによ
ってインダクタンス中の電流を次式により与えられた速
度で減衰させる。
スイッチ（４）の導通期間の終了時において、電圧ｖ
（iL）はインダクタンス電流のピーク値に比例した値と
なり、余分な回路素子が存在しない場合においては、ダ
イオード（10）及び（11）がターンオフしているため、
この値にどこまでもとどまろうとする。しかしながら、
コンデンサ（13）がインダクタンス（７）の電流減衰速
度に比例した速度において放電し得るならば、電圧ｖ
（iL）は如何なる時点においてもそのインダクタンス電
流の正確な類似値となり、したがって、この発明の基本
目的を達成することができる。
（iL）はインダクタンス電流のピーク値に比例した値と
なり、余分な回路素子が存在しない場合においては、ダ
イオード（10）及び（11）がターンオフしているため、
この値にどこまでもとどまろうとする。しかしながら、
コンデンサ（13）がインダクタンス（７）の電流減衰速
度に比例した速度において放電し得るならば、電圧ｖ
（iL）は如何なる時点においてもそのインダクタンス電
流の正確な類似値となり、したがって、この発明の基本
目的を達成することができる。
コンデンサ（13）の放電の正確な速度は放電回路を提供
する電圧制御型電流源（14）により確立される。この電
源は入力としてこの変換器の出力電圧v0を受入れ、それ
にに比例した放電電流を発生し、これによってインダク
タンス電流の減衰速度に比例した速度において減衰する
電圧を生ずるものである。
する電圧制御型電流源（14）により確立される。この電
源は入力としてこの変換器の出力電圧v0を受入れ、それ
にに比例した放電電流を発生し、これによってインダク
タンス電流の減衰速度に比例した速度において減衰する
電圧を生ずるものである。
（６） i14＝Ｋ v0 比例定数Ｋは次のようにして算出される。
正確な信号を得るため、我々は次の条件を必要とする。
この（８）式に（５）式を代入して、 上記（９）式及び（７）式を計算してＫを算出すると、 したがって、電圧−電流変換定数Ｋの値を式（10）に等
しく設定し、その結果、検出電圧ｖ（iL）がインダクタ
ンス電流に因子 を掛けたものに関連するようになる。すなわち、 検出電圧ｖ（iL）は適当な制御回路（19）を介して電力
スイッチ（４）を制御することなどにより、典型的に調
整のために用いられる。
しく設定し、その結果、検出電圧ｖ（iL）がインダクタ
ンス電流に因子 を掛けたものに関連するようになる。すなわち、 検出電圧ｖ（iL）は適当な制御回路（19）を介して電力
スイッチ（４）を制御することなどにより、典型的に調
整のために用いられる。
変換器（14）はそのトポロジー及びパラメータを所望の
電源仕様にしたがって選択した種々の電圧−電流変換回
路の一つを用いて構成することができる。
電源仕様にしたがって選択した種々の電圧−電流変換回
路の一つを用いて構成することができる。
第4A図の回路においては、出力電圧の一部分Ｋ×v0が一
つの演算増幅器（20）に加えられ、その出力はトランジ
スタ（21）のベースに接続される。トランジスタのエミ
ッタ及び演算増幅器（20）の他の入力端子は抵抗（22）
を介して接地電位に接続される。トランジスタのコレク
タは制御コンデンサ（13）に接続される。
つの演算増幅器（20）に加えられ、その出力はトランジ
スタ（21）のベースに接続される。トランジスタのエミ
ッタ及び演算増幅器（20）の他の入力端子は抵抗（22）
を介して接地電位に接続される。トランジスタのコレク
タは制御コンデンサ（13）に接続される。
第２図はフローティング型電流検出を要求される応用形
態において用いることができる電流検出回路の一実施例
を示している。この回路は出力電圧v0の関数を検出回路
に対して翻訳するためにインダクタンス（７）に巻線
（7a）を加えた変形部分を有する。
態において用いることができる電流検出回路の一実施例
を示している。この回路は出力電圧v0の関数を検出回路
に対して翻訳するためにインダクタンス（７）に巻線
（7a）を加えた変形部分を有する。
したがって、その変形部分がなければ、この回路の動作
は第１図の回路動作と同様である。
は第１図の回路動作と同様である。
電圧翻訳動作は次の通りである。
スイッチ（４）が閉じられると、極性ドットにより示さ
れるような極性でインダクタンス（７）に電圧が発生す
る。巻線（7a）にわたる電圧はダイオード（16）を阻止
し、抵抗（15）の電圧がゼロに維持されるような極性で
ある。スイッチ（４）が遮断されると、巻線（７）の両
端間電圧は反転して出力電圧v0に等しくなる。ここで、
巻線（７）及び（7a）の巻数比を1:1であるとすれば、
抵抗（15）の両端間には電圧v0が表われ、 この値が電圧−電流変換器（14）に提供される。
れるような極性でインダクタンス（７）に電圧が発生す
る。巻線（7a）にわたる電圧はダイオード（16）を阻止
し、抵抗（15）の電圧がゼロに維持されるような極性で
ある。スイッチ（４）が遮断されると、巻線（７）の両
端間電圧は反転して出力電圧v0に等しくなる。ここで、
巻線（７）及び（7a）の巻数比を1:1であるとすれば、
抵抗（15）の両端間には電圧v0が表われ、 この値が電圧−電流変換器（14）に提供される。
第３図はスイッチ（４）が変成器を介してではなく、直
接に検出されるようにした回路実施例を示すものであ
る。図示しないが、第１図及び第２図の制御ステージ
（19）のような帰還制御回路もまた具体化することがで
きる。
接に検出されるようにした回路実施例を示すものであ
る。図示しないが、第１図及び第２図の制御ステージ
（19）のような帰還制御回路もまた具体化することがで
きる。
第４図の実施例においては、第１図の検出回路ダイオー
ド（10）が省略され、コンデンサ（13）の電圧は代わっ
て用いられたサンプリングスイッチ（10s）を介して抵
抗（12）の両端間電圧をサンプリングすることにより獲
得されるようにしたものである。サンプリングスイッチ
（10s）はスイッチ（４）と同期化される。すなわち、
両スイッチは同時に開放及び閉合される。他の実施例と
同様、第４図の回路においても帰還制御を含むことがで
きる。
ド（10）が省略され、コンデンサ（13）の電圧は代わっ
て用いられたサンプリングスイッチ（10s）を介して抵
抗（12）の両端間電圧をサンプリングすることにより獲
得されるようにしたものである。サンプリングスイッチ
（10s）はスイッチ（４）と同期化される。すなわち、
両スイッチは同時に開放及び閉合される。他の実施例と
同様、第４図の回路においても帰還制御を含むことがで
きる。
以上述べた好ましい実施例を考察すれば、これらの実施
例に対しては異なった電圧変換の方法を用いること等に
より、種々の変形を加えることができる。また、実施例
の検出回路は従来の変換器以外のトポロジーに対しても
用いることができる。
例に対しては異なった電圧変換の方法を用いること等に
より、種々の変形を加えることができる。また、実施例
の検出回路は従来の変換器以外のトポロジーに対しても
用いることができる。
第１図はその二次側において電流検出回路を構成した従
来の変換回路を示す回路図、 第２図はフローティング基準電圧を有する電流検出回路
を備えた従来の変換器を示す回路図、 第３図は変流器を用いないで、変換器本体回路の一次側
において参照される信号を発生するようにした本発明の
一実施例を示す回路図、 第４図はダイオードに代えて受動型サンプリングスイッ
チを用いた本発明の実施例を示す回路図、 第4A図は第４図の回路におけるブロック（14）の部分の
一例として典型的な電圧制御型電流源を用いた場合を示
す部分回路図である。 （１）……直流回路電源 （２）……電力変成器 （３）……ANDゲート （４）……電力スイッチ （５）……順バイアスダイオード （６）……フリーホイールダイオード （７）……インダクタンス （7a）……巻線 （10）、（11）……ダイオード （10s）……サンプリングスイッチ （12）……検出抵抗 （13）……コンデンサ （14）……電圧制御型電流源 （15）……抵抗 （16）……ダイオード （19）……制御回路 （20）……演算増幅器 （21）……トランジスタ （22）……抵抗
来の変換回路を示す回路図、 第２図はフローティング基準電圧を有する電流検出回路
を備えた従来の変換器を示す回路図、 第３図は変流器を用いないで、変換器本体回路の一次側
において参照される信号を発生するようにした本発明の
一実施例を示す回路図、 第４図はダイオードに代えて受動型サンプリングスイッ
チを用いた本発明の実施例を示す回路図、 第4A図は第４図の回路におけるブロック（14）の部分の
一例として典型的な電圧制御型電流源を用いた場合を示
す部分回路図である。 （１）……直流回路電源 （２）……電力変成器 （３）……ANDゲート （４）……電力スイッチ （５）……順バイアスダイオード （６）……フリーホイールダイオード （７）……インダクタンス （7a）……巻線 （10）、（11）……ダイオード （10s）……サンプリングスイッチ （12）……検出抵抗 （13）……コンデンサ （14）……電圧制御型電流源 （15）……抵抗 （16）……ダイオード （19）……制御回路 （20）……演算増幅器 （21）……トランジスタ （22）……抵抗
Claims (6)
- 【請求項１】電力スイッチを用い、かつ負荷電流回路及
び出力端子を有するDC−DC変換器のための間接出力電流
検出回路であって、 （ａ） 前記変換器の電力スイッチの導通期間におい
て、それらのスイッチを流れる電流を検出し、その電流
の瞬時値を指示する検出電圧を発生するための手段と、 （ｂ） 前記検出手段に結合されたキャパシタンス手段
と、 （ｃ） 前記キャパシタンス手段を前記変換器電力スイ
ッチの導通期間の終了時において、前記検出手段から切
離すための手段、及び （ｄ） 前記変換器電力スイッチの非導通期間中におい
て、前記キャパシタンス手段の放電電流を通じ、これに
よって前記キャパシタンス手段の電圧が前記変換器の出
力電流の指示を与えるようにするために、前記変換器の
出力端子間電圧に応答するようにした電圧−電流変換手
段であって前記キャパシタンス手段に結合されたものを
含む放電回路 を備えたことを特徴とするDC−DC変換器のための間接的
出力電流検出回路。 - 【請求項２】前記キャパシタンス手段を切離すための手
段が前記キャパシタンス手段に結合されたダイオード手
段を含むことを特徴とする請求項１記載の検出回路。 - 【請求項３】前記キャパシタンス手段を切離すための手
段が前記電力スイッチに対して同期化され、かつ前記キ
ャパシタンス手段に結合されたスイッチング手段を含む
ことを特徴とする請求項１記載の検出回路。 - 【請求項４】前記変換器電力スイッチの電流を検出する
ための手段が前記電力スイッチの回路に結合された変成
器手段を含むことを特徴とする請求項１記載の検出回
路。 - 【請求項５】前記変成器手段の一次側を前記変換器電力
スイッチに電流を通ずるように接続すると共に、二次側
には前記キャパシタンス手段に対し１方向にのみ電流を
供給するための手段を含むことを特徴とする請求項４記
載の検出回路。 - 【請求項６】前記電圧−電流変換手段が前記変換器の前
記負荷電流回路に結合された変成器からなることを特徴
とする請求項１記載の検出回路。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US509897 | 1983-06-30 | ||
| US07/509,897 US4985821A (en) | 1990-04-16 | 1990-04-16 | Indirect current sensing of DC to DC converters |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH048163A JPH048163A (ja) | 1992-01-13 |
| JPH0755045B2 true JPH0755045B2 (ja) | 1995-06-07 |
Family
ID=24028550
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2283238A Expired - Fee Related JPH0755045B2 (ja) | 1990-04-16 | 1990-10-19 | Ｄｃ‐ｄｃ変換器の出力電流の間接検出及び制御回路 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4985821A (ja) |
| JP (1) | JPH0755045B2 (ja) |
Families Citing this family (11)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5430405A (en) * | 1992-08-12 | 1995-07-04 | Lambda Electronics Inc. | Control circuit for converters operating in the discontinuous mode |
| DE69401965T2 (de) * | 1993-01-21 | 1997-10-09 | Lambda Electronics Inc | Überlastschutz eines Schaltnetzteiles |
| US5359276A (en) * | 1993-05-12 | 1994-10-25 | Unitrode Corporation | Automatic gain selection for high power factor |
| ES2105949B1 (es) * | 1994-11-15 | 1998-06-01 | Saft Nife Iberica S A | Sistema de captacion de la corriente continua necesaria para efectuar la regulacion de un convertidor electronico c.c./c.c.. |
| US5867379A (en) * | 1995-01-12 | 1999-02-02 | University Of Colorado | Non-linear carrier controllers for high power factor rectification |
| FR2732539B1 (fr) * | 1995-03-29 | 1997-06-20 | Valeo Electronique | Convertisseur de tension pour lampe a decharge de projecteur de vehicule automobile, circuit d'alimentation et projecteur le comportant |
| US6465993B1 (en) | 1999-11-01 | 2002-10-15 | John Clarkin | Voltage regulation employing a composite feedback signal |
| US6839590B2 (en) | 2001-10-22 | 2005-01-04 | Medtronic Physio-Control Corp. | Average current mode controlled energy storage in a defibrillator |
| US7041937B2 (en) * | 2003-06-04 | 2006-05-09 | Illinois Tool Works Inc. | Wire feeder operable with lower minimum input voltage requirement |
| US8418039B2 (en) * | 2009-08-03 | 2013-04-09 | Airbiquity Inc. | Efficient error correction scheme for data transmission in a wireless in-band signaling system |
| US8963529B2 (en) * | 2011-04-28 | 2015-02-24 | Texas Instruments Incorporated | Transition mode charge control for a power converter |
Family Cites Families (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CA1069177A (en) * | 1976-07-21 | 1980-01-01 | Gte Lenkurt Electric (Canada) Ltd. | Constant current series-switching regulator |
| US4389702A (en) * | 1980-08-20 | 1983-06-21 | International Rectifier Corporation | Switching power supply circuit having constant output for a wide range of input voltage |
| JPS57123426A (en) * | 1981-01-24 | 1982-07-31 | Oki Electric Ind Co Ltd | Electric power converting circuit |
| US4608625A (en) * | 1983-04-27 | 1986-08-26 | Astec Components, Ltd. | Current driven flyback power supply |
| US4535399A (en) * | 1983-06-03 | 1985-08-13 | National Semiconductor Corporation | Regulated switched power circuit with resonant load |
| GB8334372D0 (en) * | 1983-12-23 | 1984-02-01 | Gen Electric Co Plc | Dc-dc converter |
| FR2596927B1 (fr) * | 1986-04-04 | 1988-05-20 | Thomson Csf | Circuit de protection d'alimentation a decoupage |
-
1990
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Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
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| US4985821A (en) | 1991-01-15 |
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