JPS592569A - スイツチングレギユレ−タ - Google Patents
スイツチングレギユレ−タInfo
- Publication number
- JPS592569A JPS592569A JP58103267A JP10326783A JPS592569A JP S592569 A JPS592569 A JP S592569A JP 58103267 A JP58103267 A JP 58103267A JP 10326783 A JP10326783 A JP 10326783A JP S592569 A JPS592569 A JP S592569A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- current
- voltage
- transformer
- regulator
- switch
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
- H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/337—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in push-pull configuration
- H02M3/3376—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in push-pull configuration with automatic control of output voltage or current
- H02M3/3378—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in push-pull configuration with automatic control of output voltage or current in a push-pull configuration of the parallel type
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
本発明はスイッチング１／ギユレータに関する。
一般に、スイッチングレギュレータは変圧器な駆動する
だめのスイッチを含んでおり、未調整の電圧を調整され
た電圧へ高効率で変換する機能を有している。
だめのスイッチを含んでおり、未調整の電圧を調整され
た電圧へ高効率で変換する機能を有している。
前記スイッチはチョッパと称される回路を形成し、通常
バイポーラトランジスタまたは電界効果トランジスタ（
１” Ｅ ’Ｉ’ ）によって構成される。本発明のス
イッチングレギュレータは半導体チョッパへの適用に限
定されるものではなく、一定の出力電圧を維持するため
に負のフィードバックを採用することのできる装置には
一般的に適用可能なものである。
バイポーラトランジスタまたは電界効果トランジスタ（
１” Ｅ ’Ｉ’ ）によって構成される。本発明のス
イッチングレギュレータは半導体チョッパへの適用に限
定されるものではなく、一定の出力電圧を維持するため
に負のフィードバックを採用することのできる装置には
一般的に適用可能なものである。
古典的な電力供給装置は５ ＱＨｚまたは６０Ｈｚで動
作するが、スイッチングレギュレータにおいでは、スイ
ッチを高速度で駆動させることにより高周波交流′電圧
な発生させている。前記交流電圧は一般に８〜４０ｋｌ
−１ｚなので、５０Ｈｚまたは６０Ｈｚで使用する変圧
器に比べで極めて小型、軽量且つ廉価な変圧器が使用で
きる。
作するが、スイッチングレギュレータにおいでは、スイ
ッチを高速度で駆動させることにより高周波交流′電圧
な発生させている。前記交流電圧は一般に８〜４０ｋｌ
−１ｚなので、５０Ｈｚまたは６０Ｈｚで使用する変圧
器に比べで極めて小型、軽量且つ廉価な変圧器が使用で
きる。
第１図は従来のスイッチングレギュレータのチョッパ部
である。変圧５１０の１次巻線の両端にはスイッチとし
で働くトランジスタ８．９が接続されでおり又、その中
点には電源（Ｂ＋）が接続されている。変圧器１００２
次巻線は整流回路（図示せず）に接続されでいる。トラ
ンジスタ８゜９の導通、遮断は制御信号によって制御さ
れる。
である。変圧５１０の１次巻線の両端にはスイッチとし
で働くトランジスタ８．９が接続されでおり又、その中
点には電源（Ｂ＋）が接続されている。変圧器１００２
次巻線は整流回路（図示せず）に接続されでいる。トラ
ンジスタ８゜９の導通、遮断は制御信号によって制御さ
れる。
変圧器１０の１次回路のバランスがとれＣいる場合、電
源（Ｂ＋）からの電流は第２図に示すように流れる。
源（Ｂ＋）からの電流は第２図に示すように流れる。
多（の電力供給装置における１つの６重要な間頓は、前
記変圧器の一次コイル内に正味の直流電圧が存在しては
ならないという事である。もしも前記正味直流′ｍ圧が
変圧器の１次コイル内に存在すると、この変圧器の１次
コイルの直流インピーダンスはこの一次コイル自体の抵
抗によってのみ制限されるので、桁外れに大きな′電流
が流れる。
記変圧器の一次コイル内に正味の直流電圧が存在しては
ならないという事である。もしも前記正味直流′ｍ圧が
変圧器の１次コイル内に存在すると、この変圧器の１次
コイルの直流インピーダンスはこの一次コイル自体の抵
抗によってのみ制限されるので、桁外れに大きな′電流
が流れる。
実際間頓とｌ−て、そのチョッパをスイッチングレギュ
レータにおいて完全にバランスすることは非常に困難で
あり、変圧器の一次コイルに正味の直流電圧が発生する
。不平衡の原因として、１、変圧器−次コイルの２つの
半休における相違 ２、駆動スイッチの飽和電圧における相違３、駆動波形
における非対象 ４、駆動スイッチの蓄積時間の相違 等があげられる。
レータにおいて完全にバランスすることは非常に困難で
あり、変圧器の一次コイルに正味の直流電圧が発生する
。不平衡の原因として、１、変圧器−次コイルの２つの
半休における相違 ２、駆動スイッチの飽和電圧における相違３、駆動波形
における非対象 ４、駆動スイッチの蓄積時間の相違 等があげられる。
変圧器−次回路はかかる不平衡の全部にわたって自動的
に平均化する。又、電源（Ｂ＋）からの電流は、第３図
に示すように電流スパイクが発生し、変圧器−次コイル
の１に流電圧を強制的に零にする。スパイク電流の発生
は頻々ラチェット（ｒａｔｃｈｅｔ ）作用と呼ばれる
。
に平均化する。又、電源（Ｂ＋）からの電流は、第３図
に示すように電流スパイクが発生し、変圧器−次コイル
の１に流電圧を強制的に零にする。スパイク電流の発生
は頻々ラチェット（ｒａｔｃｈｅｔ ）作用と呼ばれる
。
それ故、チョッパ丈イクルの終期において変圧器鉄芯は
一次不平衡のために飽和され、また励磁電流は無限大へ
と急激に上昇する。十分に大きい電流が流れると、導通
状態のチョッパスイッチには熱が発生する。ここで、導
通状態のスイッチとは非常に低い１圧低下な伴って電流
を導通しているスイッチすなわち飽和領域で動作してい
るスイッチを表わす。反対に遮断状態のスイッチとは非
導通状態にあるものを表わす。半導体スイッチはまた３
つ目の動作状態を採ることができ、この動作状態では′
電流が流れ、そのスイッチの両端電圧が２つの電力端子
間のある中間レベルをとる、すなわち非飽和領域での動
作である。それ故、もしも実際の電流スパイクがそれ自
体そのスイッチを損島しなげれば、結果的にスイッチ内
部で熱が生じる。
一次不平衡のために飽和され、また励磁電流は無限大へ
と急激に上昇する。十分に大きい電流が流れると、導通
状態のチョッパスイッチには熱が発生する。ここで、導
通状態のスイッチとは非常に低い１圧低下な伴って電流
を導通しているスイッチすなわち飽和領域で動作してい
るスイッチを表わす。反対に遮断状態のスイッチとは非
導通状態にあるものを表わす。半導体スイッチはまた３
つ目の動作状態を採ることができ、この動作状態では′
電流が流れ、そのスイッチの両端電圧が２つの電力端子
間のある中間レベルをとる、すなわち非飽和領域での動
作である。それ故、もしも実際の電流スパイクがそれ自
体そのスイッチを損島しなげれば、結果的にスイッチ内
部で熱が生じる。
大きな磁気鉄芯または複雑な磁気通路を用いることによ
ってラチェット効果を減少して変圧器飽和な防ぐ種々の
方法が使用されてきた。これらの方法によっである程度
の効果をあげることはできたが、変圧器が非常に複雑且
つ高価なもの゛になるという欠点があった。
ってラチェット効果を減少して変圧器飽和な防ぐ種々の
方法が使用されてきた。これらの方法によっである程度
の効果をあげることはできたが、変圧器が非常に複雑且
つ高価なもの゛になるという欠点があった。
本発明のスイッチングレギュレータによれば、廉価で、
しかもたやすく入手できる電気部品を使用して容易に実
施され、またラチェット効果を消去することができる。
しかもたやすく入手できる電気部品を使用して容易に実
施され、またラチェット効果を消去することができる。
本発明の実施例によれば、結合変圧器内での飽和によっ
て生じる励磁電流のスパイクから保護するための手段を
提供する。新規ｌｆフィードバック構成は、励磁電流の
潜在的なスパイク電流を感知すると共に変圧器を駆動す
るスイッチを有しているものが使用され、したがって変
圧器の一次コイルを注意深くバランスする必要はない。
て生じる励磁電流のスパイクから保護するための手段を
提供する。新規ｌｆフィードバック構成は、励磁電流の
潜在的なスパイク電流を感知すると共に変圧器を駆動す
るスイッチを有しているものが使用され、したがって変
圧器の一次コイルを注意深くバランスする必要はない。
以下、本発明の一実施例を用騒・て詳述する。
第４図はピーク検知回路２２を備えた本発明のスイッチ
ングレギュレータのブロック図である。
ングレギュレータのブロック図である。
図示されたようなピーク検知回路２２の動作を理解する
ためには、典型的な′電圧調整器ｌの作動態棟を理解す
ることが必要である。第５図は第４図に使用される電圧
調整器ｌの詳細なブロック図である。第４図、５図にお
いて、出力α圧ｖｏと基準電圧ＶＲＥＦ との差は誤
差増幅器２によって増幅される。誤差増幅器２の出力は
比較器３によって発振器４により発生された傾斜電圧と
比較される。
ためには、典型的な′電圧調整器ｌの作動態棟を理解す
ることが必要である。第５図は第４図に使用される電圧
調整器ｌの詳細なブロック図である。第４図、５図にお
いて、出力α圧ｖｏと基準電圧ＶＲＥＦ との差は誤
差増幅器２によって増幅される。誤差増幅器２の出力は
比較器３によって発振器４により発生された傾斜電圧と
比較される。
比較器３およびフリップフロップ５の出力は２つのＮＯ
Ｒ論理ゲート６．７を介して出力され、第４図のトラン
ジスタ８，９の一方又は他方を導通する。トランジスタ
８および９の導通時間のデユーティサイクルは、出力電
圧ｖｏが基準電圧Ｖｒｅｆを超えると減少するように電
圧調整器１によって制御される。
Ｒ論理ゲート６．７を介して出力され、第４図のトラン
ジスタ８，９の一方又は他方を導通する。トランジスタ
８および９の導通時間のデユーティサイクルは、出力電
圧ｖｏが基準電圧Ｖｒｅｆを超えると減少するように電
圧調整器１によって制御される。
トランジスタ８および９は変圧器１０の一部コイルに電
圧を供給するためのチョッパを構成するスイッチとして
働く。変圧器１００２次側電圧は４つのダイオード１６
〜１９で構成された整流器と、変圧器ｌＯの２次コイル
に関連して設けられた２つのコイル３０．３１と２つの
コンデンサ２０゜２１かも成る整流回路を介して出力さ
れる。
圧を供給するためのチョッパを構成するスイッチとして
働く。変圧器１００２次側電圧は４つのダイオード１６
〜１９で構成された整流器と、変圧器ｌＯの２次コイル
に関連して設けられた２つのコイル３０．３１と２つの
コンデンサ２０゜２１かも成る整流回路を介して出力さ
れる。
トランジスタ８，９を保護するため、瞬間過剰電流保護
回路１１が設けられている。電流感知手段、ここでは抵
抗１２を通る電流が予め設定された１直を越えると、そ
の瞬間過剰電流保護回路１１内のトランジスタ１３が抵
抗１４と１５によって導通状態にバイアスされる。トラ
ンジスタ１３が導通状態になると、比較器３、Ｎ０Ｉ（
ゲート６および７はスイッチトランジスタ８および９を
遮断状態にする。過剰電流保護回路１１は、その他多く
の過剰型の障害と同様に過剰ラチェット状態に対して保
護する機能を有する。しかしながら、この瞬間過剰電流
保護回路１１は非常に簡単な構成の［Ｊｉ［回路であっ
て、これは、重大であるが非破滅的なレベルのラチェッ
ト作用を防ぐことはできない。
回路１１が設けられている。電流感知手段、ここでは抵
抗１２を通る電流が予め設定された１直を越えると、そ
の瞬間過剰電流保護回路１１内のトランジスタ１３が抵
抗１４と１５によって導通状態にバイアスされる。トラ
ンジスタ１３が導通状態になると、比較器３、Ｎ０Ｉ（
ゲート６および７はスイッチトランジスタ８および９を
遮断状態にする。過剰電流保護回路１１は、その他多く
の過剰型の障害と同様に過剰ラチェット状態に対して保
護する機能を有する。しかしながら、この瞬間過剰電流
保護回路１１は非常に簡単な構成の［Ｊｉ［回路であっ
て、これは、重大であるが非破滅的なレベルのラチェッ
ト作用を防ぐことはできない。
もしも過剰電流感知手段１２からの信号が市、圧調整器
ｌの加算結合点にフィードバックされると、スイッチト
ランジスタ８および９のデユーティサイクルが変化し、
ラチェットは減少する。
ｌの加算結合点にフィードバックされると、スイッチト
ランジスタ８および９のデユーティサイクルが変化し、
ラチェットは減少する。
変圧器１０において励磁電流のスパイクに対応して加算
結合器５０に電圧パルスがあれば、第５図における誤差
増幅器２の出力は発振器４からの傾斜゛電圧レベル以下
に急に下降し、スイッチトランジスタ８および９は、出
力電圧ｖｏが基準電圧ＶＲｆｆを越えて急に増加された
ように、遮断されも電流感知手段１２を通る電流が遮断
状態に変わるとすぐに誤差増幅器２の出力は再び傾斜電
圧を越え、スイッチトランジスタ８または９は再び導通
状態に戻ることになる。
結合器５０に電圧パルスがあれば、第５図における誤差
増幅器２の出力は発振器４からの傾斜゛電圧レベル以下
に急に下降し、スイッチトランジスタ８および９は、出
力電圧ｖｏが基準電圧ＶＲｆｆを越えて急に増加された
ように、遮断されも電流感知手段１２を通る電流が遮断
状態に変わるとすぐに誤差増幅器２の出力は再び傾斜電
圧を越え、スイッチトランジスタ８または９は再び導通
状態に戻ることになる。
この瞬間的な導通を避けるためＫ、ピーク検知回路２２
が設けられている。第６図はピーク検知回路２２の詳細
図である。第６図において、ダイオ−）’２５、コンデ
ンサ２６および抵抗２７がビーり検知手段の１つを構成
する。電流感知手段１２からの信号が増加すると、コン
デンサ２６０両端醒圧も増加する。ダイオード２５は、
スイッチ８および９が遮断状態に変わるとき、電流感知
手段１２に流れる直流が低下しても、コンデンサ２６０
両端ｔｌ圧の低下を妨げる整流器として作動すム抵抗２
７は容駿２６の両端電圧を減するためのブリーダ抵抗と
して作用し、その結果誤差増幅器２と比較器３は発振器
４からの一連のデユーティサイクルのパルスに対して即
座に応答できるよう準備される。これは第７図において
時定数τとして示され、τはコンデンサ２６と抵抗２７
の値の積に等しい。又、実線はコンデンサ２６の端子電
圧を表わし、破線はコンデンサ２４の端子電圧を表わし
ている。したがって、時定数τの適切な選定によって、
ピーク検知回路２２は、直流電源（Ｂ＋）の変化によっ
て生じるデユーティサイクルの広い範囲にわたって機能
することができる。
が設けられている。第６図はピーク検知回路２２の詳細
図である。第６図において、ダイオ−）’２５、コンデ
ンサ２６および抵抗２７がビーり検知手段の１つを構成
する。電流感知手段１２からの信号が増加すると、コン
デンサ２６０両端醒圧も増加する。ダイオード２５は、
スイッチ８および９が遮断状態に変わるとき、電流感知
手段１２に流れる直流が低下しても、コンデンサ２６０
両端ｔｌ圧の低下を妨げる整流器として作動すム抵抗２
７は容駿２６の両端電圧を減するためのブリーダ抵抗と
して作用し、その結果誤差増幅器２と比較器３は発振器
４からの一連のデユーティサイクルのパルスに対して即
座に応答できるよう準備される。これは第７図において
時定数τとして示され、τはコンデンサ２６と抵抗２７
の値の積に等しい。又、実線はコンデンサ２６の端子電
圧を表わし、破線はコンデンサ２４の端子電圧を表わし
ている。したがって、時定数τの適切な選定によって、
ピーク検知回路２２は、直流電源（Ｂ＋）の変化によっ
て生じるデユーティサイクルの広い範囲にわたって機能
することができる。
電流感知手段１２から得られる信号を適切な大きさに設
定するため、フィートノくラグの一部として成る調整が
要求される。第６図に宗されるように、この調整は抵抗
２８によって達成される。もしも抵抗２８が小さ過ぎれ
ば第４図の全体の装置は発振する。もしも抵抗２８があ
まりに大き過ぎれば、ピーク検知回路２２の効力は低下
する。抵抗２８の１直は電力供給装置の全体的設計に強
（依存し、その直は経験的に決定することが一番簡単で
ある。
定するため、フィートノくラグの一部として成る調整が
要求される。第６図に宗されるように、この調整は抵抗
２８によって達成される。もしも抵抗２８が小さ過ぎれ
ば第４図の全体の装置は発振する。もしも抵抗２８があ
まりに大き過ぎれば、ピーク検知回路２２の効力は低下
する。抵抗２８の１直は電力供給装置の全体的設計に強
（依存し、その直は経験的に決定することが一番簡単で
ある。
また、ラチェット防止機能がその電力供給装置の出力電
圧ｖｏ に関する直流負荷電流の広い範囲にわたって
実行されることは望ましいことであムこの事は、ピーク
検知回路２２を電圧調整器ｌの加算結合器５０に交流的
に接続することによってなされる。この交流接続は第６
図におけるコンデンサ２９により達成される。そこで、
ラチェット電流スパイクは負背醜流とは独立に同じレベ
ルの励磁電流で感知される。出力フィルタコンデンサ２
０．２１は、コンデンサ２９として種々の容量直のコン
デンサを使用できるようＫ、十分に大きい。
圧ｖｏ に関する直流負荷電流の広い範囲にわたって
実行されることは望ましいことであムこの事は、ピーク
検知回路２２を電圧調整器ｌの加算結合器５０に交流的
に接続することによってなされる。この交流接続は第６
図におけるコンデンサ２９により達成される。そこで、
ラチェット電流スパイクは負背醜流とは独立に同じレベ
ルの励磁電流で感知される。出力フィルタコンデンサ２
０．２１は、コンデンサ２９として種々の容量直のコン
デンサを使用できるようＫ、十分に大きい。
したがって、望ましい交流接続は、容置２９が十分に小
さくその結果ピーク検知回路２２が負荷電流における正
常な変化を感知することができないようになっている限
り、達成され得る。
さくその結果ピーク検知回路２２が負荷電流における正
常な変化を感知することができないようになっている限
り、達成され得る。
最後に、スイッチトランジスタ８および９の正常な切換
動作のために、ピーク検知１川路２２の誤動作を防止す
ることが望ましい。この事は、第６図に示されるように
電流感知手段１２とピーク検知回路（ダイオード２５、
容計２６および抵抗２７）との間に低域フィルタを挿入
することによって達成される。このフィルタは、抵抗２
３およびコンデンサ２４で構成され、典型的には抵抗２
３とコンデンサ２６の積の時定数の約１０倍の時定数を
有する。したがって、抵抗２３とコンデンサ２６の時定
数は、ラチェット防止回路２２が抵抗２３とコンデンサ
２４から成る低域フィルタによってゆがめられることな
くラチェット状態の下ｔこ電流感知手段１２を通じて励
磁電流の上昇をもたらすことができる程に十分に速い。
動作のために、ピーク検知１川路２２の誤動作を防止す
ることが望ましい。この事は、第６図に示されるように
電流感知手段１２とピーク検知回路（ダイオード２５、
容計２６および抵抗２７）との間に低域フィルタを挿入
することによって達成される。このフィルタは、抵抗２
３およびコンデンサ２４で構成され、典型的には抵抗２
３とコンデンサ２６の積の時定数の約１０倍の時定数を
有する。したがって、抵抗２３とコンデンサ２６の時定
数は、ラチェット防止回路２２が抵抗２３とコンデンサ
２４から成る低域フィルタによってゆがめられることな
くラチェット状態の下ｔこ電流感知手段１２を通じて励
磁電流の上昇をもたらすことができる程に十分に速い。
第１図は従来のスイッチングレギュレータのチョッパ部
の詳細回路図。 第２図、第３図は従来のスイッチングレギュレータの動
作説明図。 第４図は本発明のスイッチングレギュレータのブロック
図。 第５図は本発明のスイッチングレギュレータに使用する
電圧調整器の詳細ブロック図。 第７図は本発明のスイッチングレギュレータの動作説明
図。 ｌ：電圧調整器 ３：比較器 ４：発振器 ５：フリップフロップ ｌｌ：過剰電流保護回路 ２２：ピーク検知回路 出願人 横筒・ヒユーレット・パッカード株式会社代理
人 弁理士 長 谷用 次 男
の詳細回路図。 第２図、第３図は従来のスイッチングレギュレータの動
作説明図。 第４図は本発明のスイッチングレギュレータのブロック
図。 第５図は本発明のスイッチングレギュレータに使用する
電圧調整器の詳細ブロック図。 第７図は本発明のスイッチングレギュレータの動作説明
図。 ｌ：電圧調整器 ３：比較器 ４：発振器 ５：フリップフロップ ｌｌ：過剰電流保護回路 ２２：ピーク検知回路 出願人 横筒・ヒユーレット・パッカード株式会社代理
人 弁理士 長 谷用 次 男
Claims (1)
- 直流′Ｌｔ源と、少なくとも１組の１次、２次巻線を有
する変圧器と、前記２次巻線に接続された整流回路と、
前記直流電源から前記１次巻線へ直流パルスを供給する
スイッチと、前記整流回路の出力部にその入力部が接続
され、前記スイッチのデユーティサイクルを制御する電
圧調整器と、前記１次巻線を流れる電流の大きさに関連
した検出信号を出力する検出器と、前記′電圧調整器の
入力部と前記検出器の出力部との間に設けられ、時定数
回路を有するピーク検知回路とから成るスイッチングレ
ギュレータ。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US387054 | 1982-06-10 | ||
| US06/387,054 US4456950A (en) | 1982-06-10 | 1982-06-10 | Current spike protection circuit for switch-mode power supplies |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS592569A true JPS592569A (ja) | 1984-01-09 |
| JPH0139314B2 JPH0139314B2 (ja) | 1989-08-21 |
Family
ID=23528263
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP58103267A Granted JPS592569A (ja) | 1982-06-10 | 1983-06-09 | スイツチングレギユレ−タ |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4456950A (ja) |
| JP (1) | JPS592569A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS603919A (ja) * | 1983-06-18 | 1985-01-10 | Amada Co Ltd | プレスブレ−キ |
| JPS6359775A (ja) * | 1986-08-29 | 1988-03-15 | Matsushita Electric Works Ltd | 電源装置 |
| JPH0660295U (ja) * | 1985-08-13 | 1994-08-19 | エルサグ・インタナショナル・ビー・ヴィー | 低電力で高効率のスイッチング電源 |
Families Citing this family (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0137055B1 (de) * | 1983-09-15 | 1988-07-20 | Ibm Deutschland Gmbh | Schaltnetzteil mit Überstromschutz |
| US4672521A (en) * | 1984-12-21 | 1987-06-09 | Allied Corporation | Power converter for synthesizing a wave form |
| US4635181A (en) * | 1984-12-28 | 1987-01-06 | Allied Corporation | Bridge circuit for reduced switching losses |
| EP0220638B1 (en) * | 1985-10-21 | 1992-05-06 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Constant voltage/frequency power supply apparatus |
| US4827150A (en) * | 1988-06-08 | 1989-05-02 | Reynal Thomas J | Uninterruptible power supply inverter circuit |
| US4928220A (en) * | 1988-10-14 | 1990-05-22 | Compaq Computer Inc. | Switching mode DC-to-DC power supply with improved current sensing |
| US7808803B2 (en) * | 2006-11-03 | 2010-10-05 | Innocom Technology (Shenzhen) Co., Ltd. | Inverter circuit with transformer having balanceable input currents |
Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5597182A (en) * | 1979-01-20 | 1980-07-24 | Yokogawa Hokushin Electric Corp | Switching regulator |
| JPS5660920A (en) * | 1979-10-24 | 1981-05-26 | Fujitsu Ltd | Voltage trailing control circuit |
| JPS56145383U (ja) * | 1980-03-31 | 1981-11-02 |
Family Cites Families (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| NL6919147A (ja) * | 1969-12-19 | 1971-06-22 | ||
| US3859586A (en) * | 1973-09-26 | 1975-01-07 | Bell Telephone Labor Inc | Overcurrent protection circuit utilizing peak detection circuit with variable dynamic response |
| US4253138A (en) * | 1979-02-01 | 1981-02-24 | Sperry Corporation | Fast/slow acting current limited for inverter power supply |
| US4322817A (en) * | 1980-12-29 | 1982-03-30 | Gte Automatic Electric Labs Inc. | Switching regulated pulse width modulated push-pull converter |
| US4404623A (en) * | 1982-04-23 | 1983-09-13 | Florida Computer Graphics | Method and apparatus for balancing flux in a power transformer circuit |
-
1982
- 1982-06-10 US US06/387,054 patent/US4456950A/en not_active Expired - Fee Related
-
1983
- 1983-06-09 JP JP58103267A patent/JPS592569A/ja active Granted
Patent Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5597182A (en) * | 1979-01-20 | 1980-07-24 | Yokogawa Hokushin Electric Corp | Switching regulator |
| JPS5660920A (en) * | 1979-10-24 | 1981-05-26 | Fujitsu Ltd | Voltage trailing control circuit |
| JPS56145383U (ja) * | 1980-03-31 | 1981-11-02 |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS603919A (ja) * | 1983-06-18 | 1985-01-10 | Amada Co Ltd | プレスブレ−キ |
| JPH035243B2 (ja) * | 1983-06-18 | 1991-01-25 | Amada Co Ltd | |
| JPH0660295U (ja) * | 1985-08-13 | 1994-08-19 | エルサグ・インタナショナル・ビー・ヴィー | 低電力で高効率のスイッチング電源 |
| JPS6359775A (ja) * | 1986-08-29 | 1988-03-15 | Matsushita Electric Works Ltd | 電源装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US4456950A (en) | 1984-06-26 |
| JPH0139314B2 (ja) | 1989-08-21 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US5499154A (en) | Protective shut-down system for switch-mode power supply | |
| US3938024A (en) | Converter regulation by controlled conduction overlap | |
| US4002963A (en) | Converter circuit and method having fast responding current balance and limiting | |
| US4005352A (en) | Protection circuit for magnetically controlled d-c to d-c converter | |
| EP0155369A1 (en) | Flux centering and power control for high frequency switching power supplies | |
| JPS5852430B2 (ja) | コンバ−タカイロ | |
| JP2001359234A (ja) | モジュラ電流センサ及び電源装置 | |
| JPH0746833A (ja) | スイッチモード変換器の過負荷保護回路 | |
| US3930194A (en) | Inverter control circuit | |
| HU223914B1 (hu) | Villamos fogyasztásmérő mérőáramkörrel és tápáramkörrel | |
| US3573605A (en) | Closed loop ferroresonant regulator | |
| JPS592569A (ja) | スイツチングレギユレ−タ | |
| US11641163B2 (en) | Trans-inductor voltage regulator with averaging inductor DCR current sensing | |
| JP2005261112A (ja) | Ｄｃ−ｄｃコンバータ | |
| JP4729675B2 (ja) | スイッチングモード電源 | |
| US4916569A (en) | Short circuit protection for switch mode power supply | |
| JPH01311864A (ja) | スイツチング方式安定化電源回路装置 | |
| JPH08289468A (ja) | 並列運転用直流電源 | |
| US4017786A (en) | Transformer saturation control circuit for a high frequency switching power supply | |
| JPS63287364A (ja) | スイツチングレギユレ−タの補助電源回路 | |
| JPH01295670A (ja) | 過電流保護回路 | |
| JPS61244269A (ja) | スイツチング電源 | |
| JP3508092B2 (ja) | 平均値整流回路及びスイッチング電源回路 | |
| JPH04101240U (ja) | Ｄｃ−ｄｃコンバータ | |
| JPH01148064A (ja) | 電源装置の保護回路 |