JP2001186770A - 電源装置およびこれを用いた電動機または圧縮機駆動システム - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 力率を改善し、高調波電流を抑制するように
構成された能動素子を用いた電源装置において、電源半
周期に１回もしくは複数回だけスイッチングすると異音
や騒音が発生していた。また、力率改善のために出力す
るパルスによる振動を打ち消すような逆位相の振動を発
生させるパルスを出力して、振動を打ち消すように動作
させてもリアクトル自身のばらつきや通電状態による特
性変化のため、振動を打ち消さず逆に助長させる可能性
があり、異音や騒音を低減しきれていなかった。 【解決手段】 本発明は、スイッチ素子による短絡手段
にて短絡電流を流すことによって力率改善を行い、電源
半周期に１回もしくは複数回の短絡手段の動作によるリ
アクトルの異音や騒音を抑制するため、電源半周期の一
部区間のみＰＷＭに基づいて短絡手段を動作させるもの
である。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】この発明は、力率を改善し高
調波を抑制する電源装置及びこの電源装置を用いた電動
機または圧縮機駆動システムに関する。

【０００２】

【従来の技術】図１４は、特開平１０−１７８７８０号
公報に示された従来の直流電源装置を示す。図におい
て、１０１は交流電源、１０２はリアクトル、１０３は
第１のダイオードブリッジ、１０４は短絡素子、１０５
は第２のダイオードブリッジ、１０６，１０７，１０８
は平滑用電解コンデンサ、１０９は負荷、１１０はゼロ
クロス検出手段、１１１は駆動信号生成手段、１１２は
短絡素子駆動手段である。

【０００３】次に、図１４に示した直流電源装置の動作
を説明する。短絡素子１０４が動作しない場合は、この
直流電源装置は、一般的に知られた倍電圧整流回路とな
り、交流電源１０１の電源電圧ピークの２倍の値が平滑
コンデンサ１０８の両端出力として整流される。その場
合、平滑コンデンサ１０６，１０７，１０８への充電に
基づき、電源力率は決定されるため、電源力率は低いも
のとなる。一方、交流電源１０１の零点を通過した後、
短期間だけ短絡素子１０４が動作した場合、交流電源１
０１がリアクトル１０２を介して第１のダイオードブリ
ッジ１０３と短絡素子１０４に短絡することになる。こ
の結果、リアクトルに短絡電流が流れることになり、倍
電圧整流では不通電期間であった期間にも電流が流れる
ので、電源力率を大きく向上させることができる。しか
も、この直流電源装置の制御は交流電源１０１の零点通
過後に短期間だけ短絡素子１０４を動作させるだけなの
で、複雑な制御を必要としない簡易な制御にて短絡素子
１０４を動作させることが可能である。また、このよう
な電源力率の改善方式は、例えば、特開平２−２９９４
７０号公報や特開平７−７９４６号公報に示されている
技術であり、この旨は特開平１０−１７８７８０号公報
にも記載されている。

【０００４】しかしながら、上述の特開平１０−１７８
７８０号公報、特開平２−２９９４７０号公報や特開平
７−７９４６号公報の技術では、リアクトル１０２から
「ジー」というような不快な騒音が発生するといった問
題点があげられており、図１４に示される特開平１０−
１７８７８０号公報において、前記騒音の発生を簡易な
構成により経済的に低減し得る技術が示されている。

【０００５】図１４において、ゼロクロス検出手段１１
０が電源のゼロクロスを検出し、ゼロクロス通過後の所
定の短期間に短絡素子１０４を短絡する前後の少なくと
も一方で、前記短絡をした期間よりも短い期間だけ短絡
素子１０４が動作し短絡するものである。そして、前記
長い短絡期間を力率改善パルス、前記短い短絡期間を騒
音低減パルスとし、図１５に示されるように力率改善パ
ルスと騒音低減パルスの２つのパルスにて短絡素子１０
４を動作させて、騒音低減を実現しようとするものであ
る。

【０００６】前記力率改善パルスは力率を改善するため
のものであり、前記騒音低減パルスは、騒音を低減する
ものである。そして、騒音低減パルスは、リアクトル１
０２の固有振動周期の略１／６の期間だけの間隔をあ
け、略１／６の期間だけ短絡するといったもので、力率
改善パルスによりリアクトル１０２に発生した自由振動
と前記騒音低減パルスにより発生したリアクトル１０２
の自由振動が干渉し、振動を打ち消すような間隔と短絡
を短絡素子１０４に行わせて、リアクトル１０２からの
不快な騒音を低減するものである。

【０００７】

【発明が解決しようとする課題】特開平１０−１７８７
８０号公報に示される技術は、リアクトル１０２の騒音
を低減するためにリアクトル１０２の固有振動周期の１
／６の周期の振動を騒音低減パルスにて与えて、力率改
善パルスによる振動を打ち消している。しかしながら、
力率改善パルスに起因して発生するリアクトル１０２の
振動は、リアクトル１０２の固有振動数が変化すると変
化する。リアクトル１０２の固有振動数は、リアクトル
１０２の強度ばらつきや個体ばらつき、通電によるリア
クトル１０２の特性変化や温度変化、さらにはリアクト
ル１０２の取付環境や取付強度などで変化してしまう。

【０００８】したがって、リアクトル１０２の固有振動
数に対しその振動を打ち消すような振動を与えて騒音低
減しようとしても、騒音低減パルスがリアクトル１０２
の固有振動数の変化に対し変化しない場合、振動を打ち
消さずに逆に助長してしまう恐れがある。

【０００９】また、現在出力している騒音低減パルスが
リアクトル１０２の固有振動を打ち消すような振動を与
えているかどうか検出する場合、その振動を検出するた
めに何らかの検出手段が必要となり、コストアップにつ
ながる。リアクトルの剛性アップや周囲を防音材で囲む
などといった騒音対策の方が上記検出手段を設けるより
も低コストになる可能性もある。また、仮に検出手段を
設けて検出したとしても検出手段にて精度良く検出でき
ない場合、固有振動を助長するような騒音低減パルスを
出力してしまう恐れもある。

【００１０】この発明は上記のような問題点を解消する
ためになされたもので、リアクトル１０２の固有振動数
が変化しても騒音を低減することにあり、更に言えば、
力率改善を簡易な制御によって実現し、且つ騒音も併せ
て容易な方法で低減することにより、低コストでそれら
を実現するものである。

【００１１】

【課題を解決するための手段】本発明の請求項１に係わ
る電源装置は、交流電源からの交流電圧を直流電圧に整
流する整流器と、この整流器に接続されたリアクトル
と、前記交流電源を短絡する短絡手段と、交流電源に同
期した信号に基づいて、パルス幅変調信号を前記短絡手
段へ出力する制御手段とを備えたものである。

【００１２】本発明の請求項２に係わる電源装置は、交
流電源からの交流電圧を直流に整流する整流器と、この
整流器に接続されたリアクトルと、前記整流器の出力電
圧を平滑する平滑手段と、前記交流電源を短絡する短絡
手段と、交流電源に同期した信号に基づいて、前記平滑
手段への充電電流が流れ出す前までパルス幅変調信号を
前記短絡手段へ出力する制御手段とを備えたものであ
る。

【００１３】本発明の請求項３に係わる電源装置は、交
流電源からの交流電圧を直流に整流する整流器と、この
整流器に接続されたリアクトルと、前記整流器の出力電
圧を平滑する平滑手段と、この平滑手段と接続する負荷
手段と、前記交流電源を短絡する短絡手段と、前記負荷
手段の負荷量を検出する負荷量検出手段と、前記負荷手
段の負荷量に基づいてパルス幅変調信号を前記短絡手段
へ出力する制御手段とを備えたものである。

【００１４】本発明の請求項４に係わる電源装置は、制
御手段が交流電源に同期した電源同期信号に基づいて短
絡手段を予め決められた所定の期間だけ開閉動作し、所
定期間中の動作をパルス幅変調制御するものである。

【００１５】本発明の請求項５に係わる電源装置は、制
御手段が、交流電源の電源同期信号に基づいて決められ
た所定期間だけ遅延され、前記平滑手段への充電電流が
流れ出す前までの前半期間と前記平滑手段への充電電流
のピークからある所定時間だけ遅延され、交流電源の電
圧極性変化点より所定時間前までの後半期間と２つの期
間のパルス幅変調信号を出力するものである。

【００１６】本発明の請求項６に係わる電源装置は、制
御手段が開閉動作によって発生する音を低減するような
パルス幅としたパルス幅変調信号を出力するものであ
る。

【００１７】本発明の請求項７に係わる電源装置は、短
絡手段が開閉動作する所定期間の終了時は前記制御手段
のパルス幅変調信号を小さくするものである。

【００１８】本発明の請求項８に係わる電源装置は、短
絡手段が開閉動作する所定期間中、前記制御手段のパル
ス幅変調信号を徐々に減少していくものである。

【００１９】本発明の請求項９に係わる電源装置は、短
絡手段が開閉動作する所定の期間中、前記制御手段のパ
ルス幅変調信号を所定の前半期間の終了時と所定の後半
期間の開始時は小さくするものである。

【００２０】本発明の請求項１０に係わる電源装置は、
短絡手段が開閉動作する所定の期間中、前記制御手段の
パルス幅変調信号を前記前半期間中は徐々に減少し、前
記後半期間中は徐々に増加していくものである。

【００２１】本発明の請求項１１に係わる電源装置は、
前記制御手段のパルス幅変調信号が、予め決められた最
大値と予め決められた最小値とを直線的に変化するもの
である。

【００２２】本発明の請求項１２に係わる電源装置は、
前記制御手段のパルス幅変調信号が、交流電源の電圧値
に応じて変化するものである。

【００２３】本発明の請求項１３に係わる電源装置は、
前記制御手段のパルス幅変調信号が、交流電源の電源同
期信号に基づいて予め与えられた数式に応じて変化する
ものである。

【００２４】本発明の請求項１４に係わる電源装置は、
短絡手段とリアクトルが直流側に配置され、整流器の出
力側をリアクトルを介して短絡するよう構成されたもの
である。

【００２５】本発明の請求項１５に係わる電源装置は、
短絡手段が直流側、リアクトルが交流側に配置され、整
流器の出力側を短絡手段にて短絡するよう構成されたも
のである。

【００２６】本発明の請求項１６に係わる電源装置は、
短絡手段とリアクトルが交流側に配置され、整流器の入
力側だけで短絡手段にて短絡するように構成されたもの
である。

【００２７】本発明の請求項１７に係わる電源装置は、
短絡手段およびリアクトルが交流側に配置され、且つ倍
電圧整流と全波整流とをリレーによって切り替えること
が可能な整流器とを備え、負荷量に応じて倍電圧と全波
整流とを切り替えるものである。

【００２８】本発明の請求項１８に係わる電源装置は、
短絡手段および整流器を１つの半導体とするものであ
る。

【００２９】本発明の請求項１９に係わる電源装置は、
短絡手段、整流器、制御手段とを１つの半導体とするも
のである。

【００３０】本発明の請求項２０に係わる電源装置は、
平滑コンデンサに並列に接続されている負荷はスイッチ
素子６ケにて構成されたインバータであり、インバータ
を構成する６ケのスイッチ素子も前記半導体内部に取り
入れた半導体を使用しているものである。

【００３１】本発明の請求項２１に係わる電動機は、前
記請求項１ないし請求項２０に記載の電源装置を電動機
に備えたものである。

【００３２】本発明の請求項２２に係わる圧縮機駆動シ
ステムは、前記請求項１ないし請求項２０に記載の電源
装置を縮機駆動システムに備えたものである。

【００３３】本発明の請求項２３に係わる圧縮機駆動シ
ステムの圧縮機はＨＦＣ系冷媒を用いたものである。

【００３４】

【発明の実施の形態】実施の形態１．図１は、本発明の
実施の形態１を示す回路ブロック図である。図１におい
て、１は交流電源、２はダイオードで構成され交流電源
１を整流する整流器、３は交流電源１と整流器２との間
に挿入されたリアクトル、４は整流器２の出力電圧を平
滑する平滑コンデンサ、５は電源装置（電源装置）の出
力部に接続される負荷、６は電源同期信号を生成する同
期信号生成部、７は平滑コンデンサ４より交流電源１側
に配置され同期信号生成部６に基づいて電源を短絡させ
る電源短絡手段、８は電源短絡手段７をＰＷＭ制御する
ＰＷＭ制御部、９は負荷５の負荷量を検出する負荷量検
出手段である。

【００３５】図１の動作について説明する。図１に示す
電源短絡手段７が動作しない場合、図２に波線に示すよ
うな入力電流が流れる。これは、整流器２と平滑コンデ
ンサ４のみによる整流であるためである。このようなコ
ンデンサインプット電流に対し、電源短絡手段７を図２
に示すようなＳＷ駆動信号にて動作させると図２の実線
で示される入力電流が流れる。

【００３６】これは、電源短絡手段７が動作したことに
よって交流電源１をリアクトル３を介して短絡したた
め、短絡電流が流れ、コンデンサインプットでは流れな
い区間に電流が流れるようになる。従って、力率が改善
されるのであるが、この力率改善方式は前記特開平２−
２９９４７０号公報や特開平７−７９４６号公報に示さ
れている力率改善方式と考え方は同じである。

【００３７】しかしながら、特開平２−２９９４７０号
公報や特開平７−７９４６号公報に示されている技術で
は、電源半周期に１回もしくは複数回のスイッチング動
作であるため、それが電源半周期毎に発生しリアクトル
３を振動させて騒音を発生させるという課題がある。図
３は特開平２−２９９４７０号公報や特開平７−７９４
６号公報に示されている技術である電源半周期に１回だ
けスイッチング素子を動作させた場合の動作波形を示し
ている。

【００３８】そこで、これから特開平２−２９９４７０
号公報や特開平７−７９４６号公報に示されている技術
における騒音発生のメカニズムについて述べる。電源短
絡手段７の動作時、交流電源１から流れ出た電流は、リ
アクトル３、電源短絡手段７を介して交流電源１に戻る
電流経路が形成される。この場合、電源系統や製品での
配線のインピーダンスなどの微少インピーダンスを無視
すれば、電源短絡手段７の動作時の電流は、リアクトル
３のインピーダンスをＬ、交流電源１の電圧をＶとする
と、Ｖ＝Ｌｄｉ／ｄｔにて近似される。

【００３９】また、電源短絡手段７がオン状態からオフ
状態になった場合、短絡電流の流れる経路が無くなるた
め、整流器２が理想ダイオードにて構成されていたとす
ると、Ｖ＝Ｌｄｉ／ｄｔ＋１／Ｃ∫ｉｄｔと表される。
この場合、オフになった瞬間のリアクトル３に流れてい
た電流が初期値として与えられる。

【００４０】このように、電源短絡手段７のオン状態か
らオフ状態になる瞬間の電流変化量（ｄｉ／ｄｔ）の大
きさによって、異音や騒音が発生してしまうのである。
図４は、異音や騒音の原因となるｄｉ／ｄｔの変化部を
示す波形図であり、図４の右側の波形図は変化部の拡大
図である。この図４に示すｄｉ／ｄｔの変化が騒音とし
て発生するのである。

【００４１】そこで、前記ｄｉ／ｄｔの変化が小さくな
るように、図３に示す電源半周期毎に１回オンとなる駆
動信号をＰＷＭ化して図２のように駆動信号を生成し、
そのＰＷＭのオンｄｕｔｙを徐々に小さくなるようにす
る。そうして最終的にオンｄｕｔｙが０％になるように
ＰＷＭ制御部８にて電源短絡手段７を動作させる。ｄｉ
／ｄｔは電流の時間変化率であるので、電源短絡手段７
での短絡時間が短くなればなるほど電流の時間変化率は
小さくなり、騒音や異音の原因となるｄｉ／ｄｔの変化
を小さくするものである。なお、ＰＷＭとは多数回のス
イッチングをおこなわせて複数コのパルスのパルス幅を
変調制御する制御方式であり、一般的には、パルス幅変
調と呼ばれている。なお、ＰＷＭ制御について、以下の
とおり簡単に説明する。ＰＷＭ制御とは、キャリヤ周期
（キャリヤ周波数）を一定として、その一定のキャリヤ
周期において、オンする時間とオフする時間の比率を変
化させることによって、スイッチング素子の導通率を変
化させる方式である。例えば、図１６に示すとおり、
（ａ）で示す一定のキャリア周期の搬送波（三角波）が
あり、（ｂ）にオン時間を示すｄｕｔｙの指令がある。
このｄｕｔｙの指令に従い、スイッチイグ素子のオンオ
フ信号（図１６（ｃ）を生成する制御方式がＰＷＭ制御
である。

【００４２】以上のことから、図２に示すように、交流
電源１のゼロクロスから平滑コンデンサ４へ充電電流が
流れ出す期間の間に電源短絡手段７をＰＷＭ動作させ、
しかも、ＰＷＭのオンｄｕｔｙは交流電源１のピークが
近づくにつれて小さくし、電源短絡手段７の動作停止直
前にＰＷＭのオンｄｕｔｙを０％にするようにすること
で、ｄｉ／ｄｔを最小限に小さくできる。その結果、異
音や騒音を低減することができる。

【００４３】また、交流電源１は電源同期信号とともに
時間が経過すると徐々に大きくなり、上式でのＶが大き
くなる。そのため、交流電源１のゼロクロス付近とピー
ク付近では、同時間のオンｄｕｔｙであった場合、ｄｉ
／ｄｔはピーク付近の方が大きくなって、ｄｉ／ｄｔが
大きくなることは明らかである。

【００４４】従って、図４に示した部分のｄｉ／ｄｔが
リアクトル３の音の主要因であり、この部分でＰＷＭの
オンｄｕｔｙが大きいと異音や騒音が発生してしまうた
め、ＰＷＭのオンｄｕｔｙは一定値にて動作させた場合
では、異音や騒音を防止することはできない。また、オ
ンｄｕｔｙを極端に低い値で一定にした場合、力率が改
善しなくなり、本技術である力率改善が為し得なくなる
ため、オンｄｕｔｙは徐々に小さくしていくのが望まし
い。

【００４５】以上より、電源短絡手段７の動作を停止す
る直前は、できる限りｄｉ／ｄｔを小さくしなければな
らない。そのため動作停止直前は極力オンｄｕｔｙを小
さくし、動作停止直前は０％となる必要があるが、図２
に示すように直線的に減少しなくとも動作停止直前にて
０％となれば上記と同等の効果があることは言うまでも
なく、例えば、近似式や段階状のテーブルとしてＰＷＭ
制御部８に与えたり、交流電源１の電圧値に応じて減少
させるようにしてもよい。また、動作停止直前のみきわ
めて細いパルス波形にパルス幅変調していくことにして
もよい。

【００４６】さらに、図２においてはＰＷＭの動作開始
時刻のオンｄｕｔｙは１００％となっているが、なにも
１００％でなくとも良く、例えば、５０％でも３０％で
もよく、動作停止直前にて０％となれば上記と同等の効
果があることは言うまでもない。

【００４７】また、ＰＷＭの動作開始直後は小さいオン
ｄｕｔｙで、いったん大きくした後からオンｄｕｔｙを
小さくして、動作停止直前に０％とするように動作させ
ても上記と同等の効果があることも言うまでもない。

【００４８】また、ＰＷＭ制御部８のキャリア周波数が
低い場合、いくら小さいオンｄｕｔｙにしたとしても、
異音や騒音が消えないことがある。これは、ＰＷＭのキ
ャリア周波数が低いと、オンｄｕｔｙが小さくても相対
的にオン時間は長くなって、ｄｉ／ｄｔが大きくなって
しまうからである。ＰＷＭキャリア周波数は、高ければ
高いほどいいが、１６ｋＨｚ程度の可聴周波数領域外と
なるキャリア周波数であれば異音や騒音は全く聞こえな
くなる。

【００４９】さらに、交流電源１のゼロクロス点に基づ
いて同期信号生成部６にて交流電源１に同期した同期信
号が生成される。負荷量検出部９にて負荷５の負荷量が
検出され、その負荷量に応じて、交流電源１のゼロクロ
ス点から電源短絡手段７の動作開始時刻がＰＷＭ制御部
８にて設定される。その設定値は、予めＰＷＭ制御部８
に格納されていても良いし、負荷量検出部９から検出さ
れる負荷量から演算にて求められるよう近似式を生成し
てＰＷＭ制御部８に与えておいても良い。負荷量に応じ
て変化させることができれば、どんな方法でも良いのは
言うまでもない。

【００５０】そして、負荷量検出部９にて検出された負
荷量に応じた電源短絡手段７の動作開始時刻にてＰＷＭ
制御部８は動作を開始し、ＰＷＭ動作を続ける時間も負
荷量検出部９にて検出された負荷量に応じて設定され
る。その設定されたＰＷＭ動作継続時間に対し、図２に
示すように直線的にＰＷＭのオンｄｕｔｙが減少したＰ
ＷＭにてＰＷＭ制御部８は電源短絡手段７を制御する。

【００５１】また、上記のように直線的にＰＷＭのオン
ｄｕｔｙを設定しなくとも動作停止直前に小さくなって
いればよいことは前述の通りである。

【００５２】以上のように負荷５の負荷量に応じてＰＷ
Ｍを行う開始時刻およびＰＷＭの動作時間は変化させた
ことによって、負荷５の負荷量が変化した場合でも、常
に力率を高い状態に維持し、発生する電源高調波電流を
抑制しつつ、特開平２−２９９４７０号公報や特開平７
−７９４６号公報に示されている技術にて問題となるリ
アクトル３から発生する異音や騒音を防止することがで
きる。

【００５３】また、騒音原因となるｄｉ／ｄｔを小さく
したことで、リアクトルのばらつきや温度などによる固
有振動数の変化などに関係することなく、異音や騒音を
低減することができる。

【００５４】さらに、通常、リアクトル３自身の騒音対
策のため、巻線や鉄心をモールドしたり、遮音密閉した
りして対策されるが、騒音原因となるｄｉ／ｄｔを小さ
くして騒音、異音を低減したため、モールドや遮音密閉
する必要がなくなり、解体、分解が容易になり、リサイ
クル性を向上させることができる。

【００５５】また、ｄｉ／ｄｔが小さくなるように電源
短絡手段７を動作させればよいので、平滑コンデンサ４
の充電電流が流れる前後にて電源短絡手段７を図５に示
すように交流電源１のピークまではＰＷＭのオンｄｕｔ
ｙは小さくなるように動作させ、ピーク以後のオン開始
時刻はオンｄｕｔｙを小さい状態から開始させていって
も異音や騒音は前記方法と同等の効果があることは言う
までもなく、平滑コンデンサ４の充電電流前後にて電源
短絡手段７を動作させているので、前記方法よりも力率
を向上させる更なる効果を有する。

【００５６】この場合においても、負荷５の負荷量に応
じてＰＷＭの動作期間を変更することによって、負荷量
の変化によらず力率を高い値に維持することができるよ
うになる。負荷量に応じて変更する時間は、同期信号生
成部６にて生成された同期信号からＰＷＭを開始する開
始時刻、そのＰＷＭ開始動作の動作時間、交流電源１の
ピーク値を過ぎた後のＰＷＭの動作開始時刻、ＰＷＭの
動作停止時刻の４点であり、この４点を変更することに
よって負荷５の負荷量に適した力率に改善することがで
きる。

【００５７】以上のように電源装置を構成しＰＷＭ制御
することによって、負荷に応じた力率に向上させること
ができ、かつ電源高調波電流をも抑制することができ
る。更に、簡易な方法にて行う力率改善方式の場合、リ
アクトルより発生してしまう異音や騒音をもオンｄｕｔ
ｙをＰＷＭ制御することによって異音や騒音を完全に防
止することができる。

【００５８】また、リアクトルのばらつきや温度変化な
どにて変化するリアクトルの固有振動数にも影響される
ことのない方法であるため、製品を量産した際の製品の
ばらつきによる騒音発生の信頼性を高めることができ
る。

【００５９】また、電源半周期の一部期間のみのＰＷＭ
であるため、ＰＷＭによる動作損失が少なく、全区間動
作させる方式よりも効率を高め、ＰＷＭによるノイズ発
生量を低減することもできる。

【００６０】さらに、図１において、リアクトル３が整
流器２の入力側である交流リアクトルとなっているが、
リアクトル３は電源短絡手段７よりも交流電源１側に配
置されていれば良く、図１に示す回路ブロック図では電
源短絡手段７が交流側に接続されているため、交流リア
クトルになっている。例えば、電源短絡手段７が直流側
にある場合、リアクトル３は交流側でも直流側でもどち
らでも良く、リアクトル３が交流側に配置されている場
合、図６のように構成され、リアクトル３が直流側に配
置されている場合、図７のように構成される。いずれの
場合にしても、上記で述べた図１とＰＷＭ制御の方式は
同一であるため、同じ動作となり、同等の効果となるこ
とは言うまでもない。

【００６１】実施の形態２．図８は、本発明の実施の形
態２を表す回路ブロック図である。図８において、１０
は電源短絡手段７を構成するスイッチ素子、１１はスイ
ッチ素子１０へ直流を与えるダイオードブリッジ、１２
は整流器２の出力を平滑する第１の平滑コンデンサ、１
３は整流器２の出力を平滑する第２の平滑コンデンサ、
１４は負荷となる圧縮機、１５は圧縮機１４を駆動する
インバータ、１６は圧縮機１４に使用されている電動機
の回転子の位置を検出する位置検出部、１７は位置検出
部１６の出力に従いインバータ１５をＰＷＭにて圧縮機
の回転数制御を行うインバータ制御部である。

【００６２】まず、図８は図１に示される回路ブロック
図を実際の回路素子に置き換えたものであり、図１と図
８との対応について説明する。スイッチ素子１０とし
て、例えば図８に示すようにＩＧＢＴを用いた場合、ス
イッチ素子１０とダイオードブリッジ１１にて図１に示
す電源短絡手段７を形成することができる。

【００６３】また、図８において、インバータ１５に圧
縮機１４が接続され、図１における負荷５として構成さ
れている。さらに、例えば圧縮機１４に搭載されている
電動機がブラシレスモータであった場合、位置検出部１
６にて電動機の回転子の位置を検出し、その検出値に応
じてインバータ制御部が回転数制御されるが、回転数や
インバータ１５からの出力電圧によって負荷５である圧
縮機１４とインバータ１５の負荷量の検出は可能である
ので、位置検出部１６およびインバータ制御部１７が図
１に示す負荷量検出部９としても差し支えなく、その信
号に基づいてＰＷＭ制御部８は負荷量に応じた所定の値
を変更するように動作する。

【００６４】また、さらに、図１の整流器２の出力側に
接続されている平滑コンデンサ４は、図８の第１の平滑
コンデンサ１２と第２の平滑コンデンサ１３にて構成さ
れる。それは、図８に示すように整流方式を倍電圧整流
とした場合、交流電源１の半周期毎に第１の平滑コンデ
ンサ１２と第２の平滑コンデンサ１３とが交互に充電さ
れ、インバータ１５に入力される電圧は交流電源１のピ
ーク値の約２倍の電圧となり、インバータ１５からみれ
ば、第１の平滑コンデンサ１２と第２の平滑コンデンサ
１３は直列接続の１ケの平滑コンデンサ４を見なすこと
ができるからである。

【００６５】また、図示してはいないが、直列に接続さ
れた第１の平滑コンデンサ１２と第２の平滑コンデンサ
１３と並列に更にもう１個の平滑コンデンサを配置して
も回路動作は同一となることは言うまでもない。

【００６６】以上より本発明の実施の形態２で示した図
８を前記実施の形態１にて示した図１と比較した場合、
図８の回路は、図１と同一の回路構成を有していること
がわかる。そのため、図８でも実施の形態１に示した動
作と同様な動作をＰＷＭ制御部８にて制御させることに
よって、力率改善を簡易な制御によって実現でき、か
つ、異音や騒音を抑制することが可能となる。さらに
は、インバータ制御部１７から圧縮機の回転数やインバ
ータ１５から出力する出力電圧などの情報（負荷量）が
ＰＷＭ制御部８へ出力され、前記の情報に応じて電源短
絡手段７のＰＷＭ開始時刻やＰＷＭ動作時間を変更する
ことで、負荷量に応じた変更と同等な効果を有すること
ができる。

【００６７】以上のように図８にて示された実施の形態
は、実施の形態１に示した図１における負荷５がインバ
ータ１５と圧縮機１４の負荷である以外、ほぼ同一であ
り、インバータ制御部８からの信号によりＰＷＭ制御部
でのＰＷＭ動作を変更している点以外には、何ら差異は
なく、実施の形態１にて示した同等な効果があることは
言うまでもない。

【００６８】さらには、圧縮機１４およびインバータ１
５を負荷５としたことによって、図１における負荷５の
負荷量を検出する負荷量検出部９は既存のインバータ制
御部１７および位置検出部１６にて代用することがで
き、コストアップ無しで、負荷量を検出することが可能
となる。また、圧縮機に適用する場合、スイッチ素子を
電源半周期中の一部区間のみの動作であるため、電源半
周期中の全区間スイッチ素子を動作させるより、漏洩電
流が低減できる。特に、ＨＦＣなどの誘電率の高い代替
冷媒に使用する場合、代替冷媒による漏洩電流増加分を
本発明の力率改善方式によって抑制できる。

【００６９】また、図５のように平滑コンデンサへの充
電電流が流れる前後の区間ともスイッチ素子１０を動作
させても、図５に示すようにＰＷＭのオンｄｕｔｙを徐
々に小さくして０％とし、０％から徐々に大きくしてい
くように制御させても、実施の形態１と同等の効果があ
ることは言うまでもない。

【００７０】さらに、図２や図５に示したように直線的
に減少、増加させなくとも、実施の形態１で述べたとお
りにオンｄｕｔｙを設定すれば騒音抑制の効果があるこ
とは言うまでもない。

【００７１】また、電源装置のＰＷＭ制御部８とインバ
ータ制御部１７を１つのＣＰＵにて構成しても、別のＣ
ＰＵであっても何ら問題はなく、同様の効果があること
は言うまでもない。

【００７２】また、図８では倍電圧整流の整流方式に交
流側の電源短絡手段７にて説明しているが、図示しない
ものの交流側に電源短絡手段７を配置した場合、整流方
式は倍電圧整流方式でなくともよく、全波整流方式でも
上述と同等効果があることは言うまでもない。

【００７３】さらに、実施の形態２では図１に対応した
図８にて説明しているが、図６および図７の回路ブロッ
ク図に示すように、直流側に電源短絡手段７を配置した
場合、図９、図１０、図１１のように構成される。図
９、図１１に示される全波整流との組み合わせの場合、
電源短絡手段７はスイッチ素子１０および平滑コンデン
サ４からの逆流を防止する逆流防止ダイオード２０で構
成されることになり、図８にて構成された電源短絡手段
７と異なるが、目的は同一である同等効果を有する。

【００７４】また、図１０のように倍電圧整流との組み
合わせの場合、電源短絡手段７は第１のスイッチ素子２
１および第２のスイッチ素子２２にて電源半周期毎に交
互に動作し、第１の平滑コンデンサ１２からの逆流を防
止する第１の逆流防止ダイオード２２、第２の平滑コン
デンサ１３からの逆流を防止する第２の逆流防止ダイオ
ード２３で構成されることになり、図８にて構成された
電源短絡手段７と異なるが、目的は同一であり同等効果
を有する。また、図示はしていないが図１０のリアクト
ル３を直流側に配置する構成でも同等効果を有する。

【００７５】実施の形態３．図１２は本発明の実施の形
態３を表す回路ブロック図であり、２５は図８における
整流器２と第１の平滑コンデンサ１２と第２の平滑コン
デンサ１３の中点との間に接続されたリレーである。図
１２はリレー２５を前記整流器２と平滑コンデンサ１２
と１３の中点に挿入された以外は図８と違いのない回路
ブロック図である。

【００７６】図１２も図８と同様に電源短絡手段７を構
成しているスイッチ素子１０をＰＷＭにて駆動し、その
オンｄｕｔｙを徐々に減少させることによって、簡易な
制御方法にて力率を改善しつつ、簡易的な方法にて発生
する異音や騒音を抑制するものである。

【００７７】図１２の違いは、リレー２５によって整流
方式が倍電圧整流と全波整流とに切り替えができるとい
う点である。圧縮機の場合、回転数が低い方が負荷は軽
く、回転数が高くなるにつれて負荷は重くなっていく。
負荷量が軽い場合、インバータ１５の入力電圧である直
流母線電圧が低いほど、圧縮機１４およびインバータ１
５の効率は高くなる。そのため、負荷が軽い状態は、リ
レー２５をオフして全波整流とし、直流母線電圧を低く
して効率を高める。負荷の検出は、前記実施の形態２で
も述べたとおり、圧縮機１４の回転数やインバータ１５
からの出力電圧などから推測できる。

【００７８】負荷が重くなるにつれ、リレー２５をオン
して倍電圧整流とすることで、直流母線電圧を高くする
ことができる。ここで、直流母線電圧を高くする理由で
あるが、直流母線電圧以上の電圧をインバータ１５から
出力することはできない。圧縮機１４は電動機負荷であ
るが、電動機の場合、電動機に印加される電圧にて出力
が決定され、電圧が低いと必要とする出力を電動機が出
力できなくなる。従って、負荷が重くなった場合、直流
母線電圧を高くするため、倍電圧整流に切り替えるよう
に動作させる。

【００７９】以上のようにリレー２５を動作させる以外
は、前述までの実施の形態１もしくは２と回路構成およ
び制御方法が変わるものではないので、前記実施の形態
１や２で述べたものと同等の効果があるのは言うまでも
ない。それ以上に、リレー２５によって各負荷領域にお
いて電源装置だけでなく、負荷として接続されている圧
縮機やインバータの効率を上昇させることができ、前記
実施の形態１および２の発明より高い効果を有する電源
装置を提供することができる。

【００８０】実施の形態４．図１３は本発明の実施の形
態４を示す回路ブロック図である。図１３において、図
８と同一構成要素は同じ番号を付し、説明を略する。図
１３において、３０は１つのパッケージとなっている半
導体であり、ＡからＧで示してあるのは半導体３０の端
子である。

【００８１】図１３に示すように、図８に示すスイッチ
素子１０、ダイオードブリッジ１１、整流器２の３ケの
部品を１つの半導体とすることができるので、装置の小
型化軽量化を実現できる。また、本発明の制御方法は、
図２に示すような一部区間を高周波にてスイッチ素子を
動作させるものであり、ノイズが発生するが、電源短絡
手段７と整流器２との配線距離を短くすることによっ
て、スイッチ動作にて発生するノイズを低減させること
が可能となり、装置の信頼性を向上させることができ
る。また、加工に要する作業が少なくなり、作業に対す
る信頼性および作業性を向上させ、作業にかかる費用を
低減させることができる。

【００８２】図１３には、図８に示した回路ブロックを
１つの半導体モジュールとしたが、なにも図８の回路構
成に限ったことではなく、図９、図１０、図１１に示す
回路構成でも１つの半導体としても上記と同等な効果が
あることは言うまでもない。

【００８３】また、図１３では、パワー素子のみを半導
体化することにて説明しているが、同期信号生成部６も
しくはＰＷＭ制御部８の何れか一方または両方を上記半
導体内部に含めても、同等の効果を有することは言うま
でもない。さらに、パワー系回路と制御信号系回路とを
隣接することによって、ノイズに対する影響を極力小さ
くできるので、スイッチ素子の誤作動がなくなり、誤作
動防止用素子を廃止することができ、コスト低減を実現
できる。また、部品を集約でき、更なる小型化軽量化に
寄与し、作業性が向上、作業に必要とする費用を低減で
きる。

【００８４】さらに、インバータ１５の６ケの素子をも
前記半導体に含めると、更なる装置の小型化軽量化が実
現できる。また、部品の集約による一括放熱を行うこと
ができ、半導体部品への発熱対策の信頼性を向上させる
ことができる。さらに、部品数低減による作業性も向上
させることができ、作業にかかる費用も更に低減でき
る。また、ノイズ発生原因を集約したことによって、ノ
イズ発生部分を特定化でき、ノイズ対策を容易にし、装
置の信頼性を向上させることができる。また、配線の短
縮化によるノイズ発生量を一段と抑制することも可能と
なる。

【００８５】本実施の形態においては、電源短絡手段を
設けて電源装置を構成し、負荷に応じた電源短絡手段を
ＰＷＭ制御することによって、負荷に応じた力率に向上
させることができ、かつ電源高調波電流をも抑制するこ
とができる。更に、簡易な方法にて行う力率改善方式の
場合、リアクトルより発生してしまう異音や騒音をもオ
ンｄｕｔｙをＰＷＭによる制御にて異音や騒音を完全に
防止する方法を提供することが可能となる。

【００８６】また、リアクトルのばらつきや温度変化な
どにて変化するリアクトルの固有振動数にも影響される
ことのない方法であるため、製品を量産した際の製品ば
らつきによる騒音発生の信頼性を高めることができる。
また、電源半周期の一部期間のみのＰＷＭであるため、
ＰＷＭによる動作損失が少なく、全区間動作させる方式
よりも効率を高め、ＰＷＭによるノイズ発生量を低減す
ることもできる。

【００８７】さらに、通常、リアクトル３自身の騒音対
策のため、巻線や鉄心をモールドしたり、遮音密閉した
りして対策されるが、騒音原因となるｄｉ／ｄｔを小さ
くして騒音、異音を低減したため、モールドや遮音密閉
する必要がなくなり、解体、分解が容易になり、リサイ
クル性を向上させることができる。

【００８８】また、ｄｉ／ｄｔが小さくなるように電源
短絡手段７を動作させればよいので、平滑コンデンサ４
の充電電流が流れる前後にて電源短絡手段７を図５に示
すように交流電源１のピークまではＰＷＭのオンｄｕｔ
ｙは小さくなるように動作させ、ピーク以後のオン開始
時刻はオンｄｕｔｙを小さい状態から開始させていって
も異音や騒音は前記方法と同等の効果があることは言う
までもなく、平滑コンデンサ４の充電電流前後にて電源
短絡手段７を動作させているので、前記方法よりも力率
を向上させる更なる効果を有する。

【００８９】さらには、圧縮機１４およびインバータ１
５を負荷５としたことによって、負荷５の負荷量を検出
する負荷量検出部９は既存のインバータ制御部１７およ
び位置検出部１６にて代用することができ、コストアッ
プ無しで負荷量を検出することが可能となるので、負荷
量に応じた細かな力率改善の制御が可能になる。

【００９０】また、圧縮機に適用する場合、スイッチ素
子を電源半周期中の一部区間のみの動作であるため、電
源半周期中の全区間スイッチ素子を動作させるより、漏
洩電流が低減できる。特に、ＨＦＣなどの誘電率の高い
代替冷媒に使用する場合、代替冷媒による漏洩電流増加
分を抑制できる。

【００９１】また、リレー２５を追加することによっ
て、各負荷領域において、電源装置部分の効率だけでな
く、負荷として接続されている圧縮機やインバータの効
率を上昇させることができ、前記実施の形態１および２
の発明より高い効果を有する電源装置を提供することが
できる。

【００９２】スイッチ素子１０、ダイオードブリッジ１
１、整流器２の３ケの部品を１つの半導体とすることが
できるので、装置の小型化軽量化を実現できる。また、
一部区間を高周波にてスイッチ素子を動作させるもので
あり、ノイズが発生するが、電源短絡手段７と整流器２
との配線距離を短くすることによって、スイッチ動作に
て発生するノイズを低減させることが可能となり、装置
の信頼性を向上させることができる。また、加工に要す
る作業が少なくなり、作業に対する信頼性および作業性
を向上させ、作業にかかる費用を低減させることができ
る。

【００９３】

【発明の効果】本発明は、以上の構成により、力率改善
を簡易な制御によって実現し且つ、騒音も低減すること
が可能となる。

【図面の簡単な説明】

【図１】 本発明の実施の形態１を示す回路ブロック図
である。

【図２】 本発明の実施の形態１を示す動作波形図であ
る。

【図３】 本発明の実施の形態１を説明するための従来
技術の動作波形図である。

【図４】 本発明の実施の形態１を説明するための異音
発生部の電流波形図である。

【図５】 本発明の他の実施の形態１を示す動作波形図
である。

【図６】 本発明の他の実施の形態１を示す回路ブロッ
ク図である。

【図７】 本発明の他の実施の形態１を示す回路ブロッ
ク図である。

【図８】 本発明の実施の形態２を示す回路ブロック図
である。

【図９】 本発明の他の実施の形態２を示す回路ブロッ
ク図である。

【図１０】 本発明の他の実施の形態２を示す回路ブロ
ック図である。

【図１１】 本発明の他の実施の形態２を示す回路ブロ
ック図である。

【図１２】 本発明の実施の形態３を示す回路ブロック
図である。

【図１３】 本発明の実施の形態４を示す回路ブロック
図である。

【図１４】 従来の技術を示す回路ブロック図である。

【図１５】 従来の技術を示す回路の動作波形図であ
る。

【図１６】 本発明の実施の形態１のＰＷＭ制御の説明
図である。

【符号の説明】

２ 整流器、３ リアクトル、４ 平滑コンデンサ、６
同期信号生成部、７電源短絡手段、８ ＰＷＭ制御
部、１４ 圧縮機、１５ インバータ。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 坂廼辺 和憲 東京都千代田区丸の内二丁目２番３号 三 菱電機株式会社内 Ｆターム(参考） 5H006 AA01 AA02 BB05 CA07 CB01 CB04 CB08 CC01 CC08 DB01 DC02 5H007 AA01 AA02 BB06 CA01 CB05 CC01 DB01 DC02 DC05 EA02

Claims (23)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 交流電源からの交流電圧を直流電圧に整
   流する整流器と、この整流器に接続されたリアクトル
   と、前記交流電源を短絡する短絡手段と、交流電源に同
   期した信号に基づいて、パルス幅変調信号を前記短絡手
   段へ出力する制御手段とを備えたことを特徴とする電源
   装置。
2. 【請求項２】 交流電源からの交流電圧を直流に整流す
   る整流器と、この整流器に接続されたリアクトルと、前
   記整流器の出力電圧を平滑する平滑手段と、前記交流電
   源を短絡する短絡手段と、交流電源に同期した信号に基
   づいて、前記平滑手段への充電電流が流れ出す前までパ
   ルス幅変調信号を前記短絡手段へ出力する制御手段とを
   備えたことを特徴とする電源装置。
3. 【請求項３】 交流電源からの交流電圧を直流に整流す
   る整流器と、この整流器に接続されたリアクトルと、前
   記整流器の出力電圧を平滑する平滑手段と、この平滑手
   段と接続する負荷手段と、前記交流電源を短絡する短絡
   手段と、前記負荷手段の負荷量を検出する負荷量検出手
   段と、前記負荷手段の負荷量に基づいてパルス幅変調信
   号を前記短絡手段へ出力する制御手段とを備えたことを
   特徴とする電源装置。
4. 【請求項４】 上記制御手段は交流電源に同期した電源
   同期信号に基づいて短絡手段を予め決められた所定の期
   間だけ開閉動作し、所定期間中の動作をパルス幅変調制
   御することを特徴とする請求項１に記載の電源装置。
5. 【請求項５】 前記制御手段は交流電源の電源同期信号
   に基づいて決められた所定期間だけ遅延され、前記平滑
   手段への充電電流が流れ出す前までの前半期間と前記平
   滑手段への充電電流のピークからある所定時間だけ遅延
   され、交流電源の電圧極性変化点より所定時間前までの
   後半期間と２つの期間のパルス幅変調信号を出力するこ
   とを特徴とする請求項１に記載の電源装置。
6. 【請求項６】 前記制御手段は開閉動作によって発生す
   る音を低減するようなパルス幅としたパルス幅変調信号
   を出力することを特徴とする請求項１ないし３に記載の
   電源装置。
7. 【請求項７】 前記短絡手段が開閉動作する所定期間の
   終了時は前記制御手段のパルス幅変調信号を小さくする
   ことを特徴とする請求項６に記載の電源装置。
8. 【請求項８】 前記短絡手段が開閉動作する所定期間
   中、前記制御手段のパルス幅変調信号を徐々に減少して
   いくことを特徴とする請求項６に記載の電源装置。
9. 【請求項９】 前記短絡手段が開閉動作する所定の期間
   中、前記制御手段のパルス幅変調信号を所定の前半期間
   の終了時と所定の後半期間の開始時は小さくすることを
   特徴とする請求項５に記載の電源装置。
10. 【請求項１０】 前記短絡手段が開閉動作する所定の期
    間中、前記制御手段のパルス幅変調信号を前記前半期間
    中は徐々に減少し、前記後半期間中は徐々に増加してい
    くことを特徴とする請求項５に記載の電源装置。
11. 【請求項１１】 前記制御手段のパルス幅変調信号は、
    予め決められた最大値と予め決められた最小値とを直線
    的に変化することを特徴とする請求項６に記載の電源装
    置。
12. 【請求項１２】 前記制御手段のパルス幅変調信号は、
    交流電源の電圧値に応じて変化することを特徴とする請
    求項６に記載の電源装置。
13. 【請求項１３】 前記制御手段のパルス幅変調信号は、
    交流電源の電源同期信号に基づいて予め与えられた数式
    に応じて変化することを特徴とする請求項６に記載の電
    源装置。
14. 【請求項１４】 短絡手段とリアクトルは直流側に配置
    され、整流器の出力側をリアクトルを介して短絡するよ
    う構成されたことが特徴である請求項６に記載の電源装
    置。
15. 【請求項１５】 短絡手段は直流側、リアクトルは交流
    側に配置され、整流器の出力側を短絡手段にて短絡する
    よう構成されたことが特徴である請求項６に記載の電源
    装置。
16. 【請求項１６】 短絡手段とリアクトルは交流側に配置
    され、整流器の入力側だけで短絡手段にて短絡するよう
    に構成されたことが特徴である請求項６に記載の電源装
    置。
17. 【請求項１７】 短絡手段およびリアクトルは交流側に
    配置され、且つ倍電圧整流と全波整流とをリレーによっ
    て切り替えることが可能な整流器とを備え、負荷量に応
    じて倍電圧と全波整流とを切り替えることが特徴である
    請求項３に記載の電源装置。
18. 【請求項１８】 前記短絡手段および整流器を１つの半
    導体とすることを特徴とする請求項６に記載の電源装
    置。
19. 【請求項１９】 前記短絡手段、整流器、制御手段とを
    １つの半導体とすることを特徴とする請求項３に記載の
    電源装置。
20. 【請求項２０】 前記平滑コンデンサに並列に接続され
    ている負荷はスイッチ素子６ケにて構成されたインバー
    タであり、インバータを構成する６ケのスイッチ素子も
    前記半導体内部に取り入れた半導体を使用していること
    を特徴とする請求項１８又は１９に記載の電源装置。
21. 【請求項２１】 前記請求項１ないし請求項２０に記載
    の電源装置を電動機に設けたことを特徴とする電動機。
22. 【請求項２２】 前記請求項１ないし請求項２０に記載
    の電源装置を圧縮機駆動システムに設けたことを特徴と
    する圧縮機駆動システム。
23. 【請求項２３】 前記圧縮機駆動システムの圧縮機はＨ
    ＦＣ系冷媒を用いたことを特徴とする請求項２２記載の
    圧縮機駆動システム。