JPS5812029A - スイツチングレギユレ−タの制御回路 - Google Patents
スイツチングレギユレ−タの制御回路Info
- Publication number
- JPS5812029A JPS5812029A JP10936281A JP10936281A JPS5812029A JP S5812029 A JPS5812029 A JP S5812029A JP 10936281 A JP10936281 A JP 10936281A JP 10936281 A JP10936281 A JP 10936281A JP S5812029 A JPS5812029 A JP S5812029A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- circuit
- switching regulator
- current
- control circuit
- load
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
- H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
本発明はスイッチングレギュレータの制御回路、更に詳
しく言えば、直流電源を供給する回路に二巻線リアクト
ルを持つスイッチングレギュレータヲ設ケ、そのレギュ
レータのスイッチの開閉を制御することによって直流出
力電流を制御する回路に係る。
しく言えば、直流電源を供給する回路に二巻線リアクト
ルを持つスイッチングレギュレータヲ設ケ、そのレギュ
レータのスイッチの開閉を制御することによって直流出
力電流を制御する回路に係る。
直流電源から供給される負荷回路に流れる電流を負荷の
状態によって制御するため、いわゆるＤＣ−ＤＣコンバ
ータが使用される。ＤＣ−ＤＣコンバータの一つとして
二巻線りアクドルを持つスイッチングレギュレータがあ
る。
状態によって制御するため、いわゆるＤＣ−ＤＣコンバ
ータが使用される。ＤＣ−ＤＣコンバータの一つとして
二巻線りアクドルを持つスイッチングレギュレータがあ
る。
例えば、電話交換機の加入者回線には直流電力供給回路
が必要であるが、加入者回線の種類や長さ、あるいは電
話機の種類によって、電話機に流れる電流がことなると
き、これを制限する必要がある。
が必要であるが、加入者回線の種類や長さ、あるいは電
話機の種類によって、電話機に流れる電流がことなると
き、これを制限する必要がある。
このような場合、電話交換機の加入者回線の電力供給回
路にＤＣ−ＤＣコンバータを設け、その出力側の状態に
よって、上記ＤＣ−ＤＣコンバータを制御することが行
なわれる。従来のＤＣ−ＤＣコンバータの制御回路では
、出力側の電圧あるいは電流を検出する回路が設けられ
、ＤＣ−ＤＣコンバータの入力側と出力側が電気的に接
続されているため、出力側に雷等の大電圧の交流電圧が
加えられたときは、入力側を破損することとなり、その
保護回路を必要とする。そのため、 ＤＣ−ＤＣコンバ
ータの出力回路と入力回路を絶縁し、フローティングの
状態に構成することが望まれる。
路にＤＣ−ＤＣコンバータを設け、その出力側の状態に
よって、上記ＤＣ−ＤＣコンバータを制御することが行
なわれる。従来のＤＣ−ＤＣコンバータの制御回路では
、出力側の電圧あるいは電流を検出する回路が設けられ
、ＤＣ−ＤＣコンバータの入力側と出力側が電気的に接
続されているため、出力側に雷等の大電圧の交流電圧が
加えられたときは、入力側を破損することとなり、その
保護回路を必要とする。そのため、 ＤＣ−ＤＣコンバ
ータの出力回路と入力回路を絶縁し、フローティングの
状態に構成することが望まれる。
その一つとしてスイッチングレギュレータを構成するト
ランスの一次側に出力電流検出の丸めの巻線を設け、そ
の出力電圧と一次側の電流を検出し、ＤＣ−ＤＣコンバ
ータを制御する回路が知られているが、制御のための巻
線を必要とし、それだけトランスを大きくシ、望ましく
ない。
ランスの一次側に出力電流検出の丸めの巻線を設け、そ
の出力電圧と一次側の電流を検出し、ＤＣ−ＤＣコンバ
ータを制御する回路が知られているが、制御のための巻
線を必要とし、それだけトランスを大きくシ、望ましく
ない。
更に、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力側と入力側をフリー
テイングにする方法として、出力側の状態を検出するた
めホール素子や光素子を使用することも考えられるがそ
れだけ部品数を増し、又装置の容積をまずこととなり装
置の構成上望ましくない。
テイングにする方法として、出力側の状態を検出するた
めホール素子や光素子を使用することも考えられるがそ
れだけ部品数を増し、又装置の容積をまずこととなり装
置の構成上望ましくない。
したがって、本発明の目的は光素子、ホール素子あるい
は検出用の巻線等の出力の状態を検出する専用の回路装
置を設けることなく ｓ Ｄ Ｃ−Ｄ Ｃコンバータの
出力側と入力側を絶縁した状態で、ＤＣ−ＤＣ”ｘンバ
ータの出力電流を制御する回路を実現することである。
は検出用の巻線等の出力の状態を検出する専用の回路装
置を設けることなく ｓ Ｄ Ｃ−Ｄ Ｃコンバータの
出力側と入力側を絶縁した状態で、ＤＣ−ＤＣ”ｘンバ
ータの出力電流を制御する回路を実現することである。
本発明は上記目的を達成するためスイッチングレギュレ
ータを構成するトランスの一次巻線側の電流と二次巻線
側（出力９１）の電流との関係を利用し、−次巻線側の
電流を検出し二次巻線側の電流、すなわち負荷電流を制
御するように構成したものである。したがって本発明は
スイッチングレギュレータを構成する一次巻線と、二次
巻線を有するトランスと上記−次巻線にスイッチを介し
て接続された直流電源と、上記二次巻線側に結合された
負荷と、上記−次巻線の電流検出回路と負荷に一定電流
を流すための基準電流回路と上記検出回路の出力と基準
電流回路の比較信号によって上記スイッチのデユーティ
を制御する回路とで構成される。なお、上記電流検出回
路や基準電流回路とは電流を電圧に変換するものも当然
含まれるものである。
ータを構成するトランスの一次巻線側の電流と二次巻線
側（出力９１）の電流との関係を利用し、−次巻線側の
電流を検出し二次巻線側の電流、すなわち負荷電流を制
御するように構成したものである。したがって本発明は
スイッチングレギュレータを構成する一次巻線と、二次
巻線を有するトランスと上記−次巻線にスイッチを介し
て接続された直流電源と、上記二次巻線側に結合された
負荷と、上記−次巻線の電流検出回路と負荷に一定電流
を流すための基準電流回路と上記検出回路の出力と基準
電流回路の比較信号によって上記スイッチのデユーティ
を制御する回路とで構成される。なお、上記電流検出回
路や基準電流回路とは電流を電圧に変換するものも当然
含まれるものである。
本発明のスイッチングレギュレータを電話機の直流電力
供給回路に使用したとき、トランスの一次側巻線から負
荷電流の変動を検出し、−次巻線側に設けられたスイッ
チの開閉を行なうため、二次側は完全にフローティング
（−次側および地気と絶縁された状態）となるため、屋
外配線された加入者回路の線路と商用電力線との混触や
雷等のために高電圧のサージ電圧等に対する保護回路が
不要となる。
供給回路に使用したとき、トランスの一次側巻線から負
荷電流の変動を検出し、−次巻線側に設けられたスイッ
チの開閉を行なうため、二次側は完全にフローティング
（−次側および地気と絶縁された状態）となるため、屋
外配線された加入者回路の線路と商用電力線との混触や
雷等のために高電圧のサージ電圧等に対する保護回路が
不要となる。
又１電流検出のために光素子、ホール素子等を必要とせ
ず、さらにトランスに電流検出のための専用の巻線を必
要としないため、保守、経済化、装置の小容量化に有効
な手段を提供することになる。
ず、さらにトランスに電流検出のための専用の巻線を必
要としないため、保守、経済化、装置の小容量化に有効
な手段を提供することになる。
以下実施例によつ′て本発明の詳細な説明する。
第１図は本発明の詳細な説明するためのスイッチングレ
ギュレータとしてリンギングチョークコンパータの回路
図を示す、りンギングチョーク；ンパータはトランス１
の一次巻線３にスイッチ２を介して直流電源５が接続さ
れ、二次巻線４には負荷６がダイオード７と直列に接続
され、かつ負荷６と並列にキャパシタ８が接続されて構
成されている。電話機の電力供給回路の場合は負荷は電
話機および線路のインピーダンスを含む。
ギュレータとしてリンギングチョークコンパータの回路
図を示す、りンギングチョーク；ンパータはトランス１
の一次巻線３にスイッチ２を介して直流電源５が接続さ
れ、二次巻線４には負荷６がダイオード７と直列に接続
され、かつ負荷６と並列にキャパシタ８が接続されて構
成されている。電話機の電力供給回路の場合は負荷は電
話機および線路のインピーダンスを含む。
いま、トランスの一次巻線の抵抗をｒｌ−次巻線と二次
巻線の巻線比’ｆ：”ｓスイッチ２０オンＣ導通）時間
（Ｔｏ、とする）とオフ（Ｒ断）時間と、入力電圧Ｅ１
と出力電圧Ｅ、の関係は近似的に次式で与えられる 第２図はこの関係をグラフに示し九ものである。
巻線の巻線比’ｆ：”ｓスイッチ２０オンＣ導通）時間
（Ｔｏ、とする）とオフ（Ｒ断）時間と、入力電圧Ｅ１
と出力電圧Ｅ、の関係は近似的に次式で与えられる 第２図はこの関係をグラフに示し九ものである。
抵抗３．３９とし負荷抵抗ＲＮ、を変えた場合の関係を
示す、同図から明らかなように負荷ＲＬが増大すること
によって電圧比・１−は増大し、デューテＩ イが小さいときは、電圧比はデユーティにほぼ比例する
。
示す、同図から明らかなように負荷ＲＬが増大すること
によって電圧比・１−は増大し、デューテＩ イが小さいときは、電圧比はデユーティにほぼ比例する
。
しかしヘデエーテイの高い所では゛ぽ正比は逆に減少し
ている。又ビーク値を持つデユーティＤは負荷Ｒ１によ
って変動する。
ている。又ビーク値を持つデユーティＤは負荷Ｒ１によ
って変動する。
さて、上記（１）式より、負荷電流をＩＡとするとＤと
し、トランス、ダイオード、スイッチの損失を無視する
と、入力エネルギーと出力エネルギーは等しいことから
次の関係式が成立する。
し、トランス、ダイオード、スイッチの損失を無視する
と、入力エネルギーと出力エネルギーは等しいことから
次の関係式が成立する。
Ｉ會・Ｅｔ ＩＩＤ−Ｅ、Ｘ Ｉｚ ””
（３）上記（１）、 （２）、 （３）式より・・・・
・・・・・ （４） が求まる。（４）式より、デユーティＤを制御すれば、
任意の負荷電流Ｉｔが得られることが分る。
（３）上記（１）、 （２）、 （３）式より・・・・
・・・・・ （４） が求まる。（４）式より、デユーティＤを制御すれば、
任意の負荷電流Ｉｔが得られることが分る。
第３図は上述の原理に基づいて構成された本発明による
スイッチングレギエレータの電流制御回路の一実施例の
構成を示す回路図である。同図において、第１図と同一
の番号を付す部分は同一の回路素子を示す、なお、直流
電源は示されていないが端子１０とアースとの閾に直流
電源が接続される。
スイッチングレギエレータの電流制御回路の一実施例の
構成を示す回路図である。同図において、第１図と同一
の番号を付す部分は同一の回路素子を示す、なお、直流
電源は示されていないが端子１０とアースとの閾に直流
電源が接続される。
スイッチ２はＭＯ８）ランジスタで構成され。
ゲート端子Ｇに後述の制御回路からデユーティＤのパル
ス信号が加えられる。−次電流検出回路１１はＭ０８ト
ランジスタ灸のソース電−呟アース間に接続された抵抗
１２、抵抗１３とキャパシタ１４からなる積分回路で構
成され、−次電流に比例した連続し九直流電圧信号を検
出する。
ス信号が加えられる。−次電流検出回路１１はＭ０８ト
ランジスタ灸のソース電−呟アース間に接続された抵抗
１２、抵抗１３とキャパシタ１４からなる積分回路で構
成され、−次電流に比例した連続し九直流電圧信号を検
出する。
基準電流回路１５は上記スイッチ２ｔオン・オフした同
一の信号によってスイッチ２０をオン・オフしｔレベル
シフト回路１６から所定の負荷電流に対応し九電圧を取
り出しバッファ増幅器１７によって、負荷設定電流に対
応し九電圧を得る。
一の信号によってスイッチ２０をオン・オフしｔレベル
シフト回路１６から所定の負荷電流に対応し九電圧を取
り出しバッファ増幅器１７によって、負荷設定電流に対
応し九電圧を得る。
制御回路２２は上記電流検出回路１１および基準電流回
路１５の電圧を差動増幅器２１で比較し、その差電圧に
よってスイッチ２の駆動パルスのデユーティを制御する
信号を発生する回路である。
路１５の電圧を差動増幅器２１で比較し、その差電圧に
よってスイッチ２の駆動パルスのデユーティを制御する
信号を発生する回路である。
第４図はこの制御回路の動作説明のための波形図である
。以下電流検出回路１１の電流が基準電流よシ大きい場
合について説明する。
。以下電流検出回路１１の電流が基準電流よシ大きい場
合について説明する。
トランジスタ３３．３２および抵抗２５，２６゜２７か
らなる差動増幅回路において、トランジスタ３３０ベー
スに鋸歯状波が加えられている。トランジスタ３３のペ
ースの電位が、トランジスタ３２０ペースの電位よシ高
いときはトランジスタ３２はオフとなシ、そのコレクタ
電位は高くな９％抵に２８．２Ｇおよびトランジスタ３
４で構成されるインバータによって、インバータ出力電
位Ｖｏは低電位となりスイッチ２および２０をオフとす
る。又逆の場合（トランジスタ３２０ペース電位がトラ
ンジスタ３３のそれより高いとき）はインバータの出力
電位 ％電位となり、スイッチ２および２０をオンとす
る。したがって、負荷電流が増大し、−次電流が増大し
たときは差動増幅器２１の電位が低くなシ、抵抗２３、
トランジスタ３０、ダイオード接続されたトランジスタ
３１および抵抗２４によってトランジスタ３２０ベース
電位が低くなり、鋸歯状波の電位より低くなる時間が太
くなり、したがってスイッチ２および２０ｔオフ状態に
する時間が長くなる。すなわちデユーティが小さくなシ
出力電位を下げるように働く、又−次電流が減少したと
きは逆に働くことは明らかである。
らなる差動増幅回路において、トランジスタ３３０ベー
スに鋸歯状波が加えられている。トランジスタ３３のペ
ースの電位が、トランジスタ３２０ペースの電位よシ高
いときはトランジスタ３２はオフとなシ、そのコレクタ
電位は高くな９％抵に２８．２Ｇおよびトランジスタ３
４で構成されるインバータによって、インバータ出力電
位Ｖｏは低電位となりスイッチ２および２０をオフとす
る。又逆の場合（トランジスタ３２０ペース電位がトラ
ンジスタ３３のそれより高いとき）はインバータの出力
電位 ％電位となり、スイッチ２および２０をオンとす
る。したがって、負荷電流が増大し、−次電流が増大し
たときは差動増幅器２１の電位が低くなシ、抵抗２３、
トランジスタ３０、ダイオード接続されたトランジスタ
３１および抵抗２４によってトランジスタ３２０ベース
電位が低くなり、鋸歯状波の電位より低くなる時間が太
くなり、したがってスイッチ２および２０ｔオフ状態に
する時間が長くなる。すなわちデユーティが小さくなシ
出力電位を下げるように働く、又−次電流が減少したと
きは逆に働くことは明らかである。
次に本発明のスイッチングレギュレータの制御回路を電
話機の電力供給回路に適用し専具体的実施例について説
明する。
話機の電力供給回路に適用し専具体的実施例について説
明する。
電話の加入者回路では通話時の電流は市内局にある直流
電源（−４８ボルト）から４４０ｇの抵抗を通して供給
され、加入者線路および電話機の抵抗をＲシとすると の電流ＩＡが流れる。電流■ｔは負荷抵抗ＲＬに依存し
−Ｒｔが小さくなると、−次電流が増大し、内部抵抗４
４０ｇで大きな熱が発生することになる。そこで本実施
例では、上記内部抵抗４４０ｇの代りに第３図のスイッ
チングレギュレータを使用し、出力（負荷）電流を、負
荷インピーダンス（加入者線の抵抗と電話機の抵抗）が
大きいときは上記第（６）式と同様とし、負荷インピー
ダンスが小さいときは一定電流（６０ｍＡ）に制限する
ように構成する。
電源（−４８ボルト）から４４０ｇの抵抗を通して供給
され、加入者線路および電話機の抵抗をＲシとすると の電流ＩＡが流れる。電流■ｔは負荷抵抗ＲＬに依存し
−Ｒｔが小さくなると、−次電流が増大し、内部抵抗４
４０ｇで大きな熱が発生することになる。そこで本実施
例では、上記内部抵抗４４０ｇの代りに第３図のスイッ
チングレギュレータを使用し、出力（負荷）電流を、負
荷インピーダンス（加入者線の抵抗と電話機の抵抗）が
大きいときは上記第（６）式と同様とし、負荷インピー
ダンスが小さいときは一定電流（６０ｍＡ）に制限する
ように構成する。
第５図は第３図のスイッチングレギュレータの負荷Ｒ１
と負荷電流との関係を、デユーティＤをα５．α４．０
．３，０．２，０．１と変えて計算したものである。そ
こで、負荷が０．７６ ＫΩよシ大きいＣすなわち電流
が６０ｆｆｌＡ以下）ときはレギュレータのデユーティ
Ｄをα５に固定にし、負荷が０．７６にΩより低いとき
は、負荷電流をほぼ６０ｍＡに制限するように上記スイ
ッチングレギュレータを動作させる。
と負荷電流との関係を、デユーティＤをα５．α４．０
．３，０．２，０．１と変えて計算したものである。そ
こで、負荷が０．７６ ＫΩよシ大きいＣすなわち電流
が６０ｆｆｌＡ以下）ときはレギュレータのデユーティ
Ｄをα５に固定にし、負荷が０．７６にΩより低いとき
は、負荷電流をほぼ６０ｍＡに制限するように上記スイ
ッチングレギュレータを動作させる。
リアクトルの一次巻線に流れる入力電流１亀（ｍＡ）と
デユーティの関係は（５１式で表わされるから、同大に
オＩｎ”（、ｎ＝ｇ、ｒ；＆３ｇ、Ｅｌ：２４ ＶＯｊ
ζＩＬ＝６０ｍ人とすると、リアクトルの一次側巻線に
流れる電流Ｉｚは となり、これを４６図に点線で示す、同図から明らかな
ように、Ｄが０．０８〜０．５の範囲では次の近似式が
成立する Ｉｚ （ｍＡ）＝ ２９８ＸＤ＋７７ −−−
・・・・−（７）上記（７）式の一次電流が流れたとき
、第３図の検知抵抗１２の抵抗ｔ−Ｒ−とすると、その
両端の電位差ｖ４は Ｖａ（ｆｆｌＶ）＝ＬＸ＆＝＋２９８ＸＲａＸＤ＋７７
＆ ｍｅｓｓ （ｓ）となる。
デユーティの関係は（５１式で表わされるから、同大に
オＩｎ”（、ｎ＝ｇ、ｒ；＆３ｇ、Ｅｌ：２４ ＶＯｊ
ζＩＬ＝６０ｍ人とすると、リアクトルの一次側巻線に
流れる電流Ｉｚは となり、これを４６図に点線で示す、同図から明らかな
ように、Ｄが０．０８〜０．５の範囲では次の近似式が
成立する Ｉｚ （ｍＡ）＝ ２９８ＸＤ＋７７ −−−
・・・・−（７）上記（７）式の一次電流が流れたとき
、第３図の検知抵抗１２の抵抗ｔ−Ｒ−とすると、その
両端の電位差ｖ４は Ｖａ（ｆｆｌＶ）＝ＬＸ＆＝＋２９８ＸＲａＸＤ＋７７
＆ ｍｅｓｓ （ｓ）となる。
ここで第３図の回路において、鋸歯状波の振幅を■ム、
直流検出回路の直流電圧（トランジスタ３２のベース電
圧）をＶｏとすると、デユーティＤとこれらの間には Ｖｌ （ｍＶ）＝ＶｓａＸＤ＋Ｃ””・ （９）の
関係が成立する、ここでＶａ（ｍＶ）＝２ｓｓｘＢ。
直流検出回路の直流電圧（トランジスタ３２のベース電
圧）をＶｏとすると、デユーティＤとこれらの間には Ｖｌ （ｍＶ）＝ＶｓａＸＤ＋Ｃ””・ （９）の
関係が成立する、ここでＶａ（ｍＶ）＝２ｓｓｘＢ。
Ｃ（ｆｎＶ）＝７７ＸＲ４とすれば、これは先に求め九
、負荷電流を一定にした場合の検知電圧とデユーティＤ
の関係式（８）と一致する。したがって（９）式のＶＤ
の筐を規準電流値に対厄する規準電圧としてデユーティ
Ｄｔ制御すれば負荷変動に対しても、一定電流を保つこ
とができる。
、負荷電流を一定にした場合の検知電圧とデユーティＤ
の関係式（８）と一致する。したがって（９）式のＶＤ
の筐を規準電流値に対厄する規準電圧としてデユーティ
Ｄｔ制御すれば負荷変動に対しても、一定電流を保つこ
とができる。
なお、負荷電流ＩＬが６０ｍＡ以下では、基準電圧（回
路１５の出力）に対して、検出電圧（回路１１の出力）
は低下し、差動増幅器２１の出力は増加してデユーティ
Ｄを０．５より大き゛くするように働くが、トランジス
タａｏ、３１、及び抵抗２４により、デユーティが０．
５以上にならないように、電圧ｖ１１′ｔ−一定電圧°
以下に制限している。
路１５の出力）に対して、検出電圧（回路１１の出力）
は低下し、差動増幅器２１の出力は増加してデユーティ
Ｄを０．５より大き゛くするように働くが、トランジス
タａｏ、３１、及び抵抗２４により、デユーティが０．
５以上にならないように、電圧ｖ１１′ｔ−一定電圧°
以下に制限している。
第７図は、電話機の電力供給回路において、負荷抵抗Ｒ
Ｌと負荷電流との関係を従来の定抵抗４４０ｇを付加し
た場合（実線）と上記本発明によるスイッチングレギュ
レータを用いた場合の測定値（点線）を対比して示した
ものである。なお、実測値において、若干理論と一致し
ていないが、これは紡速の計算において、スイッチの損
失、−次電流検知抵抗の損失、トランス、ダイオード。
Ｌと負荷電流との関係を従来の定抵抗４４０ｇを付加し
た場合（実線）と上記本発明によるスイッチングレギュ
レータを用いた場合の測定値（点線）を対比して示した
ものである。なお、実測値において、若干理論と一致し
ていないが、これは紡速の計算において、スイッチの損
失、−次電流検知抵抗の損失、トランス、ダイオード。
容量による損失を無視したことおよび（７）式の近似に
よる誤差によるものである。
よる誤差によるものである。
上記実施例はリンギングチ目−クコンバータの場合につ
いて説明し九が、本発明は上記実施例に限定されるもの
でなく、トランスを用い一次側電流と二次側電流に一定
の関係が成立するものでは同様に実施できる。第８図は
フォワード減コンバータを用いた場合を示す、同図にお
いて、第３図と同一機＊！を有する部分は同一の番号で
示す、オワード形コンバータのスイッチングレギュレー
タはトランス１の出力側がπ形に接続されたダイオード
３７％インダクタ３５およびコンアン−？３６で構成さ
れる。この場合はデユーティと出力電圧な砂比例関係が
成立し、デユーティＤの制御範囲を更に広くとることが
できる。
いて説明し九が、本発明は上記実施例に限定されるもの
でなく、トランスを用い一次側電流と二次側電流に一定
の関係が成立するものでは同様に実施できる。第８図は
フォワード減コンバータを用いた場合を示す、同図にお
いて、第３図と同一機＊！を有する部分は同一の番号で
示す、オワード形コンバータのスイッチングレギュレー
タはトランス１の出力側がπ形に接続されたダイオード
３７％インダクタ３５およびコンアン−？３６で構成さ
れる。この場合はデユーティと出力電圧な砂比例関係が
成立し、デユーティＤの制御範囲を更に広くとることが
できる。
第１図はリンギングチョークコンバータの回路図、第２
図リンギングコンバータの入出力電圧比とデユーティＤ
との関係を示す図、第３図、第８図は本発明によるスイ
ッチングレギュレータの一実施例の回路図、第４図は上
記実施例の動作説明のための波形図、第５図、第７図は
上記実施例の動作説明のための負荷抵抗ＲＬと負荷電流
Ｉｚの関係を示す図、第６図は上記実施例動作説明のた
めの入力電流ＩｚとデユーティＤとの関係を示す図であ
る。 １・・・トランス％２．２０・・・スイッチ、３・・・
−次咎線、４・・・二次巻線、５・・・直流電源、６・
・・負荷、７・・・ダイオード％ ８．３６・・・コン
デンサ、１０・・・入力端子％ １１・・・検出回路％
１２・・・検知抵抗、１３゜１８．２３〜２９・・・抵
抗、１４．１９．３６−・・コンデンサ、１５・・・基
準電流回路、１６・・・レベルシフト、１７・・・バッ
ファアンプ、２１・・・差動増幅器、￥ｉ １
（ｆｉＪ 豹 Ｚ 図 ＯＣＴエデ（〕 ｖｉ３図 ￥ＦＪ４Ｉ２］ 第８図 第 ５ 図 Ｒｔ（ＫＩＬ） 第 ２ 図 ０Ｇ
図リンギングコンバータの入出力電圧比とデユーティＤ
との関係を示す図、第３図、第８図は本発明によるスイ
ッチングレギュレータの一実施例の回路図、第４図は上
記実施例の動作説明のための波形図、第５図、第７図は
上記実施例の動作説明のための負荷抵抗ＲＬと負荷電流
Ｉｚの関係を示す図、第６図は上記実施例動作説明のた
めの入力電流ＩｚとデユーティＤとの関係を示す図であ
る。 １・・・トランス％２．２０・・・スイッチ、３・・・
−次咎線、４・・・二次巻線、５・・・直流電源、６・
・・負荷、７・・・ダイオード％ ８．３６・・・コン
デンサ、１０・・・入力端子％ １１・・・検出回路％
１２・・・検知抵抗、１３゜１８．２３〜２９・・・抵
抗、１４．１９．３６−・・コンデンサ、１５・・・基
準電流回路、１６・・・レベルシフト、１７・・・バッ
ファアンプ、２１・・・差動増幅器、￥ｉ １
（ｆｉＪ 豹 Ｚ 図 ＯＣＴエデ（〕 ｖｉ３図 ￥ＦＪ４Ｉ２］ 第８図 第 ５ 図 Ｒｔ（ＫＩＬ） 第 ２ 図 ０Ｇ
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １、スイッチングレギュレータを構成する一次巻線およ
び二次巻線を有するトランスと、上記−次巻線にスイッ
チを介して接続される直流−電源と、上記二次巻線に結
合される負荷と、上記スイッチを駆動する制御回路を有
するスイッチングレギュレータにおいて、上記制御回路
は上記−次巻線の電流検出回路と負荷に一定電流を流す
ための基準電流回路と、上記検出回路の出力と上記基準
電流回路の比較信号によって、上記スイッチのデユーテ
ィを制御するスイッチ駆動回路を真備して構成されたこ
とを特徴とするスイッチングレギュレータの制御回路。 ２、第１項記載のスイッチングレギュレータの制御回路
において上記スイッチングレギュレータを構成するトラ
ンスの二次巻線には負荷に直列に接続されたダイオード
と負荷に並列に接続されたコンデンサが接続された平滑
回路を有することを特徴とするスイッチングレギュレー
タの制御回路。 ３、第２項記載のスイッチングレギュレータの制御回路
において、上記スイッチのデユーティがαＳ以下である
ことを特徴とするスイッチングレギュレータの制御回路
。 ４、第１項記載のスイッチングレギュレータの制御回路
において、上記スイッチングレギュレータを構成するト
ランスの二次巻線には、負荷に直列に接続されたインダ
クタと負荷に並列に接続されたコンデンサと、二次巻線
の両端にダイオードが接続された平滑回路を有すること
を特徴とするスイッチングレギュレータの制御回路。 Ｓ・４１項ないし第４項記載の−のスイッチングレギュ
レータの制御回路において、上記スイッチ駆動回路は上
記比較信号と、鋸歯状波とを入力とする差動増幅回路と
上記差動増幅回路で構成されたことを特徴とするスイッ
チングレギュレータの制御回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10936281A JPS5812029A (ja) | 1981-07-15 | 1981-07-15 | スイツチングレギユレ−タの制御回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10936281A JPS5812029A (ja) | 1981-07-15 | 1981-07-15 | スイツチングレギユレ−タの制御回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5812029A true JPS5812029A (ja) | 1983-01-24 |
Family
ID=14508299
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP10936281A Pending JPS5812029A (ja) | 1981-07-15 | 1981-07-15 | スイツチングレギユレ−タの制御回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5812029A (ja) |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6098868A (ja) * | 1983-11-04 | 1985-06-01 | Fuji Xerox Co Ltd | 高圧電源装置 |
| JPS60141167A (ja) * | 1983-12-27 | 1985-07-26 | Meidensha Electric Mfg Co Ltd | スイツチングレギユレ−タの電流制限回路 |
| US4672518A (en) * | 1986-07-30 | 1987-06-09 | American Telephone And Telegraph Co., At&T Bell Labs | Current mode control arrangement with load dependent ramp signal added to sensed current waveform |
| JPS63156583U (ja) * | 1987-03-30 | 1988-10-13 | ||
| JP2010030593A (ja) * | 2009-11-09 | 2010-02-12 | Mazda Motor Corp | 車両用シート構造 |
-
1981
- 1981-07-15 JP JP10936281A patent/JPS5812029A/ja active Pending
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6098868A (ja) * | 1983-11-04 | 1985-06-01 | Fuji Xerox Co Ltd | 高圧電源装置 |
| JPH0527343B2 (ja) * | 1983-11-04 | 1993-04-20 | Fuji Xerox Co Ltd | |
| JPS60141167A (ja) * | 1983-12-27 | 1985-07-26 | Meidensha Electric Mfg Co Ltd | スイツチングレギユレ−タの電流制限回路 |
| US4672518A (en) * | 1986-07-30 | 1987-06-09 | American Telephone And Telegraph Co., At&T Bell Labs | Current mode control arrangement with load dependent ramp signal added to sensed current waveform |
| JPS63156583U (ja) * | 1987-03-30 | 1988-10-13 | ||
| JP2010030593A (ja) * | 2009-11-09 | 2010-02-12 | Mazda Motor Corp | 車両用シート構造 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US5233287A (en) | Current limiting bilateral converter having a ground referenced current sensor | |
| US4495554A (en) | Isolated power supply feedback | |
| EP0257403B1 (en) | Inductor current control circuit | |
| US9479060B2 (en) | Control circuit, battery power supply device and control method | |
| US7355368B2 (en) | Efficient in-rush current limiting circuit with dual gated bidirectional hemts | |
| EP0257404B1 (en) | Power conversion with reduced switching loss | |
| EP0019932A1 (en) | Continuous power source with bi-directional converter | |
| WO1991007808A1 (en) | An uninterrupted power supply system having improved power factor correction circuit | |
| US6606259B2 (en) | Clamped-inductance power converter apparatus with transient current limiting capability and operating methods therefor | |
| US6198259B1 (en) | Non-insulating DC—DC converter | |
| JPS5936147Y2 (ja) | コンデンサ充電装置 | |
| US6940738B2 (en) | Synchronous rectifier | |
| JP2716105B2 (ja) | 交番定電流回路 | |
| JPS5812029A (ja) | スイツチングレギユレ−タの制御回路 | |
| JPS6031424Y2 (ja) | コンデンサ充電装置 | |
| US4626768A (en) | High-speed feedback circuit with ungrounded load | |
| JPS5858907B2 (ja) | 電源装置 | |
| JP2822417B2 (ja) | スイッチング電源装置 | |
| JPH01175614A (ja) | 電圧安定化回路 | |
| TWI805407B (zh) | 能減弱振鈴的升降壓切換式電源電路及其控制方法 | |
| JPS6377383A (ja) | 起動回路 | |
| JPH05184079A (ja) | 電池の充電々流切換え回路 | |
| JP2513741Y2 (ja) | スイッチング電源の過電流検出回路 | |
| JPS6318962A (ja) | スイツチング電源 | |
| JP2614056B2 (ja) | Ｄｃ／ｄｃコンバータ |