KR20060023993A - 스위치 모드 전원 회로 및 하드 스위칭 진폭의 측정치 생성방법 - Google Patents

스위치 모드 전원 회로 및 하드 스위칭 진폭의 측정치 생성방법 Download PDF

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KR20060023993A
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hard
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요한 씨 할베르스타드트
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코닌클리즈케 필립스 일렉트로닉스 엔.브이.
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Abstract

본 발명은 유도 구성요소(TR1)를 전력 소스(Vmains)에 순환적으로 접속시키는 연관된 스위칭 수단(SW1)에 결합되어 있는 적어도 하나의 유도 구성요소(TR1)를 포함하는 스위치 모드 전원 회로(10)에 관한 것이다. 상기 스위치 모드 전원 회로(10)는 스위칭 장치(FET SW1)로의 적어도 하나의 유도 구성요소(TR1)의 접합부에서 전압(Vprim)을 나타내는 신호 출력(Vsec1)을 포함한다. 스위치 모드 전원 회로(10)는 동작시 스위칭 장치(FET SW1)에서 발생하는 하드 스위칭 진폭의 측정치(Vhard)를 유도하는 하드 스위칭 진폭 검출기(300)를 더 포함하되, 검출기(300)는 신호 출력을 수신하고 하드 스위칭 진폭의 측정치(Vhard)를 생성하기 위한 신호 처리 경로를 포함한다. 신호 처리 경로는 신호 출력(Vsec1)을 불완전하게 미분하여, 대응하는 불완전한 신호(DVDT)를 생성하는 신호 미분기(310)와, 불완전하게 미분된 신호(DVDT)를 시간적으로 게이팅되는 방식으로 적분하여 하드 스위칭의 측정치(Vhard)를 생성하는 신호 적분기(320)를 포함한다.

Description

스위치 모드 전원 회로 및 하드 스위칭 진폭의 측정치 생성 방법{SWITCH MODE POWER CIRCUIT}
본 발명은 스위치 모드 전력 회로, 예를 들면, 스위치 모드 모터 제어기 및 스위치 모드 전원에 관한 것이고, 보다 구체적으로 본 발명은 자체 내에서 하드 스위칭 진폭을 검출하는 특징부를 포함하는 스위치 모드 전력 회로에 관한 것이다. 또한, 본 발명은 스위치 모드 전력 회로에서 하드 스위치 순간의 하드 스위칭 진폭을 검출하는 방법, 예를 들면, 스위치 모드 전원에서 하드 스위칭 진폭을 검출하는 방법에 관한 것이다.
스위칭 모드 전력 회로, 예를 들면, 스위치 모드 전원 및 스위치 모드 모터 제어기가 잘 알려져 있다. 이러한 회로는 통상 하나 이상의 전자 전력 스위칭 장치, 예컨대 FET(field effect transistor), 양극 스위칭 트랜지스터, 트라이악(triac) 및/또는 실리콘 제어형 정류기(SCR)를 포함한다. 그 비교적 고속의 스위칭 속도로 인해, 페라이트 변형기와 같은 보다 소형의 자기 구성요소가 점점 더 동시 사용될 수 있고, 스위치 모드 전력 회로에서 FET를 점점 더 많이 사용한다.
스위칭 모드 전력 회로를 고안할 때 고려하는 중요한 파라미터는 하드 스위칭 진폭인데, 이 하드 스위칭 진폭은 장치가 도전 상태, 즉, 턴 온되는 시점에 스위칭 장치 전체에 걸쳐서 나타나는 전압으로서 정의된다.
미국 특허 제 6,069,804호에서는 입력 양방향 스위치 및 적어도 하나의 출력 양방향 스위치를 구비하는 다중 출력의 다방향성 전력 컨버터를 개시한다. 또한, 컨버터는 하나의 입력 권선 및 적어도 하나의 출력 권선을 구비하는 결합된 인덕터를 더 포함한다. 입력 권선은 FET 기술을 이용하여 구현되는 입력 양방향 스위치 및 입력 전압 소스와 직렬로 연결된다. 각각의 결합된 인덕터 출력 권선은 대응하는 출력 전압 소스, 예를 들어, 캐패시터와, FET 기술을 이용하여 구현되는 그 제각각의 출력 양방향 스위치와 직렬로 연결된다. 컨버터는 각각 제 1 및 제 2 상태를 갖는 제 1 및 제 2 제어 신호를 제공하기 위한 클록 회로를 포함한다. 제 1 및 제 2 신호는 입력 스위치 및 출력 스위치에 각각 연결된다. 또한, 제 1 및 제 2 신호는 그 상태에 대해서 거의 상호 동시적으로 되도록 구성된다.
전력 컨버터는 출력 전압에서뿐만 아니라, 입력 및 출력 권선에서 전류를 감지하고, 이러한 전류 감지로부터 컨버터로부터의 출력 전압의 측정치와 함께 컨버터의 출력 전압의 측정치 공진 변화 제어 수단을 포함하도록 수정될 수 있다.
컨버터는 그 클록 회로가 인덕터의 양 입력 및 출력측에 결합되어 있어, 이러한 연결로 인해 스위치를 제어하기 위한 추가 결합 트랜지스터가 포함될 필요가 있으므로 구현하기에 고가일 수 있다. 또한, 컨버터는 그 동작의 측면에서 하드 스위칭 진폭 정보를 이용하지 않는다.
미국 특허 제 6,433,491호에서는 하드 스위칭 진폭에 대응하는 신호를 생성하는 방법을 개시한다. 이러한 방법에서는 변압기 결합된 장치에서 1차 권선 전위를 감지하기 위한 용량성 분배기의 사용을 고려한다. 이러한 방법은 하드 스위칭 크기를 직접 표시하는 샘플 및 홀드 회로와 함께 분배기를 시간적으로 제어하여 재설정하는 것을 포함한다. 그러나, 이러한 방법은 정확한 타이밍 정보를 필요로 하고 주 공급된 SMPS에서와 같이 비교적 고전위일 수 있는 1차 권선과 직접 연관된다. 따라서, 이 미국 특허는 하드 스위칭 진폭을 결정하기에 최적이 아닌 방법을 제시한다.
예를 들어, 전술한 방법에서뿐만 아니라, 전력 제어기에서, 하드 스위칭 진폭을 측정하기 위해 스위치 모드 전원과 같은 유사한 유형의 스위치 모드 회로가 바람직하다는 것을 알 수 있었다. 예를 들어, 스위치 모드 전원(SMPS) 시스템에서, 0이 아닌 전위가 그 전체에 걸쳐 나타나는 동안 그 안에서 스위칭 장치를 제어하는 하나 이상의 전력이 턴온, 즉, 도전 상태로 구동되면, 스위칭 손실이 발생한다.
어떤 SMPS 애플리케이션에서, 하드 스위칭은 회피할 수 없고, 하드 스위칭 진폭은 예를 들면, 변하는 SMPS 부하 상태에 응답하여 변할 수 있다. 이러한 환경에서, 이러한 진폭에 따라 다른 구성요소를 조절하여, 회로 오버로드시 회로 보호 정치를 제공하는 것이 바람직하다. 또한, 주 전기 입력 공급이 포함되는 추가 절연 구성요소를 포함할 필요가 있기 때문에 이러한 하드 스위칭의 발생에 속하게 되는 타이밍 정보는 이용이 불가능하거나 획득하는데 비교적 비용이 많이 들기도 한 다. 이러한 SMPS 애플리케이션의 예는 1차 권선 및 2차 권선을 포함하는 양방향 플라이백 컨버터이며, 1차 권선은 1차 FET 스위칭 장치에 연결되어 있으며, 바람직하게 1차 장치가 턴 온, 즉, 도전 상태로 전환되지만, 1차 장치 전체에 걸쳐 나타나는 전압은 거의 0 크기이고, 즉, 1차 장치가 바람직하게 소프트 스위칭된다. 따라서, FET 장치의 하드 스위칭 진폭 감시에 대한 필요성이 제기되는데, 이러한 감시는 거의 2차 권선과 연관되어 있는 회로 주위에서 구현되는 제어 루프를 포함함으로써 편리하게 달성된다. 따라서, 하드 스위칭 진폭은 그 변압기 권선 중 하나 전체에 걸쳐서 나타나는 전압을 감시함으로써 양방향 컨버터의 2차 영역에서 편리하게 감시된다. 이러한 구성에서, 1차 권선에 속하는 정확한 스위칭 타이밍 정보는, 잠재적으로 고가인 구성요소가 추가로 포함되지 않으면 2차 회로에서 정상적으로 이용을 할 수가 없다.
정확한 시간적 정보를 생성하여, 이러한 스위치 모드 회로의 비용 및 복잡도를 잠재적으로 감소시킬 필요 없이 이러한 변압기 유형 구성요소의 2차 권선 전체를 가로질러 나타나는 신호를 감시함으로써 변압기 유형 구성요소를 포함하는 스위치 모드 회로에서 하드 스위칭 진폭을 결정할 수 있는 것이 특히 바람직할 것이다.
본 발명의 목적은 개선된 스위칭 모드 전원을 제공하는 것이다. 본 발명은 독립항에 의해 정의된다. 종속항은 유리한 실시예를 정의한다.
본 발명은 이러한 하드 스위칭 진폭의 측정치를 결정하는 종래의 방법에 비해 본 회로가 보다 저렴하고, 보다 덜 복잡하고, 보다 정확하게 하드 스위칭 진폭을 측정할 수 있다는 유리한 점이 있다.
바람직하게, 검출기는 적분 수단에 대해 시간적인 게이팅을 적용하는 타이밍 수단을 더 포함한다. 타이밍 수단은, 출력되는 신호 특징부가 하드 스위칭 진폭의 측정치를 생성하기 위해 선택되는 하드 스위칭 진폭에서의 신호의 변화에 응답하여 보다 상당히 영향을 받을 수 있게 한다는 이점이 있다.
보다 바람직하게, 타이밍 수단은 미분 수단에 대해 시간적인 게이팅을 제공하도록 구성된다. 미분 수단의 이러한 추가의 시간적 게이팅에 의해, 하드 스위칭 진폭의 그 측정치를 생성할 때, 검출기의 정확성을 향상시킬 수 있다.
바람직하게, 하드 스위칭 진폭의 거의 즉시로 잠재적으로 보다 정확한 측정치를 제공하기 위해, 타이밍 수단은 스위칭 수단의 각 도전 싸이클마다 미분 수단 및 적분 수단 중 적어도 하나에서 재설정되도록 구성된다. 이러한 재설정은 회로가, 거의 즉시 업데이트되게 하드 스위칭 진폭의 측정치를 생성할 수 있게 한다.
바람직하게, 직접적인 방식으로 전기 절연을 제공할 뿐만 아니라 회로 비용 및 복잡도를 감소시키기 위해서, 미분 수단은 저항 및 연관된 캐패시터의 전위 분배기 조합으로서 구현되며, 저항 및 캐패시터는 하드 스위칭 진폭의 측정치를 생성하는데 사용하기에 적합할 수 있는 신호의 불완전한 미분 출력을 제공할 수 있다.
바람직하게, 회로는 스위치 모드 전원, 모터 제어기, 배터리 충전기, 이온화 장치, 고탄성 바이어스 발생기 중 적어도 하나에서 사용될 수 있다. 하드 스위칭 진폭의 측정치는 패드백 조절, 오버로드 방지 및 전력 감지 중 하나 이상을 위해 사용될 수 있다.
본 발명의 특징부는 본 발명의 범주로부터 벗어남이 없이 임의의 조합으로 결합될 수 있다.
이제, 본 발명을 예로서 설명할 것이다.
도 1은 bidifly 컨버터로서 구현된 공지되어 있는 스위치 모드 전원(SMPS: switch mode power supply)의 개략도,
도 2는 도 1의 전원의 동작을 나타내는 그래프,
도 3은 도 1의 전원의 1차 스위치의 동작시 발생하는 전위를 재생성하는
도 4는 하드 스위칭 진폭(Vhard)의 측정치를 유도하기 위해 시간적 미분 뒤에 시간적으로 게이팅되는 적분이 뒤따는 것을 나타내는 그래프,
도 5는 본 발명의 제 1 실시예의 개략도,
도 6은 도 5에 도시하는 실시예에 속하는 일시적 전환도.
본 발명을 명료하게 하기 위해서, 하드 스위칭 진폭을 측정하는 종래의 방법은 먼저, 종래 기술과 종래 기술을 명확하게 비교하기 위해서 본 발명의 실시예의 상세한 설명에 의해 상세히 기술될 것이다.
도 1에서, bidifly 컨버터라고도 하는 양방향 플라이백 컨버터(bi-directional fly-back converter)로서 구현되는 종래의 스위치 모드 전원(SMPS)의 개략도가 도시되어 있으며, 전원은 그 전체가 도면부호(10)로서 표시되어 있다. 전원(10)은 1차 권선(Lprim)과, 제 1 및 제 2의 2차 권선(Lsec1, Lsec2)을 각각 포함하는 페리트 자심 변압기(ferrite-cored transformer)(TR1)를 포함한다. 1차 권선(Lprim)은 2차 권선(Lsec1, Lsec2)과 전기적으로 분리된다. 또한, 1차 권선(Lprim)은 1차 전계 효과 트랜지스터 스위치(FET SW1) 및 주전원(Vmains)과 직렬로 연결된다. 주전원(Vmains)은 예를 들어, 전해질 저장 캐패시터(도시하지 않음)에 결합되는 적절한 고전압 브리지 정류기에 의해 교류 전원으로부터 제공될 수 있다.
1차 스위치(FET SW1)는 그 제조 모드의 결과로서 기생 드레인 소스 캐패시턴스(Cpar)를 포함한다. 1차 스위치(FET SW1)의 게이트 전극은 1차 구동 회로(30)에 결합된다.
제 2의 2차 권선(Lsec2)은 정류기 다이오드(D1)를 통해서 동작시 전압차(Vout2)가 생성되는 캐패시터(C2)에 결합된다. 이와 유사하게, 제 1의 2차 권선(Lsec1)은 도시하는 바와 같이 캐패시터(C2) 및 2차 전계 효과 트랜지스터 스위치(FET SW2)와 직렬로 연결되며, 동작시, 전압차(Vout1)는 캐패시터(C1) 전체에 걸쳐 나타난다. 1차 권선(Lprim)이 1차 스위치(FET SW1)에 결합되는 출력 접합부는 도시하는 바와 같 이 전압차(Vprim)를 정의한다. 이와 마찬가지로, 제 1의 2차 권선(Lsec1)이 2차 스위치(FET SW2)에 연결되는 출력 접합부는, 하드 스위칭 진폭 검출기(SW DET)(20)에 결합되는 출력 전압(Vsec)을 정의하며, 스위칭 검출기(20)는 다른 구성요소들 중에서, 그 동작이 정확하게 시간 게이팅될 수 있는 샘플 및 홀드 회로를 포함한다. 2차 스위치(FET SW2)는, 자화 전류(Imagn)(전류(Imagn)는 나중에 정의됨)가 기준 전류(Iref)보다 작으면 그 재설정 입력(R)이 스위치(FET SW2)를 비도전 오프 상태로 전환하도록 동작할 수 있는 회로(도시하지 않음)에 결합된다. 또한, 플립플롭(35)은 시작 2차 스트로크(ST.SEC.STR) 라인에 결합되는 설정 입력(S)을 포함하여, 이 라인이 로직 1 상태이면 2차 스위치(FET SW2)가 온 상태로 도전하게 한다.
도 2를 참조하면, 그 전체가 도면 부호(40)로 표시되어 있는 시간 그래프가 도시되어 있으며, 그래프(40)는 전원(10)의 동작에 속한다. 그래프(40)는 시간(T)을 나타내는 횡축(50)을 포함한다. 또한, 그래프(40)는 그 1차측으로 간주(이러한 참조는 1차 권선 및 2차 권선(Lprim, Lsec1, Lsec2)의 감은 비를 고려함)하는 변압기(TR1)의 모든 권선에서 흐르는 전류의 합에 대응하는 자화 전류(Imagn)를 나타내는 제 1 종축(60a)을 더 포함한다. 또한, 그래프(40)는 도 1에 나타내는 전압차(Vprim), 즉,1차 스위치(FET SW1)가 1차 권선(Lprim)에 결합되는 접합부에서의 전위 를 나타내는 제 2 종축(60b)을 추가로 포함한다.
이제, 전원(10)의 동작에 대해 도 1 및 도 2를 참조하여 개괄적으로 설명할 것이다. 그래프(40)에서 시간(t0b) 동안, 즉, 1차 권선(Lprim)을 통해 자화 전류가 증가하는 시간(t0)의 후반부 동안에, 1차 스위치(FET SW1)는, 스위치(FET SW1)는 도통 상태여서 전압(Vprim)이 거의 0으로 되게 한다. 1차 권선(Lprim)을 통한 자화 전류는 도시하는 바와 같이 종축(60a)에 대해서 이러한 주기(t0b) 동안에 거의 0 크기로부터 증가된다. 이와 대조적으로, 그래프(40)에서 시간(t1) 동안에, 합산된 자화 전류(Imagn)는 도시하는 바와 같이 최종적으로 값(Iref)으로 점진적으로 감소한다. 주기(t0a) 동안에, 전압(Vprim)은 1차 스위치(FET SW1)의 기생 캐패시턴스(Cpar) 및 1차 권선(Lprim)의 인덕턴스를 포함하는 공지 회로의 생성으로 인해 발생하는 공진 링에 의해서 점직적인 감쇠(70)를 나타낸다. 점진적인 감쇠(70) 뒤에는 (FET SW1)에서 발생하는 하드 스위칭을 나타내며 도면부호(75)로 표시되는 급격한 감쇠가 뒤따른다. 도 2에서, 예(F1, F2, F3, F4)는 다음에 해당된다. 즉,
(a) F1 : 1차 스위치(FET SW1)의 스위치 오프,
(b) F2 : 2차 스위치(FET SW2)의 스위치 오프,
(c) F3 : 1차 스위치(FET SW1)의 스위치 온,
(d) F4 : 2차 스위치(FET SW2)의 스위치 온.
기간(t0b) 동안에, 1차 권선(Lprim)을 통한 전류는 변압기(TR1)에서 자기장을 설정하며, 자기장은 그 후속 주기(t1) 동안에 그 후에 다시 감쇠한다. 2차 스위치 (FET SW2)는 그 연관된 플립플롭에 의해, 변압기(TR1) 내에 저장되어 있는 자기 에너지가 캐패시턴터(C1)로 전달하도록 실행되도록 구성된다. 전원(10)은 주기(t1)의 끝에서 캐패시터(Cpar)를 충전하는 유용한 특성을 나타내며, 1차 스위치(FET SW1)는 1차 스위치 전체에 걸쳐 비교적 낮은 전위를 갖는 도전 상태로 전환되고, 이로써, 동작시 전원(10)에서 발생하는 스위칭 손실이 감소된다. 바람직하게, 기준 전류(Iref)의 크기는 1차 스위치(FET SW1)의 스위치 온에서 하드 스위칭 진폭을 나타내는 전위(Vhard)에 의해 제어된다. 권선(Lsec1, Lsec2)과 1차 권선(Lprim)간의 주 절연이 필요하기 때문에, 하나 이상의 2차 권선(Lsec1, Lsec2)에서 하드 스위칭 진폭(Vhard)을 결정하는 것이 편리하다. 그러나, 2차 권선에서 하드 스위칭 진폭을 결정하는 종래의 방법은 고가이거나, 불충분하게 정확하거나 또는 이 둘 다에 해당되었다. 따라서, 2차 권선(Lsec1, Lsec2)에서 하드 스위칭 진폭을 측정하는 향상된 방법이 있으면 유리할 것이다.
종래의 bidifly 유형 컨버터에서, 예를 들면, 도 2에서 도면부호(70)로 표시되어 있는 가파른 경사로부터 1차 스위치(FET SW1)의 스위치 온 후에 발생하는 링잉과, 1차 스위치(FET SW1)가 그 도통 상태, 예를 들면, 도 2에서 도면부호(75)로 나타낸 바와 같이 구동되는 예에서 발생하는 링잉을 구별하는 것이 바람직하다는 것을 알 수 있었다. 이러한 구별을 하기 위해서, 종래에는, 전원(10) 내에 정확한 타이밍 신호가 제공될 필요가 있었다. 1차 스위치(FET SW1)와 연관되어 있는 타이 밍 신호(10)가 이용 가능하기 때문에, 이러한 신호는 하드 스위칭 진폭을 측정하는데 유리하게 사용되며, 텔레비전 및 관련된 시각적 모니터 장치의 문맥에서 이전에 연구되어 왔다.
원 신호는 시간적으로 미분되어 대응되는 미분 신호를 제공할 수 있다는 것을 알 수 있었다. 또한, 미분 신호를 적분함으로써 원 신호가 재생성될 수 있다는 것을 파악할 수 있었다. 예를 들어, 전원(10)에서 전압(Vprim) 또는 하나 이상의 2차 권선(Lsec1, Lsec2)에서 이용 가능한 그 대응 전압이 미분되어 대응 미분 신호(dVprim/dt)를 제공하며, 이에 따라 여기서, 캐패시터(Cpar)를 통해 흐르는 전류의 측정치가 유도될 수 있다. 캐패시터(Cpar)를 통해 흐르는 전류는 각 도전 싸이클의 시작부 및 끝에서 1차 권선(Lprim)을 통해 흐르는 전류, 즉, 1차 스위치(FET SW1)의 스트로크와 거의 동일하다. 따라서 적분기를 이용하여 미분 신호(dVprim/dt)를 적분함으로써, 전압(Vprim)의 측정치를 재생성할 수 있다. 신호(dVprim/dt)를 생성하기 위해 이상적인 미분기가 사용되는 상황에서, 미분기는, 전원(10)에서 전압(Vprim)의 비교적 급격한 변화가 발생하는 시간 동안에만 유용한 신호를 생성한다.
전원(10)의 동작을 제어하기 위해서, 특히, 1차 스위치(FET SW1)가 도 2에서 점진적인 감쇠(70)에 해당되는 그 도통 상태로 전환할 때, 캐패시터(Cpar) 상에서의 전압을 측정하는 것이 바람직하다. 감쇠(70)는 캐패시터(Cpar)의 방전을 포함하는 시간 주기에 해당된다. 실제로, 이러한 시간 주기는 10 ns의 정도이다. 이러한 비교적 짧은 주기 동안에 정확한 타이밍 신호를 생성하는 것은 문제가 될 수 있다.
도 3을 참조하면, 도 2와 유사한 방식으로 1차 권선(Lprim)에서 나타나는 전압(Vprim)이 횡축(60b)에 대해 도시하며, 그 전체가 도면부호(100)로 나타내는 그래프가 도시되어 있다. 또한, 횡축(110a)에 대해서, 전압(Vprim)의 시간적 미분을 나타내는 버전, 즉, 신호(dVprim/dt)가 도시되어 있다. 도 3으로부터, 신호(dVprim/dt)는 횡축(110b)에 대해 도시되어 있는 신호(Vprim)를 재생성하도록 적분될 수 있음을 알 수 있다.
1차 권선 스위치(FET SW1)의 스위치 온에 대응하는 차 피크(150) 아래의 영역이 관심의 대상이 된다는 것을 알 수 있었다. 또한, 하드 스위칭 진폭 제어를 위해서, 각 싸이클에서 하드 스위칭이 시작하는 예로부터 전압(Vprim)을 재생성하는 것이 바람직함을 알 수 있었다. 따라서, 비이상적인 미분기가 사용되었으면, 피크(150) 아래의 영역은 비교적 보다 긴 주기에 걸쳐 효과적으로 분산된다. 이러한 비이상적인 미분기로부터의 출력은 적분될 수 있으며, 앞쪽의 하드 스위칭 피크(150)는 적분을 시작하기 위한 타이밍 신호로서 사용될 수 있다. 바람직하게, 미분기를 위한 시상수는 후속 도전 싸이클, 즉, 1차 스위치(FET SW1)의 스트로크가 발생하기 전에 완료하는 것이 바람직하다. 보다 바람직하게, 미분기는, 그 시상수 τ = RdCd가 도 2에 도시하는 시간 간격(t0)의 25% 이하인 연관된 캐패시터(Cd)에 연 결되는 저항(Rd)을 포함하는 네트워크를 이용하여 구현된다. 선택적으로, 미분기에 제공되는 신호(Vprim)는 시간(t0)보다 긴 기간 동안 억제되어 보다 긴 적분 시간이 사용될 수 있게 된다.
따라서, 전압(Vprim)에 대응하는 입력 신호를 처리하기 위해 불완전한 미분기와, 시간적으로 게이팅되어 직렬로 결합되는 적분기를 이용하여 전원(10)에서 하드 스위칭 진폭의 표시를 유도하는 제 1 및 제 2 방법(M1, M2)이 있다. 이러한 2가지 방법은 도면 부호(200)로 표시되는 그래프가 포함되어 있는 도 4에 개략적으로 도시되어 있다.
제 1 방법(M1)에서, 1차 스위치(FET SW1)에서 나타나는 전압(Vprim)은 전술한 불완전한 RdCd 미분기를 통해서 도시하는 바와 같이 기간(τ1) 동안 시간적으로 게이팅되는 적분기에 결합되며, 여기서 제 1 피크(210)의 존재는 기간(τ1) 동안 타이밍 제어/동기화를 위해 사용된다. 그 후, 기간(τ1)의 끝에서 적분기의 출력은 1차 스위치(FET SW1)에서 나타나는 하드 스위칭 진폭(Vhard)을 나타낸다. 제 1 방법(M1)에서, 미분기 출력의 이전 값 없이, 따라서, 바람직하게는 기간(τ1) 직전에 적분을 시작할 필요가 있다. 미분기의 저항(Rd)은 예를 들면 재설정을 위해서 아래에 보다 상세히 설명할 아날로그 FET 스위치를 사용하여 그 단자를 거쳐서 바람직하게 단락된다.
제 2 방법(M2)에서는, 1차 스위치(FET SW1)에서 발생하는 전압(Vprim)은 불완전한 RdCd 미분기를 통해서 도시하는 바와 같이 기간(τ2) 동안 시간적으로 게이팅되는 전술한 적분기에 결합된다. 기간(τ2)은 1차 스위치(FET SW1)의 스위치 오프 변화를 포함하지만, 그 후속 하드 스위치 온 변화 및 그 주위 시간 동안 디스에이블되고, 제 2 방법을 위한 적분기 게이트 타이밍을 보다 덜 결정적으로 만들며, 바람직하게 기간(τ2)은 초기 하드 스위칭 기간을 배제한 전체 도전 싸이클을 포함한다. 기간(τ2)의 끝에서, 적분기의 출력은 하드 스위칭 진폭(Vhard)을 나타낸다.
본 발명을 더 설명하기 위하여, 이제 본 발명의 실시예를 도 5를 참조하여 설명할 것이다. 도 5에는, 그 2차 스위치(FET SW2)가 그 대응 플립플롭(35)에 결합되는 전술한 캐패시터(C1)와 그 제 1의 2차 권선(Lsec1)과 함께 그 변압기(TR1)를 포함하는 전원(10)이 도시되어 있다. 도 5의 전원(10)은 전체가 도면부호(300)로 표시되어 있으며 점선(305) 내에 포함되어 있는 하드 스위칭 진폭 검출기를 제공한다. 검출기(300)는 불완전한 미분기(310), 시간적으로 게이팅되는 적분기(320) 및 제어 장치(330)를 포함하여 시간적 게이팅 신호(DISDIF) 및 (DISINT)를 미분기(310) 및 적분기(320)에 각각 제공한다. 적분기(320)로부터의 출력 신호 라인(Vhard)은 동작 동안에 1차 스위치(FET SW1)에서 발생하는 하드 스위치 진폭의 측정치를 제공하도록 구성된다. 신호(DISIF) 및 (DISINT)는 미분기(310) 및 적분기(320)를 각각 재설정할 수 있도록 구성된다. 또한, 제어 장치(330)에는, 하드 스 위치가 예상되는 시간 간격 전체를 나타내지만, 종래 기술과 반대로 시간적으로는 정확하지 않은 신호를 수신하는 입력 신호 라인(HSE)이 제공된다.
미분기(310)는 제 1 및 제 2 단자를 포함하는 캐패시터(Cd)를 포함한다. 제 1 단자는 도시하는 바와 같이 2차 스위치(FET SW2)와 2차 권선(Lsec1)의 접합부에 연결된다. 캐패시터(Cd)의 제 2 단자는 저항(Rd)의 제 1 단자 및 FET 스위치(FET SW3)의 제 1 스위치 단자에 결합된다. 저항(Rd)의 제 2 단자 및 스위치(FET SW3)의 제 2 스위치 단자는 둘 다 신호 그라운드에 결합된다. 캐패시터(Cd)의 제 2 단자에서, (DVDT)로 지정되는 불완전한 미분 신호 출력이 제공된다. 스위치(FET SW3)의 제어 입력은 미분기(310)를 디스에이블하는 신호 라인(DISDIF)에 연결된다. 미분기(310)의 시간적 스위칭은 아래에 보다 상세히 설명할 것이다. 미분기(310)는 수학식 1의 라플라시안 형태로 기술되는 전달 함수를 제공하도록 동작할 수 있다.
Figure 112005074154033-PCT00001
여기서, s는 라플라시안 연산자이다.
적분기(320)는 그 출력 전류(i)가 비례 상수(k l )에 의해 신호(DVDT)와 선형 관계인 전류 소스(325)를 포함한다. 전류 소스(325)의 출력은 적분 캐패시터(Cint)의 제 1 단자 및 FET 스위치(FET SW4)의 제 1 스위치 단자에 연결된다. 캐패시터 (Cint)의 제 2 단자 및 스위치(FET SW4)의 제 2 스위치 단자는 전술한 신호 그라운드에 결합된다.
동작시 캐패시터(Cint)의 제 1 단자에서 생성되는 신호는 전술한 제 1의 1차 스위치(FET SW1)에서 발생하는 하드 스위칭 진폭을 나타내는 신호(Vhard)이다. 또한, 적분기(320)는 수학식 2에 정의하는 라플라시안 전달 함수를 제공하도록 동작할 수 있다.
Figure 112005074154033-PCT00002
여기서, k1 및 k0은 적분기(320)의 동작 상수이다.
수학식 1 및 2를 결합하면 수학식 3에 제공되는 전체 라플라시안 전달 함수가 나온다.
Figure 112005074154033-PCT00003
후술하는 적절한 시간적 스위칭에 의해, 수학식 1 및 3의 분모에서 단위(1)에 대한 항 sRdCd의 중요도는 1차 스위치(FET SW1)의 하드 스위칭 진폭의 측정치를 유도하기 위해 사용될 수 있다.
제어 장치(330)는 그 제 1 단자에서 제 1의 2차 권선(Lsec1)의 (Vsec) 신호 출 력에 연결되는 입력 캐패시터(Cc)를 포함하고, 그 제 2 단자에서 저항(Rc)의 제 2 단자에 연결되어, 아날로그 스위치(FET SW5)의 제 1 스위치 단자 및 하드 스위칭 진폭의 동작에서 나타나는 출력(Vhard)에 연결된다. 또한, 저항(Rc)의 제 2 단자 및 스위치(FET SW5)의 제 2 스위치 단자는 도시하는 바와 같이 전술한 신호 그라운드에 결합된다. 또한, (HSE) 입력은 도시하는 바와 같이, 로직 인버터(340)를 통해 스위치(FET SW5)의 스위칭 제어 입력에 결합된다. 저항(Rc)의 제 1 단자에서 나타나는 신호는 비교기(350) 내로 결합되며, 필요하면 히스테리시스 특성을 나타내는 추가 구성요소(도시하지 않음)와 함께 구성되어 전술한 신호(DISDIF) 및 (DISINT)를 생성한다.
도 5에서, 하드 스위칭 진폭 검출기(300)는 SMPS(10)에 결합되어 있는 것으로 도시되어 있으나, 다른 유형의 전자 스위칭 회로, 예컨대, 전환이 힘든 모터, 컨베이어 벨트와 같은 수송 어셈블리, 배터리 충전기, 백열등 장치, 고 전력 이온화기, 이온화 정수기 및 선형 액츄에이터에 전력을 인가하기에 적합한 스위치 모드 모터 제어 회로에 연결되기에 적합할 수 있다는 것을 이해할 수 있을 것이다.
검출기(300)의 동작을 설명하기 위해서, 또한 도 6을 도 5와 연결하여 참조할 것이다. 도 5의 검출기(300)에서 구현되는 제 1 방법에서, 1차 스위치(FET SW1)의 하향 도통 스트로크는 도시한 바와 같이 전술한 피크(150)를 생성한다. (HSE) 신호는 피크(150)를 포함하는 주기 및 그 주위의 시간 동안 온 상태로 남도록 구성된다. 미분기(310)는, 피크(210)를 포함하지만 그 후속 피크(215)는 배제 하는 기간 동안의 제어 장치(330)로부터의 (DISDIF) 신호에 응답하여 그 스위치(FET SW3)가 저항(Rd)을 단락시키는 것에 의해서 디스에이블된다. 이와 마찬가지로, 적분기(320)는 도시하는 바와 같이 1차 스위치(FET SW1)의 1차 상향 스트로크의 주기를 포함하는 구성의 신호(DISINT)에 응답하여 그 스위치(FET SW3)가 캐패시터(Cint)를 단락시키는 것에 의해서 디스에이블된다. 그 결과, 피크(210)는 정확한 타이밍 정보를 제공할 수 있고, 피크(215)는 하드 스위칭 진폭(Vhard)의 측정치를 유도하기에 적합한 정보를 포함한다. 1차 스위치(FET SW1)의 스위칭 싸이클마다, 검출기(300)는 하드 스위칭 진폭(Vhard)을 측정하고 검출기(300)로부터 대응하는 출력을 제공할 수 있다.
따라서, 제어 장치(330)는 신호(Vsec)를 감지하고, 히스테리시스 비교기(350)의 동작에 의해 그로부터 (DISINT) 및 (DISDIV) 신호를 생성하도록 동작할 수 있다. (HSE) 신호는 저항(Rd) 및 그 연관된 캐패시터(Cc)에 의해 형성되는 제 2 미분기를 디스에이블하고, 이에 따라, 하드 스위칭이 예상되는 시간 윈도우 밖의 교란에 영향을 받은 (DVDT) 신호가 적분기(320)에 제공되는 것을 방지한다. 그러나, 본 발명에서 (DISINT)를 포함하는 것은 필수적인 것이 아니다. 하드 스위칭이 검출되는 순간에, (DISINT) 신호는 로직 OFF 상태로 설정되고, (DVDT) 신호 아래의 유효 영역의 적분이 시작된다.
검출기(300)는 또한 미분기(310)의 재설정이 필요한 전술한 제 2 방법(M2)으 로 동작할 수 있다. 도 4에서 적분기(320)는 스위치(FET SW4)에 출력되는 (DISINT)에 의해 결합되는 제어 장치(330)에 의해 스위칭된다. 제 2 방법(M2)에서, 미분기(310)의 출력의 적분은 임의의 하드 스위칭 변화로부터의 기여를 배제하지 않고 도시하는 바와 같이, 1차 스위치(FET SW1)의 상향 스트로크 및 대응하는 후속 하향 스트로크를 포함하는 주기(τ2)를 통해 발생한다.
마지막으로, (BIDIFLY) 신호는 스위치(SW2)가 온 및 오프되는 때를 나타낸다.
전술한 본 발명의 실시예는 본 발명의 범주로부터 벗어남이 없이 변경될 수 있다. 예를 들어, 하나 이상의 저항 구성요소와 함께 연결되는 하나 이상의 용량성 구성요소를 이용하는 불완전한 적분기 및/또는 불완전한 미분기의 생성을 기술하였으나, 불완전한 적분 및/또는 미분을 달성하는 다른 구성으로서 하나 이상의 유도구성요소와 함께 연결되는 하나 이상의 저항 구성요소가 사용할 수 있다.
아날로그 구성요소를 아날로그 방식으로 또는 하나 이상의 디지털 구성요소 및 소프트웨어를 이용하는 디지털 방식으로 또는 이들 방식을 혼합한 방식으로 구현되는 검출기(300)는 광범위한 스위치 모드에 적용되어 그 안에서 발생하는 하드 스위칭 진폭의 측정치를 유도할 수 있다. 이러한 진폭은 과부하 셧다운, 조절 및 다른 회로 및 서브시스템에서의 스위칭과 같은 각종 기능을 잠재적으로 제어하는 데 사용될 수 있다.
전술에서는 단수를 이용하였으나, 복수를 이용하여 구성될 수도 있다. 또 한, "포함한다"와 같은 표현은 다른 아이템의 존재를 배제하지 않는 것으로 구성되어야 한다.
청구의 범위에서, 참조 부호는 그 청구항을 제한하려는 것으로 구성되는 것이 아니다. 구성요소 앞의 단수 표현은 이러한 구성요소의 복수의 존재를 배제하지 않는다. 여러 가지 수단들을 열거하는 장치 청구항에서, 여러 가지의 이러한 수단들은 하나의 동일한 하드웨어 아이템으로 구현될 수 있다. 상호 다른 종속항에서 인용하는 여러 가지 수단들은 이러한 수단들의 조합이 유리하게 사용될 수 없음을 나타내는 것이 아니다.

Claims (10)

  1. 스위치 모드 전원 회로(10, 300)로서,
    자신을 전력 소스에 순환적으로 접속시키는 연관된 스위칭 수단(SW1)에 결합되는 적어도 하나의 유도 구성요소(TR1)와,
    상기 스위칭 수단(SW1)으로의 상기 적어도 하나의 유도 구성요소의 접합부에서 전압을 나타내는 신호 출력과,
    동작시 상기 스위칭 수단(SW1)에서 발생하는 하드 스위칭 진폭의 측정치를 유도하는 하드 스위칭 진폭 검출기(100)를 포함하되,
    상기 검출기는 상기 신호 출력을 수신하고 하드 스위칭 진폭의 측정치를 생성하기 위한 신호 처리 경로를 포함하며,
    상기 신호 처리 경로는,
    상기 신호 출력을 불완전하게 미분하여 대응하는 불완전한 미분 신호를 생성하는 신호 미분 수단(310)과,
    상기 불완전한 미분 신호를 시간적으로 게이팅되는 방식으로 적분하여 상기 하드 스위칭의 측정치를 생성하는 신호 적분 수단(320)을 포함하는
    스위치 모드 전원 회로.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 검출기(300)는 상기 적분 수단(320)에 시간적 게이팅(temporal gating)을 적용하기 위한 타이밍 수단(330)을 더 포함하는 스위치 모드 전원 회로.
  3. 제 2 항에 있어서,
    상기 타이밍 수단(330)은 또한 상기 미분 수단(310)에 시간적 게이팅을 제공하도록 구성되는 스위치 모드 전원 회로.
  4. 제 2 항에 있어서,
    상기 타이밍 수단(330)은 상기 스위칭 수단(SW1)의 도전 싸이클마다 상기 미분 수단(310) 및 상기 적분 수단(320) 중 적어도 하나를 재설정하도록 구성되는 스위치 모드 전원 회로.
  5. 제 1 항에 있어서,
    상기 스위칭 수단의 각 도전 싸이클은, 동작시, 상기 스위칭 수단이 실질적으로 비도전 상태로부터 실질적으로 도전 상태로 전환하는 위치에서의 하향 스트로크(70) 및 상기 스위칭 수단이 실질적으로 도전 상태로부터 실질적으로 비도전 상태로 전환하는 위치에서의 상향 스트로크와 연관되어 있으며,
    상기 검출기(300)는 그 싸이클 중에 하드 스위칭 진폭의 측정치를 유도하기 위해 각 싸이클의 상향 스트로크 직전에 그리고 하향 스트로크의 완료 직후에 시작하는 주기에 상기 출력 신호를 불완전하게 미분할 수 있도록 구성되는
    스위치 모드 전원 회로.
  6. 제 1 항에 있어서,
    상기 스위칭 수단의 각 도전 싸이클은, 동작시, 상기 스위칭 수단이 실질적으로 비도전 상태로부터 실질적으로 도전 상태로 전환하는 위치에서의 하향 스트로크(70) 및 상기 스위칭 수단이 실질적으로 도전 상태로부터 실질적으로 비도전 상태로 전환하는 위치에서의 상향 스트로크와 연관되어 있으며,
    상기 검출기는 한 주기에서 상기 출력 신호를 불완전하게 미분한 후 적분하고,
    각각의 싸이클의 하향 스트로크로부터 발생하는 제 1 미분 신호 피크(210)의 거의 끝으로부터 시작하여, 상기 제 1 피크(210) 다음의 상기 싸이클 내에서 발생하는 후속 제 2 미분 신호 피크(215)를 포함하고,
    상기 제 2 미분 신호 피크(215) 내에서 또는 그 후에 종료하여 그 싸이클 동안에 상기 하드 스위칭 진폭의 측정치를 유도할 수 있도록 구성되는
    스위치 모드 전원 회로.
  7. 제 1 항에 있어서,
    상기 미분 수단(310)은 저항 및 연관된 캐패시터의 전위 분배기 조합으로서 구현되며,
    상기 저항 및 캐패시터는 상기 조합이 하드 스위칭 진폭의 측정치를 생성하는데 사용하기에 적합한 상기 신호 출력의 불완전한 미분을 제공할 수 있게 하는 연관된 시상수를 정의하는
    스위치 모드 전원 회로.
  8. 제 1 항에 있어서,
    상기 미분 수단(310)은 저항 및 연관된 인덕터의 전위 분배기 조합으로서 구현되며,
    상기 저항 및 인덕터는 상기 조합이 하드 스위칭 진폭의 측정치를 생성하는데 사용하기에 적합한 신호의 불완전한 미분을 제공할 수 있게 하는 연관된 시상수를 정의하는
    스위치 모드 전원 회로.
  9. 제 1 항에 있어서,
    상기 회로는 스위치 모드 전원, 모터 제어기, 배터리 충전기, 이온화 장치, 고장력 바이어스 생성기 중 적어도 하나에서 사용할 수 있는 스위치 모드 전원 회로.
  10. 스위치 모드 전원 회로(10, 300)에서 하드 스위칭 진폭의 측정치를 생성하는 방법으로서,
    상기 스위치 모드 전원 회로는 자신을 전원에 순환적으로 접속시키기는 연관된 스위칭 소자에 결합되는 적어도 하나의 유도 구성요소와,
    상기 스위칭 수단(SW1)으로의 상기 적어도 하나의 유도 구성요소의 접합부에서 전압을 나타내는 신호 출력을 포함하고,
    상기 하드 스위칭 진폭의 측정치 생성 방법은,
    (a) 동작에서 상기 스위칭 수단(SW1)에서 발생하는 하드 스위칭 진폭의 측정치를 유도하는 하드 스위칭 진폭 검출기(100)로서, 상기 신호 출력을 수신하고 상기 하드 스위칭 진폭의 측정치를 생성하기 위한 신호 처리 경로를 포함하는 하드 스위칭 진폭 검출기(100)를 제공하는 단계와,
    (b) 대응하는 불완전한 미분 신호를 생성하기 위해, 불완전한 미분 수단(310)을 이용하여 상기 신호 출력을 불완전하게 미분하는 단계와,
    (c) 상기 하드 스위칭의 측정치를 생성하기 위해 신호 적분 수단(320)을 이용하여 상기 불완전한 미분 신호를 시간적으로 게이팅되는 방식으로 적분하는 단계 를 포함하는
    하드 스위칭 진폭의 측정치 생성 방법.
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