JP2001136059A - プリスケーラ及びpll回路 - Google Patents
プリスケーラ及びpll回路Info
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- H03L7/193—Indirect frequency synthesis, i.e. generating a desired one of a number of predetermined frequencies using a frequency- or phase-locked loop using a frequency divider or counter in the loop a time difference being used for locking the loop, the counter counting between fixed numbers or the frequency divider dividing by a fixed number the frequency divider/counter comprising a commutable pre-divider, e.g. a two modulus divider
Abstract
周比切り替え動作の誤動作に対するマージン時間を十分
に確保し得るプリスケーラを提供する。 【解決手段】プリスケーラは、分周比切り替え信号OR
に基づいて、分周比を切り替えながら入力信号fvcoを
分周する分周切り替え部Cと、分周切り替え部Cの出力
信号を所定の分周比で分周するエクステンダ部Eとで構
成される。エクステンダ部Eは、同期型カウンタで構成
されて、その動作遅延時間が短縮される。
Description
を設定された周波数に一致させるように動作するPLL
回路に関するものである。
信機器にPLL回路が使用されている。このようなPL
L回路では、移動体通信機器の利便性を向上させるため
に、出力信号周波数を所望の周波数に速やかに切り換え
る必要がある。そこで、PLL回路のロックアップ時間
の短縮化が必要となっている。
す。発振器1は水晶振動子の発信に基づく固有周波数の
基準クロック信号CKを基準分周器2に出力する。基準
分周器2はカウンタ回路で構成され、シフトレジスタ3
で設定される分周比に基づいて、前記基準クロック信号
CKを分周して、基準信号frを位相比較器4に出力す
る。
比較信号fpが出力される。そして、位相比較器4は前
記基準信号frと比較信号fpとの周波数差及び位相差
に応じたパルス信号ΦR,ΦPをチャージポンプ6に出
力する。
4から出力されるパルス信号ΦR,ΦPに基づいて、出
力信号SCPをローパスフィルタ(以下LPFとする)
7に出力する。
成分が含まれたものであり、その直流成分はパルス信号
ΦR,ΦPの周波数変動にともなって変化し、パルス成
分はパルス信号ΦR,ΦPの位相差に基づいて変化す
る。
信号SCPを平滑して高周波成分を除去した出力信号S
LPFを電圧制御発振器(以下VCOとする)8に出力
する。
SLPFの電圧値に応じた周波数の出力信号fvcoを外
部回路に出力するとともに、前記比較分周器5に出力す
る。前記比較分周器5は、パルススワロー方式であっ
て、プリスケーラ9と、メインカウンタ10と、スワロ
ーカウンタ11と、制御回路12とから構成される。
リスケーラ9に入力され、そのプリスケーラ9は入力信
号fvcoの周波数をM分周若しくはM+1分周して、メ
インカウンタ10及びスワローカウンタ11に出力信号
Poutとして出力する。
ラ9の出力信号PoutをA分周して、その出力信号を前
記制御回路12に出力する。前記制御回路12は、スワ
ローカウンタ11の分周信号に基づいて、前記プリスケ
ーラ9に例えばHレベルのモジュール制御信号MDを出
力し、プリスケーラ9はそのモジュール制御信号MDに
基づいて、入力信号fvcoをM分周した出力信号Poutを
出力する。
スをカウントしている間は、制御回路12は例えばLレ
ベルのモジュール制御信号MDを出力し、プリスケーラ
9はそのモジュール制御信号MDに基づいて、入力信号
fvcoをM+1分周した出力信号Poutを出力する。
シフトレジスタ3で設定され、プリスケーラ9の出力信
号PoutをN分周して、前記位相比較器4に比較信号f
pとして出力する。また、メインカウンタ10の分周信
号は前記制御回路12に出力され、制御回路12はメイ
ンカウンタ10が入力信号PoutをN分周する毎に、ス
ワローカウンタ11に起動信号を出力する。
タ10がプリスケーラ9の出力信号PoutをN分周する
毎にスワローカウンタ11が動作して、プリスケーラ9
の出力信号Poutをカウントする。
に従って説明する。前記VCO8の出力信号fvcoは、
バッファ回路13を介して、分周切り替え部Cを構成す
る同期型フリップフロップ回路FF1〜FF3に入力信
号CK,XCKとして入力される。前記フリップフロッ
プ回路FF1〜FF3はDフリップフロップ回路で構成
される。
号QH,XQHは、前記フリップフロップ回路FF2に
データXD,Dとして入力される。前記フリップフロッ
プ回路FF2の出力信号QHは、OR回路14aに入力
され、出力信号XQHはOR回路14bに入力される。
プフロップ回路FF1にデータとして入力され、OR回
路14bの出力信号はフリップフロップ回路FF3にデ
ータとして入力される。
号XQHは、前記OR回路14aに入力される。前記フ
リップフロップ回路FF1の出力信号XQは、非同期型
のエクステンダ部Eを構成するフリップフロップ回路T
FF1,TFF2のうち、同TFF1に入力信号CKと
して入力される。
信号Qは、前記フリップフロップ回路TFF2に入力信
号CKとして入力され、その出力信号Qはバッファ回路
15に入力される。
F2には、バイアス回路16から出力される定電圧が入
力信号XCKとして入力され、バッファ回路15から前
記出力信号Poutが出力される。
F2の出力信号QHは、OR回路14cに入力され、そ
のOR回路14cには前記モジュール制御信号MDが入
力される。また、前記OR回路14cの出力信号OR
は、前記OR回路14bに入力される。
F2は、それぞれ図13に示す回路で構成される。この
回路は、クロック信号CKが立ち上がる毎に出力信号Q
及び相補出力信号QH,XQHが反転するように動作す
る。従って、各フリップフロップ回路TFF1,TFF
2は、フリップフロップ回路FF1の出力信号XQを4
分周する回路として動作する。
4に従って説明する。VCO8の出力信号fvcoが入力
されると、フリップフロップ回路FF1,FF2の動作
により、フリップフロップ回路FF1から入力信号fvc
oを4分周した出力信号XQが出力される。
Qは、フリップフロップ回路FF1の出力信号XQを2
分周、すなわち入力信号fvcoを8分周した信号とな
り、フリップフロップ回路TFF2の出力信号Qは、入
力信号fvcoを16分周した信号となる。
ば、OR回路14cの出力信号ORは、フリップフロッ
プ回路TFF1,TFF2の出力信号Qに基づいて決定
される。
fvcoのカウント始点SPから、その入力信号fvcoの1
2個のパルスをカウントするまでは、フリップフロップ
回路TFF1,TFF2の出力信号Qはその少なくとも
いずれかがHレベルとなるため、OR回路14cの出力
信号ORはHレベルとなる。
力信号XQHはLレベルに固定されている。入力信号f
vcoの12個のパルスをカウントすると、フリップフロ
ップ回路TFF1,TFF2の出力信号QがともにLレ
ベルとなるため、OR回路14cの出力信号ORはLレ
ベルとなる。
性化され、フリップフロップ回路FF1〜FF3の動作
により、フリップフロップ回路FF1から入力信号fvc
oを5分周した出力信号XQが出力される。
号MDがLレベルであれば、プリスケーラ9は入力信号
fvcoのM+1分周動作、すなわち17分周動作を行
う。また、モジュール制御信号MDがHレベルであれ
ば、OR回路14cの出力信号ORはHレベルに固定さ
れるため、フリップフロップ回路FF3は不活性化さ
れ、その出力信号はLレベルに固定される。
ルであれば、プリスケーラ9はM分周動作、すなわち1
6分周動作を行う。
路では、スワローカウンタ11の分周動作の開始にとも
なってモジュール制御信号MDがLレベルとなって、プ
リスケーラ9がM+1分周を行う。
1分周を開始するカウント始点SPから、モジュール制
御信号MDが立ち下がるまでに遅れ時間Tdが生じてい
る。この遅れ時間Tdは、プリスケーラ9のエクステン
ダ部E、スワローカウンタ11及び制御回路12の動作
遅延時間が積算されたものであり、遅れ時間Tdのう
ち、エクステンダ部Eを構成する2段のフリップフロッ
プ回路TFF1,TFF2の動作遅延時間の占める割合
が大きい。
力信号fvcoの周波数に関わらず、ほぼ一定であるた
め、入力信号fvcoの周波数の周波数が高くなるにつれ
て、マージン時間Tmが減少する。
って、遅れ時間Tdがフリップフロップ回路TFF2の
出力信号Qの1周期より長くなると、プリスケーラ9は
M+1分周動作を行うことができなくなり、誤動作とな
るとともに、M+1分周動作による周波数でロックアッ
プ動作を行うことができなくなるという問題点がある。
遅延時間を短縮して、分周比切り替え動作の誤動作に対
するマージン時間を十分に確保し得るプリスケーラを提
供することにある。
明図である。すなわち、プリスケーラは、分周比切り替
え信号ORに基づいて、分周比を切り替えながら入力信
号fvcoを分周する分周切り替え部Cと、分周切り替え
部Cの出力信号を所定の分周比で分周するエクステンダ
部Eとで構成される。エクステンダ部Eは、同期型カウ
ンタで構成されて、その動作遅延時間が短縮される。
の発明を具体化したプリスケーラの第一の実施の形態を
示す。前記従来例と同様なPLL回路で使用されるプリ
スケーラ21aは、エクステンダ部Eの構成を除いて、
前記従来例のプリスケーラ9の構成と同一である。
プフロップ回路DFF1,DFF2で構成される。2段
のDフリップフロップ回路DFF1,DFF2には、分
周切り替え部Cのフリップフロップ回路FF1の出力信
号XQがともに入力信号CKとして入力される。
補出力信号QH,XQHは、Dフリップフロップ回路D
FF2に相補入力信号XD,Dとして入力され、Dフリ
ップフロップ回路DFF2の相補出力信号QH,XQH
は、Dフリップフロップ回路DFF1に入力信号D,X
Dとして入力される。
FF2の出力信号QHは、OR回路14cに入力され、
Dフリップフロップ回路DFF2の出力信号Qは、出力
バッファ回路15に入力される。そして、出力バッファ
回路15から出力信号Poutが出力される。
図3に示すように、入力信号D,XDと、入力信号C
K,XCKに基づいて動作する公知の回路で構成され
る。また、図4に示すように、前記Dフリップフロップ
回路DFF2は、出力信号Qを出力するために、Dフリ
ップフロップ回路DFF1の構成に出力バッファ22を
加えたものである。Dフリップフロップ回路DFF2に
おいて、出力信号QHと出力信号Qとは同相である。
DFF2には、入力信号CKの振幅の中間レベルの基準
電圧が入力信号XCKとして前記バイアス回路16から
入力される。
は、各Dフリップフロップ回路DFF1,DFF2の動
作により、フリップフロップ回路FF1の出力信号XQ
を4分周するグレイコードカウンタとして動作する。
ロップ回路DFF1,DFF2は、フリップフロップ回
路FF1の出力信号XQを4分周した出力信号QH,Q
を出力し、その出力信号QH,Qは1/4周期位相がず
れている。
aの動作を図5に従って説明する。VCO8の出力信号
fvcoが入力されると、フリップフロップ回路FF1,
FF2の動作により、フリップフロップ回路FF1から
入力信号fvcoを4分周した出力信号XQが出力され
る。
2の出力信号QH,Qは、ともにフリップフロップ回路
FF1の出力信号XQを4分周、すなわち入力信号fvc
oを16分周し、かつDフリップフロップ回路DFF1
の出力信号QHと、Dフリップフロップ回路DFF2の
出力信号QHとは、位相が1/4周期分ずれた信号とな
る。
いない場合には、モジュール制御信号MDはHレベルと
なるため、Dフリップフロップ回路DFF1,DFF2
の出力信号QHに関わらず、OR回路14cの出力信号
ORはHレベルとなり、フリップフロップ回路FF3は
不活性化される。
FF2、DFF1,DFF2の動作により、入力信号f
vcoを16分周した出力信号Poutが出力される。スワロ
ーカウンタ11が分周動作を開始すると、モジュール制
御信号MDがLレベルとなる。
は、Dフリップフロップ回路DFF1,DFF2の出力
信号QHに基づいて決定される。すなわち、M+1分周
動作を開始するカウント始点SPから、その入力信号f
vcoの12個のパルスをカウントするまでは、Dフリッ
プフロップ回路DFF1,DFF2の出力信号QHは、
その少なくともいずれかがHレベルとなるため、OR回
路14cの出力信号ORはHレベルとなる。
3の出力信号XQHはLレベルに固定されている。入力
信号fvcoの12個のパルスをカウントを終了すると、
フリップフロップ回路DFF1,DFF2の出力信号Q
HがともにLレベルとなるため、OR回路14cの出力
信号ORはLレベルとなる。
性化され、フリップフロップ回路FF1〜FF3の動作
により、フリップフロップ回路FF1から入力信号fvc
oを5分周した出力信号XQが出力される。
号MDがLレベルであれば、プリスケーラ21aは入力
信号fvcoのM+1分周動作、すなわち17分周動作を
行う。
+1分周を開始するカウント始点SPから、モジュール
制御信号MDが立ち下がるまでに遅れ時間Tdxが生じ
ている。
aのエクステンダ部E、スワローカウンタ11及び制御
回路12の動作遅延時間が積算されたものであるが、同
期型フリップフロップ回路DFF1,DFF2で構成さ
れたエクステンダ部Eの動作遅延時間は、非同期型フリ
ップフロップ回路TFF1,TFF2で構成された従来
のエクステンダ部の動作遅延時間に対し十分に短くな
る。
を接続してカウンタを構成した場合、非同期型Tフリッ
プフロップ回路で構成したカウンタは、その動作遅延時
間が積算されるのに対し、同期型Dフリップフロップ回
路で構成したカウンタは動作遅延時間が積算されること
はない。
遅れ時間Tdより十分に短くなり、マージン時間Tmが
長くなる。上記のように構成されたプリスケーラ21a
及びPLL回路では、次に示す作用効果を得ることがで
きる。
部EをDフリップフロップ回路DFF1,DFF2より
なる同期型カウンタで構成したことにより、エクステン
ダ部Eの動作遅延時間を短縮することができる。
短縮することができるので、モジュール制御信号MDの
遅れ時間Tdxを短縮して、マージン時間Tmを十分に
確保することができる。
ことができるので、プリスケーラ21aの入力信号fvc
oの周波数が高くなっても、M+1分周動作の誤動作を
防止することができる。
実に行うことができるので、PLL回路のロックアップ
時間を短縮することができる。 (第二の実施の形態)図6は、第二の実施の形態のプリ
スケーラを示す。この実施の形態のプリスケーラ21b
は、エクステンダ部Eにおいて、前記第一の実施の形態
のDフリップフロップ回路DFF1,DFF2に加え
て、同様な構成のDフリップフロップ回路DFF1,D
FF2をさらに接続して、64分周動作と、64+1分
周動作を行う同期型カウンタを構成したものである。
動作遅延時間は、Dフリップフロップ回路の2段分の動
作遅延時間となる。従って、非同期型カウンタで同様な
分周比のエクステンダ部を構成する場合に比して、モジ
ュール制御信号MDの遅れ時間を短縮することができる
ので、第一の実施の形態と同様な作用効果を得ることが
できる。 (第三の実施の形態)図7は、第三の実施の形態のプリ
スケーラを示す。この実施の形態のプリスケーラ21c
は、エクステンダ部Eにおいて、前記第一の実施の形態
のDフリップフロップ回路DFF1,DFF2に加え
て、さらに3段のDフリップフロップ回路DFF1RS
と、1段のDフリップフロップ回路DFF2RSとで、
ジョンソンカウンタ形式の8分周同期型カウンタを接続
することにより、128分周動作と、128+1分周動
作を行う同期型カウンタを構成したものであるこのよう
なジョンソンカウンタ形式の同期型カウンタでは、電源
投入時に各フリップフロップ回路に適切なデータがラッ
チされない場合、正常な分周比を得ることができない。
そこで、この実施の形態では、電源投入時に各Dフリッ
プフロップ回路DFF1RS,DFF2RSにリセット
信号RSを出力するクリア回路23が設けられている。
の具体的構成を図8に示し、前記Dフリップフロップ回
路DFF2RSの具体的構成を図9に示す。図8に示す
Dフリップフロップ回路DFF1RSは、図3に示すD
フリップフロップ回路DFF1にリセット動作を行うた
めのトランジスタTr1を追加したものであり、図9に示
すDフリップフロップ回路DFF2RSは、図4に示す
Dフリップフロップ回路DFF2にリセット動作を行う
ためのトランジスタTr2を追加したものである。
おいても、Hレベルのリセット信号が入力されると、ト
ランジスタTr1,Tr2がオンされて、出力信号がリセッ
トされるようになっている。
動作遅延時間は、Dフリップフロップ回路の2段分の動
作遅延時間となる。従って、非同期型カウンタで同様な
分周比のエクステンダ部を構成する場合に比して、モジ
ュール制御信号MDの遅れ時間を短縮することができる
ので、第一の実施の形態と同様な作用効果を得ることが
できる。 (第四の実施の形態)図10は、第四の実施の形態のプ
リスケーラを示す。この実施の形態のプリスケーラ21
dは、エクステンダ部Eにおいて、前記第二の実施の形
態のDフリップフロップ回路DFF1,DFF2の前段
にTフリップフロップ回路TFFを加えることにより、
128分周動作と、128+1分周動作を行うカウンタ
を構成したものである。
動作遅延時間は、Tフリップフロップ回路の1段分と、
Dフリップフロップ回路の2段分の動作遅延時間とな
る。従って、非同期型カウンタで同様な分周比のエクス
テンダ部を構成する場合に比して、モジュール制御信号
MDの遅れ時間を短縮することができるので、第一の実
施の形態と同様な作用効果を得ることができる。
型カウンタのみで構成する場合に比して、回路構成を簡
略化することができる。上記実施の形態は、次に示すよ
うに変更することもできる。・エクステンダ部Eに使用
する同期式カウンタは、グレイコードカウンタ、ジョン
ソンカウンタ、リングカウンタ等としてもよい。
テンダ部の動作遅延時間を短縮して、分周比切り替え動
作の誤動作に対するマージン時間を十分に確保し得るプ
リスケーラを提供することができる。
構成図である。
ある。
ある。
である。
構成図である。
構成図である。
ある。
ある。
路構成図である。
る。
である。
図である。
Claims (5)
- 【請求項1】 分周比切り替え信号に基づいて、分周比
を切り替えながら入力信号を分周する分周切り替え部
と、 前記分周切り替え部の出力信号を所定の分周比で分周す
るエクステンダ部とを備えたプリスケーラであって、 前記エクステンダ部を同期型カウンタで構成したことを
特徴とするプリスケーラ。 - 【請求項2】 分周比切り替え信号に基づいて、分周比
を切り替えながら入力信号を分周する分周切り替え部
と、 前記分周切り替え部の出力信号を所定の分周比で分周す
るエクステンダ部とを備えたプリスケーラであって、 前記エクステンダ部を、同期型カウンタと、非同期型カ
ウンタとで構成したことを特徴とするプリスケーラ。 - 【請求項3】 前記同期型カウンタは、同期型Dフリッ
プフロップ回路で構成したことを特徴とする請求項1乃
至2のいずれかに記載のプリスケーラ。 - 【請求項4】 前記非同期型カウンタは、非同期型Tフ
リップフロップ回路で構成したことを特徴とする請求項
2記載のプリスケーラ。 - 【請求項5】 基準クロック信号を分周して基準信号を
生成する基準部分周器と、 前記基準信号と、比較信号との位相を比較する位相比較
器と、 前記位相比較器の出力信号を電圧信号に変換するチャー
ジポンプと、 前記チャージポンプの出力信号を平滑するローパスフィ
ルタと、 前記ローパスフィルタの出力電圧に基づく周波数のパル
ス信号を出力する電圧制御発振器と、 前記電圧制御発振器の出力信号を分周して、前記比較信
号として出力する比較分周器とからなるPLL回路であ
って、 前記比較分周器は、 前記電圧制御発振器の出力信号を、モジュール制御信号
に基づいて、異なる分周比で分周した出力信号を出力す
るプリスケーラと、 前記プリスケーラの出力信号を分周するメインカウンタ
と、 前記プリスケーラの出力信号を分周するスワローカウン
タと、 前記メインカウンタとスワローカウンタのカウント信号
に基づいて、前記モジュール制御信号を生成する制御回
路とから構成し、 前記プリスケーラは、 前記分周比切り替え信号に基づいて、分周比を切り替え
ながら入力信号を分周する分周切り替え部と、 前記分周切り替え部の出力信号を所定の分周比で分周す
るエクステンダ部とから構成し、 前記エクステンダ部の少なくとも一部を同期型カウンタ
で構成したことを特徴とするPLL回路。
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