JP2001043682A - 半導体装置 - Google Patents
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 微小信号を増幅する装置を含む半導体装置に
おいて、特に不純物濃度や加工寸法の制御が困難な微細
な寸法パターンを用いるため装置を構成する素子の特性
がばらついてしまう半導体装置の高精度化，高速化を図
る。 【解決手段】 ＭＯＳトランジスタＭ３，Ｍ４を介して
ＭＯＳトランジスタＭ１，Ｍ２のドレインとゲートを接
続する。また、ＭＯＳトランジスタＭ１，Ｍ２及びＭＯ
ＳトランジスタＭ７，Ｍ８のそれぞれの共通ソースに供
給される電位を３段階に変化させる。 【効果】 増幅回路からみて等価的な同相入力を実現す
ることができるため、特性変動に依存せずに高速に増幅
動作が可能な半導体装置を実現できる。
おいて、特に不純物濃度や加工寸法の制御が困難な微細
な寸法パターンを用いるため装置を構成する素子の特性
がばらついてしまう半導体装置の高精度化，高速化を図
る。 【解決手段】 ＭＯＳトランジスタＭ３，Ｍ４を介して
ＭＯＳトランジスタＭ１，Ｍ２のドレインとゲートを接
続する。また、ＭＯＳトランジスタＭ１，Ｍ２及びＭＯ
ＳトランジスタＭ７，Ｍ８のそれぞれの共通ソースに供
給される電位を３段階に変化させる。 【効果】 増幅回路からみて等価的な同相入力を実現す
ることができるため、特性変動に依存せずに高速に増幅
動作が可能な半導体装置を実現できる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、微小信号を増幅す
る装置を含む半導体装置において、特に不純物濃度や加
工寸法の制御が困難な微細な寸法パタ−ンを用いるため
装置を構成する素子の特性がばらついてしまう半導体装
置の高精度化，高速化に関する。
る装置を含む半導体装置において、特に不純物濃度や加
工寸法の制御が困難な微細な寸法パタ−ンを用いるため
装置を構成する素子の特性がばらついてしまう半導体装
置の高精度化，高速化に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来、微細な寸法パタ−ンを用いて製造
される微小信号を増幅する装置を含む半導体装置とし
て、ＬＳＩハンドブック（電子通信学会編，オ−ム社，
１９８４年），第４８６〜４９９頁に記載のダイナミッ
ク形ランダムアクセスメモリ（ＤＲＡＭ）が良く知られ
ている。図２３に本発明に関する部分を示す。なお、以
下の説明において図面では記号にオ−バ−ラインを付け
て表したコンプリメンタリ信号は記号の前に／を付けて
表し、また特にことわらない限り端子名を表す記号は同
時に配線名，信号名も兼ね電源の場合はその電圧値も兼
ねるものとする。図２３において、ＭＣ１がメモリセ
ル、ワ−ド線がＷ１、デ−タ線がＤ１，／Ｄ１、デ−タ
線増幅回路がＲＡでありＰＰ，ＰＮがその制御信号、Ｐ
ＣＣはプリチャ−ジ回路でありＰＣがその制御信号であ
る。ＭＯＳトランジスタＭ１，Ｍ２ではデ−タ線の微小
信号電圧差に応じた微小信号電流差を発生し、その出力
信号線がＲＯ，／ＲＯであり、ＲＭがスイッチング回
路、ＹＳＲがＲＭの制御信号である。また、ＷＩ，／Ｗ
Ｉは書込み信号線でありＷＭがスイッチング回路、ＹＳ
ＷがＷＭの制御信号である。このようなＤＲＡＭの読出
し動作において、図２４に示すように、まず、増幅回路
ＲＡ１の入力端子Ｄ１，／Ｄ１をＨＶＤの電圧にプリチ
ャ−ジした後、ＰＣを低レベルとしＤ１，／Ｄ１をフロ
−ティングとする。次に、ワ−ド線Ｗ１を高レベルにす
ることによりメモリセルＭＣ１からデ−タ線Ｄ１ヘ信号
が発生しこの電位がわずかに変化する。このＤ１とＨＶ
Ｄのままの／Ｄ１との電位差をＲＡによって検知し増幅
を行う。
される微小信号を増幅する装置を含む半導体装置とし
て、ＬＳＩハンドブック（電子通信学会編，オ−ム社，
１９８４年），第４８６〜４９９頁に記載のダイナミッ
ク形ランダムアクセスメモリ（ＤＲＡＭ）が良く知られ
ている。図２３に本発明に関する部分を示す。なお、以
下の説明において図面では記号にオ−バ−ラインを付け
て表したコンプリメンタリ信号は記号の前に／を付けて
表し、また特にことわらない限り端子名を表す記号は同
時に配線名，信号名も兼ね電源の場合はその電圧値も兼
ねるものとする。図２３において、ＭＣ１がメモリセ
ル、ワ−ド線がＷ１、デ−タ線がＤ１，／Ｄ１、デ−タ
線増幅回路がＲＡでありＰＰ，ＰＮがその制御信号、Ｐ
ＣＣはプリチャ−ジ回路でありＰＣがその制御信号であ
る。ＭＯＳトランジスタＭ１，Ｍ２ではデ−タ線の微小
信号電圧差に応じた微小信号電流差を発生し、その出力
信号線がＲＯ，／ＲＯであり、ＲＭがスイッチング回
路、ＹＳＲがＲＭの制御信号である。また、ＷＩ，／Ｗ
Ｉは書込み信号線でありＷＭがスイッチング回路、ＹＳ
ＷがＷＭの制御信号である。このようなＤＲＡＭの読出
し動作において、図２４に示すように、まず、増幅回路
ＲＡ１の入力端子Ｄ１，／Ｄ１をＨＶＤの電圧にプリチ
ャ−ジした後、ＰＣを低レベルとしＤ１，／Ｄ１をフロ
−ティングとする。次に、ワ−ド線Ｗ１を高レベルにす
ることによりメモリセルＭＣ１からデ−タ線Ｄ１ヘ信号
が発生しこの電位がわずかに変化する。このＤ１とＨＶ
Ｄのままの／Ｄ１との電位差をＲＡによって検知し増幅
を行う。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】上記増幅において、ま
ず増幅回路ＲＡの入出力端子Ｄ１，／Ｄ１を同一の電位
であるＨＶＤにプリチャ−ジするが、ＲＡ内の４ヶのＭ
ＯＳトランジスタは各々特性のバラツキがありこの同一
電位の入力がこのＲＡにとっての同相入力ではない場合
が一般的である。このためこの等価的な差動入力を打ち
消すような入力信号が印加された場合増幅回路ＲＡの性
能は低下する。これは、寸法パタ−ンが微細となり４ヶ
のＭＯＳトランジスタ各々の特性のバラツキが大きくな
った場合に顕著となり、入力信号に対して反転した増幅
信号を得る場合もありえる。
ず増幅回路ＲＡの入出力端子Ｄ１，／Ｄ１を同一の電位
であるＨＶＤにプリチャ−ジするが、ＲＡ内の４ヶのＭ
ＯＳトランジスタは各々特性のバラツキがありこの同一
電位の入力がこのＲＡにとっての同相入力ではない場合
が一般的である。このためこの等価的な差動入力を打ち
消すような入力信号が印加された場合増幅回路ＲＡの性
能は低下する。これは、寸法パタ−ンが微細となり４ヶ
のＭＯＳトランジスタ各々の特性のバラツキが大きくな
った場合に顕著となり、入力信号に対して反転した増幅
信号を得る場合もありえる。
【０００４】そこで、本発明では微小信号を増幅する装
置を含む半導体装置において、特に不純物濃度や加工寸
法の制御が困難な微細な寸法パターンを用いるため装置
を構成する素子の特性がばらついてしまう半導体装置の
高精度化，高速化を図る。
置を含む半導体装置において、特に不純物濃度や加工寸
法の制御が困難な微細な寸法パターンを用いるため装置
を構成する素子の特性がばらついてしまう半導体装置の
高精度化，高速化を図る。
【０００５】
【課題を解決するための手段】例えば図３に示すよう
に、第１のＭＯＳトランジスタ（Ｍ１）と、第２のトラ
ンジスタ（Ｍ２）と、該第１のＭＯＳトランジスタ（Ｍ
１）のゲートに接続された第１の信号線（Ｉ１）と、該
第２のトランジスタ（Ｍ２）のゲートに接続された第２
の信号線（Ｉ２）と、第１と第２のＭＯＳトランジスタ
のソースに第１の電位を供給する電位供給手段（ＤＳ）
と、第１のＭＯＳトランジスタのゲートとドレインとの
間と第２のＭＯＳトランジスタのゲートとドレインとの
間に設置された第１のスイッチ群（Ｓ１１，Ｓ１２）
と、第１のＭＯＳトランジスタのドレインと第１の端子
との間と第２のＭＯＳトランジスタのドレインと第２の
端子との間に設置された第２のスイッチ群（Ｓ２１，Ｓ
２２）と、第１と第２の信号線に第２の電位を設定する
充放電手段（ＰＣＣ）と、第１の信号線（Ｉ１）に接続
された信号発生回路（ＭＣ）とを有するようにして、個
々の増幅回路の特性バラツキに応じて、それぞれの増幅
回路の特性のバラツキをキャンセルするようにその増幅
回路の入出力端子のプリチャージ電圧を変化させること
ができる構成にする。
に、第１のＭＯＳトランジスタ（Ｍ１）と、第２のトラ
ンジスタ（Ｍ２）と、該第１のＭＯＳトランジスタ（Ｍ
１）のゲートに接続された第１の信号線（Ｉ１）と、該
第２のトランジスタ（Ｍ２）のゲートに接続された第２
の信号線（Ｉ２）と、第１と第２のＭＯＳトランジスタ
のソースに第１の電位を供給する電位供給手段（ＤＳ）
と、第１のＭＯＳトランジスタのゲートとドレインとの
間と第２のＭＯＳトランジスタのゲートとドレインとの
間に設置された第１のスイッチ群（Ｓ１１，Ｓ１２）
と、第１のＭＯＳトランジスタのドレインと第１の端子
との間と第２のＭＯＳトランジスタのドレインと第２の
端子との間に設置された第２のスイッチ群（Ｓ２１，Ｓ
２２）と、第１と第２の信号線に第２の電位を設定する
充放電手段（ＰＣＣ）と、第１の信号線（Ｉ１）に接続
された信号発生回路（ＭＣ）とを有するようにして、個
々の増幅回路の特性バラツキに応じて、それぞれの増幅
回路の特性のバラツキをキャンセルするようにその増幅
回路の入出力端子のプリチャージ電圧を変化させること
ができる構成にする。
【０００６】上記の構成とすることにより増幅回路から
みて等価的な同相入力を実現することができるため、特
性変動に依存せずに高速に増幅動作が可能な半導体装置
を実現できる。
みて等価的な同相入力を実現することができるため、特
性変動に依存せずに高速に増幅動作が可能な半導体装置
を実現できる。
【０００７】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施例について述
べる。
べる。
【０００８】図１は本発明の概念を示す図である。ＳＡ
１〜ＳＡ３は微小な差動信号を増幅する回路、Ｄ１，／
Ｄ１〜Ｄ３，／Ｄ３はこの増幅回路の入出力端子、ＭＣ
１〜ＭＣ６は入力信号を発生する回路である。ＭＣ１〜
ＭＣ６の各々は例えばＭＣ１に示すように入力情報を記
憶しているＣ１とスイッチＳ１とで構成されている。
１〜ＳＡ３は微小な差動信号を増幅する回路、Ｄ１，／
Ｄ１〜Ｄ３，／Ｄ３はこの増幅回路の入出力端子、ＭＣ
１〜ＭＣ６は入力信号を発生する回路である。ＭＣ１〜
ＭＣ６の各々は例えばＭＣ１に示すように入力情報を記
憶しているＣ１とスイッチＳ１とで構成されている。
【０００９】従来、Ｄ１，／Ｄ１〜Ｄ３，／Ｄ３は最初
すべて同電位にプリチャ−ジされていたため、ＳＡ１〜
ＳＡ３においてこれが同相入力とならない場合が生じ
た。そこで、本発明では図２に示すようにＳＡ１〜ＳＡ
３の特性に応じて各々が等価的に同相入力となるように
プリチャ−ジ電圧を変える。すなわち、ＳＡ１ではＤ１
をＶＰ１１の電位に、／Ｄ１をＶＰ１２の電位にプリチ
ャ−ジし等価的な同相入力を実現する。同様に、ＳＡ２
ではＤ２，／Ｄ２をＶＰ２１，ＶＰ２２に、ＳＡ３では
Ｄ３，／Ｄ３をＶＰ３１，ＶＰ３２にプリチャ−ジし等
価的な同相入力を実現する。これらのプリチャ−ジ電圧
は一般には全て異なる。このように、各増幅回路の特性
に応じて個々のプリチャ−ジ電圧を変えることにより、
各増幅回路にとっての等価的な同相入力を実現でき、増
幅回路の性能を良く発揮できる。なお、増幅回路の入力
端子と出力端子が図１の例のように共用されずに独立に
設けられる場合も同様に入力端子のプリチャ−ジ電圧を
変化させ増幅回路にとっての等価的な同相入力を実現す
ればよい。
すべて同電位にプリチャ−ジされていたため、ＳＡ１〜
ＳＡ３においてこれが同相入力とならない場合が生じ
た。そこで、本発明では図２に示すようにＳＡ１〜ＳＡ
３の特性に応じて各々が等価的に同相入力となるように
プリチャ−ジ電圧を変える。すなわち、ＳＡ１ではＤ１
をＶＰ１１の電位に、／Ｄ１をＶＰ１２の電位にプリチ
ャ−ジし等価的な同相入力を実現する。同様に、ＳＡ２
ではＤ２，／Ｄ２をＶＰ２１，ＶＰ２２に、ＳＡ３では
Ｄ３，／Ｄ３をＶＰ３１，ＶＰ３２にプリチャ−ジし等
価的な同相入力を実現する。これらのプリチャ−ジ電圧
は一般には全て異なる。このように、各増幅回路の特性
に応じて個々のプリチャ−ジ電圧を変えることにより、
各増幅回路にとっての等価的な同相入力を実現でき、増
幅回路の性能を良く発揮できる。なお、増幅回路の入力
端子と出力端子が図１の例のように共用されずに独立に
設けられる場合も同様に入力端子のプリチャ−ジ電圧を
変化させ増幅回路にとっての等価的な同相入力を実現す
ればよい。
【００１０】図３は本発明の第１の実施例である。Ｍ
１，Ｍ２がＭＯＳトランジスタであり、一般に特性にば
らつきを持っている。Ｉ１，Ｉ２はＭ１，Ｍ２のゲ−ト
に接続された信号線対対応であり、ＰＣＣは初期電圧設
定手段であり、ＭＣはＩ１に接続されたスイッチを有す
る信号発生手段である。このＭＣは図３ではＩ１のみに
接続しているがＩ２のみの場合もあり、さらにＩ１，Ｉ
２両方に接続されている場合もある。ＤＳはＭ１，Ｍ２
のソ−スＮＳ１，ＮＳ２に同電位を与える手段である。
Ｓ１１，Ｓ１２はＭ１，Ｍ２のドレインとゲ−トの間に
それぞれ挿入されたスイッチ手段であり、Ｓ２１，Ｓ２
２はＭ１，Ｍ２のドレインと他の端子Ｏ１，Ｏ２との間
にそれぞれ挿入されたスイッチ手段である。図４を用い
て図３の動作を説明する。最初、Ｓ１１，Ｓ１２がオフ
しＳ２１，Ｓ２２もオフしている。
１，Ｍ２がＭＯＳトランジスタであり、一般に特性にば
らつきを持っている。Ｉ１，Ｉ２はＭ１，Ｍ２のゲ−ト
に接続された信号線対対応であり、ＰＣＣは初期電圧設
定手段であり、ＭＣはＩ１に接続されたスイッチを有す
る信号発生手段である。このＭＣは図３ではＩ１のみに
接続しているがＩ２のみの場合もあり、さらにＩ１，Ｉ
２両方に接続されている場合もある。ＤＳはＭ１，Ｍ２
のソ−スＮＳ１，ＮＳ２に同電位を与える手段である。
Ｓ１１，Ｓ１２はＭ１，Ｍ２のドレインとゲ−トの間に
それぞれ挿入されたスイッチ手段であり、Ｓ２１，Ｓ２
２はＭ１，Ｍ２のドレインと他の端子Ｏ１，Ｏ２との間
にそれぞれ挿入されたスイッチ手段である。図４を用い
て図３の動作を説明する。最初、Ｓ１１，Ｓ１２がオフ
しＳ２１，Ｓ２２もオフしている。
【００１１】この時、Ｍ１，Ｍ２のソ−スはＤＳによっ
て同電位ＶＰ１となっており、またＩ１，Ｉ２はＰＣＣ
によってこのＶＰ１よりもＭ１，Ｍ２のしきい値電圧の
最大値以上高い電圧ＨＶＤとなっている。Ｏ１，Ｏ２は
適当な電圧となっている。次に、Ｓ１１，Ｓ１２がオン
すると、Ｍ１，Ｍ２はそれぞれゲ−トとドレインとが接
続された状態となる。ソ−スが一定の電位ＶＰ１である
ため、Ｍ１のゲ−ト（ドレイン）Ｉ１の電位はＶＰ１よ
りＭ１のしきい値電圧だけ高いＶＰ１１までＭ１を通し
てＮＳ１へ放電され、Ｍ２のゲ−ト（ドレイン）Ｉ２の
電位はＶＰ１よりＭ２のしきい値電圧だけ高いＶＰ１２
までＭ２を通してＮＳ２へ放電される。このような電圧
ＶＰ１１，ＶＰ１２がＩ１，Ｉ２に発生した後でＳ１
１，Ｓ１２をオフしてＮＳ１，ＮＳ２を低い電位ＶＥと
するとＭ１，Ｍ２はそのゲ−ト電圧に応じた電流を流し
得る状態となる。この時、例えば、Ｍ１のしきい値電圧
がＭ２のしきい値電圧より高いとするとＶＰ１はＶＰ２
より高い電位となる。このため、Ｍ１のしきい値電圧が
高くて電流が流れにくいのをＭ１のゲ−ト電圧を高くし
てキャンセルしたことになり、Ｍ１，Ｍ２には同じ電流
が流れ得ることになる。
て同電位ＶＰ１となっており、またＩ１，Ｉ２はＰＣＣ
によってこのＶＰ１よりもＭ１，Ｍ２のしきい値電圧の
最大値以上高い電圧ＨＶＤとなっている。Ｏ１，Ｏ２は
適当な電圧となっている。次に、Ｓ１１，Ｓ１２がオン
すると、Ｍ１，Ｍ２はそれぞれゲ−トとドレインとが接
続された状態となる。ソ−スが一定の電位ＶＰ１である
ため、Ｍ１のゲ−ト（ドレイン）Ｉ１の電位はＶＰ１よ
りＭ１のしきい値電圧だけ高いＶＰ１１までＭ１を通し
てＮＳ１へ放電され、Ｍ２のゲ−ト（ドレイン）Ｉ２の
電位はＶＰ１よりＭ２のしきい値電圧だけ高いＶＰ１２
までＭ２を通してＮＳ２へ放電される。このような電圧
ＶＰ１１，ＶＰ１２がＩ１，Ｉ２に発生した後でＳ１
１，Ｓ１２をオフしてＮＳ１，ＮＳ２を低い電位ＶＥと
するとＭ１，Ｍ２はそのゲ−ト電圧に応じた電流を流し
得る状態となる。この時、例えば、Ｍ１のしきい値電圧
がＭ２のしきい値電圧より高いとするとＶＰ１はＶＰ２
より高い電位となる。このため、Ｍ１のしきい値電圧が
高くて電流が流れにくいのをＭ１のゲ−ト電圧を高くし
てキャンセルしたことになり、Ｍ１，Ｍ２には同じ電流
が流れ得ることになる。
【００１２】ここで、ＭＣ内のスイッチがオンして信号
がＩ１に現われると、この信号差に対応した電流差がＭ
１，Ｍ２に流れ得る状態となる。この電流差は上述のと
おりＭ１，Ｍ２のしきい値電圧差をキャンセルした値と
なっている。ついで、Ｓ２１，Ｓ２２を閉じてこの電流
差をＯ１，Ｏ２に発生することができる。Ｓ２１，Ｓ２
２が閉じる時刻は、Ｓ１１，Ｓ１２がオフした後であれ
ば良い。このように、本発明を用いれば、差動増幅回路
を構成するＭＯＳトランジスタのしきい値ばらつきを差
動増幅回路毎に補正することができるため高信頼で高速
な動作が可能となる。なお、図４では、ＮＳ１，ＮＳ２
を固定してＳ１１，Ｓ１２をオンさせてばらつき補正を
行ったが、Ｓ１１，Ｓ１２はオンのままで、ＮＳ１，Ｎ
Ｓ２をＭ１，Ｍ２がオフするような高電位からＶＰ１へ
と変化させてばらつき補正を行っても良い。また、本発
明を用いた半導体装置において、起動をかける入力信号
によってこの半導体装置が選択されてから初期電圧設定
及びばらつき補正を行っても良いし、半導体装置が非選
択状態になった直後に初期電圧設定或いはばらつき補正
を行っておいても良い。
がＩ１に現われると、この信号差に対応した電流差がＭ
１，Ｍ２に流れ得る状態となる。この電流差は上述のと
おりＭ１，Ｍ２のしきい値電圧差をキャンセルした値と
なっている。ついで、Ｓ２１，Ｓ２２を閉じてこの電流
差をＯ１，Ｏ２に発生することができる。Ｓ２１，Ｓ２
２が閉じる時刻は、Ｓ１１，Ｓ１２がオフした後であれ
ば良い。このように、本発明を用いれば、差動増幅回路
を構成するＭＯＳトランジスタのしきい値ばらつきを差
動増幅回路毎に補正することができるため高信頼で高速
な動作が可能となる。なお、図４では、ＮＳ１，ＮＳ２
を固定してＳ１１，Ｓ１２をオンさせてばらつき補正を
行ったが、Ｓ１１，Ｓ１２はオンのままで、ＮＳ１，Ｎ
Ｓ２をＭ１，Ｍ２がオフするような高電位からＶＰ１へ
と変化させてばらつき補正を行っても良い。また、本発
明を用いた半導体装置において、起動をかける入力信号
によってこの半導体装置が選択されてから初期電圧設定
及びばらつき補正を行っても良いし、半導体装置が非選
択状態になった直後に初期電圧設定或いはばらつき補正
を行っておいても良い。
【００１３】図５は本発明の第２の実施例である。ＤＲ
ＡＭの増幅回路を例にしている。ＭＣ１はメモリセルで
あり、ワ−ド線Ｗ１が選択されるとその情報がＤ１に出
力される。Ｄ１，／Ｄ１はＭＯＳトランジスタＭ１〜Ｍ
６で構成される増幅回路の入出力端子である。ＰＣＣは
Ｄ１，／Ｄ１をショ−トし同電位ＨＶＤにプリチャ−ジ
する回路であり、ＰＣはその制御信号、ＨＶＤはプリチ
ャ−ジ用電源である。
ＡＭの増幅回路を例にしている。ＭＣ１はメモリセルで
あり、ワ−ド線Ｗ１が選択されるとその情報がＤ１に出
力される。Ｄ１，／Ｄ１はＭＯＳトランジスタＭ１〜Ｍ
６で構成される増幅回路の入出力端子である。ＰＣＣは
Ｄ１，／Ｄ１をショ−トし同電位ＨＶＤにプリチャ−ジ
する回路であり、ＰＣはその制御信号、ＨＶＤはプリチ
ャ−ジ用電源である。
【００１４】ＳＡＰもＤ１，／Ｄ１を入出力端子とする
増幅回路であり、その制御信号はＰＰである。ＲＭはＤ
１，／Ｄ１に生じた信号を後段の回路に接続するための
スイッチ用のＭＯＳトランジスタであり、その制御信号
はＹＳＲであり、ＷＭはＭＣ１の書込み信号をＷＩ，／
ＷＩからＤ１，／Ｄ１に伝えるためのスイッチ用ＭＯＳ
トランジスタであり、その制御信号はＹＳＷである。Ｙ
ＳＲ，ＹＳＷはいずれも列選択信号でＹデコ−ダ出力で
ある。図６を用いて本実施例の動作を説明する。
増幅回路であり、その制御信号はＰＰである。ＲＭはＤ
１，／Ｄ１に生じた信号を後段の回路に接続するための
スイッチ用のＭＯＳトランジスタであり、その制御信号
はＹＳＲであり、ＷＭはＭＣ１の書込み信号をＷＩ，／
ＷＩからＤ１，／Ｄ１に伝えるためのスイッチ用ＭＯＳ
トランジスタであり、その制御信号はＹＳＷである。Ｙ
ＳＲ，ＹＳＷはいずれも列選択信号でＹデコ−ダ出力で
ある。図６を用いて本実施例の動作を説明する。
【００１５】最初、ＰＣは高レベルＶＣであり、Ｄ１，
／Ｄ１はＨＶＤの電圧にプリチャ−ジされている。Ｆ１
は高レベルＶＣであり、ＭＯＳトランジスタＭ３，Ｍ４
がオンしており、Ｆ２は低レベルＶＥであり、Ｍ５，Ｍ
６はオフしている。また、Ｗ１，ＹＳＲは低レベルＶＥ
であり、ＰＰはＨＶＤの電圧となっている。ＹＳＷはＭ
Ｃ１に信号を書込む時以外は低レベルＶＥであり、ＷＭ
内のＭＯＳトランジスタはオフしている。Ｆ３はＨＶＤ
の電圧である。まず、ＰＣが高レベルＶＣから低レベル
ＶＥへと変化しＤ１，／Ｄ１はフロ−ティングとなる。
この後、Ｆ３がＨＶＤからＶＰ１へと変化する。する
と、ＭＯＳトランジスタＭ３，Ｍ４がオンしているので
Ｄ１，／Ｄ１の電圧はＭ１，Ｍ２のしきい値電圧ＶＴに
応じた電圧ＶＰ１１，ＶＰ１２に下がる。ＶＰ１１＝Ｖ
Ｐ１＋ＶＴ（Ｍ１），ＶＰ１２＝ＶＰ１＋ＶＴ（Ｍ２）
である。例えば、Ｍ２のしきい値電圧がＭ１のそれより
も小さいとすると、／Ｄ１の電圧ＶＰ１２はＤ１の電圧
ＶＰ１１よりも低くなる。これによって、しきい値電圧
が低いことによって電流が流れやすいことをこのＭＯＳ
トランジスタのゲ−ト電圧である／Ｄ１の電圧をＤ１よ
り低くすることによってキャンセルしたことになる。Ｖ
Ｐ１１，ＶＰ１２レベルによりＭ１とＭ２には等しい電
流が流れ得るような状態となる。この後Ｆ１を低レベル
ＶＥとしまたＦ３も低レベルＶＥに変える。つぎに、ワ
−ド線Ｗ１が低レベルＶＥから高レベルＶＷとなるとＭ
Ｃ１から信号がＤ１に発生しＤ１，／Ｄ１に本来の差動
電圧信号が生じる。ここで、ＹＳＲが低レベルＶＥから
高レベルＶＣとなり、この差動電圧信号に応じた電流差
がＲＯ，／ＲＯに現われる。この電流差はＭ１，Ｍ２の
しきい値電圧バラツキによる電流差をキャンセルしたも
のとなっている。ＲＯ，／ＲＯの電流差を後段の回路で
後述のように電圧差として取り込みラッチするとＹＳＲ
は高レベルＶＣから低レベルＶＥとなりＲＭ内のＭＯＳ
トランジスタはオフする。次に、再書込み動作に入り、
Ｆ３が高レベルＶＣとなり、Ｍ５，Ｍ６がオンしてＭ１
とＭ２とゲ−トとドレインとを交差接続する通常のセン
スアンプと同じ構成となる。これによってＤ１，／Ｄ１
の電圧差を増幅する。このとき、Ｄ１，／Ｄ１に現われ
ている電圧差はＭ１，Ｍ２のしきい値電圧のバラツキを
キャンセルした値であるので増幅は高速に行われる。あ
る程度大きい信号電圧が発生したところでＰＰをＨＶＤ
からＶＤとし、Ｄ１，／Ｄ１を高レベルＶＤ，低レベル
ＶＥまで増幅する。ＳＡＰ内のＭＯＳトランジスタにも
しきい値電圧のバラツキが存在するが既に大きな信号電
圧が発生しているので影響は小さい。このように、本発
明によれば、あらかじめＤ１，／Ｄ１の電圧をＦ１によ
ってＭ３，Ｍ４をオンしＭ１，Ｍ２のしきい値電圧バラ
ツキを反映するような電圧に設定する。その後ＭＣ１の
信号によってＤ１，／Ｄ１に発生する微小電圧差に応じ
た電流差をＭ１，Ｍ２に発生したり、この微小電圧差を
やはりＭ１，Ｍ２を用いて大振幅に増幅する。このため
動作余裕や動作速度がＭ１，Ｍ２のしきい値電圧のバラ
ツキに影響されない。さらに個々の増幅回路それぞれの
特性に応じて設定できるという特長がある。なお、Ｍ
５，Ｍ６及びＳＡＰを省略し通常のセンスアンプ動作を
行わないような構成として用いることもできる。また、
図６で用いた電源電圧ＶＣ，ＶＥ，ＶＤ，ＶＷの例は以
下の値をとる。ＶＣ＝２．０Ｖ，ＶＥ＝０Ｖ，ＶＤ＝
１．５Ｖ，ＶＷ＝２．５Ｖである。また、メモリセルＭ
Ｃ１の例としては、１トランジスタ，１キャパシタの通
常のＤＲＡＭセルや２トランジスタ，１キャパシタのツ
インセルまたは２トランジスタや３トランジスタのゲイ
ンセルまたは誘電体を用いた不揮発性セルなどの特殊な
ＤＲＡＭセル、或いは４トランジスタ，２負荷抵抗や６
トランジスタのＳＲＡＭのセル或いはＥＥＰＲＯＭの不
揮発性セル等が挙げられる。
／Ｄ１はＨＶＤの電圧にプリチャ−ジされている。Ｆ１
は高レベルＶＣであり、ＭＯＳトランジスタＭ３，Ｍ４
がオンしており、Ｆ２は低レベルＶＥであり、Ｍ５，Ｍ
６はオフしている。また、Ｗ１，ＹＳＲは低レベルＶＥ
であり、ＰＰはＨＶＤの電圧となっている。ＹＳＷはＭ
Ｃ１に信号を書込む時以外は低レベルＶＥであり、ＷＭ
内のＭＯＳトランジスタはオフしている。Ｆ３はＨＶＤ
の電圧である。まず、ＰＣが高レベルＶＣから低レベル
ＶＥへと変化しＤ１，／Ｄ１はフロ−ティングとなる。
この後、Ｆ３がＨＶＤからＶＰ１へと変化する。する
と、ＭＯＳトランジスタＭ３，Ｍ４がオンしているので
Ｄ１，／Ｄ１の電圧はＭ１，Ｍ２のしきい値電圧ＶＴに
応じた電圧ＶＰ１１，ＶＰ１２に下がる。ＶＰ１１＝Ｖ
Ｐ１＋ＶＴ（Ｍ１），ＶＰ１２＝ＶＰ１＋ＶＴ（Ｍ２）
である。例えば、Ｍ２のしきい値電圧がＭ１のそれより
も小さいとすると、／Ｄ１の電圧ＶＰ１２はＤ１の電圧
ＶＰ１１よりも低くなる。これによって、しきい値電圧
が低いことによって電流が流れやすいことをこのＭＯＳ
トランジスタのゲ−ト電圧である／Ｄ１の電圧をＤ１よ
り低くすることによってキャンセルしたことになる。Ｖ
Ｐ１１，ＶＰ１２レベルによりＭ１とＭ２には等しい電
流が流れ得るような状態となる。この後Ｆ１を低レベル
ＶＥとしまたＦ３も低レベルＶＥに変える。つぎに、ワ
−ド線Ｗ１が低レベルＶＥから高レベルＶＷとなるとＭ
Ｃ１から信号がＤ１に発生しＤ１，／Ｄ１に本来の差動
電圧信号が生じる。ここで、ＹＳＲが低レベルＶＥから
高レベルＶＣとなり、この差動電圧信号に応じた電流差
がＲＯ，／ＲＯに現われる。この電流差はＭ１，Ｍ２の
しきい値電圧バラツキによる電流差をキャンセルしたも
のとなっている。ＲＯ，／ＲＯの電流差を後段の回路で
後述のように電圧差として取り込みラッチするとＹＳＲ
は高レベルＶＣから低レベルＶＥとなりＲＭ内のＭＯＳ
トランジスタはオフする。次に、再書込み動作に入り、
Ｆ３が高レベルＶＣとなり、Ｍ５，Ｍ６がオンしてＭ１
とＭ２とゲ−トとドレインとを交差接続する通常のセン
スアンプと同じ構成となる。これによってＤ１，／Ｄ１
の電圧差を増幅する。このとき、Ｄ１，／Ｄ１に現われ
ている電圧差はＭ１，Ｍ２のしきい値電圧のバラツキを
キャンセルした値であるので増幅は高速に行われる。あ
る程度大きい信号電圧が発生したところでＰＰをＨＶＤ
からＶＤとし、Ｄ１，／Ｄ１を高レベルＶＤ，低レベル
ＶＥまで増幅する。ＳＡＰ内のＭＯＳトランジスタにも
しきい値電圧のバラツキが存在するが既に大きな信号電
圧が発生しているので影響は小さい。このように、本発
明によれば、あらかじめＤ１，／Ｄ１の電圧をＦ１によ
ってＭ３，Ｍ４をオンしＭ１，Ｍ２のしきい値電圧バラ
ツキを反映するような電圧に設定する。その後ＭＣ１の
信号によってＤ１，／Ｄ１に発生する微小電圧差に応じ
た電流差をＭ１，Ｍ２に発生したり、この微小電圧差を
やはりＭ１，Ｍ２を用いて大振幅に増幅する。このため
動作余裕や動作速度がＭ１，Ｍ２のしきい値電圧のバラ
ツキに影響されない。さらに個々の増幅回路それぞれの
特性に応じて設定できるという特長がある。なお、Ｍ
５，Ｍ６及びＳＡＰを省略し通常のセンスアンプ動作を
行わないような構成として用いることもできる。また、
図６で用いた電源電圧ＶＣ，ＶＥ，ＶＤ，ＶＷの例は以
下の値をとる。ＶＣ＝２．０Ｖ，ＶＥ＝０Ｖ，ＶＤ＝
１．５Ｖ，ＶＷ＝２．５Ｖである。また、メモリセルＭ
Ｃ１の例としては、１トランジスタ，１キャパシタの通
常のＤＲＡＭセルや２トランジスタ，１キャパシタのツ
インセルまたは２トランジスタや３トランジスタのゲイ
ンセルまたは誘電体を用いた不揮発性セルなどの特殊な
ＤＲＡＭセル、或いは４トランジスタ，２負荷抵抗や６
トランジスタのＳＲＡＭのセル或いはＥＥＰＲＯＭの不
揮発性セル等が挙げられる。
【００１６】図７は本発明の第３の実施例を示す図であ
る。ＭＣ１，ＰＣＣは図５の実施例と同様であるが、図
５の回路ＲＭ，ＷＭを廃止し回路ＲＷによって後段の読
出し及び書込み回路との接続を行う。ＹＳはＲＷの制御
信号であり、Ｉ／Ｏ，／Ｉ／Ｏは読出し時の出力端子と
書込み時の入力端子を兼ねる。また、図５のＳＡＰ内の
ＭＯＳトランジスタをＭ７，Ｍ８の様に配置した。Ｍ
１，Ｍ２のＦ３に対応する信号がＦ４である。図８を用
いてこの動作を説明する。まず、ＰＣは高レベルＶＣで
あり、Ｄ１，／Ｄ１はＨＶＤにプリチャ−ジされてい
る。Ｆ１は高レベルＶＣ、Ｆ２は低レベルＶＥであるた
め、Ｍ３，Ｍ４がオンしＭ５，Ｍ６がオフしている。Ｆ
３，Ｆ４はＨＶＤであり、Ｗ１，ＹＳは低レベルＶＥで
ある。さて、ＰＣが低レベルＶＥとなると、Ｄ１，／Ｄ
１はフロ−ティングとなる。ここで、Ｆ３がＨＶＤから
ＶＰ１へ、Ｆ４がＨＶＤからＶＰ２へ変化する。Ｍ３，
Ｍ４がオンしているため、Ｍ１，Ｍ２，Ｍ７，Ｍ８のし
きい値電圧のバラツキが互いに関係しあいこれら４つの
ＭＯＳトランジスタで構成する増幅回路全体としての等
価的な同相入力になるようにＤ１，／Ｄ１は電圧ＶＰ１
１，ＶＰ１２にプリチャ−ジされる。その後、Ｆ１を低
レベルＶＥとし、Ｆ３はＶＥに、Ｆ４はＶＤに変化す
る。この状態でＷ１が高レベルＶＷとなり、ＭＣ１から
信号がＤ１に発生する。次に、Ｆ２が高レベルＶＣとな
り、増幅が開始されるが、Ｄ１，／Ｄ１に発生している
電圧差は増幅回路内のＭＯＳトランジスタのしきい値電
圧のバラツキをキャンセルした値であるので、増幅は高
速に行われる。増幅がある程度まで進むとＹＳが高レベ
ルＶＣとなり、後段の回路にＩ／Ｏ，／Ｉ／Ｏを通して
信号が伝達される。このように本実施例を用いれば増幅
回路を構成するＭＯＳトランジスタにしきい値電圧のバ
ラツキがあっても、異なるプリチャ−ジ電圧とすること
により高速な増幅動作を達成できる。またプリチャ−ジ
電圧は個々の増幅回路の特性に応じて設定できる。
る。ＭＣ１，ＰＣＣは図５の実施例と同様であるが、図
５の回路ＲＭ，ＷＭを廃止し回路ＲＷによって後段の読
出し及び書込み回路との接続を行う。ＹＳはＲＷの制御
信号であり、Ｉ／Ｏ，／Ｉ／Ｏは読出し時の出力端子と
書込み時の入力端子を兼ねる。また、図５のＳＡＰ内の
ＭＯＳトランジスタをＭ７，Ｍ８の様に配置した。Ｍ
１，Ｍ２のＦ３に対応する信号がＦ４である。図８を用
いてこの動作を説明する。まず、ＰＣは高レベルＶＣで
あり、Ｄ１，／Ｄ１はＨＶＤにプリチャ−ジされてい
る。Ｆ１は高レベルＶＣ、Ｆ２は低レベルＶＥであるた
め、Ｍ３，Ｍ４がオンしＭ５，Ｍ６がオフしている。Ｆ
３，Ｆ４はＨＶＤであり、Ｗ１，ＹＳは低レベルＶＥで
ある。さて、ＰＣが低レベルＶＥとなると、Ｄ１，／Ｄ
１はフロ−ティングとなる。ここで、Ｆ３がＨＶＤから
ＶＰ１へ、Ｆ４がＨＶＤからＶＰ２へ変化する。Ｍ３，
Ｍ４がオンしているため、Ｍ１，Ｍ２，Ｍ７，Ｍ８のし
きい値電圧のバラツキが互いに関係しあいこれら４つの
ＭＯＳトランジスタで構成する増幅回路全体としての等
価的な同相入力になるようにＤ１，／Ｄ１は電圧ＶＰ１
１，ＶＰ１２にプリチャ−ジされる。その後、Ｆ１を低
レベルＶＥとし、Ｆ３はＶＥに、Ｆ４はＶＤに変化す
る。この状態でＷ１が高レベルＶＷとなり、ＭＣ１から
信号がＤ１に発生する。次に、Ｆ２が高レベルＶＣとな
り、増幅が開始されるが、Ｄ１，／Ｄ１に発生している
電圧差は増幅回路内のＭＯＳトランジスタのしきい値電
圧のバラツキをキャンセルした値であるので、増幅は高
速に行われる。増幅がある程度まで進むとＹＳが高レベ
ルＶＣとなり、後段の回路にＩ／Ｏ，／Ｉ／Ｏを通して
信号が伝達される。このように本実施例を用いれば増幅
回路を構成するＭＯＳトランジスタにしきい値電圧のバ
ラツキがあっても、異なるプリチャ−ジ電圧とすること
により高速な増幅動作を達成できる。またプリチャ−ジ
電圧は個々の増幅回路の特性に応じて設定できる。
【００１７】図９は本発明の第４の実施例を示す図であ
る。図９においては、ｄ１，／ｄ１〜ｄｎ，／ｄｎはデ
ータ線であり、ＰＡ１〜ＰＡｎはこのデータ線を入力と
するプリアンプである。プリアンプＰＡ１において、Ｍ
１，Ｍ２はそのゲートにデータ線／ｄ１，ｄ１が接続す
るＭＯＳであり、その共通ソース駆動線がＦ１１であ
り、Ｍ３はＭ１のドレインとゲートを接続し、Ｍ４はＭ
２のドレインとゲートを接続するＭＯＳであり、Ｍ３と
Ｍ４のゲートはＦ２１で制御される。Ｍ５はＭ１のドレ
インと共通データ線Ｄとを接続するＭＯＳであり、Ｍ６
はＭ２のドレインと共通データ線／Ｄとを接続するＭＯ
Ｓであり、Ｍ５とＭ６のゲートはＹＲ１で制御される。
Ｍ７はデータ線ｄ１と共通データ線Ｄとを接続するＭＯ
Ｓであり、Ｍ８はデータ線／ｄ１と共通データ線／Ｄと
を接続するＭＯＳであり、Ｍ７とＭ８のゲートはＹＷ１
で制御される。ＭＣは信号発生回路であり、ＰＣＣは初
期電圧ＨＶＤを設定する手段、ＰＣがその制御信号線で
ある。ＡＭＰは共通データ線Ｄ，／Ｄに発生する信号を
増幅する回路であり、Ｄ，／ＤをＤ１，／Ｄ１と考えて
図５又は図７または図１８で用いた回路をそのまま使う
ことができ、また、Ｄ，／ＤをＲＯ，／ＲＯと考えて図
１５の回路を用いることもできる。図１０を用いてこの
回路の動作を説明する。まず最初ＰＣが高レベルである
ためｄ１，／ｄ１はＨＶＤにプリチャージされており、
ＹＷ１が低レベルであるためＭ７，Ｍ８はオフしており
ｄ１とＤ及び／ｄ１と／Ｄとは電気的に接続されていな
い。また、Ｆ２１が高レベルであるためＭ３，Ｍ４はオ
ンしＭ１，Ｍ２のドレインとゲートはそれぞれ電気的に
接続されている。ＹＲ１が低レベルであるためＭ１，Ｍ
２のドレインとＤ，／Ｄとは電気的に接続されていな
い。またＦ１１はＨＶＤであり、Ｄ，／ＤはＭ５，Ｍ６
がオンしＦ１１が低レベルとなった時にＭ１，Ｍ２に電
流が流れるように適当な電圧となっている。次にＰＣが
低レベルとなり、ＰＣＣがオフし、ｄ１，／ｄ１がフロ
ーティング状態となる。次に、Ｆ１１がＨＶＤからＶＰ
１へと変化すると、Ｍ３，Ｍ４がオンしているため、ｄ
１，／ｄ１はＦ１１に向けてＶＰ１よりそれぞれのＭＯ
Ｓのしきい値電圧だけ高い電圧まで放電され、ｄ１はＶ
Ｐ１２に／ｄ１はＶＰ１１となる。これにより、Ｍ１，
Ｍ２のしきい値電圧のばらつきはキャンセルされる。こ
の後、Ｆ２１を低レベルＶＥとし、Ｍ３，Ｍ４をオフ
し、Ｆ１１を低レベルＶＥとする。この状態でＭＣをオ
ンして信号電圧をｄ１，／ｄ１に発生する。ここで、Ｙ
Ｒ１を高レベルとするとＭ５，Ｍ６がオンし、Ｄ，／Ｄ
にｄ１，／ｄ１に対応した信号電流又は信号電圧が現わ
れることになる。この後、図９ではＤ，／Ｄに現われた
信号をＡＭＰで大振幅ＶＤ−ＶＥに増幅し、ＹＲ１を低
レベル、ＹＷ１を高レベルとして、ｄ１，／ｄ１にＤ，
／Ｄの電圧を再書込みしている。なお、ＡＭＰにおいて
も、Ｄ，／Ｄのプリチャージ電圧をＡＭＰ内のＭＯＳの
しきい値電圧のばらつきに応じて変化させることもでき
る。その場合は、図９のＰＡ１〜ＰＡｎは図５又は図７
におけるＭＣ１と考えることができる。また、書込み時
には、ＹＲ１を低レベルとし、ＹＷ１を高レベルとして
ＡＭＰより書込み信号をＤ，／Ｄに発生して、ＭＣを選
択して書き込む。本発明を用いれば動作余裕や動作速度
がＭＯＳのばらつきによらないという特長に加えて、デ
ータ線対にはｎチャネルＭＯＳだけで構成されるＰＡ１
〜ＰＡｎしか置かず、再書込みなどは、共通のＡＭＰを
用いて行うため、レイアウト上の面積を小さく抑えるこ
とができるという特長がある。これに伴い、ｄ１，／ｄ
１の寄生容量も低減できるので、ＭＣからｄ１，／ｄ１
に読出される信号電圧も大きくとることができる。
る。図９においては、ｄ１，／ｄ１〜ｄｎ，／ｄｎはデ
ータ線であり、ＰＡ１〜ＰＡｎはこのデータ線を入力と
するプリアンプである。プリアンプＰＡ１において、Ｍ
１，Ｍ２はそのゲートにデータ線／ｄ１，ｄ１が接続す
るＭＯＳであり、その共通ソース駆動線がＦ１１であ
り、Ｍ３はＭ１のドレインとゲートを接続し、Ｍ４はＭ
２のドレインとゲートを接続するＭＯＳであり、Ｍ３と
Ｍ４のゲートはＦ２１で制御される。Ｍ５はＭ１のドレ
インと共通データ線Ｄとを接続するＭＯＳであり、Ｍ６
はＭ２のドレインと共通データ線／Ｄとを接続するＭＯ
Ｓであり、Ｍ５とＭ６のゲートはＹＲ１で制御される。
Ｍ７はデータ線ｄ１と共通データ線Ｄとを接続するＭＯ
Ｓであり、Ｍ８はデータ線／ｄ１と共通データ線／Ｄと
を接続するＭＯＳであり、Ｍ７とＭ８のゲートはＹＷ１
で制御される。ＭＣは信号発生回路であり、ＰＣＣは初
期電圧ＨＶＤを設定する手段、ＰＣがその制御信号線で
ある。ＡＭＰは共通データ線Ｄ，／Ｄに発生する信号を
増幅する回路であり、Ｄ，／ＤをＤ１，／Ｄ１と考えて
図５又は図７または図１８で用いた回路をそのまま使う
ことができ、また、Ｄ，／ＤをＲＯ，／ＲＯと考えて図
１５の回路を用いることもできる。図１０を用いてこの
回路の動作を説明する。まず最初ＰＣが高レベルである
ためｄ１，／ｄ１はＨＶＤにプリチャージされており、
ＹＷ１が低レベルであるためＭ７，Ｍ８はオフしており
ｄ１とＤ及び／ｄ１と／Ｄとは電気的に接続されていな
い。また、Ｆ２１が高レベルであるためＭ３，Ｍ４はオ
ンしＭ１，Ｍ２のドレインとゲートはそれぞれ電気的に
接続されている。ＹＲ１が低レベルであるためＭ１，Ｍ
２のドレインとＤ，／Ｄとは電気的に接続されていな
い。またＦ１１はＨＶＤであり、Ｄ，／ＤはＭ５，Ｍ６
がオンしＦ１１が低レベルとなった時にＭ１，Ｍ２に電
流が流れるように適当な電圧となっている。次にＰＣが
低レベルとなり、ＰＣＣがオフし、ｄ１，／ｄ１がフロ
ーティング状態となる。次に、Ｆ１１がＨＶＤからＶＰ
１へと変化すると、Ｍ３，Ｍ４がオンしているため、ｄ
１，／ｄ１はＦ１１に向けてＶＰ１よりそれぞれのＭＯ
Ｓのしきい値電圧だけ高い電圧まで放電され、ｄ１はＶ
Ｐ１２に／ｄ１はＶＰ１１となる。これにより、Ｍ１，
Ｍ２のしきい値電圧のばらつきはキャンセルされる。こ
の後、Ｆ２１を低レベルＶＥとし、Ｍ３，Ｍ４をオフ
し、Ｆ１１を低レベルＶＥとする。この状態でＭＣをオ
ンして信号電圧をｄ１，／ｄ１に発生する。ここで、Ｙ
Ｒ１を高レベルとするとＭ５，Ｍ６がオンし、Ｄ，／Ｄ
にｄ１，／ｄ１に対応した信号電流又は信号電圧が現わ
れることになる。この後、図９ではＤ，／Ｄに現われた
信号をＡＭＰで大振幅ＶＤ−ＶＥに増幅し、ＹＲ１を低
レベル、ＹＷ１を高レベルとして、ｄ１，／ｄ１にＤ，
／Ｄの電圧を再書込みしている。なお、ＡＭＰにおいて
も、Ｄ，／Ｄのプリチャージ電圧をＡＭＰ内のＭＯＳの
しきい値電圧のばらつきに応じて変化させることもでき
る。その場合は、図９のＰＡ１〜ＰＡｎは図５又は図７
におけるＭＣ１と考えることができる。また、書込み時
には、ＹＲ１を低レベルとし、ＹＷ１を高レベルとして
ＡＭＰより書込み信号をＤ，／Ｄに発生して、ＭＣを選
択して書き込む。本発明を用いれば動作余裕や動作速度
がＭＯＳのばらつきによらないという特長に加えて、デ
ータ線対にはｎチャネルＭＯＳだけで構成されるＰＡ１
〜ＰＡｎしか置かず、再書込みなどは、共通のＡＭＰを
用いて行うため、レイアウト上の面積を小さく抑えるこ
とができるという特長がある。これに伴い、ｄ１，／ｄ
１の寄生容量も低減できるので、ＭＣからｄ１，／ｄ１
に読出される信号電圧も大きくとることができる。
【００１８】図１１は、本発明の第５の実施例を示す図
である。本発明は実開昭５６−０２１８９７に開示され
ている回路を図５と同様の機能を持つように改良したも
のである。実開昭５６−０２１８９７においては、良く
知られたＶＣＣプリチャージ方式におけるデータ線上で
の大振幅への増幅方式にしきい値ばらつき補償を行った
場合のみが開示されていたが、１／２ＶＣＣ方式におけ
る微小信号直接読出し方式についてはまったく示されて
いなかった。図１１において、Ｍ１，Ｍ２はＭＯＳ差動
増幅器を構成し、Ｍ３，Ｍ４，Ｍ５，Ｍ６はＭ１，Ｍ２
のしきい値電圧を補償するためのスイッチング用のＭＯ
Ｓであり、Ｍ７，Ｍ８はＭ１，Ｍ２のゲートとデータ線
とを接続するためのスイッチング用のＭＯＳである。Ｍ
５，Ｍ６は再書込み動作にも用いる。他の構成はＰＣＣ
がＭＯＳ１ヶである他は、図５の回路と同じである。本
回路の動作を図１２を用いて説明する。まず、最初、Ｆ
２とＦ３は高電圧となっており、Ｍ３，Ｍ４，Ｍ５，Ｍ
６はオンしている。この時、Ｆ１の電圧はＶＰ１として
おりこれによりＤ１にはＦ１よりＭ２のしきい値電圧だ
け低い電圧ＶＰ１１が印加され、また、／Ｄ１にはＦ１
よりＭ１のしきい値電圧だけ低い電圧ＶＰ１２が印加さ
れる。この状態で、Ｆ２，Ｆ３を低レベルにしてＭ３，
Ｍ４，Ｍ５，Ｍ６をオフにする。この後、Ｆ４を高レベ
ルとして、Ｍ７，Ｍ８をオンする。この時Ｍ１のゲート
にはＶＰ１よりＭ２のしきい値電圧だけ低いＤ１の電圧
ＶＰ１１が印加され、Ｍ２のゲートにはＶＰ１よりＭ１
のしきい値電圧だけ低い／Ｄ１の電圧ＶＰ１２が印加さ
れている。これにより、例えば、Ｍ１のしきい値電圧が
Ｍ２より高く電流が流れにくいとすると、Ｍ２のゲート
にこの分だけ低い電圧を与えることになる。これによっ
て、Ｍ２もＭ１と同様に電流が流れにくくなり、しきい
値電圧のばらつきをキャンセルしたことになる。
である。本発明は実開昭５６−０２１８９７に開示され
ている回路を図５と同様の機能を持つように改良したも
のである。実開昭５６−０２１８９７においては、良く
知られたＶＣＣプリチャージ方式におけるデータ線上で
の大振幅への増幅方式にしきい値ばらつき補償を行った
場合のみが開示されていたが、１／２ＶＣＣ方式におけ
る微小信号直接読出し方式についてはまったく示されて
いなかった。図１１において、Ｍ１，Ｍ２はＭＯＳ差動
増幅器を構成し、Ｍ３，Ｍ４，Ｍ５，Ｍ６はＭ１，Ｍ２
のしきい値電圧を補償するためのスイッチング用のＭＯ
Ｓであり、Ｍ７，Ｍ８はＭ１，Ｍ２のゲートとデータ線
とを接続するためのスイッチング用のＭＯＳである。Ｍ
５，Ｍ６は再書込み動作にも用いる。他の構成はＰＣＣ
がＭＯＳ１ヶである他は、図５の回路と同じである。本
回路の動作を図１２を用いて説明する。まず、最初、Ｆ
２とＦ３は高電圧となっており、Ｍ３，Ｍ４，Ｍ５，Ｍ
６はオンしている。この時、Ｆ１の電圧はＶＰ１として
おりこれによりＤ１にはＦ１よりＭ２のしきい値電圧だ
け低い電圧ＶＰ１１が印加され、また、／Ｄ１にはＦ１
よりＭ１のしきい値電圧だけ低い電圧ＶＰ１２が印加さ
れる。この状態で、Ｆ２，Ｆ３を低レベルにしてＭ３，
Ｍ４，Ｍ５，Ｍ６をオフにする。この後、Ｆ４を高レベ
ルとして、Ｍ７，Ｍ８をオンする。この時Ｍ１のゲート
にはＶＰ１よりＭ２のしきい値電圧だけ低いＤ１の電圧
ＶＰ１１が印加され、Ｍ２のゲートにはＶＰ１よりＭ１
のしきい値電圧だけ低い／Ｄ１の電圧ＶＰ１２が印加さ
れている。これにより、例えば、Ｍ１のしきい値電圧が
Ｍ２より高く電流が流れにくいとすると、Ｍ２のゲート
にこの分だけ低い電圧を与えることになる。これによっ
て、Ｍ２もＭ１と同様に電流が流れにくくなり、しきい
値電圧のばらつきをキャンセルしたことになる。
【００１９】この後ワード線Ｗ１が高レベルとなりデー
タ線Ｄ１，／Ｄ１には読出し信号電圧が発生する。この
信号はＭ７，Ｍ８を介してＭ１，Ｍ２のゲートに入力す
る。ここで、ＹＳＲを高レベルとしＲＭをオンさせて、
ＲＯ，／ＲＯに信号電流を発生する。このＲＯ，／ＲＯ
の信号を後段の回路でラッチしたらＹＳＲを低レベルと
しＲＭをオフし、次に再書込み動作に移る。この動作で
は、まず、Ｆ３を高レベルとしＭ５，Ｍ６をオンさせ
て、Ｍ１，Ｍ２がフリップフロップ回路として動作でき
るようにする。この後、まず、Ｆ１を低レベルとし、Ｍ
１，Ｍ２とＭ５，Ｍ６とでデータ線上の微小信号を増幅
する。ある程度、増幅が進んだら、次に、ＰＰを高レベ
ルとしデータ線の高レベル側を書き込む。本実施例で
は、図５の第２の実施例ではＰＣＣでデータ線をプリチ
ャージし、Ｆ１で放電してしきい値バラツキを補正して
いたのに対して、Ｆ１からの充電のみでしきい値バラツ
キを補正出来るため、プリチャージ回路が簡略化でき、
また、Ｆ１の制御が容易であるという特長がある。
タ線Ｄ１，／Ｄ１には読出し信号電圧が発生する。この
信号はＭ７，Ｍ８を介してＭ１，Ｍ２のゲートに入力す
る。ここで、ＹＳＲを高レベルとしＲＭをオンさせて、
ＲＯ，／ＲＯに信号電流を発生する。このＲＯ，／ＲＯ
の信号を後段の回路でラッチしたらＹＳＲを低レベルと
しＲＭをオフし、次に再書込み動作に移る。この動作で
は、まず、Ｆ３を高レベルとしＭ５，Ｍ６をオンさせ
て、Ｍ１，Ｍ２がフリップフロップ回路として動作でき
るようにする。この後、まず、Ｆ１を低レベルとし、Ｍ
１，Ｍ２とＭ５，Ｍ６とでデータ線上の微小信号を増幅
する。ある程度、増幅が進んだら、次に、ＰＰを高レベ
ルとしデータ線の高レベル側を書き込む。本実施例で
は、図５の第２の実施例ではＰＣＣでデータ線をプリチ
ャージし、Ｆ１で放電してしきい値バラツキを補正して
いたのに対して、Ｆ１からの充電のみでしきい値バラツ
キを補正出来るため、プリチャージ回路が簡略化でき、
また、Ｆ１の制御が容易であるという特長がある。
【００２０】本発明においては図５のＦ１及び図７のＦ
１，Ｆ４及び図９のＦ１１をこれまで述べてきたように
２段階に変化させなければならない。これは、図１３に
示すように容易に達成できる。図１３ではＦ１，Ｆ４両
方を変化させる場合について述べる。図５及び図９の実
施例の場合はこの図のＦ１の部分のみをそれぞれＦ１，
Ｆ１１に適用すれば良い。図１３において、ＭＰＨはＶ
Ｄの電圧をＦ４に供給するｐＭＯＳでありＳＤＨで制御
され、ＭＰＰはＶＰ２の電圧をＦ４に供給するｐＭＯＳ
でありＳＰ２で制御され、ＭＮＬはＶＥの電圧をＦ１に
供給するｎＭＯＳでありＳＤＬで制御され、ＭＮＰはＶ
Ｐ１をＦ１に供給するｎＭＯＳでありＳＰ１で制御され
る。ＰＣＣはＦ１，Ｆ４に最初ＨＶＤの電圧を供給する
回路でありＰＣで制御される。図１４を用いてこの動作
を説明する。最初、ＰＣが高レベルＶＣでありＦ１，Ｆ
４はＨＶＤにプリチャージされている。ＳＰ１は低レベ
ルＶＥ、ＳＰ２は高レベルＶＣ、ＳＤＨは高レベルＶ
Ｃ、ＳＤＬは低レベルＶＥであり、ＭＰＰ，ＭＮＰ，Ｍ
ＰＨ，ＭＮＬは共にオフしている。まず、ＳＰ１が高レ
ベルＶＣにＳＰ２が低レベルＶＥとなり、Ｆ４がＶＰ２
に、Ｆ１がＶＰ１となる。これによって、図５〜図１０
に示したように増幅回路を構成するＭＯＳのしきい値電
圧のバラツキに応じたプリチャージ電圧が実現される。
この後、Ｆ１では、ＳＰ１が低レベルＶＥに、ＳＤＬが
高レベルＶＣとなりＶＥが供給されるようになる。Ｆ４
ではＳＰ２が高レベルＶＣに、ＳＤＨが低レベルＶＥと
なり、ＶＤが供給されるようになる。なお、図７の実施
例に用いる場合はＭＰＰを省略すれば良く、図７ではＦ
４は図３のＰＰに対応するようになる。図９の場合はＦ
１の部分のみであるが、ＡＭＰに本発明を用いる場合は
図１３のＦ１，Ｆ４を使用することができる。このよう
に本回路を用いれば、図５のＰＰ，Ｆ３及び図７のＦ
１，Ｆ４及び図９のＦ１１に必要な電圧を容易に発生す
ることができる。
１，Ｆ４及び図９のＦ１１をこれまで述べてきたように
２段階に変化させなければならない。これは、図１３に
示すように容易に達成できる。図１３ではＦ１，Ｆ４両
方を変化させる場合について述べる。図５及び図９の実
施例の場合はこの図のＦ１の部分のみをそれぞれＦ１，
Ｆ１１に適用すれば良い。図１３において、ＭＰＨはＶ
Ｄの電圧をＦ４に供給するｐＭＯＳでありＳＤＨで制御
され、ＭＰＰはＶＰ２の電圧をＦ４に供給するｐＭＯＳ
でありＳＰ２で制御され、ＭＮＬはＶＥの電圧をＦ１に
供給するｎＭＯＳでありＳＤＬで制御され、ＭＮＰはＶ
Ｐ１をＦ１に供給するｎＭＯＳでありＳＰ１で制御され
る。ＰＣＣはＦ１，Ｆ４に最初ＨＶＤの電圧を供給する
回路でありＰＣで制御される。図１４を用いてこの動作
を説明する。最初、ＰＣが高レベルＶＣでありＦ１，Ｆ
４はＨＶＤにプリチャージされている。ＳＰ１は低レベ
ルＶＥ、ＳＰ２は高レベルＶＣ、ＳＤＨは高レベルＶ
Ｃ、ＳＤＬは低レベルＶＥであり、ＭＰＰ，ＭＮＰ，Ｍ
ＰＨ，ＭＮＬは共にオフしている。まず、ＳＰ１が高レ
ベルＶＣにＳＰ２が低レベルＶＥとなり、Ｆ４がＶＰ２
に、Ｆ１がＶＰ１となる。これによって、図５〜図１０
に示したように増幅回路を構成するＭＯＳのしきい値電
圧のバラツキに応じたプリチャージ電圧が実現される。
この後、Ｆ１では、ＳＰ１が低レベルＶＥに、ＳＤＬが
高レベルＶＣとなりＶＥが供給されるようになる。Ｆ４
ではＳＰ２が高レベルＶＣに、ＳＤＨが低レベルＶＥと
なり、ＶＤが供給されるようになる。なお、図７の実施
例に用いる場合はＭＰＰを省略すれば良く、図７ではＦ
４は図３のＰＰに対応するようになる。図９の場合はＦ
１の部分のみであるが、ＡＭＰに本発明を用いる場合は
図１３のＦ１，Ｆ４を使用することができる。このよう
に本回路を用いれば、図５のＰＰ，Ｆ３及び図７のＦ
１，Ｆ４及び図９のＦ１１に必要な電圧を容易に発生す
ることができる。
【００２１】次に、図５及び図１１においてＹＳＲを高
レベルにしている間に、ＲＯ，／ＲＯが接続される後段
の回路でＲＯ，／ＲＯに発生する電流信号を取り込みラ
ッチしておかなければならないことを述べたが、この回
路例を図２０に示す。図２０において、Ｑ１〜Ｑ６はバ
イポーラトランジスタであり、Ｒ１，Ｒ２は抵抗、ＩＳ
１〜ＩＳ４は電流源、ＭＳはＳＬで制御される電流源用
のＭＯＳである。Ｑ１，Ｑ２はベース電圧ＶＢからベー
ス・エミッタ間順方向電圧ＶＢＥ低い電圧にＲＯ，／Ｒ
Ｏをクランプし電圧変動を抑えるためのバイポーラであ
る。Ｑ３，Ｑ４はカレントスイッチを構成し、その電流
源ＭＯＳ（ＭＳ）はＳＬで制御される。
レベルにしている間に、ＲＯ，／ＲＯが接続される後段
の回路でＲＯ，／ＲＯに発生する電流信号を取り込みラ
ッチしておかなければならないことを述べたが、この回
路例を図２０に示す。図２０において、Ｑ１〜Ｑ６はバ
イポーラトランジスタであり、Ｒ１，Ｒ２は抵抗、ＩＳ
１〜ＩＳ４は電流源、ＭＳはＳＬで制御される電流源用
のＭＯＳである。Ｑ１，Ｑ２はベース電圧ＶＢからベー
ス・エミッタ間順方向電圧ＶＢＥ低い電圧にＲＯ，／Ｒ
Ｏをクランプし電圧変動を抑えるためのバイポーラであ
る。Ｑ３，Ｑ４はカレントスイッチを構成し、その電流
源ＭＯＳ（ＭＳ）はＳＬで制御される。
【００２２】Ｑ５，Ｑ６は各々Ｎ１，Ｎ２を入力とし、
ＭＯ，／ＭＯを出力とするエミッタフォロワを構成す
る。ＶＣ’はこの読出し回路の電源である。図２１を用
いて図２０の動作を説明する。ＹＳＲが低レベルＶＥで
あるとＲＭ内のＭＯＳはオフであり、Ｎ１とＮ２及びＭ
Ｏと／ＭＯはそれぞれ等しい電位になっている。ここ
で、ＹＳＲが高レベルＶＣとなると、ＲＭがオンし図７
で説明したように電流差がＲＯ，／ＲＯに生じる。この
ため、Ｎ１，Ｎ２には抵抗Ｒ１，Ｒ２によって電流差に
応じた電圧差が発生しＭＯ，／ＭＯにはＮ１，Ｎ２から
全体がＶＢＥ低い電圧差が発生する。そこで、ＳＬを高
レベルＶＣとし電流源をオンすればＹＳＲを低レベルＶ
Ｅにしても、ＭＯ，／ＭＯには電圧差が保たれることに
なる。これによって、図７の実施例に必要な機能を実現
することができる。図２０はバイポーラを用いた例であ
るが、このようなラッチ機能を持つ電流電圧変換回路は
ＭＯＳだけでも構成できる。
ＭＯ，／ＭＯを出力とするエミッタフォロワを構成す
る。ＶＣ’はこの読出し回路の電源である。図２１を用
いて図２０の動作を説明する。ＹＳＲが低レベルＶＥで
あるとＲＭ内のＭＯＳはオフであり、Ｎ１とＮ２及びＭ
Ｏと／ＭＯはそれぞれ等しい電位になっている。ここ
で、ＹＳＲが高レベルＶＣとなると、ＲＭがオンし図７
で説明したように電流差がＲＯ，／ＲＯに生じる。この
ため、Ｎ１，Ｎ２には抵抗Ｒ１，Ｒ２によって電流差に
応じた電圧差が発生しＭＯ，／ＭＯにはＮ１，Ｎ２から
全体がＶＢＥ低い電圧差が発生する。そこで、ＳＬを高
レベルＶＣとし電流源をオンすればＹＳＲを低レベルＶ
Ｅにしても、ＭＯ，／ＭＯには電圧差が保たれることに
なる。これによって、図７の実施例に必要な機能を実現
することができる。図２０はバイポーラを用いた例であ
るが、このようなラッチ機能を持つ電流電圧変換回路は
ＭＯＳだけでも構成できる。
【００２３】図１５は、本発明の第６の実施例を示す図
である。共通ソース線Ｆ１１をデータ線のとり得る電圧
よりも十分低い電圧に駆動することにより、Ｍ１とＭ２
の動作速度を高速にしたことが特長である。Ｆ１１の制
御が異なり、このＦ１１をＦＣで制御する以外は図９の
第４の実施例と同じ構成である。記号もＦＣ以外は同じ
内容を表す。ＦＣにおいてＭＦ１はＰＣで制御され、Ｆ
１１をＨＶＤにプリチャージするＭＯＳである。ＭＦ２
はＳ１で制御され、しきい値電圧補償のためにＦ１１を
ＶＥと弱く電気的に接続するＭＯＳであり、ＭＦ３は信
号のセンスを行うためにＦ１１を強くＶＥとショートす
るためのＭＯＳである。ＭＦ２とＭＦ３は一つで兼ねて
も良い。図１６を用いて図１５の回路の動作を説明す
る。最初、ＰＣは高レベルＶＣ、Ｓ１とＳ２は低レベル
ＶＥであり、データ線対ｄ１，／ｄ１〜ｄｍ，／ｄｍ及
びＦ１１はＨＶＤにプリチャージされている。また、Ｆ
２１は高レベルＶＣであるため、ＭＯＳＭ３及びＭ４が
オンしており、ＭＯＳＭ１とＭ２は各々そのゲートとド
レインとが電気的に接続されたダイオードとなってい
る。ＹＲ１とＹＷ１は低レベルＶＥであるため、ＭＯＳ
Ｍ５〜Ｍ８はオフしている。ワード線Ｗは低レベルＶＤ
Ｌであり、メモリセルＭＣ内のスイッチングトランジス
タはオフしている。また、Ｄ，／Ｄは、図示していない
がＡＭＰ内の回路によって、ＨＶＤ２の電位にプリチャ
ージされている。動作状態となると、まずＰＣが低レベ
ルＶＥとなり、ｄ１，／ｄ１〜ｄｍ，／ｄｍ及びＦ１１
がフローティングとなる。ここで、Ｓ１が高レベルとな
りＭＦ２がオンすると、Ｆ１１の電位が下がり、データ
線対ｄ１，／ｄ１はダイオード接続されたＭ１及びＭ２
を通じて放電される。Ｍ１及びＭ２がオンするまではＦ
１１の電位はは急速に低下するが、Ｍ１及びＭ２がオン
してからはデータ線容量の放電に合わせてゆっくりと低
下していく。この時ｄ１，／ｄ１はＦ１１より、それぞ
れＭ１及びＭ２のしきい値電圧分だけ高い電位まで放電
されることとなる。この期間でしきい値電圧のバラツキ
が各々のデータ線対毎に補償されることになる。データ
線対の電位差が、Ｍ１及びＭ２のしきい値電圧差とほぼ
同じとなったところで、Ｆ２１を低レベルＶＥとし、Ｍ
３及びＭ４をオフにしてデータ線の放電を止める。この
放電はたかだかしきい値ばらつきを補償する程度である
ので、データ線の電圧は最初のプリチャージ電圧よりも
大きくは低下せず、ＶＤＬよりも高くなっている。ここ
で、ワード線Ｗを高レベルＶＷとし、メモリセルＭＣか
ら電荷をデータ線に読出す。その後、Ｓ２を高レベルＶ
Ｃとし、ＭＦ３によってＦ１１をＶＥまで下げると共
に、ＹＲ１を高レベルとし読出し用ＭＯＳＭ７とＭ８を
オンさせ、ｄ１，／ｄ１の信号電圧に応じた信号電流を
Ｍ１及びＭ２を通じて共通データ線対Ｄ，／Ｄから流
し、この電流をＡＭＰでセンスするのである。ＡＭＰに
よって後段に増幅された信号が出力されるのと共に、
Ｄ，／Ｄには高レベルがＶＤＨであり低レベルがＶＤＬ
である高振幅の信号が現れる。この後、ＹＲ１を低レベ
ルとしＭ７とＭ８をオフし、ＹＷ１を高レベルＶＷとし
て、ｄ１，／ｄ１をＶＤＨとＶＤＬまで開く。ワード線
Ｗは高レベルＶＷであるので、メモリセルＭＣに再書込
みしたことになる。ＡＭＰ内の回路についても同様にし
て、Ｄ，／Ｄの電位をＡＭＰ内のＭＯＳのしきい値電圧
のバラツキに応じて変化させてその感度を高めることが
できる。本実施例を用いれば、図９の第４の実施例の特
長に加えて、Ｆ１１の制御を容易にすることができる。
である。共通ソース線Ｆ１１をデータ線のとり得る電圧
よりも十分低い電圧に駆動することにより、Ｍ１とＭ２
の動作速度を高速にしたことが特長である。Ｆ１１の制
御が異なり、このＦ１１をＦＣで制御する以外は図９の
第４の実施例と同じ構成である。記号もＦＣ以外は同じ
内容を表す。ＦＣにおいてＭＦ１はＰＣで制御され、Ｆ
１１をＨＶＤにプリチャージするＭＯＳである。ＭＦ２
はＳ１で制御され、しきい値電圧補償のためにＦ１１を
ＶＥと弱く電気的に接続するＭＯＳであり、ＭＦ３は信
号のセンスを行うためにＦ１１を強くＶＥとショートす
るためのＭＯＳである。ＭＦ２とＭＦ３は一つで兼ねて
も良い。図１６を用いて図１５の回路の動作を説明す
る。最初、ＰＣは高レベルＶＣ、Ｓ１とＳ２は低レベル
ＶＥであり、データ線対ｄ１，／ｄ１〜ｄｍ，／ｄｍ及
びＦ１１はＨＶＤにプリチャージされている。また、Ｆ
２１は高レベルＶＣであるため、ＭＯＳＭ３及びＭ４が
オンしており、ＭＯＳＭ１とＭ２は各々そのゲートとド
レインとが電気的に接続されたダイオードとなってい
る。ＹＲ１とＹＷ１は低レベルＶＥであるため、ＭＯＳ
Ｍ５〜Ｍ８はオフしている。ワード線Ｗは低レベルＶＤ
Ｌであり、メモリセルＭＣ内のスイッチングトランジス
タはオフしている。また、Ｄ，／Ｄは、図示していない
がＡＭＰ内の回路によって、ＨＶＤ２の電位にプリチャ
ージされている。動作状態となると、まずＰＣが低レベ
ルＶＥとなり、ｄ１，／ｄ１〜ｄｍ，／ｄｍ及びＦ１１
がフローティングとなる。ここで、Ｓ１が高レベルとな
りＭＦ２がオンすると、Ｆ１１の電位が下がり、データ
線対ｄ１，／ｄ１はダイオード接続されたＭ１及びＭ２
を通じて放電される。Ｍ１及びＭ２がオンするまではＦ
１１の電位はは急速に低下するが、Ｍ１及びＭ２がオン
してからはデータ線容量の放電に合わせてゆっくりと低
下していく。この時ｄ１，／ｄ１はＦ１１より、それぞ
れＭ１及びＭ２のしきい値電圧分だけ高い電位まで放電
されることとなる。この期間でしきい値電圧のバラツキ
が各々のデータ線対毎に補償されることになる。データ
線対の電位差が、Ｍ１及びＭ２のしきい値電圧差とほぼ
同じとなったところで、Ｆ２１を低レベルＶＥとし、Ｍ
３及びＭ４をオフにしてデータ線の放電を止める。この
放電はたかだかしきい値ばらつきを補償する程度である
ので、データ線の電圧は最初のプリチャージ電圧よりも
大きくは低下せず、ＶＤＬよりも高くなっている。ここ
で、ワード線Ｗを高レベルＶＷとし、メモリセルＭＣか
ら電荷をデータ線に読出す。その後、Ｓ２を高レベルＶ
Ｃとし、ＭＦ３によってＦ１１をＶＥまで下げると共
に、ＹＲ１を高レベルとし読出し用ＭＯＳＭ７とＭ８を
オンさせ、ｄ１，／ｄ１の信号電圧に応じた信号電流を
Ｍ１及びＭ２を通じて共通データ線対Ｄ，／Ｄから流
し、この電流をＡＭＰでセンスするのである。ＡＭＰに
よって後段に増幅された信号が出力されるのと共に、
Ｄ，／Ｄには高レベルがＶＤＨであり低レベルがＶＤＬ
である高振幅の信号が現れる。この後、ＹＲ１を低レベ
ルとしＭ７とＭ８をオフし、ＹＷ１を高レベルＶＷとし
て、ｄ１，／ｄ１をＶＤＨとＶＤＬまで開く。ワード線
Ｗは高レベルＶＷであるので、メモリセルＭＣに再書込
みしたことになる。ＡＭＰ内の回路についても同様にし
て、Ｄ，／Ｄの電位をＡＭＰ内のＭＯＳのしきい値電圧
のバラツキに応じて変化させてその感度を高めることが
できる。本実施例を用いれば、図９の第４の実施例の特
長に加えて、Ｆ１１の制御を容易にすることができる。
【００２４】図１７は本発明で現れる外部電源電圧及び
オンチップ電圧変換回路を用いて発生した内部の電源電
圧の関係を示したものである。（ａ）では、ワード線の
高電位を昇圧して外部電圧ＶＣより高くしたものであ
る。また、データ線対の電圧差をセンスするＭ１及びＭ
２の共通ソースの電位をそのゲートの電位と比べて充分
低くし、Ｍ１とＭ２の差動アンプは図１４までの実施例
よりも高速に動作させる。データ線の高電位ＶＤＨ及び
制御回路の高電位ＶＣＬは外部電源電圧ＶＣよりも低く
設定することもできるし、同じであっても良い。制御回
路の高速化とデータ線電流の低電流化との要求から、Ｖ
ＤＨはＶＣＬより低く設定する場合が多い。ワード線電
圧はデータ線高電位ＶＤＨよりもメモリセル内のスイッ
チングトランジスタのしきい値電圧以上に充分高くす
る。上述のように昇圧して外部電源ＶＣよりも高く設定
する場合もある。また、データ線プリチャージ電位であ
るＨＶＤは、一般にＶＤＨとＶＤＬの電位のちょうど真
中の電位に設定するが、本発明ではしきい値電圧の補償
中にデータ線電位が下がってしまうために、この下がっ
てしまう分に見合った電位だけ、ＨＶＤを高く設定して
も良い。基板電位ＶＢは外部電源ＶＥと同じかこれより
低く設定する。（ｂ）では、（ａ）と異なりワード線高
電位ＶＷを外部電源ＶＣと一致させ、制御回路の高電位
ＶＣＬとデータ線の高電位ＶＤＨを一致させた。こうす
れば、少ない電源数で、本発明に必要な電位を与えるこ
とができる。
オンチップ電圧変換回路を用いて発生した内部の電源電
圧の関係を示したものである。（ａ）では、ワード線の
高電位を昇圧して外部電圧ＶＣより高くしたものであ
る。また、データ線対の電圧差をセンスするＭ１及びＭ
２の共通ソースの電位をそのゲートの電位と比べて充分
低くし、Ｍ１とＭ２の差動アンプは図１４までの実施例
よりも高速に動作させる。データ線の高電位ＶＤＨ及び
制御回路の高電位ＶＣＬは外部電源電圧ＶＣよりも低く
設定することもできるし、同じであっても良い。制御回
路の高速化とデータ線電流の低電流化との要求から、Ｖ
ＤＨはＶＣＬより低く設定する場合が多い。ワード線電
圧はデータ線高電位ＶＤＨよりもメモリセル内のスイッ
チングトランジスタのしきい値電圧以上に充分高くす
る。上述のように昇圧して外部電源ＶＣよりも高く設定
する場合もある。また、データ線プリチャージ電位であ
るＨＶＤは、一般にＶＤＨとＶＤＬの電位のちょうど真
中の電位に設定するが、本発明ではしきい値電圧の補償
中にデータ線電位が下がってしまうために、この下がっ
てしまう分に見合った電位だけ、ＨＶＤを高く設定して
も良い。基板電位ＶＢは外部電源ＶＥと同じかこれより
低く設定する。（ｂ）では、（ａ）と異なりワード線高
電位ＶＷを外部電源ＶＣと一致させ、制御回路の高電位
ＶＣＬとデータ線の高電位ＶＤＨを一致させた。こうす
れば、少ない電源数で、本発明に必要な電位を与えるこ
とができる。
【００２５】図１８は、本発明の第７の実施例を示す図
である。この実施例が図１５の第６の実施例と異なる点
は、図１５ではＦ１１の制御を多数まとめて行ったのに
たいして、図１８ではＰＡ１毎にＭＯＳＭ９で構成した
制御回路ＦＣを設けてこのゲートを制御することで図１
５の実施例と同様な動作をさせることである。図１８の
実施例では、Ｆ１１は低レベルＶＥに固定したままで良
い。Ｍ９が図１５のＭＦ２及びＭＦ３にあたるのであ
る。最初は、ＦＳが低レベルではＭ９がオフしているた
め、Ｍ３及びＭ４がオンすることによってＮＦはＨＶＤ
からＭ１またはＭ２のうち低い方のしきい値電圧分低い
電位にプリチャージされている。ＦＳが高レベルとな
り、Ｍ９がオンするとＮＦの電位は図１６のＦ１１の電
位と同様な変化を示すため、図１６と同様にしきい値電
圧のバラツキ補償を行うことができる。本実施例によれ
ば、多数のＰＡ１で共有するために負荷の大きなＦ１１
を制御する必要が無いため、制御が容易であるという特
長がある。
である。この実施例が図１５の第６の実施例と異なる点
は、図１５ではＦ１１の制御を多数まとめて行ったのに
たいして、図１８ではＰＡ１毎にＭＯＳＭ９で構成した
制御回路ＦＣを設けてこのゲートを制御することで図１
５の実施例と同様な動作をさせることである。図１８の
実施例では、Ｆ１１は低レベルＶＥに固定したままで良
い。Ｍ９が図１５のＭＦ２及びＭＦ３にあたるのであ
る。最初は、ＦＳが低レベルではＭ９がオフしているた
め、Ｍ３及びＭ４がオンすることによってＮＦはＨＶＤ
からＭ１またはＭ２のうち低い方のしきい値電圧分低い
電位にプリチャージされている。ＦＳが高レベルとな
り、Ｍ９がオンするとＮＦの電位は図１６のＦ１１の電
位と同様な変化を示すため、図１６と同様にしきい値電
圧のバラツキ補償を行うことができる。本実施例によれ
ば、多数のＰＡ１で共有するために負荷の大きなＦ１１
を制御する必要が無いため、制御が容易であるという特
長がある。
【００２６】なお、ＦＣをＭ１とＭ２それぞれに設けて
も良いが、数個のＰＡ毎に設けても良い。このような制
御回路ＦＣの配置の方法を図１９に示す。（ａ）は一度
に動作するワード線Ｗ１とＷ２（もちろんワードドライ
バを端において一本のワード線としても良い。）に関係
するＰＡ１１〜ＰＡ２ｎ全部を一つのＦＣで一方の端か
ら制御する配置であり、（ｂ）は中央から制御する配置
である。これらの選択はレイアウトの制約及び制御線の
負荷との関係から決められる。また、（ｃ）のようにＰ
Ａのｎ個毎にＦＣを配置する場合も考えられる。また、
これらの回路の電源線の配線はワード線と並行に配置す
る場合もあるし、ワード線と直行させかつワードシャン
ト部などを利用して行うこともできる。
も良いが、数個のＰＡ毎に設けても良い。このような制
御回路ＦＣの配置の方法を図１９に示す。（ａ）は一度
に動作するワード線Ｗ１とＷ２（もちろんワードドライ
バを端において一本のワード線としても良い。）に関係
するＰＡ１１〜ＰＡ２ｎ全部を一つのＦＣで一方の端か
ら制御する配置であり、（ｂ）は中央から制御する配置
である。これらの選択はレイアウトの制約及び制御線の
負荷との関係から決められる。また、（ｃ）のようにＰ
Ａのｎ個毎にＦＣを配置する場合も考えられる。また、
これらの回路の電源線の配線はワード線と並行に配置す
る場合もあるし、ワード線と直行させかつワードシャン
ト部などを利用して行うこともできる。
【００２７】本発明を用いるＤＲＡＭのメモリセルとし
ては、図５に示した通常の１トランジスタと１キャパシ
タとを組み合わせたもの以外に、例えば、１９９１ Ｉ
ＳＳＣＣのダイジェストの第１０６頁〜第１０７頁に記
載のＤＲＡＭメモリセルを直列に接続したものも用いる
ことができる。また、１トランジスタと１キャパシタの
メモリセルに２値以上の情報を記憶させる方式も取るこ
とができる。
ては、図５に示した通常の１トランジスタと１キャパシ
タとを組み合わせたもの以外に、例えば、１９９１ Ｉ
ＳＳＣＣのダイジェストの第１０６頁〜第１０７頁に記
載のＤＲＡＭメモリセルを直列に接続したものも用いる
ことができる。また、１トランジスタと１キャパシタの
メモリセルに２値以上の情報を記憶させる方式も取るこ
とができる。
【００２８】図２２は本発明を用いたシステム構成を示
す図である。矢印は信号の流れを表わす。Ｍは本発明を
用いたＤＲＡＭを示し、ＣＰＵはシステム全体を制御す
る処理装置を、ＲＡＧはリフレッシュアドレス発生装置
を、ＴＣは本発明を用いた記憶装置部分の制御信号発生
装置を、ＳＬＣＴはＣＰＵから送られてくるアドレス信
号とＲＡＧから送られてくるリフレッシュアドレス信号
を切り換えるセレクト装置を示す。また、ＰＦＹはシス
テム内の他の装置であり、例えば外部記憶装置，表示装
置，数値演算装置等であり、通信回線を通して他の情報
処理装置と接続される場合もある。ＤＡＴＡはＣＰＵと
Ｍとの間でやりとりされるデータを表わし、ＡｉｃはＣ
ＰＵで発生するアドレス信号を、ＡｉｒはＲＡＧで発生
するリフレッシュアドレス信号を示し、ＡｉはＳＬＣＴ
で選択されＭに送られるアドレス信号を示す。ＳＴはＣ
ＰＵからＲＡＧに送られるステイタス信号、ＢＳはＴＣ
からＣＰＵへのビジイ信号である。ＳＥはＴＣから送ら
れるＳＬＣＴの起動をかける信号であり、／ＣＥは本発
明を用いたＤＲＡＭの起動をかける信号である。ＳＧは
ＣＰＵとシステム内の他の装置との信号のやりとりをま
とめて表わしたものである。本発明を用いた半導体装置
を用いれば加工寸法を小さくして集積度を上げても高速
でかつ高信頼性を保つことができる。
す図である。矢印は信号の流れを表わす。Ｍは本発明を
用いたＤＲＡＭを示し、ＣＰＵはシステム全体を制御す
る処理装置を、ＲＡＧはリフレッシュアドレス発生装置
を、ＴＣは本発明を用いた記憶装置部分の制御信号発生
装置を、ＳＬＣＴはＣＰＵから送られてくるアドレス信
号とＲＡＧから送られてくるリフレッシュアドレス信号
を切り換えるセレクト装置を示す。また、ＰＦＹはシス
テム内の他の装置であり、例えば外部記憶装置，表示装
置，数値演算装置等であり、通信回線を通して他の情報
処理装置と接続される場合もある。ＤＡＴＡはＣＰＵと
Ｍとの間でやりとりされるデータを表わし、ＡｉｃはＣ
ＰＵで発生するアドレス信号を、ＡｉｒはＲＡＧで発生
するリフレッシュアドレス信号を示し、ＡｉはＳＬＣＴ
で選択されＭに送られるアドレス信号を示す。ＳＴはＣ
ＰＵからＲＡＧに送られるステイタス信号、ＢＳはＴＣ
からＣＰＵへのビジイ信号である。ＳＥはＴＣから送ら
れるＳＬＣＴの起動をかける信号であり、／ＣＥは本発
明を用いたＤＲＡＭの起動をかける信号である。ＳＧは
ＣＰＵとシステム内の他の装置との信号のやりとりをま
とめて表わしたものである。本発明を用いた半導体装置
を用いれば加工寸法を小さくして集積度を上げても高速
でかつ高信頼性を保つことができる。
【００２９】
【発明の効果】本発明は、微小信号を増幅する半導体装
置において、その入力線のプリチャージ電圧を変えてこ
の半導体装置を構成する個々の素子の不純物濃度、加工
寸法が異なることによる特性のバラツキをキャンセルす
ることができるため、特性変動に依存せずに高速に増幅
動作が可能である半導体装置を実現する。
置において、その入力線のプリチャージ電圧を変えてこ
の半導体装置を構成する個々の素子の不純物濃度、加工
寸法が異なることによる特性のバラツキをキャンセルす
ることができるため、特性変動に依存せずに高速に増幅
動作が可能である半導体装置を実現する。
【図１】本発明の概念を示す図
【図２】本発明の概念を説明する図
【図３】本発明の第１の実施例を示す図
【図４】第１の実施例の動作を説明する図
【図５】本発明の第２の実施例を示す図
【図６】第２の実施例の動作を説明する図
【図７】本発明の第３の実施例を示す図
【図８】第３の実施例の動作を説明する図
【図９】本発明の第４の実施例を示す図
【図１０】第４の実施例の動作を説明する図
【図１１】本発明の第５の実施例を示す図
【図１２】第５の実施例の動作を説明する図
【図１３】本発明の制御回路の一部を示す図
【図１４】図１３の回路の動作を説明する図
【図１５】本発明の第６の実施例を示す図
【図１６】第６の実施例の動作を説明する図
【図１７】本発明の電源電圧の関係を示す図
【図１８】本発明の第７の実施例を示す図
【図１９】本発明の制御回路の配置を示す図
【図２０】読出し回路の一部を示す図
【図２１】図２０の回路の動作を説明する図
【図２２】本発明を用いたシステム構成を示す図
【図２３】従来例
【図２４】従来例の動作を説明する図
ＳＡ１〜ＳＡ３…増幅回路、Ｄ，／Ｄ１〜Ｄ３，／Ｄ３
…増幅回路の入出力端子，ＤＲＡＭのデータ線、ＭＣ１
〜ＭＣ６…入力信号を発生する回路，ＤＲＡＭのメモリ
セル、ＶＰ１１〜ＶＰ３２…本発明の入出力線プリチャ
ージ電圧、ＶＤ…入出力線増幅後の高レベル、ＶＥ…入
出力線増幅後の低レベル，低電位電源電圧、ＶＣ…高電
位電源電圧、Ｗ１…ワード線、ＶＷ…ワード線高レベ
ル、ＰＣＣ…ショート，プリチャージ回路、ＳＡＰ…ｐ
ＭＯＳ増幅回路、ＲＭ…読出し用スイッチングトランジ
スタ回路、ＷＭ…書込み用スイッチングトランジスタ回
路、ＰＣ…ショート，プリチャージ回路制御信号、ＨＶ
Ｄ…入出力線プリチャージ電圧、ＰＰ…ｐＭＯＳ増幅回
路制御信号、ＹＳＲ…ＲＭの制御信号、ＹＳＷ…ＷＭの
制御信号、Ｍ１〜Ｍ６…ｎＭＯＳ増幅回路を構成するＭ
ＯＳ、Ｆ１〜Ｆ４，Ｆ１１…増幅回路制御信号、Ｍ７，
Ｍ８…ｐＭＯＳ増幅回路を構成するＭＯＳ、ＲＷ…読出
し・書込み回路、ＹＳ…読出し・書込み回路制御信号、
ＲＯ，／ＲＯ…出力信号線、ＷＩ，／ＷＩ…入力信号
線、Ｉ／Ｏ，／Ｉ／Ｏ…入出力信号線、ＶＰ１…バラツ
キ補償用第１の電源電圧、ＶＰ２…バラツキ補償用第２
の電源電圧、ＭＰＰ…ＶＰ１印加用ｐＭＯＳ、ＭＮＰ…
ＶＰ２印加用ｎＭＯＳ、ＭＰＨ…ＶＤ印加用ｐＭＯＳ、
ＭＮＬ…ＶＥ印加用ｎＭＯＳ、ＳＤＨ…ＭＰＨ制御信
号、ＳＤＬ…ＭＮＬ制御信号、ＳＰ１…ＭＰＰ制御信
号、ＳＰ２…ＭＮＰ制御信号、Ｑ１〜Ｑ６…バイポーラ
トランジスタ、ＩＳ１〜ＩＳ４…電流源、ＭＳ…Ｑ３，
Ｑ４のカレントスイッチ電流源用ＭＯＳ、ＳＬ…ＭＳ制
御信号、Ｒ１，Ｒ２…抵抗、Ｍ…メモリ，ＤＲＡＭ、Ｃ
ＰＵ…システム制御処理装置、ＳＬＴ…アドレスセレク
ト装置、ＲＡＧ…リフレッシュアドレス発生装置、ＴＣ
…制御信号発生装置、ＰＦＹ…システム内の他の装置、
ＤＡＴＡ…データ信号、Ａｉｃ，Ａｉｒ，Ａｉ…アドレ
ス信号、ＳＴ…ステイタス信号、ＢＳ…ビジイ信号、Ｓ
Ｅ…起動信号、／ＣＥ…ＤＲＡＭの起動信号。
…増幅回路の入出力端子，ＤＲＡＭのデータ線、ＭＣ１
〜ＭＣ６…入力信号を発生する回路，ＤＲＡＭのメモリ
セル、ＶＰ１１〜ＶＰ３２…本発明の入出力線プリチャ
ージ電圧、ＶＤ…入出力線増幅後の高レベル、ＶＥ…入
出力線増幅後の低レベル，低電位電源電圧、ＶＣ…高電
位電源電圧、Ｗ１…ワード線、ＶＷ…ワード線高レベ
ル、ＰＣＣ…ショート，プリチャージ回路、ＳＡＰ…ｐ
ＭＯＳ増幅回路、ＲＭ…読出し用スイッチングトランジ
スタ回路、ＷＭ…書込み用スイッチングトランジスタ回
路、ＰＣ…ショート，プリチャージ回路制御信号、ＨＶ
Ｄ…入出力線プリチャージ電圧、ＰＰ…ｐＭＯＳ増幅回
路制御信号、ＹＳＲ…ＲＭの制御信号、ＹＳＷ…ＷＭの
制御信号、Ｍ１〜Ｍ６…ｎＭＯＳ増幅回路を構成するＭ
ＯＳ、Ｆ１〜Ｆ４，Ｆ１１…増幅回路制御信号、Ｍ７，
Ｍ８…ｐＭＯＳ増幅回路を構成するＭＯＳ、ＲＷ…読出
し・書込み回路、ＹＳ…読出し・書込み回路制御信号、
ＲＯ，／ＲＯ…出力信号線、ＷＩ，／ＷＩ…入力信号
線、Ｉ／Ｏ，／Ｉ／Ｏ…入出力信号線、ＶＰ１…バラツ
キ補償用第１の電源電圧、ＶＰ２…バラツキ補償用第２
の電源電圧、ＭＰＰ…ＶＰ１印加用ｐＭＯＳ、ＭＮＰ…
ＶＰ２印加用ｎＭＯＳ、ＭＰＨ…ＶＤ印加用ｐＭＯＳ、
ＭＮＬ…ＶＥ印加用ｎＭＯＳ、ＳＤＨ…ＭＰＨ制御信
号、ＳＤＬ…ＭＮＬ制御信号、ＳＰ１…ＭＰＰ制御信
号、ＳＰ２…ＭＮＰ制御信号、Ｑ１〜Ｑ６…バイポーラ
トランジスタ、ＩＳ１〜ＩＳ４…電流源、ＭＳ…Ｑ３，
Ｑ４のカレントスイッチ電流源用ＭＯＳ、ＳＬ…ＭＳ制
御信号、Ｒ１，Ｒ２…抵抗、Ｍ…メモリ，ＤＲＡＭ、Ｃ
ＰＵ…システム制御処理装置、ＳＬＴ…アドレスセレク
ト装置、ＲＡＧ…リフレッシュアドレス発生装置、ＴＣ
…制御信号発生装置、ＰＦＹ…システム内の他の装置、
ＤＡＴＡ…データ信号、Ａｉｃ，Ａｉｒ，Ａｉ…アドレ
ス信号、ＳＴ…ステイタス信号、ＢＳ…ビジイ信号、Ｓ
Ｅ…起動信号、／ＣＥ…ＤＲＡＭの起動信号。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 阪田 健 東京都国分寺市東恋ケ窪１丁目280番地 株式会社日立製作所中央研究所内 (72)発明者 伊藤 清男 東京都国分寺市東恋ケ窪１丁目280番地 株式会社日立製作所中央研究所内 (72)発明者 秋葉 武定 千葉県茂原市早野3681番地 日立デバイス エンジニアリング株式会社内 (72)発明者 橘川 五郎 東京都国分寺市東恋ケ窪１丁目280番地 株式会社日立製作所中央研究所内 (72)発明者 川尻 良樹 東京都国分寺市東恋ケ窪１丁目280番地 株式会社日立製作所中央研究所内
Claims (7)
- 【請求項１】前記第１信号線にゲートが結合される第１
導電形の第１ＭＯＳトランジスタと、 前記第２信号線
にゲートが結合される前記第１導電形の第２ＭＯＳトラ
ンジスタと、 前記第１ＭＯＳトランジスタのドレインとゲートとの間
に結合される第１スイッチと、 前記第２ＭＯＳトランジスタのドレインとゲートとの間
に結合される第２スイッチと、 前記第１信号線と前記第２ＭＯＳトランジスタのドレイ
ンとの間に結合される第３スイッチと、 前記第２信号線と前記第１ＭＯＳトランジスタのドレイ
ンとの間に結合される第４スイッチとを具備し、 前記第１又は第２信号線のいずれかにはメモリセルが結
合され、 前記第１及び第２信号線にはプリチャージ回路が結合さ
れ、 前記第１及び第２ＭＯＳトランジスタのソースは、第１
共通ソース駆動線に共通接続され、 前記第１信号線と前記第１ＭＯＳトランジスタのドレイ
ンには、第２導電形の第３ＭＯＳトランジスタのゲート
とドレインがそれぞれに結合され、 前記第１信号線と前記第２ＭＯＳトランジスタのドレイ
ンには、前記第２導電形の第４ＭＯＳトランジスタのゲ
ートとドレインがそれぞれに結合され、 前記第３及び第４ＭＯＳトランジスタのソースは、第２
共通ソース駆動線に共通接続され、 前記第１及び第２スイッチがオンとされ前記第３及び第
４スイッチがオフとされた状態で、前記第１及び第２信
号線は、前記プリチャージ回路によりプリチャージ電位
が供給され、 前記プリチャージ回路の動作停止後に、前記第１共通ソ
ース駆動線に前記プリチャージ電位より低い第１電位が
供給され、前記第２共通ソース駆動線に前記プリチャー
ジ電位より低い第２電位が供給され、 その後に、前記第１及び第２スイッチはオフ状態とさ
れ、 その後に、前記第３及び第４スイッチはオンとされ、前
記第１共通ソース駆動線に前記第１電位より低い第３電
位が供給され、前記第２共通ソース駆動線に前記第２電
位より高い前記第４電位が供給される半導体装置。 - 【請求項２】請求項１において、 前記第１から第４スイッチは、第１導電形のＭＯＳトラ
ンジスタである半導体装置。 - 【請求項３】請求項１又は２において、 前記第１及び第２共通ソース駆動線に接続される制御回
路を更に具備し、 前記制御回路は、 前記第１電位を供給する第１ノードと前記第１共通ソー
ス駆動線との接続状態を制御するための第５スイッチ
と、 前記第２電位を供給する第２ノードと前記第２共通ソー
ス駆動線との接続状態を制御するための第６スイッチ
と、 前記第３電位を供給する第３ノードと前記第３共通ソー
ス駆動線との接続状態を制御するための第７スイッチ
と、 前記第４電位を供給する第４ノードと前記第２共通ソー
ス駆動線との接続状態を制御するための第８スイッチと
を有する半導体装置。 - 【請求項４】請求項１から３のいずれかにおいて、 前記第１及び第２信号線は、前記第３電位と前記第４電
位の間の電位をとる半導体装置。 - 【請求項５】請求項１から４のいずれかにおいて、 前記第１導電形は、Ｎ形であり、前記第２導電形は、Ｐ
形である半導体装置。 - 【請求項６】請求項１から５のいずれかにおいて、 前記メモリセルは、ダイナミック形メモリセルである半
導体装置。 - 【請求項７】構成するＭＯＳトランジスタの閾値を補正
する回路を有するセンスアンプであって、前記ＭＯＳト
ランジスタに供給される電位を３段階に変化させる半導
体装置。
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|---|---|---|---|---|
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- 1992-04-09 US US07/865,852 patent/US5300839A/en not_active Expired - Lifetime
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2000
- 2000-06-23 JP JP2000194889A patent/JP3382211B2/ja not_active Expired - Fee Related
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