JPS6098868A

JPS6098868A - 高圧電源装置

Info

Publication number: JPS6098868A
Application number: JP20583483A
Authority: JP
Inventors: Toshiaki Ando; 安藤　利明
Original assignee: Fuji Xerox Co Ltd
Current assignee: Fujifilm Business Innovation Corp
Priority date: 1983-11-04
Filing date: 1983-11-04
Publication date: 1985-06-01
Also published as: JPH0527343B2

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】く利用分野）本発明は、複写いＩ′Ｉｑにおいて交流コロ１〜ロン等
の交流負荷を含む、：′）圧ｆ１何を駆動づるための高
圧電源装置に関する１゜（従来技術）第１図は従来の１：’：＋Ｉｌ−電源装置の回路図、ダ
）２［祠はその主要部のタイムチャートを示す。

第１図において、ｌ−１はフィルタトランスである。こ
のフィルタトランスＴ１には第３図に示されでいるよう
に、１次、２次巻線１．２によって作られる磁束が共通
に鎖交する磁路とは別に磁束バイパス用磁路３が設置）
られており、１次、２次巻線１，２間の漏れインダクタ
ンスし。（２次等価換紳）が作られでいる。この漏れイ
ンダクタンスＬｏと第１図の二」ンｆンザ容ｒｉ！　Ｃ
ｏの関係は、交流出力ｅ。の周波数ｆ。に対し、通常と
なる様選択されている。

山び第１図に戻って説明り−る。１〜ランジスタＱｌ、
Ｑ２のベースに第２図に示されている信号ａ、＋１が印
加されると、トランスＴ１の１次側には矩形状のスイッ
チング信号が流れる。この矩形状スイッチング波形はり
。Ｃｏから成る逆り型フィルタ作用により高次高調波成
分が除去され、ざらに、１〜ランスＴ１の”ｉ？ＥＩ＝
作用にＪ：り出力ｅｏに（３１１次電圧の実効値に（Ｊ
ば比例した高調枝分を若十含んｌ〔準正弦波電圧があら
れれる（第２図ＣＯ）。

また、１ヘランジスタＱｌ、Ｑ２のベースに印加づる信
＞３８．ｌ）のパルス幅を変えると、例えば、負）２図
（ａ　）　（ｂ）に破線で示されているように、そのパ
ルス幅を人いくすると、出力ｅ。には、第２図（ＣＯ）
に破線で示されているような波１烏値の大きな準正弦波
電圧が現われる。

ざらに、前記信号ａ、１）のパルス幅を変えるど、直流
出力である出力ＩＥ　ｏの人きさも変化づる。このため
、出力ＣＯお３ｊ：びＩＥ。をトランジスタＱ１゜Ｑ２
のＰＷＭ制御（パルス幅変調制御）により制御すること
ができる３、なお、出力ｃｏは除電］【」トロン等に使
用され、出カド。は帯電、転′υ°コロ１〜ロン等の電
源に使用される。

しかしながら、」Ｌ記の従来回路は次の欠点を有する。

（１）入力電圧Ｅｉ、あるいは負荷変動に対し出力を安
定化するため、トランジスタＱ１．Ｑ２のＰＷＭ制御を
行うど、１次側の高調波成分の含有率が変化し、出力Ｏ
８の波形が変化してしよう。また、出力［。を十分に安
定化できない。

（２１Ｌｏ　Ｃｏから成るフィルタで生ずる無効電　・
力は１−ランジスタＱｌ、Ｑ２の利用率を悪化させる。

また上記（１）の欠点を克服り−るためり。

Ｃｏ偵を大きくし、出力インピーダンスを下げるために
Ｃ８値を大さ・くすると前記無効ミノｊはさらに大きく
なってしまう。

（３）　第２図示すｅｏ波形例のように、交流コロ１−
ロンの放電区間は放電間始雷圧ｅ１以上Ｊ’ｉ　にひＣ
２以下の狭い領域であり、所望の放電品を１！ノるため
にはｅｏピーク値を大きくしなければならない。しかし
、このようにするど、コロ１〜ａンの絶縁設計Ｊ５よび
安全上から好ましくない。

（４）　畠／Ｊｇ整流ダイオードＤ３．Ｄ４の導通角は
ｃｏピーク近傍の狭い領域であり利用率が低い。

（り）９向コロ１〜ロンの放電特性はノンリニアであり
１〜ランスＴ１およびＣ８の設計は非１：３に［イ〕グ
・１１であり、実負荷にＪ：るカットアンドトライにＪ
、って経験的に決定せざるを１１１ない。

前記した第１図の従来回路は、叙上の欠点を有している
ので、この欠点を除去した電源回路が考案され、実用に
供されている。その回路を第４図に示す。また、ｕ：　
７１図の主要部の信号のタイムヂャ−１〜を第５図に示
Ｊ０第４図において、１ヘランジスタＱｌ、（１）２は、第
５図の（ａ）（Ｉ＋）に示されているように１８０’導
通あるいは、トランジスタＱ１．Ｑ２のス１ヘレージ時
間による１ｒｉｌ　Ｉｋ７　Ｌ’１通を防止するため、
θ°のイホ止区間を設【プｌζ（′１ε３０−θ）°導
通である。

また、負荷短絡あるいは過負前等の異常負荷時以外は導
通角固定である。

出力電圧Ｅｏおよび（！ｏの制御１１１　ｉＪシリ−ス
トロツバｊ〜ランジスクＱ　Ｏを制御して、１〜ランシ
スタＱＯのコレクタ電圧（モ１′を制御して行っている
。

この従来回路にＪ、れぽ、前述の欠点（１１、（２＋　
、　（３＋　。

（４）についてはかなりの改善効果が下記理由で１りら
れている。

（１）に対して（ま入力電圧、９狗変動に対しては出力
電圧波形のゆ化を十分小ざく抑えたまま制御できるので
ＣＯ＋　ト０の双プノを十分安定化でさる。

（２）に対してはフィルタネ用であり、無効電力は原理
的にはない。

（３）に対してはｅ。波形は、第５図（Ｃｏ）に示され
ているように、準矩形波でありｅ。ピーク（１白をＪ印
えることができる。

（／Ｉ）にスＪ　しては、第５図（ｃ）、（ｄ）に示す
ように高圧整流ダイオード１つ３．Ｄ４の導通角が広く
なり、利用率が上げられる。

まｌζ、（５）に対しては設計パラメータである、Ｃｏ
がなくなり、第１図の例よりは設計上の取り扱いが簡単
になる。

しかしながら、上記した第４図の従来例では下記の欠点
がある。

（ａ　）出ツノＥ。およびｅ。の制御は、トランジスタ
ＱＯのベース電圧を制御してそのコレクタ電圧Ｅ１′を
コンＩ〜ロールするようにしている。

このため、］ヘランジスタＱＯによる損失が人きく、入
力電圧の増大、内部発熱の増大をＩＨ＜。

（ｂ〉トランジスタＱ１．Ｑ２のベース信号は同時導通
モード防１］二のための休止区間を確実に保証しなけれ
ば４ｆらない。あるいは、同時導通によるショー１へ電
流を抑制りる手段を外部に設けなければならない。

（Ｃ）トランス−１１の１次側は原則的に低電斤駆動さ
れる。しＩ、−がって、負荷短絡時あるいは負荷異常放
電等の−”Ｉｊ　？：’＋負荷時のトランジスタＱ　Ｏ
、Ｑ　１　、　Ｑ　２１１）’ｌｊ全ｔｊＪＪ作領１ｉ
ｆｆｌ　Ｓ　ＯＡ（３ａｆｔｙ　Ｑ　ｐｃｒｌ、ｉｎｇ
　Ａ　ｒｅａ　）の確保のための考慮、例え（Ｊ、トシ
ンスＴ１の偏励磁にＪ、る磁気飽和現象の回避のために
１〜ランスの磁束密１立を抑える、また例えば、トラン
ジスタＱＯ。

Ｑｌ、Ｑ２のコレクタ電流を直接検出、あるいは高圧側
の電流で間接的に検出して限流あるいは停止保護動作を
かける等が必要である。

（目的）本発明の目的は、前記した従来技術の欠点を除去し、（１）内部発熱を抑えて高効率化でき、（２）各Ｚｔ子
の利用率を大にすることができ、（３）１〜ランスの偏
磁に対し素子の保護が確実であり、（４）異常ｔ″！荷に対し素子の保護が確実であり、（
５）１〜ランジスタの同時導通モードに幻する特別の配
出不要であり、ざらに、（６）交流出力゛電圧のピーク値を抑えることができる高ｎ電源装置を提供することにある。

（（１■要）本発明の特徴は、交流高圧用ツノおよび直流昌Ｉ〔出力
を得るための高圧電源装置において、直流電源部ど、該
直流電源部に接続された直流−直流コンバーク手段と、
該直流−直流コンバータ手段の出力電流を交流に変換す
る直流−交流変換手段ど、前記コンバークＪ・段あるい
は前記変換手段の出ツノ電流を検出する出力電流検出手
段と、前記直流？：ｊ１圧出ツノおＪ、び１．Ｌ　Ｑ’
−電１１を入力とＪる１ｉ差Ｊｆ１幅手段と、誤差増幅
１段の出力の」二限を規定する手段と、前記電流検出手
段の出力と前記誤着増幅手段の出力とを比較する比較手
段とを具備し、該比較手段の出力で前記直流−直流コン
パーク手段を制υ１１！ｌることにより、Ｊ＝　ｊ！Ｌ
ｊの目的を達成しｌζ点にある。

（実施例）第６図は本発明の一実施例の概略を示すブ■ツク図であ
る。

図において、制御ｊｉＪ能な電流出力ＩＩ！　Ｄ　Ｃ−
Ｄ　Ｃコンバータ１１に【Ｊ１白流電圧がへカリ゛る。

該直流７ｈ圧は該Ｄ　Ｃ−Ｄ　Ｃ］コンバーク１によっ
て制御され、出ツク電流検出器１２に人カザる。次に、
ｌ）　Ｃ−ＡＣコンバータ１３に人ノＪして、交流に変
換され、Ｆｌ圧回路１４で￥ｒｊ上される。これによっ
て、電流出力ｃｏが得られる。

電圧回路１４で昇圧された交流【よ、整流回路１５にも
供給される。これににって、高圧の直流出力［＝ｏか１
９られる。

直流出力Ｌｏは出ツノ電圧検出回路１６で検出され誤差
増幅回路１７の一方の入力端子に供給される。５１、た
、基準電ＬＥ　ｉｌ＋Ｉｉ１８から出力された基準電圧
は、該誤差ｉ１９幅回路１７の他方の入）〕端子に供給
される。このため、＋４差増幅回路１７は直流出力Ｅｏ
ども１準電圧との差を増幅して出力する、該１’ｊｊ　
ｌｈ−増幅回路１７の出ツノは出力電流制御ブロック１
つに供給される。

出力電流制（２１１ブロツク１９には、前記出力電流検
出器１２で出力された電流を電圧値に変換して印加され
る。２０は前記ＤＣ−ＤＣコンバータ１１の出）ｊ電流
上限設定ブロックであり、具体的には、誤差Ｊｊｊ幅回
路１７の出力が該出力電流上限設定ブロック２０から供
給される電圧以上になった時、該出力を該ブロック２０
から供給される電圧でクランプする。

出力電流制御ブト１ツク１９は、出力電流検出器１２の
検出電圧が誤差増幅回路１７およびその周辺回邪によっ
て作られる二つの電圧値の間にＪ３さまるように、Ｄ　
Ｃ−Ｄ　Ｃ］コンバータ１を制御づる。これにより、高
圧出力を安定化することができる。なお、このことは後
述の説明から明らかになるであろう。

しＩζがって、Ａ（実施例によれば、ブロック１１゜１
２．１９からなるマイナループとブ［Ｊツク１１゜１２
．１３．　１４，１５．１６，１７．１９からなるメイ
ンループに、］、す、出力電圧ｅ。Ｊ５よひＥＯが安定
になるように制御される。

本実施例によれば、前記Ｄ　Ｃ−１）　Ｃコンバータ１
１をスイッチングすることにしているので、内部発熱を
抑え高効）（′化できる。また、前記ＤＣ−ＤＣコンバ
ータ１１に制御電圧を印加しているので、各素子の利用
率が大となる。ざらに、前記マイナループを有している
ので、トランスの偏磁あるいは異當負荷に対して、素子
の保護が確実になる。

なお、第６図において、破線で囲まれｌ〔ブロックは従
来使用されているブロックであり、この点に新しさはな
い。また、出）ｊ電流検出器１２は、前記ＤＣ−ＤＣコ
ンバータ１１の前、またはＤＣ−△Ｃ」ンバータ１３の
後に設けてもよい、。

次に、前記した本発明の一実施例を具体的な回路にＪ、
す、詳細に説明づ−る。第７図は、該具体回路の一例を
示す回路図である。また、第８図は、その主要部の信号
の波形図を示づ。第８図の（ａ）、（ｂ）は、それぞれ
トランジスタＱｌ。

Ｑ２のベース゛２［ｉ圧、（ＩＬｏ）はコイルＬｏを流
れる電流、（ｃ）、（ｄ）は１ヘランジスタＱ１．Ｑ２
のコレクタ電流、（ｃｏ）は交流出力゛電圧、（ｒ）、
（ｇ＞はそれぞれ、ダイオードＤ６゜Ｄ５を流れる電流
を示１−０第６図のブロック図と第７図の回路とを対応させると次
のにうにイｆる。ｌ）　Ｃ−１）　Ｃ：、Ｉンバータ１
１は、トランジスタＱ　Ｏ、コイルｌ−ｏ、ダイＡ−ド
Ｄｏ、ＤＩで作られる回路に対応する。出力電流検出器
１２は抵抗１＜′１に対応する。また、出力電流制御ブ
ロック′１９は比較器３１にヌ・１応し、出力電流上限
設定ブロック２０は、Ａペアシブ３２、ダイオードＤ２
．１氏１ｉｊ’Ｒ４、Ｊｙ　ヨ’Ｃｆ　Ｍ　ｉｔ’：電
［Ｖｌに対応する。

さらに、第６図の破線で囲まれたブロックは、第７図の
破線内の回路に対応する。

次に、本具体例の動作を；Ｊ２明りる。ｉ〜ランジスタ
Ｑ１．、Ｑ２のベースのそれぞれには、第８図（ａ＞、
（１＋）の矩形波が印加される。この矩形波は交流出力
ｃｏの周期を有しているので、ｌ−ランジスタＱｌ、Ｑ
２はブシュプルモードで交流出力ｅｏの周期でスイッチ
ングされている。１−ランジスタＱＯを流れる電流、す
なわち、コイルＬ。

を流れる電流（ＩＬ。）は、抵抗Ｒ１で電圧として検出
され、比較器３１の十入力端子に印加される。

該十人ツノ端子に印加される電圧をＶｅとする。

比較器３１の一入力端子には、直流出力電圧Ｅ。

の分圧どＬ４準電圧Ｖ２どを人力とする誤差増幅器３３
の出力と、抵抗Ｒ２，Ｒ３およびＲ４どで決まる重圧か
印加されている。該−入力端子に印加される電圧をＶｅ
とする。なお、抵抗Ｒ３とＲ４の中間電圧は、Ａペアン
プ３２、ダイオードＤ２、抵抗Ｒ４からなる回路により
クランプされ、基準電Ｌｔ　Ｖ　１以上にはなりえない
。

さて、比較器３１に８３いて、十人ツノ端子電圧Ｖ■が
、一端子に印加されている電圧■・より小さいと、トラ
ンジスタＱＯは尋通ずる。このため、トランジスタＱＯ
のコレクタを流れる電流は、入力電圧Ｅ１とトランスＴ
１の１次巻線電圧との差と、コイルし０のインダクタン
スし０の大きさとで決まる１ぼ１さて、上背する。また
、この時、抵抗Ｒ３とＲ４の中間点の電圧をＶＲＥＦ　
とづると、１〜ランジスタＱＯの一゛ルクタ電圧は入力
？ｌｆｆ１圧［１にほぼ等しいので、電Ｊ１Ｖθは次の
ようになる。

前記１〜ランジスクＱＯのコレクタを流れる電流が増大
して、抵抗１＜１によって検知された電圧Ｖ■が上記Ｖ
θを超えると、比較器３１がらハイレベルの信号が出力
され、トランジスタＱ　Ｏｔ、ｔ　Ａ）になる。

トランジスタ（−〇がオフになると、コイルｔ。

を流れる電流は、フライホイール　ダイオードＤｏを介
して流れ、二１イルＬｏのインダクタンスＬｏと１〜ラ
ンスＴ１の１次電圧で定まる傾きで減少する。この時、
１〜ランジスタＱＯのコレクタ電圧は、ぼぼＯＶである
ので、比較器３７の一端子電圧Ｖ○′は次のようになる
。

前記コイルＬｏを流れる電流が減少してきて、抵抗Ｒ１
によって検知された電圧Ｖ■　が上記Ｖ（９′より小さ
くなると、比較器３１がらローレベルの信号が出力され
、１〜ランジスタＱＯはオンになる。

このＪ：うにして、上記の動作が繰り返される。

なお、前記ｖ（Ｄ　とＶ○′　の大小関係はＶｅ〉Ｖｅ
′であることは明らかである。

」−記の動作が繰り返されると、結果として、コイルＬ
ｏを流れる電流　’Ｌｏ　は誤差Ｊ（７幅器３３の出ノ
〕電圧と、　’Ｌｏ　の検出電圧Ｖ■が一致するような
定電流値となる。

すなわち、トランスＴ１の１次電流が誤差増幅器３３の
出力電圧で定まる定電流マイナーループ動作が行なわれ
る。なお、該定電流マイナーループ動作は、１〜ランジ
スタＱＯ−コイルＬ。−トランスＴ１の１次巻島１−１
〜ランジスタＱ１またはＱ２−比較器３１のループで行
なわれる。

上記マイナーループ動作周波数は父流出ノｊＯ８の周波
数１に対し十分大きくとることが交流出力ｅｏの脈動電
圧の抑圧、Ｊ３Ｊ：びり。のコア１法の小４１２化から
も好ましい。したがって、交流出力ｅｏの周波１１１ｆ
ｏ（故１り７１ゴｚ　〜ａＫＨ２）に対し、１８ＫＨ７
〜数百Ｋ　ｌ−ｌ　ｚとなるよう選ＩＲすべさＣある。

このマイプルーブ動作周波数は、前記抵抗Ｒ２，Ｒ３の
定数を変ることにより、調整することができる。

直流出力電圧１三〇の制御は誤差増幅器３３の出ノ〕〜
化較器３１のＶＱ人人力含むメインループ（行なわれる
。

コイルＩｏを流れる７１’流］ｒ、ｏ（＝ＪＣ（ＱＯ）
。

（Ｑｌ）、（Ｑ２＞）１７）上限値は、基準”ＲＩｔ　
Ｖ　１とオペアンプ３２、ダイオードＤ　２　ｉＪ３よ
び抵抗１？／Ｉの回路で定まり、誤差増幅器３３の出力
が何らかの原因で基準電圧ｖ１以上に上界しても抵抗Ｒ
３゜［く４の中間電圧は基準電圧Ｖ１にクランプされ、
１−ランジスタＱＯ，Ｑｌ、Ｑ２は保護される。

トランジスタＱｌ、Ｑ２の同時９通、あるいは１−ラン
スＴ１の偏励磁による磁気飽和現象に対して（よ、前記
定電流マイナーループ動作で各素子は完全に保護可能で
ある。づなわら、この時は比較器３１の入力端子Ｖ■が
２激に人さ“くなり、比較器３１の出力がハイレベルに
なって、トランジスタＱＯをＡ〕にする。

Ｊ、Ｉζ、各素子の利用ψは、第８図に示すように、１
ヘランジスタＱｌ、Ｑ２はブシュプルモードどしては最
大にできる。また、ダイオードＤ５．Ｄ６の利用率も、
第８図の（ｆ）、（ｇ＞から明らかなように最大にでき
る。

交２Ａ＋出力電几ｅｏは前記　’Ｌｏ　二次等価換算電
流からトランスＴ１の励磁電流を引いた電流でコンデン
サＣ１，Ｃ２の充放電か行なわれるため、第８図に示さ
れている。Ｊ、うにｉ（ｊ矩形波どイにり、ピーク電圧
を抑えることができる。なお、第８図では、トランス丁
１の励磁電流は１１［Ｉ視し−（いる。

上記の具体回路に、１５いて、タイオード１〕２、Ａペ
アンプ３２おＪ、び抵抗ｆ＜　／ｌからなる出力電流上
限設定ブロックを、抵抗１テ３とＲ４の中間点に７ノー
ド側が、ｐ　ｉｌ’電ＩＱＶ　１にカソード側が接続さ
れたダイオードに代えＣちよい。

（効果）以上の説明から明らかなように、本発明によれば、つぎ
のような効！１ｊが達成される。

（１）１〜ランジスタＱＯの制御はスイッチング動作に
Ｊこっておこイ１つ−Ｃいるので高効率、発熱生である
。

（２）トランジスタＱ１．Ｑ２の同時導通モードに対す
る特別の配慮が不要である。

（３）トランジスタＱ１．Ｑ２４まブシュプルモー１〜
でスイッチングできるので、各素子の利用率を大にする
ことができる。

（４）　準り５形波の交流出力が得られ、交流出力電圧
のピーク値をおさえることができる。

（５１＋−ランスの偏磁、異？＋Ｃｆｉ葡に対し、素子
の保護が確寅である。

【図面の簡単な説明】

第１図および第４図は、それぞれ従来の高圧電源装胃の
回路図、第２図および第５図【４それぞれ第１図Ｊ３よ
び第４図の主要部の信号の波形図、第３図はフィルタ１
〜ランスの説明図、第６図は本発明の一実施例のブロッ
ク図、第７図は第６図の一！、！体例をボＪ回路図、第
８図は第７図の主要部の（ｉ−目の波形図を示す。１１・・・電流比ノコ型ＤＣ−ＤＣコンバータ、１２・
・・出力電流検出器、１３・・・ＤＣ−ＡＣコンバータ
、１４・・・電圧回路、１５・・・整流回路、１６・・
・出力電圧検出回路、１７・・・誤差増幅回路、１８・
・・基＊電圧源、１９・・・出力電流制御ブロック、２
０・・・出〕ｊ電流上限説定ブロック代狸人弁理士　平
木通人　外１名矛　２　区牙　３１゛４１才　５［′４才　６１４Ｆ、１５

Claims

【特許請求の範囲】

（１）交流高圧出力おＪζび直流高圧出力を得るための
高圧電源装置において、直流電源部と、該直流電源部に
接続された直流−直流コンバータ手段と、該直流−直流
コンバータ手段の出ツノ電流を交流に変換Ｊ−る直流−
交流変換手段と、前記コンバータ手段あるいは前記変換
手段の出力電流を検出づる出力電流検出手段と、前記直
流高圧出力ｄ３よび基準電圧を入力とする誤差増幅手段
と、誤差増幅手段の出力の上限を規定する手段と、前記
電流検出手段の出力と前記誤差増幅手段の出力どを比較
する比較手段とを具備し、該比較手段の出力で前記直流
−直流コンバータ手段を制御り”ることにより、前記出
力電流を定電流化するようにしたことを特徴とする高圧
電源装置。