JP3827534B2 - 半導体記憶装置の基準電圧発生回路及びメモリ読出回路 - Google Patents
半導体記憶装置の基準電圧発生回路及びメモリ読出回路 Download PDFInfo
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Description
【発明の属する技術分野】
本発明は、電気的書き換え可能な不揮発性メモリなどの半導体記憶装置に関し、半導体記憶装置に用いられ、基準セルからの基準電圧を利用して複数のメモリセルの情報を同時に読み出す複数のセンスアンプ回路用の基準電圧発生回路および、これを含むメモリ読出回路に関する。
【0002】
【従来の技術】
従来、電気的書き換え可能な不揮発性メモリとして例えばEEPROM(Electrically Erasable and Programmable Read Only Memory)やフラッシュEEPROM(以下フラッシュメモリという)などで知られる半導体記憶装置がある。この半導体記憶装置は、メモリセルトランジスタ(以下メモリセルという)の情報を読み出すメモリ読出回路として、センスアンプ回路(センス増幅器)およびその関連回路を有している。
【0003】
以下、フラッシュメモリとして、コントロールゲート電極とフローティングゲート電極の2層多結晶シリコンを使用したスタックゲート電極を備えるメモリセルを例にセンスアンプ回路およびその関連回路の構成について説明する。
【0004】
スタックゲート電極構造のメモリセルにおける情報の記憶原理として、フローティングゲート電極に電子が存在する状態と、電子が存在しない状態にすることで実現する場合がある。
【0005】
ここでは、フローティングゲート電極に電子が存在する状態を作りだす動作を書き込み動作と称し、電子が存在しない状態を消去動作と称する。また、ここでは、書き込み動作と消去動作に関しての詳細な説明は省略する。
【0006】
書き込み動作によってつくられたフローティングゲート電極に電子が存在する状態のメモリセル(以下プログラムセルと称す)は、消去動作によってつくられるフローティングゲート電極に電子が存在しないメモリセル(以下イレースセルと称す)と比較して、コントロールゲート電極にある電圧を加え、ソース・ドレイン電極にあるバイアス電圧を加えた状態(この状態をメモリセルのデータ読み出し条件と称す)で流れる電流量は少ない。これは、コントロールゲート電極のある電圧が、フローティングゲート電極に電子が存在するかまたは電子が存在しないかで、メモリセルのチャネル領域に印加される電解強度が変化し、チャネル領域に流れる電流量が変化するためである。もちろん、フローティングゲート電極に存在する電子の数(電子が多い/電子が少ない)で、コントロールゲート電極にある電圧を加えた時の電解強度が変化し、それに応じて電流量も変化する。ここで説明するフローティングゲート電極に電子が存在するかまたは、電子が存在しないというのは相対的なものとする。
【0007】
上述した原理で、メモリセルのソース・ドレイン電極に流れる電流量が少ないか多いかで「0」データと「1」データとしてメモリセル内にデータを記憶したとしている。
【0008】
センスアンプ回路はこのメモリセルのデータ読み出し条件で流れる電流量が少ないか多いかを判別し、「0」データと「1」データを判別して出力する。電流量が少ないか多いかの判別例として、ある基準電流を準備し、その基準電流に対して電流が多いか少ないかを判別してデータを出力する方法もある。このような場合、基準電流をつくるため、メモリセルと同様な構成のトランジスタ(以下リファレンスセルと称す)を用いる場合もある。この場合、メモリセル読み出しの温度特性や電圧特性などの影響も模倣される。
【0009】
また、そのリファレンスセルの電流能力もプログラムセルとイレースセルの流す電流量の中間値の場合もあり、フローティングゲート電極内の電子数もプログラムセルとイレースセルのフローティングゲート電極内の電子数の間の電子数で調整される場合もある。
【0010】
図10は従来のフラッシュメモリにおけるセンスアンプ回路の回路図である。図10において、センスアンプ回路100は、選択回路を含むメモリセル部101と、選択回路の選択トランジスタ101aを通じてメモリセル101bのドレイン電極側に接続されるフィードバック型の電流検知回路102と、基準電流発生回路として、選択回路を含む読み出しメモリセル101bと同様の構成のリファレンスセル部103と、選択回路の選択トランジスタ103aを通じてリファレンスセル103b(基準セル)のドレイン電極側に接続される、メモリセル101b側と同様な構成のフィードバック型の電流検知回路104と、メモリセル101b側から出力される電圧とリファレンスセル103b側から出力される電圧を比較するコンパレータ回路105とを備えている。
【0011】
この電流検知回路102,104としては、コンパレータ回路105に出力する電圧を得るため、電流―電圧変換を行う負荷が用いられており、その例として、図11のトランジスタ負荷102a,104aや図12の抵抗負荷102b,104bなどがある。
【0012】
また、高速にメモリセル101bの読み出し動作を行うため、メモリセル101bとリファレンスセル103bの各ドレイン電極を読み出し条件のバイアス電圧にする充電回路106,107を備える場合もある。
【0013】
以下、従来例による読み出し動作について図10を用いて説明する。図10に示すように、読み出し動作時に印加されるゲート電圧(以下、読み出しゲート電圧と称す)が、選択された読み出しメモリセル101bのコントロールゲート電極に印加され、同時に、図11の負荷回路102a、図12の負荷回路102bなどの図10の充電回路106により、読み出し動作時に印加されるドレイン電圧(以下読み出しドレイン電圧と称す)が、選択トランジスタ101aにより選択された読み出しメモリセル101bのドレイン電極に印加される。
【0014】
充電回路106,107はメモリセル101bやリファレンスセル103bのドレイン電極が、読み出しドレイン電圧になるまで動作し、読み出しドレイン電圧到達後はその動作を止める。選択された読み出しメモリセル101bのソース電極はトランジスタなどを介して接地され、選択された読み出しメモリセル101bのドレイン電極−ソース電極間で電流が流れる(以下この電流を読み出し電流と称す)。
【0015】
この読み出し電流は、電流検知回路102の負荷により電圧に変換され、コンパレータ回路105への一方の入力電圧となる。この電圧を以下読み出し電圧と称す。
【0016】
この動作は、リファレンスセル103bでも同様に行われ、リファレンスセル103bのドレイン電極−ソース電極間で基準電流が流れ、電流検知回路104の負荷により電圧に変換され、コンパレータ回路105の他方の入力電圧となる。なお、リファレンスセル103bの基準電流から作られる電圧を、以下、基準電圧と称する。
【0017】
今、フローティングゲート電極に電子がある選択メモリセル101b、つまりプログラムセルを読み出す場合、読み出し電流は基準電流より小さい。この読み出し電流は、フィードバック型の電流検知回路102の負荷により電圧変換され、その読み出し電圧はリファレンスセル103bより生成される基準電圧より高い。これら読み出し電圧と基準電圧の電圧差はフィードバック型の電流検知回路102,104の各負荷をそれぞれ通ることで、フィードバック型の電流検知回路102,104の各負荷がない場合と比較して、より大きな電圧差として増幅される。
【0018】
この電圧差をコンパレータ回路105で比較して判定し、その判定結果をメモリ情報読取結果として、「L」レベルの電位または「H」レベルの電位で出力する。
【0019】
フローティングゲート電極に電子がない選択メモリセル101b、つまりイレースセルの場合には、読み出し電圧は基準電圧より低い。この時のコンパレータ回路105による判定出力は、フローティングゲート電極に電子がある選択メモリセル101bを読み出す場合の出力と反転された電位で出力される。
【0020】
理想的には、図10のセンスアンプ回路はメモリセル101bの1セル(1ビット)読み出し毎に必要であるが、高機能化のため、多セル(多ビット)読み出しが必要な場合がある。この場合、チップ面積削減の目的で、図13のように、リファレンスセル103bと基準電流用の電流検知回路104の負荷を別の読み出しセル(各ビット)で共通とし、基準電流用の電流検知回路104の出力である基準電圧を各ビットのコンパレータ回路105に共通入力とするセンスアンプ回路も存在する。
【0021】
【発明が解決しようとする課題】
コンパレータ回路105の一具体例として、図14のような差動増幅器を考える。読み出し電圧と基準電圧が、図14の差動増幅器のトランジスタA,Bのゲート電極にそれぞれ入力される。この状態で、差動増幅器を動作させると、読み出し電圧と、基準電圧がゲート電極に入力されているトランジスタA、Bにそれぞれのゲート電圧に見合った電流が、トランジスタA、Bの各ドレイン電極−ソース電極間にそれぞれ流れる。
【0022】
このドレイン電極とソース電極間に流れる電流は、一般的に知られるゲート電極と、ソース電極・ドレイン電極・チャネル間にあるゲート酸化膜がコンデンサとして働くカップリング効果で、入力されているゲート電圧にも影響を与える。
【0023】
この影響は、基準電圧が読み出し電圧に対して、一つの差動増幅器にのみ入力されるのであれば、このカップリング効果の影響は微小であり、読み出し動作に対して影響は少ない。
【0024】
ところが、前述したように、基準電圧を幾つかの差動増幅器に共通入力した場合、基準電圧のカップリングによる影響は共通入力した数に比例して増加する。この結果、読み出し電圧のカップリングによる影響と基準電圧のカップリングによる影響の差が大きくなり、読み出し動作に影響を与える場合もある。
【0025】
差動増幅器を間欠動作させない場合、このカップリングによる影響はいずれなくなり、仮にカップリング影響中は誤った読み出し動作を行ってもいずれ正しい読み出し動作に戻る。
【0026】
しかし、カップリング影響中は誤った読み出しを行った場合、メモリセルの読み出し速度という観点からは、カップリングの影響がない場合と比較すると遅い。また、動作電流低減のため、ある一定期間のみ差動増幅器を動作させ、その期間内に選択したメモリセルの読み出し動作を行い、差動増幅器から出力したデータをラッチ回路などに接続・保持した後、差動増幅器の動作を止めて読み出しデータをメモリセル読み出し回路外部に出力する場合、「ある一定期間」内に正しい読み出し動作を行う必要がある。
【0027】
カップリングの影響が大きい場合、この「ある一定期間」が長くなり、その結果、読み出し速度の高速化が困難なものとなる。読み出し時間に影響がないようにする、つまり、読み出し動作に影響を与えないようにするには、このカップリングによる影響以上の電位差が基準電圧と読み出し電圧にあれば良い。しかしながら、近年の微細化によるメモリセル電流の減少などにより、読み出し電流と基準電流の差を多くすることが困難になってきている。
【0028】
メモリセル自体のソース・ドレイン電極の電圧差を大きくして、メモリセルに流れる電流量を多くすることも考えられるが、実際は、一度書き込み動作によりつくり出したフローティングゲート電極に電子が存在する状態を読み出し動作により破壊しないようにするため、読み出しドレイン電圧をあまり高くすることができない。
【0029】
これらの結果、読み出し電圧と基準電圧差も少なくなり、カップリングによる影響が生じない電圧差を確保することが困難になってきている。
【0030】
コンパレータ回路105の他の一例として、特開平11−306782号公報に示されるようなセンスアンプを使用した場合でも、同様にカップリングによる影響は無視できない。
【0031】
上述したような問題を解決するため、チップ面積を増加させず、複数のセンスアンプ用の基準電流/基準電圧生成を行い、複数のセンスアンプを同時動作させる方法として、特開2000−30475号公報「半導体メモリ装置」が提案されており、これを図15のブロック図に示している。
【0032】
特開2000−30475号公報「半導体メモリ装置」によると、上述しているリファレンスセルを含む付随回路に相当する基準セルブロックと、電流ミラー回路とから構成されている。少なくとも一つの基準セルブロックから、基準セルブロックと同様の特性を持つ電流源を電流ミラー回路から生成し、複数あるセンスアンプ回路にそれぞれ基準電流として供給している(図16参照)。
【0033】
このような構成によると、上述したようなカップリングによる影響は回避できる。ところが、一つの基準セルブロックから多くの基準電流を生成する場合、例えば、16個の基準電流を生成する場合、図16のノードAに接続されるゲート容量が16個存在するとすると、このゲート容量があまりに多いと、基準電流の電流特性が、一つの基準セルブロックから生成された場合の基準電流の電流特性と時間的にずれてくるという問題が潜在的に存在する。
【0034】
つまり、このノードAに接続されるゲート容量が多くなると、ノードAが最終的な所望の電位まで充電される時間が必要であり、ノードAが最終的な所望の電位まで充電されていない期間というのは、コピーされた基準電流が、最終的な所望の基準電流源と異なるということである。時間的に基準電流の電流特性が、一つの基準セルブロックから生成された場合の基準電流とずれてくると、メモリセル情報を高速に読み出すことを妨げる要因になる。
【0035】
また、この特開2000−30475公報の基準電圧発生回路自体には、増幅効果がなく、メモリセルの電流が少なくなった場合、センスアンプの感度が悪くなり、メモリセル情報を高速に読み出すことが困難になる場合もある。
【0036】
本発明は、上記事情に鑑みて為されたもので、一つのリファレンスセルより複数のセンスアンプ動作をさせる際に、時間的にずれの少ない複数の基準電圧を生成して、カップリングの影響を少なくし、複数のコンパレータ回路を同時動作させることができる半導体記憶装置の基準電圧発生回路及びメモリ読出回路を提供することを目的とする。
【0037】
【課題を解決する為の手段】
本発明の半導体記憶装置の基準電圧発生回路は、ソースおよびドレイン電極を持つ少なくとも一つの基準セルと、基準セルに接続され少なくともNチャンネルトランジスタとPチャンネルトランジスタを持つと共に複数の入出力端を持つ複数の第1プリセンス回路と、第1プリセンス回路の出力が入力され少なくとも負荷回路とNチャンネルトランジスタを持つと共に複数の入出力端を持つ複数の第2プリセンス回路とを備えたものであり、そのことにより上記目的が達成される。
【0038】
また、好ましくは、本発明の半導体記憶装置の基準電圧発生回路における第1プリセンス回路は、基準セルからの電圧に基づいて第1複製電圧を生成し、第2プリセンス回路は第1複製電圧に基づいて第2複製電圧を生成する。
【0039】
また、本発明の半導体記憶装置のメモリ読出回路は、センス増幅手段の両入力端の一方に基準電圧を供給すると共に、その他方に選択メモリセルからの電圧を供給することによりメモリ情報を読み出す半導体記憶装置のメモリ読出回路において、本発明の上記基準電圧発生回路と、読み出しメモリセル側に接続され少なくともNチャンネルトランジスタとPチャンネルトランジスタを持つと共に入出力端を持つ第3プリセンス回路と、第3プリセンス回路の出力が入力され少なくとも負荷回路とNチャンネルトランジスタを持つと共に入出力端を持つ第4プリセンス回路と、基準電圧発生回路の第2プリセンス回路および第4プリセンス回路からの両出力をセンス増幅手段の両入力とするものであり、そのことにより上記目的が達成される。
【0040】
さらに、好ましくは、本発明の半導体記憶装置のメモリ読出回路における基準電圧発生回路は、第2プリセンス回路の負荷回路をPチャンネルトランジスタで構成し、Pチャンネルトランジスタのゲート電極とドレイン電極が、第4プリセンス回路の負荷回路のPチャンネルトランジスタのゲート電極に接続されて、第4プリセンス回路の負荷特性を第2プリセンス回路の負荷特性とする。
【0041】
さらに、好ましくは、本発明の半導体記憶装置のメモリ読出回路における基準電圧発生回路は、第4プリセンス回路の出力と第2プリセンス回路の出力をトランジスタを介してある期間短絡し、第4プリセンス回路の出力と第2プリセンス回路の出力を短絡解除後、同レベルからそれぞれの電位へ遷移出力する。
【0042】
さらに、好ましくは、本発明の半導体記憶装置のメモリ読出回路において、読み出しメモリセルと基準セルの電流−電圧変換を行うトランジスタ、抵抗またはその両方の負荷回路を、トランジスタ選択回路を介してメモリセルと基準セルの両ドレイン電極に直接接続する。
【0043】
上記構成により、本発明の作用を説明する。本発明によれば、少なくとも一つのリファレンスセルより、時間的にずれの少ない複数の基準電圧を生成して、カップリングの影響を少なくし、複数のセンス増幅手段(以下、例えばコンパレータ回路という)を同時動作させることが可能となる。また、本発明は、基準電圧生成時に、コンパレータ回路に入力する電圧差を広げる増幅効果も合わせて持っている。以下、さらに詳細に説明する。
【0044】
基準電圧発生回路として、読み出しメモリセルと同様な構造の基準セルのトランジスタを介したドレイン電極と、このドレイン電極に接続された、読み出しメモリセルと同じ負荷回路によって出力されたリファレンス出力線を複数の図1のノード2に接続し、第1プリセンス回路を介して電流・電圧特性が同じ複数の図1のノード4の電圧出力を得る。
【0045】
複数の図1のノード4を第2プリセンス回路を介して更に複数の図1のノード6にそれぞれ接続する。この結果、電流・電圧特性が同じ複数の図1のノード6の電圧出力が得られ、それぞれを複数のコンパレータ回路の入力に接続する。つまり、ビット線出力線とリファレンス出力線とコンパレータ回路の間に、図3および図4の第1および第2プリセンス回路を挟み込むことで、ビット線出力線電圧とリファレンス線出力電圧とをある電圧に変換し、同時に、リファレンス線出力線を元にしたある変換電圧を複数作成する。その結果、一つのリファレンスセルからコンパレータ回路に入力される複数の基準電圧を生成することが可能となり、従来のようにコンパレータ回路に入力される基準電圧を共通入力することなく、複数のコンパレータ回路の同時動作を実現している。
【0046】
また、このコンパレータ回路に入力されるビット出力線電圧から図3および図4の第3プリセンス回路および第4プリセンス回路を経てコンパレータ回路の入力端に入力される電圧(以下この電圧をコンパレータ入力ビット線電圧と称す)と、リファレンス出力線電圧から図3および図4の第1プリセンス回路および第2プリセンス回路を経てコンパレータ回路に入力される電圧(以下この電圧をコンパレータ入力リファレンス線電圧と称す)の電圧差は、ビット線出力電圧とリファレンス線出力電圧の電圧差よりも大きく取ることが可能となる。
【0047】
その原理は、ビット線出力電圧とリファレンス線出力電圧の電圧上限が存在するが、この電圧上限は、上述しているが、一度書き込み動作によりつくり出したフローティングゲート電極に電子が存在する状態を、読み出し動作により、破壊しないようにするため、読み出しドレイン電圧をあまり高くすることができないために存在する。しかし、コンパレータ入力ビット線電圧と、コンパレータ入力リファレンス線電圧は、このような制限が存在しない。したがって、図3の第1プリセンス回路(または第3プリセンス回路)と図4の第2プリセンス回路(または第4プリセンス回路)との組み合わせで、コンパレータ回路に入力される電圧差を大きく取ることが可能となる。
【0048】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施形態の半導体記憶装置のメモリ読出回路について図面を参照しながら説明する。
【0049】
図1は、本発明の一実施形態の半導体記憶装置におけるメモリ読出回路の要部構成を示すブロック図である。
【0050】
図1において、半導体記憶装置のメモリ読出回路11は、基準電圧を供給する基準電圧発生回路12と、読み出しメモリセル13側に接続される入力端子および出力端子を持つ第3プリセンス回路としてのプリセンス回路Aと、このプリセンス回路Aからの出力が入力される入力端子および出力端子を持つ第4プリセンス回路としてのプリセンス回路Bと、これらのプリセンス回路A,Bからの両出力を両入力としてメモリ情報の読み出し判定を行うセンス増幅手段としてのコンパレータ回路14とを有している。
【0051】
基準電圧発生回路12は、ソースおよびドレイン電極を持つ一つの基準セルのリファレンスセル21と、リファレンスセル21に接続される入力端子および出力端子を持つ複数の第1プリセンス回路としてのプリセンス回路Aと、このプリセンス回路Aからの出力が入力される入力端子および出力端子を持つ複数の第2プリセンス回路としてのプリセンス回路Bとを有している。
【0052】
リファレンスセル21は、そのソース電極やコントロールゲート電極の電圧なども読み出しメモリセル13側と等価になるような構成とし、リファレンスセル21のドレイン電極には、読み出しメモリセル13のドレイン電極に接続される選択トランジスタと等価の能力になるようなトランジスタを経由して出力ノード2(以下リファレンス出力線と称す)が接続されている。このリファレンス出力線は、リファレンスセル21側の負荷回路、充電回路および複数のプリセンス回路Aに接続されている。なお、リファレンスセル21の電流能力は、読み出しメモリセル13と同様の読み出しバイアス条件でプログラムセルとイレースセルの流す電流の間の大きさの電流能力とする。
【0053】
読み出しメモリセル13は、そのソース電極がトランジスタなどを介して接地されており、そのコントロールゲート電極には、ワード線などで一般的に知られるアドレス信号をデコードした信号が入力され、そのドレイン電極には、アドレス信号をデコードした信号により選択される選択トランジスタなどを経由して出力ノード1(以下ビット出力線と称す)が接続されている。ビット出力線は、読み出しメモリセル13の負荷回路、充電回路およびプリセンス回路Aに接続されている。なお、ここでは、メモリアレイから読み出すべきメモリセルの選択方法の説明およびその詳細回路は省略する。
【0054】
読み出しメモリセル13側のプリセンス回路Aは、読み出しメモリセル13側のプリセンス回路Bに一対一で接続されている。
【0055】
リファレンスセル21側において複数あるうちの一つのプリセンス回路Aは、リファレンスセル21側の複数のプリセンス回路Bに接続されている。
【0056】
コンパレータ回路14は、読み出しメモリセル13側のプリセンス回路Bと、リファレンスセル21側のプリセンス回路Bの各出力が入力されて、その出力が読み出しメモリセル13の読み出しメモリ情報となる。リファレンスセル21側のプリセンス回路Bの出力は複数あるので、他の読み出しメモリセル13側のプリセンス回路Bの出力とそれぞれ対応するコンパレータ回路14に入力され、それぞれ読み出しメモリセル13の読み出しメモリ情報を出力するようになっている。なお、充電回路、コンパレータ回路14にはATD回路(アドレス遷移検知回路)などで知られる回路から生成された信号を元にした信号を入力し、その動作期間などの制御を行ってもよい。
【0057】
ここで、図1の要部信号電圧のタイミングについて図2を用いて説明する。図2に示すように、メモリセル13のデータ読み出しは、充電期間と、ビット線ドライブ期間と、コンパレータ回路動作期間との3つの期間から構成されている。
【0058】
まず、充電期間では、図1の出力ノード1,2は充電回路により、読み出しメモリセル13とリファレンスセル21の両ドレイン電極が読み出しドレイン電圧になるまで充電される。
【0059】
次に、ビット線ドライブ期間について説明する。図1の出力ノード1,2に対する充電回路による充電期間の動作が終了すると、ビット線ドライブ期間になり、読み出しメモリセル13側とリファレンスセル21側のそれぞれの図1の負荷回路特性と、読み出しメモリセル13とリファレンスセル21の電流特性により、出力ノード1,2の信号電圧は、図2のビット線ドライブ期間の出力ノード1,2で示される電圧波形となる。
【0060】
図2の場合は、リファレンスセル21の電流特性と負荷回路の電流特性が同じ場合、充電期間完了後も変化しない例を示している。そのような負荷回路の電流特性の場合、プログラムセルの場合には、出力ノード1の電圧が出力ノード2の電圧よりも「H」レベル側に変化していき、イレースセルの場合には、出力ノード1の電圧がノード2の電圧よりも「L」レベル側に変化していく。出力ノード1、出力ノード2共に、負荷回路との安定電圧になるまで、メモリアレイに存在する負荷容量や抵抗により緩やかに変化する。
【0061】
以下、ビット出力線、リファレンス出力線とプリセンス回路A,Bの具体的構成について説明する。
【0062】
図3は図1のプリセンス回路Aの回路図、図4は図1のプリセンス回路Bの回路図である。
【0063】
本発明のメモリ読出回路(センスアンプ回路およびその関連回路)は、読み出しメモリセル13の選択トランジスタを介したドレイン電極と、このドレイン電極に接続された負荷回路によって電圧出力されたビット出力線を、図3で示されるプリセンス回路Aの出力ノード1に接続し、図3のノード3を図4のプリセンス回路Bのノード3に接続し、図4のノード5をコンパレータ回路14の入力に接続する。
【0064】
ノード1(ビット出力線)は、読み出しメモリセル13側のプリセンス回路Aに入力されると上述したが、このビット出力線は読み出しメモリセル13側のプリセンス回路A内に存在するトランジスタA1のゲート電極に入力される。一方、ノード2(リファレンス出力線)は、リファレンスセル21側の複数のプリセンス回路Aに共通入力すると上述したが、このリファレンス出力線はリファレンスセル21側のプリセンス回路A内に存在するトランジスタA1のゲート電極に入力し、それぞれ接続されるリファレンスセル21側のプリセンス回路Aのノード4の特性に影響がでない程度に共通入力する。
【0065】
ここで、特性に影響がでない程度というのは、これ以降記述するコンパレータ動作の読み出し動作が遅くなるような動作をしないという意味である。同じ回路に同じゲート電極電圧が入力されるので、リファレンスセル21側の複数のプリセンス回路Aの出力(ノード4)は時間的な電圧変化がすべて同じ特性の出力となる。
【0066】
次に、ノード3の電圧は、読み出しメモリセル13側のプリセンス回路B内に存在するトランジスタB1のゲート電極に入力され、その出力であるノード5は、コンパレータ回路14に入力される。同様に、複数のノード4は複数のリファレンスセル21側のプリセンス回路B内に存在するトランジスタB1のゲート電極に共通入力され、複数のプリセンス回路Bの電圧出力(ノード6への出力電圧)を得る。
【0067】
この複数のリファレンスセル21側のプリセンス回路Bの共通入力も、リファレンス12側のプリセンス回路Aの場合と同様に、リファレンスセル21側のプリセンス回路Bの出力ノード(ノード6)の特性に影響がでない程度に共通入力する。
【0068】
この結果、プリセンス回路Bの出力(ノード6)は、時間的な電圧変化特性がすべて同じノードとなり、それぞれ読み出しメモリセルが異なるコンパレータ回路14に入力される。このコンパレータ回路14に入力されるリファレンスセル21側のプリセンス回路Bの出力も、カップリングなどの影響が無視できるほど小さい。つまり、コンパレータ回路14の動作に影響が出ない程度の場合、複数のコンパレータ回路14に対して共通入力してもよい。
【0069】
次に、図2に示されるコンパレータ動作期間について説明する。コンパレータ動作期間においてコンパレータ回路14が動作し、コンパレータ回路14はノード6への出力電圧を基準電圧として、ノード5への出力電圧が基準電圧よりも電圧が高いか、低いかを検知する。最終的に、コンパレータ回路14の出力として、メモリセル13の読み出しメモリ情報が得られる。なお、図2に示されるコンパレータ動作期間は、動作期間を決めてコンパレータ回路14を動作させているが、常時、動作させてもよいし、また、ビット線ドライブ期間の初めから動作させてもよい。
【0070】
次に、プリセンス回路A,B、コンパレータ回路14の更なる具体例について説明する。
【0071】
図5にプリセンス回路Bの負荷例と、コンパレータ回路14のリファレンスセル21側と読み出しメモリセル13側とのプリセンス回路の接続方法、コンパレータ回路14の一例を示している。なお、コンパレータ回路14の具体例としては、特開平11−306782号公報で示される回路を変形した回路で示している。
【0072】
また、図5はリファレンスセル21側のプリセンス回路Bに対して、コンパレータ回路14を2ビット分、即ち、読み出しメモリセル13が2個分接続した例を示している。図5の回路には、図1で示した複数のリファレンスセル21側のプリセンス回路への詳細な接続は省略する。ノード1にビット出力線を接続し、ノード2にリファレンス出力線を接続する。図5のビット出力線には、異なる読み出しメモリセルの異なるビット出力線を(1)、(2)と区別して示している。
【0073】
ビット出力線、リファレンス出力線共に、上述したように、読み出しドレイン電圧をあまり高くすることができないため、上限の電圧が決まっている。例えば、その電圧を1Vとする。図5において、回路の電源電圧を3Vとすると、トランジスタの特性によっては、トランジスタ1のようなトランジスタを準備し、図5のプリセンス回路A内にあるトランジスタ2のソース電圧を下げる。これは、ビット出力線とリファレンス出力線の上限電圧が決まっている中で、トランジスタ2(Pチャンネル(Pch)トランジスタ)を五極管領域で動作させるためである。図5のプリセンス回路A内にあるトランジスタ3(Nチャンネル(Nch)トランジスタ)もトランジスタ2(Pchトランジスタ)が五極管領域で動作するような能力にする。
【0074】
図6に図5のプリセンス回路Aの部分の電圧・電流特性カーブ例を示す。図5のプリセンス回路Aの出力電圧は、図6のそれぞれのトランジスタ2とトランジスタ3の電圧・電流特性カーブの交点の電圧となる。また、トランジスタ2が五極管領域で動作すれば、例えば、電源電圧自体が2Vなどになる場合なども含めて、トランジスタ1は省略することが可能である。
【0075】
また、図5の回路では、リファレンスセル21側のプリセンス回路Bの負荷回路例として、Pchトランジスタを利用している。このPchトランジスタからなる負荷回路は、リファレンスセル21側のプリセンス回路Bの負荷回路特性を、読み出しメモリセル13側の負荷回路とするため、図5のノード3のような接続を行う。このような接続を行うことで、コンパレータ入力ビット線電圧と、コンパレータ入力リファレンス線電圧との電圧差が、図5の電源電圧がチップ外部の都合で、ある程度変化した場合でも、負荷回路の動作点が追随する。
【0076】
しかし、図5のノード3のような接続は、図5のプリセンス回路のノード4とノード5の容量バランスが異なり、プリセンス回路の安定動作を妨げる。そこで、図5のトランジスタ4を追加することで、コンパレータ回路に入力される電圧の初期値が、リファレンスセル21側と読み出しセル13側で同じになり、コンパレータ回路14の動作の高速動作が可能となる。
【0077】
この図5のトランジスタ4が動作することを、ここでは、コンパレータ回路14への入力電圧のイコライズ動作と称す。コンパレータ回路14への入力電圧のイコライズ動作の動作タイミングは、図2にあるイコライズ動作タイミングの項にあるタイミングとする。また、このイコライズ動作タイミングは、図2の充電タイミングと同じタイミングにしてもよい。
【0078】
図6に示されるプリセンス回路Aの部分の電圧・電流特性は、図5のプリセンス回路Bにより図7に示されるプリセンス回路Bの部分の電圧・電流特性を得て、コンパレータ入力電圧を得る。
【0079】
図7には、図5のトランジスタ5、トランジスタ6、トランジスタ7の電圧・電流特性カーブ例を示している。コンパレータ入力電圧は、リファレンス12側はトランジスタ5とトランジスタ7の電圧・電流特性の交点、メモリセル13側はトランジスタ6とトランジスタ7の電圧・電流特性の交点の電圧となる。
【0080】
図7に示される電圧・電流特性にあるように、図5のプリセンス回路Bの負荷回路特性により、コンパレータ入力電圧特性が決定される。図5のプリセンス回路BのNchトランジスタ7は面積縮小・動作電流低減のため、図5のプリセンス回路AのNchトランジスタ3と、特に同じサイズ・同じ能力のトランジスタでなくてもよいし、プリセンス回路BのPchトランジスタ5もプリセンス回路AのPchトランジスタ2と、特に同じサイズ・同じ能力のトランジスタでなくてもよい。
【0081】
以上のように、本実施形態によれば、一つのリファレンスメモリセル21と、このリファレンスメモリセル21に接続される入力端子および出力端子を持つ複数のプリセンス回路Aと、このプリセンス回路Aの出力が入力される複数の入力端子および出力端子を持つプリセンス回路Bと、読み出しメモリセル13側に接続される入出力端を持つプリセンス回路Aと、このプリセンス回路Aの出力が入力される入出力端を持つプリセンス回路Bと、リファレンスメモリセル21側のプリセンス回路Bとメモリセル13側のプリセンス回路Bからの両出力をコンパレータ回路の両入力としている。このため、少数のリファレンスセル21から複数のコンパレータ回路14を動作させるために、複数の基準電圧を生成可能なことより、チップ全体として面積削減が可能である。また、少数のリファレンスセル21しかチップ全体として必要としないため、このリファレンスセル21を所望の状態にする工程も多数のリファレンスセル21を備えるチップより短い。また、本発明のプリセンス回路A,Bを備えることにより、従来型の電流検知回路が不要となり、メモリセル13の選択トランジスタを通じたドレイン電極に直接負荷回路を接続することが可能になる。本発明の回路構成によりコンパレータ回路14に入力される電圧差が大きくなり、その結果、コンパレータ回路14の高速動作が可能、つまり、チップ全体のメモリセル13の読み出しアクセスタイムが高速化する。
【0082】
なお、上述したプリセンス回路Bの負荷回路構成は、図8のように、別途、リファレンスセルなどのメモリセルを使用したバイアス回路発生回路を構成して、負荷回路を構成してもよいし、図5の回路の電源電圧が、定電圧回路などにより、電源電圧が振れない場合や、コンパレータ回路14にとって、十分な入力電圧差が確保できるのであれば、図9のように同じ能力のPchトランジスタを負荷としてもよいし、抵抗とNchトランジスタで構成していてもよい。
【0083】
図5のノード4(コンパレータ入力ビット線)とノード5(コンパレータ入力リファレンス線)は、図5に示されるコンパレータ回路14に接続され、その動作タイミング例としては、図2に示されるコンパレータ回路の動作タイミングで動作してもよい。図5のノード4とノード5の電圧の振る舞いを図2のコンパレータ入力電圧項に示している。
【0084】
これらコンパレータ回路14は、特に、図5で示される回路でなくてもよく、一般的に知られる差動増幅器でもよい。また、ビット出力線を得るためのメモリセルを含めた回路の部分も、従来例で示されるフィードバック型の電流検知回路を備えてもよい。
【0085】
本発明を上記実施形態に関連して説明したが、この説明は限定する意味で述べるものではない。この説明を参照することで、上記実施形態の数々の変形例と共に、本発明の他の実施形態が存在することは明らかである。本発明はそれら数々の変形形態やその変形例も包括しているものである。
【0086】
なお、基準電圧発生回路12としては、メモリセル13側のプリセンス回路Bの出力と、リファレンスメモリセル21側のプリセンス回路Bの出力とをトランジスタを介してある期間短絡し、メモリセル13側のプリセンス回路Bの出力と、リファレンスメモリセル21側のプリセンス回路Bの出力とを短絡解除後に同レベルからそれぞれの電位に遷移出力させることができる。
【0087】
【発明の効果】
以上のように、本発明によれば、少なくとも一つのリファレンスセルより、時間的にずれの少ない複数の基準電圧を生成できて、カップリングの影響を少なくでき、複数のセンス増幅手段を同時動作させることができる。また、本発明は、基準電圧生成時に、センス増幅手段に入力する電圧差を広げる増幅効果も合わせて持っている。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明の一実施形態の半導体記憶装置におけるメモリ読出回路の要部構成を示すブロック図である。
【図2】図1のメモリ読出回路の読み出し動作タイミングとノード電圧を示す図である。
【図3】図1のプリセンス回路Aを示す回路図である。
【図4】図1のプリセンス回路Bを示す回路図である。
【図5】本発明のビット出力線、リファレンス出力線とプリセンス回路とコンパレーター回路などの詳細な具体例を示す回路図である。
【図6】本発明のプリセンス回路Aの電圧・電流特性を示す図である。
【図7】本発明のプリセンス回路Bの電圧・電流特性を示す図である。
【図8】本発明のプリセンス回路Bの別の実施例を示す回路図である。
【図9】本発明のプリセンス回路Bの更に別の実施例を示す回路図である。
【図10】従来のフラッシュメモリにおけるセンスアンプ回路およびその関連回路の回路図である。
【図11】図10のセンスアンプ回路に使用する負荷回路の一例を示す回路図である。
【図12】図10のセンスアンプ回路に使用する負荷回路の他の一例を示す回路図である。
【図13】図10のセンスアンプ回路における複数のコンパレータ回路の接続例を示す回路図である。
【図14】図10のセンスアンプ回路のコンパレータ回路例を示す回路図である。
【図15】従来の他の基準電圧発生回路とセンスアンプ回路例を示すブロック図である。
【図16】図15の基準電圧発生回路とセンスアンプ回路の一接続例を示すブロック図である。
【符号の説明】
1〜7 トランジスタ
11 メモリ読出回路
12 基準電圧発生回路
13 読み出しメモリセル
14 コンパレータ回路
21 リファレンスセル
A,B プリセンス回路
Claims (6)
- ソースおよびドレイン電極を持つ少なくとも一つの基準セルと、該基準セルに接続され少なくともNチャンネルトランジスタとPチャンネルトランジスタを持つと共に複数の入出力端を持つ複数の第1プリセンス回路と、該第1プリセンス回路の出力が入力され少なくとも負荷回路とNチャンネルトランジスタを持つと共に複数の入出力端子を持つ複数の第2プリセンス回路とを備えた半導体記憶装置の基準電圧発生回路。
- 前記第1プリセンス回路は前記基準セルからの電圧に基づいて第1複製電圧を生成し、前記第2プリセンス回路は該第1複製電圧に基づいて第2複製電圧を生成する請求項1記載の基準電圧発生回路。
- センス増幅手段の両入力端の一方に基準電圧を供給すると共に、その他方に選択メモリセルからの電圧を供給することによりメモリ情報を読み出す半導体記憶装置のメモリ読出回路において、
請求項1または2記載の基準電圧発生回路と、読み出しメモリセル側に接続され少なくともNチャンネルトランジスタとPチャンネルトランジスタを持つと共に入出力端を持つ第3プリセンス回路と、該第3プリセンス回路の出力が入力され少なくとも負荷回路とNチャンネルトランジスタを持つと共に入出力端を持つ第4プリセンス回路と、該基準電圧発生回路の第2プリセンス回路および該第4プリセンス回路からの両出力を該センス増幅手段の両入力とした半導体記憶装置のメモリ読出回路。 - 前記基準電圧発生回路は、前記第2プリセンス回路の負荷回路をPチャンネルトランジスタで構成し、該Pチャンネルトランジスタのゲート電極とドレイン電極が、前記第4プリセンス回路の負荷回路のPチャンネルトランジスタのゲート電極に接続されて、該第4プリセンス回路の負荷特性を該第2プリセンス回路の負荷特性とする請求項3記載の半導体記憶装置のメモリ読出回路。
- 前記基準電圧発生回路は、前記第4プリセンス回路の出力と前記第2プリセンス回路の出力をトランジスタを介してある期間短絡し、前記第4プリセンス回路の出力と前記第2プリセンス回路の出力を短絡解除後同レベルからそれぞれの電位へ遷移出力する請求項4記載の半導体記憶装置のメモリ読出回路。
- 前記読み出しメモリセルと基準セルの電流−電圧変換を行うトランジスタ、抵抗またはその両方の負荷回路を、トランジスタ選択回路を介してメモリセルと基準セルの両ドレイン電極に直接接続した請求項3記載の半導体記憶装置のメモリ読出回路。
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