DE69401965T2

DE69401965T2 - Überlastschutz eines Schaltnetzteiles

Info

Publication number: DE69401965T2
Application number: DE69401965T
Authority: DE
Inventors: Issac Cohen
Original assignee: Lambda Electronics Inc
Current assignee: Lambda Electronics Inc
Priority date: 1993-01-21
Filing date: 1994-01-21
Publication date: 1997-10-09
Anticipated expiration: 2014-01-22
Also published as: EP0608150A1; ATE150231T1; DE69401965D1; US5465201A; JPH0746833A; EP0608150B1

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft einen Schaltbetriebs-Leistungswandler bzw. -Stromrichter (switch mode power converter), der eine Eingangsstufe mit einer Eingangsspannungsquelle, einem Schaltkreis zur Kopplung der Eingangsspannungsquelle mit einer Ausgangsstufe und eine Überlastschutzschaltung umfaßt und in der Ausgangsstufe einen Induktor aufweist, der mit einem Lastkreis in Serie geschaltet ist, um ein Steuersignal zum Steuern des Schaltkreises zu erzeugen, um das Auftreten eines Überlast-Zustands zu verhindern.
Ein herkömmliches Verfahren zum Schutz von Schaltbetriebs- Leistungswandlern gegen Überlast- oder Kurzschlußzustände besteht darin, den Netzschalter des Wandlers auf Aus zu schalten, wenn der Netzschalterstrom einen vorgegebenen Wert überschreitet. Theoretisch schränkt diese Vorgehensweise den Ausgangsstrom auf einen für den Wandler sicheren Wert ein. Darüber hinaus sorgt das auf der Abtastung des Netzschalterstroms basierende Steuerungsverfahren für eine im wesentlichen schnelle Reaktionszeit.
Aufgrund praxisbedingter Einschränkungen reicht jedoch die Abtastung des Netzschalterstroms alleine möglicherweise nicht zum Schutz vor Überlast aus. Geht man von Idealbedingungen aus, so begrenzt das oben beschriebene Verfahren den Spitzenstrom im Netzschalter auf einen konstanten Wert. Je nach der Topologie und den Komponentenwerten des Wandlers kann sich das Verhältnis zwischen dem Ausgangsstrom des Wandlers und dem Spitzenstrom des Netzschalters in bedeutendem Umfang vergrößern, wenn sich die Ausgangsschaltung Kurzschlußzuständen annähert. Dies kann folglich zu einer Ausgangsstrom-Abwanderung bzw. -Drift führen. Darüber hinaus kann der Netzschalter nicht sofort auf Aus geschaltet werden, wenn sein Strom die vorgegebene Schwelle überschreitet. Die Abschaltverzögerung führt zu einer Strom-Überschwingung, die die Ausgangsstrom-Abwanderung verschlimmert.
Die oben beschriebenen früheren Verfahren zur Lösung des Problems sind entweder sehr komplex oder sind von geringer Wirkung. Ein früher verwendetes Verfahren besteht beispielsweise darin, daß in der Ausgangsschaltung ein Nebenwiderstand (Shunt) zur Abtastung des Ausgangsstroms verwendet wird. Die Verwendung eines Nebenwiderstands ist zwar relativ einfach, führt jedoch zu unerwünschtem Leistungsverlust.
Figur 1 zeigt eine im Dokument US-A-3768012 offenbarte herkömmliche Schaltung gemäß dem Stand der Technik zur Abtastung des Ausgangsstroms durch Verwendung einer Wechselspannungs-Kompensationsschaltung. Ein Kompensationsabzweigwandler (buck-derived converter) 10 ist mit einem Tiefpaßfilter gekoppelt, der einen Induktor 12 und einen Kondensator 16 aufweist, die in Serie geschaltet sind. Der Widerstand 14 stellt den internen Widerstand R des Induktors 12 dar. Der Induktor 18 ist mit einem Anschluß des Induktors 12 verbunden und weist dieselbe Anzahl von Wicklungen auf wie der Induktor 12. Die Wicklung des Induktors 18 verläuft jedoch in der zur Wicklung des Induktors 12 entgegengesetzten Richtung, so daß die durch den Induktor 12 induzierte Spannung durch die im Induktor 18 erzeugte Spannung kompensiert werden kann.
Um den vom Wandler 10 gelieferten Ausgangsstrom I&sub0; zu messen, ist es möglich, die am Punkt 20 befindliche Spannung abzutasten. Der Induktor 12 führt einen Strom mit einer Wechselspannungs- und einer Gleichspannungskomponente. Da der Induktor 18 die Wechselspannungskomponente kompensiert, ist die am Punkt 20 befindliche Spannung zumindest theoretisch eine zum Ausgangsstrom 10 und dem Widerstand 14 proportionale Gleichspannung, so daß gilt:
V&sub2;&sub0; = -R x I&sub0;
Wie bereits erwähnt wurde, wird bei der in Figur 1 dargestellten Stromabtasttechnik eine zusätzliche Wicklung 18 benötigt und liefert möglicherweise keine genauen Informationen, da die Kompensation der Wechselspannungskomponente aufgrund von Wechselspannungs-Streufeldern eventuell nicht vollständig erfolgt.
Es besteht daher ein Bedarf nach einer verbesserten Schaltung, die im wesentlichen ideale Stromeigenschaften aufweist.
Ein Ziel der vorliegenden Erfindung besteht darin, eine einfache Schaltung zu schaffen, die einen effektiven Überlastschutz bietet.
Ein weiteres Ziel der vorliegenden Erfindung besteht darin, einen Überlast- oder Kurzschluß-Schutz zu schaffen, ohne daß eine Ausgangsstrom- Abwanderung auftritt.
Gemäß der vorliegenden Erfindung wird ein Schaltbetriebs- Leistungswandler geschaffen, der dadurch gekennzeichnet ist, daß die Überlastschutzschaltung weiterhin eine Rückkopplungsschaltung mit einem Tiefpaßfilter aufweist, um die Gleichspannung am Induktor zu detektieren.
Gemäß der vorliegenden Erfindung wird darüber hinaus ein Verfahren zur Schaffung eines Überlastschutzes in einem Schaltbetriebs-Leistungswandler geschaffen, bei dem mittels eines Tiefpaßfilters an einem Induktor, der mit einer Lastwiderstandsschaltung in Serie geschaltet ist, dem Strom vom Wandler zugeführt wird, eine Gleichspannung detektiert wird, um ein Umschalt-Steuersignal zu erzeugen und das Umschalten des Wandlers entsprechend der Umschaltungssteuerung zu steuern, um das Auftreten eines Überlast-Zustands zu verhindern.
Die Gleichspannung, die sich am Induktor entwickelt, ist proportional zum Ausgangsstrom. Wenn die Temperatur des Induktors ansteigt, steigt darüber hinaus auch sein Widerstand an. Der Anstieg des inhärenten Widerstands des Induktors führt zu einer weiteren Veränderung der Gleichspannung, die sich am Induktor entwickelt und proportional zum Ausgangsstrom ist.
Vorzugsweise weist das Filter einen Widerstand und einen Kondensator auf.
Vorzugsweise weist ein Wandler gemäß der vorliegenden Erfindung eine Referenzspannungsquelle auf, die mit dem Kondensator in Serie geschaltet ist.
Die Rückkopplungsschaltung kann einen Fehlerverstärker aufweisen, der als Eingang einen Ausgang des Filters aufweist.
Das Steuersignal kann den Tastgrad (duty cycle) und/oder die Frequenz des Schaltkreises steuern.
Vorzugsweise ist ein Glättungskondensator mit dem Lastkreis parallelgeschaltet
Bei einer bevorzugten Ausführungsform ist das Steuersignal impulsbreitenmoduliert, die Rückkopplungsschaltung weist einen Impulsbreitenmodulator zur Erzeugung des impulsbreitenmodulierten Signals auf und der Schaltkreis umfaßt einen Transistor und einen Komparator, um den Schaltungsstrom des Transistors mit einem Referenzwert zu vergleichen, um ein Eingangsstrom-Fehlersignal zu liefern. Weiterhin weist der Schaltkreis ein UND- Glied auf, wobei die Eingänge des UND-Gliedes die Ausgänge des Impulsbreitenmodulators und des Komparators sind und der Ausgang des UND- Gliedes das Schalten des Transistors steuert.
Die vorliegende Erfindung ist sowohl bei Kompensationsabzweigwandlern als auch bei isolierten Kompensationsverstärkungs- Abzweigwandlern (buck-boost derived converters) anwendbar.
Eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht darin, eine effektive und effiziente Schaltung zur Stromverteilung zu einer gemeinsamen Last unter einer Mehrzahl von Leistungswandlern zu verteilen. Eine weitere Aufgabe besteht darin, eine Schaltung der Art zu schaffen, die darüber hinaus am Ausgang des Leistungswandlers anstelle eines Stromausgleichs für einen Belastungsausgleich sorgt.
Die vorliegende Erfindung betriffi eine Leistungsversorgungsschaltung, die eine Mehrzahl von Wandlern gemäß der vorliegenden Erfindung umfaßt, die angeordnet sind, um eine gemeinsame Last mit Strom zu versorgen, wobei jeder Wandler eine Verstärkereinrichtung zur Modifizierung des Steuersignals entsprechend dem Durchschnitt des Wandler-Ausgangsstroms aufweist, um den Betrieb der Wandler im Gleichgewicht zu halten, und sie betrifft ein Verfahren zur Steuerung einer Leistungsversorgungseinrichtung, die eine Mehrzahl von Schaltbetriebs-Leistungswandler aufweist, wobei das Verfahren die Durchführung eines Verfahrens gemäß der vorliegenden Erfindung im Hinblick auf jeden Wandler umfaßt, wobei das Schalt-Steuersignal jedes Wandlers entsprechend der Differenz zwischen der jeweiligen detektierten Gleichspannung und dem Durchschnitt der in den Wandlern detektierten Gleichspannungen modifiziert wird.
Vorzugsweise umfassen die Eingänge jeder Verstärkereinrichtung den mittleren Knoten eines ersten jeweiligen Spannungsteilers, an den das Steuersignal angelegt wird, und den mittleren Knoten eines zweiten jeweiligen Spannungsteilers, wobei die mittleren Knoten jedes der zweiten Spannungsteiler miteinander gekoppelt sind.
Die vorliegende Erfindung beruht auf der Tatsache, daß die meisten Schaltbetriebswandler in der Lage sind, bedeutende Ausgangs-Überströme über kurze Zeiträume aufrechtzuerhalten.
Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung werden nun anhand von Beispielen unter Bezugnahme auf die Figuren 2 bis 5 der beiliegenden Zeichnung beschrieben, in der:
Figur 1 eine Schaltung gemäß dem Stand der Technik zur Abtastung des Ausgangsstroms unter Verwendung einer Wechselstrom- Kompensationsschaltung darstellt;
Figur 2 ein Schaltungsdiagramm einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung für Kompensationsabzweigwandler ist;
Figur 3 ein Schaltungsdiagramm einer weiteren Ausführungsform der vorliegenden Erfindung für Kompensationsverstärkungs-Abzweigwandler ist;
Figur 4 ein Schaltungsdiagramm einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist, die sowohl eine Eingangs- als auch eine Ausgangs- Stromabtastung durchführt; und
Figur 5 ein Schaltungsdiagramm einer weiteren Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zum Teilen einer Last zwischen Schaltbetriebs- Leistungswandlern ist.
Es wird nun auf Figur 2 Bezug genommen. Ein Kompensationsabzweigwandler (buck derived converter) 30 ist mit einem Ausgangsfilter gekoppelt, der einen mit dem Kondensator 38 in Serie gekoppelten Induktor 34 aufweist. Der Induktor 34 weist auch einen Eigenwiderstand auf, der als mit dem Induktor 34 in Serie geschalteter Widerstand 36 dargestellt ist. Ein Lastwiderstand 40 ist mit dem Kondensator 38 parallelgeschaltet.
Eine Filterschaltung, die den Widerstand 32 und den Kondensator 42 beinhaltet, ist mit einem Ausgangsanschluß des Wandlers 30 sowie einem Anschluß des Induktors 34 verbunden. Eine Referenzspannungsquelle 44 ist mit dem Kondensator 42 in Serie geschaltet. Der gemeinsame Anschluß zwischen dem Widerstand 32 und dem Kondensator 42 ist mit dem nicht invertierenden Eingang eines Verstärkers 46 gekoppelt. Ein Impedanznetz, das die Impedanzen 48 und 50 aufweist, ist mit dem invertierenden Eingang des Verstärkers 46 verbunden, um ein Verstärkungsverhältnis zur Verfügung zu stellen.
Zur weiteren Steuerung des Schalttransistors des Wandlers ist der Ausgang des Verstärkers 46 ist mit dem Wandler 30 gekoppelt.
Die Wechselstromkomponente des Ausgangsstroms an der Ausgangsstufe des Wandlers wird daher von einem Tiefpaßfilter gefiltert, der den Widerstand 32 und den Kondensator 42 einschließt. Folglich ist die Spannung am Punkt 41 proportional zum Ausgangsstrom des Wandlers 30. Wie der Fachmann erkennen kann, resultiert die Filtration in einem Signal, das den tatsächlichen Ausgangsstrom verzögert. Bei vielen Anwendungen kann diese Verzögerung vernachlässigt werden.
Sobald die Spannung am Knoten 41 im wesentlichen gleich oder größer wird als die Referenzspannung Vref , wird am Ausgang des Verstärkers 46 ein Signal erzeugt. Das erzeugte Signal am Ausgang des Verstärkers 46 kann entweder die Betriebsfrequenz des Wandlers 50 oder dessen Tastgrad oder beides modulieren. Dies führt dazu, daß der Ausgangsstrom auf einem im wesentlichen konstanten Wert gehalten werden kann.
Figur 3 erläutert eine weitere Ausführungsform gemäß der vorliegenden Erfindung für isolierte Kompensationsverstärkungs-Abzweigwandler (buck-boost converter). Der Eingangsbereich des Wandlers 60 ist dementsprechend mit der Primärwicklung 64 des Sperrtransformators 62 gekoppelt. Die Sekundärwicklung 66 des Sperrtransformators 62 weist eine Induktivität L und einen Eigenwiderstand R auf, der als Widerstand 68 dargestellt ist. Eine Diode 70 ist mit der Sekundärwicklung 66 in Reihe geschaltet. Der Kondensator 72 ist darüber hinaus mit der Diode 70 und der Sekundärwicklung 66 in Reihe geschaltet. Ein Lastwiderstand 86 ist mit dem Kondensator 72 parallelgeschaltet.
Eine Filterschaltung, die den Widerstand 74 und den Kondensator 76 aufweist, ist mit einem Anschluß der Sekundärwicklung 66 verbunden. Eine Referenzspannungsquelle 78 ist mit dem Kondensator 76 in Reihe gekoppelt. Der gemeinsame Anschluß zwischen dem Widerstand 74 und dem Kondensator 76 ist mit einem nicht invertierenden Eingang eines Verstärkers 80 gekoppelt. Ein Impedanznetz, das die Impedanzen 82 und 84 aufweist, ist mit dem invertierenden Eingang des Verstärkers 80 gekoppelt, um ein Verstärkungsverhältnis zur Verfügung zu stellen.
Der Ausgang des Verstärkers 80 ist zur weiteren Steuerung des Schalttransistors des Wandlers mit dem Eingangsbereich des Wandlers 60 gekoppelt.
Das Prinzip des Betriebs der Überlastschutzschaltung gemäß Figur 3 ist ähnlich dem in Zusammenhang mit Figur 2 beschriebenen Prinzip. Die Wechselspannung, die an der Sekundärwicklung 66 auftritt, wird daher von dem aus dem Widerstand 74 und dem Kondensator 76 bestehenden Tiefpaßfilter reduziert. Die Spannung am Punkt 75 weist einen Wert auf, der proportional zum Ausgangsstrom des Wandlers ist. Sobald die Spannung am Knoten 75 im wesentlichen gleich oder größer wird als die Referenzspannung 78, wird am Ausgang des Verstärkers 80 ein Signal erzeugt. Das erzeugte Signal am Ausgang des Verstärkers 46 kann entweder die Schalffrequenz des Wandlers oder dessen Tastgrad oder beides modulieren. Dies führt dazu, daß der Ausgangsstrom auf einem im wesentlichen konstanten Wert gehalten werden kann.
Wie der Fachmann erkennen kann, kann gemäß der vorliegenden Erfindung eine Spitzenstrom-Begrenzungsschaltung zur Abtastung des Wandler- Schaltstroms während der Zeit, die die Schaltung gemäß Figuren 2 und 3 zur Reaktion benötigt, als Überlastschutz verwendet werden.
Figur 4 erläutert eine weitere Ausführungsform gemäß der vorliegenden Erfindung, die sowohl eine Eingangs- als auch eine Ausgangsstrom-Abtastung aufweist. Die Eingangsspannungsquelle 100 führt der Primärwicklung 104 des Transformators 102 eine Eingangsspannung Vin zu. Die Primärwicklung 104 ist mit einem Schalttransistor 108 in Reihe gekoppelt. Der im Schalttransistor zur Verfügung gestellte Strom kann vom Widerstand 110 abgetastet werden, der mit dem Transistor 108 in Reihe geschaltet ist.
Die Spannung am Widerstand 110 wird an den invertierenden Eingang des Verstärkers 142 angelegt. Der nicht invertierende Eingang des Verstärkers 142 ist mit einer Referenzspannungsquelle 140 gekoppelt. Der Ausgang des Verstärkers 142 ist mit einem Anschluß eines UND-Gliedes 144 gekoppelt.
Die Sekundärwicklung 106 des Transformators 102 ist an ihrem einen Anschluß mit einer Diode 112 und an ihrem anderen Anschluß mit einer Diode 114 gekoppelt. Eine erste Filterschaltung, die den mit dem Kondensator 120 in Reihe gekoppelten Induktor 116 aufweist, ist mit dem Anschluß der Diode 114 und der Sekundärwicklung 106 gekoppelt. Der gemeinsame Anschluß der Dioden 112 und 114 ist mit dem anderen Ende der ersten Filterschaltung gekoppelt. Der Ohm'sche Widerstand des Induktors 116 ist als mit dem Induktor 116 in Reihe geschalteter Widerstand 118 dargestellt. Ein Lastwiderstand 112 ist mit dem Kondensator 120 parallelgeschaltet.
Eine zweite Filterschaltung, die den Widerstand 124 und den Kondensator 126 aufweist, ist mit einem Anschluß der Sekundärwicklung 106 und einem Anschluß des Induktors 116 verbunden. Eine Referenzspannungsquelle 128 ist mit dem Kondensator 126 in Reihe geschaltet. Der gemeinsame Anschluß zwischen dem Widerstand 124 und dem Kondensator 126 ist mit dem nicht invertierenden Eingang eines Verstärkers 134 gekoppelt. Ein Impedanznetz, das die Impedanzen 130 und 132 aufweist, ist mit dem invertierenden Eingang des Verstärkers 134 gekoppelt, um ein Verstärkungsverhältnis zur Verfügung zu stellen.
Der Ausgang des Verstärkers 134 ist mit einem invertierenden Eingang des Komparators 138 gekoppelt. Der nicht invertierende Eingang des Komparators 138 empfängt ein Sägezahnsignal von der Sägezahn-Erzeugungsvorrichtung 136. Der Ausgang des Komparators 138 stellt daher eine impulsbreitenmodulierte Spannung zur Verfügung. Der Ausgang des Komparators 138 ist mit dem anderen Anschluß des UND-Gliedes 144 gekoppelt. Der Ausgang des UND-Gliedes ist mit dem Eingang des Transistors 108 verbunden.
Dementsprechend schaltet sich der Transistor 108 immer dann aus, wenn der Eingangsstrom einen vorgegebenen Wert übersteigt oder wenn der Ausgangsstrom gemäß der vorliegenden Erfindung einen vorgegebenen Wert übersteigt. Folglich kann die in Figur 4 dargestellte Schaltung zum Überlastschutz während der Zeit, die die Ausgangsstrom-Abtastschaltung zur Reaktion benötigt, für eine Spitzenstrombegrenzung sorgen.
Figur 5 zeigt eine weitere Ausführungsform gemäß der vorliegenden Erfindung, die dazu geeignet ist, daß einem Lastwiderstand parallel zugeführte Leistung von einer Mehrzahl von Schaltbetriebs-Leistungswandlern geteilt wird. Der Lastwiderstand 170 gemäß Figur 5 kann sich daher zwei oder mehr Wandler 160, 160' usw. teilen.
Die Wandler 160 und 160' können ähnlich aufgebaut sein. Die Schaltung 161 zur Abtastung von Strom an der Ausgangsstufe wird daher für einen Wandler beschrieben. Der Fachmann wird erkennen, daß eine Mehrzahl von Wandlern oder Stromversorgungseinrichtungen angeschlossen sein können, die der Schaltung 161 ähnelnde Schaltungen 192 und 194 aufweisen, um Strom an der Ausgangsstufe gemäß der vorliegenden Erfindung abzutasten, um für eine genaue Teilung der Stromversorgung zu sorgen.
Dementsprechend ist ein Wandler 160 mit einer ersten Filterschaltung gekoppelt, die einen Induktor 164 und einen Kondensator 168 aufweist, die in Reihe geschaltet sind. Der Widerstand 166 bezeichnet den Eigenwiderstand des Induktors 164. Der Lastwiderstand 170 ist mit dem Kondensator 168 parallel geschaltet.
Eine zweite Filterschaltung, die den Widerstand 162 und den Kondensator 172 aufweist, ist mit einem Ausgangsanschluß des Wandlers 160 und einem Anschluß des Induktors 164 verbunden. Ein Anschluß des Kondensators 172 ist mit dem Widerstand 162 gekoppelt, und der andere Anschluß des Kondensators 172 ist mit dem Bezugserdpotential der Schaltung gekoppelt. Die Spannung am Kondensator 172 wird über das Widerstand-Netz 174 und 176 an den invertierenden Eingang eines Verstärkers 173 angelegt. Der nicht invertierende Eingang des Verstärkers 173 ist mit dem Bezugserdpotential gekoppelt. Die Widerstände 174 und 176 sorgen für das Verstärkungsverhältnis.
Der Ausgang des Verstärkers 173 ist mit einem Ausgleichsnetzwerk gekoppelt, die vier Widerstände 178, 180, 182 und 184 aufweist, wobei jeder Widerstand den gleichen Wert R aufweist. Die Widerstand-Paare 178,180 und 182, 194 sind jeweils parallel geschaltet. Der gemeinsame Anschluß 179 der Widerstände 178 und 180 ist über ein Widerstandnetzwerk 186 und 188 mit dem invertierenden Anschluß eines Verstärkers 190 gekoppelt. Ebenso ist der gemeinsame Anschluß 183 der Widerstände 182 und 184 mit dem nicht invertierenden Eingang des Verstärkers 190 gekoppelt. Der Ausgang des Verstärkers 190 ist zur weiteren Steuerung des Schalttransistors des Wandlers mit dem Wandler 160 gekoppelt. Der gemeinsame Anschluß 183 ist mit dem gemeinsamen Anschluß 183' verbunden.
Der Fachmann wird erkennen, daß eine Mehrzahl von Stromversorgungseinrichtungen, die die Strom-Abtastschaltung 192, 194, ... aufweisen, mit dem Lastwiderstand 170 gekoppelt sein können, wie in Figur 5 dargestellt ist.
Die Wechselstromkomponente des Ausgangsstroms an der Ausgangsstufe jedes Wandlers wird daher mittels eines Tiefpaßfilters gefiltert, das den Widerstand 162 und den Kondensator 172 aufweist. Folglich ist die Spannung am Kondensator 172 proportional zum Ausgangsstrom des Wandlers. Die Ausgangsspannung des Verstärkers 173 ist daher proportional zum Ausgangsstrom des Wandlers 160. Ebenso ist die Ausgangsspannung des Verstärkers 173' proportional zum Ausgangsstrom des Wandlers 160'.
Die Spannung an den Widerständen 184 und 184' ist proportional zum Durchschnittswert des Stroms an den Ausgangsstufen der Wandler 160,160', ..., die miteinander parallel geschaltet sind.
Der Strom an der Ausgangsstufe jedes Wandlers wird mit dem Durchschnittswert der Ströme an der Ausgangsstufe aller miteinander parallel geschalteter Wandler verglichen. Die Differenz zwischen dem Strom an der Ausgangsstufe jedes Wandlers und dem Durchschnittsstrom führt zu einem Signal am Ausgang jedes Verstärkers 190, 190', der entweder die Betriebsfrequenz jedes Wandlers oder dessen Tastgrad modulieren kann. Dies führt dazu, daß der Ausgangsstrom jedes Wandlers so angeglichen werden kann, daß er gleich dem Durchschnittswert der Ströme an der Ausgangsstufe aller miteinander parallel geschalteter Wandler ist. Ist die Kühlung eines der Wandler unzulänglich, steigt die Temperatur seines Induktors an, was zu einem Anstieg seines Wicklungswiderstandes führt. Da die Schaltung gemäß der vorliegenden Erfindung an den Induktoren einen gleichen Gleichspannungsabfall erzwingt, nimmt der Strom des heißeren Wandlers ab, so daß die Lastwiderstand-Verteilung unter den Wandlern eher dazu neigt, die Differenz der Belastungen, der die Wandler ausgesetzt sind, zu reduzieren als die Ströme anzugleichen, wie es im Stand der Technik vorgeschlagen wird.
Daher ermöglicht das Verfahren und das System gemäß der vorliegenden Erfindung vorteilhafterweise einen äußerst genauen und effizienten Überlastschutz sowie eine parallele Teilung der Leistungswandler. Bemerkenswerterweise ist die Erfindung, wie sie beschrieben wurde, in der Lage, durch die Ausnutzung eines an einem immer vorhandenen Filterinduktor bereits existierenden Spannungsabfalls für diesen Überlastschutz und diese Lastwiderstandteilung der Leistungswandler zu sorgen, wodurch die Notwendigkeit von Nebenschlußwiderständen oder anderer Strom-Abtastvorrichtungen vermieden wird.
Weitere Vorteile der Schaltung gemäß der vorliegenden Erfindung bestehen in niedrigeren Herstellungskosten und vor allem in einem geringeren Leistungsverlust.

Claims

1. Schaltbetriebs-Leistungswandler, der eine Eingangsstufe mit einer Eingangsspannungsquelle (100), einem Schaltkreis (30; 60; 104, 108) zur Kopplung der Eingangsspannungsquelle mit einer Ausgangsstufe und einer Überlastschutzschaltung umfaßt und in der Ausgangsstufe einen Induktor (37; 66; 116') aufweist, der mit einem Lastkreis (40; 86; 122) in Serie geschaltet ist, um ein Steuersignal zum Steuern des Schaltkreises zu erzeugen, um das Auftreten eines Überlast-Zustands zu verhindern, dadurch gekennzeichnet, daß die Überlastschutzschaltung weiterhin eine Rückkopplungsschaltung (32, 42, 44, 46, 48, 50; 74, 76, 78, 80, 82, 84; 124, 126, 128, 130, 132, 134, 136, 138) mit einem Tiefpaßfilter (32, 42; 74, 76; 124, 126) umfaßt, um die Gleichspannung am Induktor zu detektieren.

2. Leistungswandler nach Anspruch 1, bei dem das Filter einen Widerstand (32; 74; 124) und einen Kondensator (42; 76; 126) umfaßt.

3. Leistungswandler nach Anspruch 2, der eine Referenzspannungsquelle (44; 78; 128) aufweist, die mit dem Kondensator in Serie geschaltet ist.

4. Leistungswandler nach Anspruch 1, 2 oder 3, bei dem die Rückkopplungsschaltung einen Fehlerverstärker (46, 48, 50; 80, 82, 84; 130, 132, 134) aufweist, der den Ausgang des Filters als einen Eingang aufweist.

5. Leistungswandler nach einem der vorhergehenden Ansprüche, bei dem das Steuersignal den Tastgrad des Schaltkreises steuert.

6. Leistungswandler nach einem der vorhergehenden Ansprüche, bei dem ein Glättungskondensator (38; 72; 120) mit dem Lastwiderstand parallel geschaltet ist.

7. Leistungswandler nach einem der vorhergehenden Ansprüche, bei dem das Steuersignal impulsbreitenmoduliert ist und die Rückkopplungsschaltung einen Impulsbreiten-Modulator (138) zur Erzeugung des impulsbreitenmodulierten Steuersignais aufweist.

8. Leistungswandler nach Anspruch 7, bei dem der Schaltkreis einen Transistor (108) und einen Komparator (142) umfaßt, um den Schaltstrom des Transistors mit einer Referenzspannung (VREF2) zu vergleichen, um ein Eingangsstrom-Fehlersignal zu liefern.

9. Leistungswandler nach Anspruch 8, bei dem der Schaltkreis ein UND-Glied (144) umfaßt, wobei die Eingänge des UND-Gliedes die Ausgänge des Impulsbreiten-Modulators sind und der Komparator und das Ausgangssignal des UND-Gliedes die Umschaltung des Transistors steuern.

10. Leistungswandler nach Anspruch 9, bei der Wandler ein Kompensationsabzweigwandler ist.

11. Leistungswandler nach Anspruch 9, bei der Wandler ein isolierter Kompensationsverstärkungs-Abzweigwandler ist.

12. Stromversorgungsschaltung mit einer Mehrzahl von Wandlern (160, 160') nach einem der vorhergehenden Ansprüche, die angeordnet ist, um einem gemeinsamen Lastwiderstand (170) Strom zuzuführen und bei der jeder Wandler eine Verstärkereinrichtung (190, 190') aufweist, um das Steuersignal entsprechend dem Durchschnitt des Wandler-Ausgangsstroms zu modifizieren, um den Betrieb des Wandlers zu abzugleichen.

13. Schaltung nach Anspruch 12, bei der die Eingänge jeder Verstärkereinrichtung den mittleren Knoten (179, 179') eines ersten entsprechenden Spannungsteilers (178, 178', 180, 180'), an den das Steuersignal angelegt wird, und den mittleren Knoten (183) eines zweiten entsprechenden Spannungsteilers (182, 182', 184, 184') umfassen, wobei die mittleren Knoten aller zweiten Spannungsteiler miteinander gekoppelt sind.

14. Verfahren zur Schaffung eines Überlastschutzes in einem Schaltbetriebs-Leistungswandler, bei dem mittels eines Tiefpaßfilters (32, 42; 74, 76; 124, 126) an einem Induktor (37; 66; 116; 164, 164'), der mit einer Lastwiderstandsschaltung (40; 86; 122; 170) in Serie geschaltet ist, der Strom vom Wandler zugeführt wird, eine Gleichspannung detektiert wird, um ein Umschalt- Steuersignal zu erzeugen und das Umschalten des Wandlers entsprechend der Umschaltungssteuerung zu steuern, um das Auftreten eines Überlast-Zustands zu verhindern.

15. Verfahren nach Anspruch 14, bei dem das Tiefpaßfilter ein Filter umfaßt, das einen Widerstand (32; 74; 124) und einen Kondensator (42; 76; 126) umfaßt.

16. Verfahren nach Anspruch 15, bei dem eine Referenzspannungsquelle (44; 78; 128) mit dem Kondensator des verwendeten Filters in Serie geschaltet ist.

17. Verfahren nach Anspruch 14, 15 oder 16, bei dem das Ausgangssignal des Filters an einen Fehlerverstärker (46, 48, 50; 80, 82, 84; 130, 132, 134) angelegt wird.

18. Verfahren nach einem der Ansprüche 14 bis 17, das die Steuerung des Tastgrades des Schaltkreises auf der Basis der detektierten Gleichspannung umfaßt.

19. Verfahren nach einem der Ansprüche 14 bis 18, das die Erzeugung eines impulsbreitenmodulierten Steuersignals entsprechend dem detektierten Gleichspannungssignal sowie die Steuerung der Umschaltung des Wandlers mittels des impulsbreitenmodulierten Steuersignals umfaßt.

20. Verfahren nach Anspruch 19, bei dem der Schaltstrom eines Schalttransistors des Wandlers mit einer Referenzspannung (VREF2) verglichen wird, um ein Eingangsstrom-Fehlersignal zu liefern.

21. Verfahren nach Anspruch 20, bei dem das impulsbreitenmodulierte Steuersignal und das Eingangsstrom-Fehlersignal einer UND-Operation unterzogen werden, um das Umschalt-Steuersignal zu erzeugen.

22. Verfahren gemäß Anspruch 21 zur Schaffung eines Überlastschutzes in einem Kompensations-Abzweigwandler.

23. Verfahren gemäß Anspruch 21 zur Schaffung eines Überlastschutzes in einem Kompensationsverstärkungs-Abzweigwandler.

24. Verfahren zur Steuerung einer Stromversorgungseinrichtung, die eine Mehrzahl von Schaltbetriebs-Leistungswandlern umfaßt, wobei das Verfahren hinsichtlich jedes Wandlers die Durchführung eines Verfahrens nach einem der Ansprüche 14 bis 23 umfaßt, und bei dem das Umschalt-Steuersignal jedes Wandlers entsprechend der Differenz zwischen der jeweils detektierten Gleichspannung und dem Durchschnitt der in den Wandlern detektierten Gleichspannungen modifiziert wird.