JP2000514608A - 音響信号を電気信号に変換する方法および装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 本発明は、ダイナミックレンジ、ノイズおよび充分な量子化に関する要件を満たしつつ受音器の音声レセプタに作用する音響信号を容易にディジタル形式に変換するために、音響信号が音声レセプタに作用したときに音響信号の作用にもかかわらず音声レセプタが充分に静止状態を維持するように音声レセプタがカウンタ信号を受けるようにする。カウンタ信号は、音声レセプタ（２）を構成素子とする制御回路（１、２、３、４、５、６、７．１〜７．Ｎ、８）の制御変数から導出される。制御変数は音声信号に関する情報を含んでいる。音声レセプタの静止状態からの偏差に応じてディジタル信号“０”または“１”が直接生成される。

Description

【発明の詳細な説明】 音響信号を電気信号に変換する方法および装置 本発明は、請求の範囲の請求項１の最初の部分に記載したような方法に関し、 また請求項１９の最初の部分に記載したような方法に関する。 これまでもアナログの中間段階のない“真”のディジタル・マイクロホンを設 計することに努力が重ねられて来たが、それは過去の理論的アイデア（思想）の 範囲を脱するものではない。それらのアイデアによれば、電気音響的音源用の音 声レセプタ（受容器）（例、振動板）の位置（変位）または動きが光学的にまた は超音波で測定され、例えば干渉パターンまたは走行時間効果を評価することに よって測定され、特に計数動作を用いてその測定された情報がディジタル化され る。しかし、公表されたテスト結果では、ダイナミックレンジ、ノイズ（雑音） および充分な量子化に関して、アナログ・スタジオ・マイクロホンが満たすべき 要件を満たすことができない。 それに対して、本発明の目的は、受音器の音声（音響）レセプタに作用する音 響信号をディジタル情報に直接変換することを可能とし、それによってダイナミ ックレンジ、ノイズおよび充分な量子化に関する要件を満たす方法（プロセス） および受音装置を実現することである。 本発明の目的は、請求の範囲の請求項１および１９に記載した特徴によって達 成される。 本発明による方法（プロセス）の有利な実施態様および変形は、従属請求項２ 〜１８に記載されている。 本発明による受音装置の有利な実施態様および変形は、従属請求項２０〜３６ に記載されている。 本発明は、ダイナミックレンジよびノイズの振舞いに関してこれまで凌駕され たことのない“真”のディジタル・マイクロホン用の容量性変換器の原理をその まま用いる思想に基づいている。その思想において、既知の成熟した容量性変換 器の技術も充分に利用される。音響信号が音圧として作用するレセプタ（例、容 量性振動板）が信号強度に比例して（応じて）変位する(auslenken)ことなく（ 歪むことなく、偏向されることなく）、本発明によってそのレセプタがカウンタ （逆向き）作用音声信号(Gegenshcallsignal)（反作用的音声信号、相殺音声信 号）またはカウンタ力（逆向きの力）(Gegenkraft)によってほとんど静止状態に 維持される形態で、容量性変換器がディジタル変換方法に組込まれる。そのカウ ンタ信号は制御回路の制御変数（制御値）から導出され、受音器は制御回路の構 成素子であり、その制御変数は音響信号に関する情報を含んでいる。公知の容量 性マイクロホンと比較すると、レセプタが反響的(schallharten)静止状態を充分 に維持する本発明の構成によれば、レセプタの位置に応じて信号歪みを生じる特 性エラーと、電気出力信号の周波数応答曲線およびインパルス振舞い（応答）に 影響を与えるレセプタの力学的（機械的）共鳴（共振）とは、もはや実際上有効 でなくまた作用しなくなる。また、本発明では、感度の低下を考慮して行われる 公知の容量性マイクロホンの線形化（直線化）等に必要なレセプタの受動的なダ ンピングまたは制動(passive damping)を行う処理を実際上もはや必要としなく なり、本発明に従って設計された変換器の感度は明らかに改善される。重要なこ とは、レセプタの僅かな残留変位（偏向、歪み）は静止状態からの偏差（ずれ） の方向に関する情報だけを生成するように評価される（その値が求められる）こ とであり、またその情報がディジタルの“０（ゼロ）”または“１”として表さ れることである。各アナログ−ディジタル変換方法の基本的機能としての比較器 の機能は、受音器から得たアナログ中間信号を必要とすることなく、音声レセプ タにおいて直接実行される。 本発明を図面に示された典型例の実施形態を用いてさらに詳細に説明する。 図面の簡単な説明 図１は、本発明によるディジタル・マイクロホンの第１の実施形態のブロック 図である。 図２は、本発明によるディジタル・マイクロホンの第２の実施形態のブロック 図である。 図３は、本発明によるディジタル・マイクロホンの第３の実施形態のブロック 図である。 図４は、本発明によるアナログ・マイクロホンの実施形態のブロック図である 。 図１〜４において、参照番号１は音源を示し、参照番号２は受音器を示してい る。その音源と受音器とは、同じ位置にあっても、異なる位置にあってもよく、 同じまたは相異なる電気音響変換器の原理に基づくものであってもよい。重要な ことは、互いに逆向きで等しい２つの強い力が、即ち入射する作用音（音響信号 ）と音源１によって生成されたカウンタ信号のカウンタ力（逆向きの力）とが、 受音器２の音声レセプタに同時に作用し、その結果として、音響信号が作用する にもかかわらず、本発明の意図するように音声レセプタが充分に静止状態に維持 されることである。レセプタの静止状態からの最も小さな偏差（ずれ）は、正方 向であっても負方向であっても直接的にディジタル情報の“１”または“０（ゼ ロ）”として評価することができる。従って、ディジタル情報は、受音器２用の レセプタにおいて直接形成される。 カウンタ信号は音源１と受音器２を構成素子として含んだ充分高速な制御回路 時に到達し且つ音響信号と同じ値を有するカウンタ信号を生成することができる 。音源１と受音器２の間の音響走行時間または構造上の距離は、制御回路の実現 可能な周波数帯域幅を決定するのに重要であり、従って完全な可聴周波数範囲に ついて安定した制御回路動作が得られるようにできるだけ小さくすべきである。 従って、実際の動作において、音源１と受音器２を同じ位置に設けるのが都合良 く、それは受音器２の音声レセブタ（例、振動板）と音源１の音声発生器(Schal lerzeuger)が１つの構成素子を形成するように一体化させることに相当する。即 ち、音源１および受音器２は、例えば、１つの振動板を共有するものでもよい。 音源１と受音器２とが相異なる電気音響変換器の原理に従って動作して、不要な 電気的バイパスがなくなり、従ってクロストーク干渉（妨害）がなくなれば、さ らに有利である。例えば、音源１は静電的にまたは磁気的に実現することができ 、受音器２は高周波共振回路のキャパシタ（コンデンサ）として実現することが できる。 図１〜３に示された典型例の各実施形態は、受音器２用のレセプタにおいて直 接生成されたディジタル情報の評価方法と制御回路の設計方法とが異なる。 図１による実施形態では、制御回路は、例えば、雑誌“オーディオ・プロフェ ッショナル”(Zeitschrift Audio Professional)、１９９５年３／４発刊、第５ ９頁〜第６５頁に記載されているように、変形されたデルタ−シグマ（Δ−Σ） 変調器の形に設計されている。 図１および他の全ての図２〜４において、受音器２は、共振回路インダクタン ス（誘導性インダクタンス）２２と共に高周波共振回路を構成するキャパシタと して実現されている。音源−受音器の結合体１／２の共通の振動板は、入射する 作用音声によって最初に変位し（偏向され、歪められ）、変動する容量を介して ＨＦ（高周波数）共振回路の同調がはずされる。共振回路のインダクタンス２２ は、ＨＦ復調器３のブロック内のＨＦ発振器３７および復調器ダイオード３６に よって略示されている高周波復調器３の構成素子（位相変調器または振幅復調器 ）である。ＨＦ復調器３では、音源−受音器の結合体１／２の振動板の静止状態 からの正方向または負方向の偏差（ずれ）に関連する正確な数学的符号を検出す ればよいだけなので、ＨＦ復調器３では従来のキャパシタ・マイクロホンで必要 であった長い変調特性曲線(Aussteuerkennlinie)は必要ない。従って、ＨＦ復調 器３は非常に高い感度を有するように設計することができ、その非常に高い感度 はシステム全体のノイズおよび動的な振舞いに関してかなり有利である。 ＨＦ復調器３の出力信号は比較器４に供給される。比較器４の出力信号は、受 音器２用のレセプタ（振動板）において直接生成されるディジタル情報を電気的 に表している。即ち、比較器４の出力信号は振動板の正方向または負方向の位置 の偏差を“０”または“１”の信号として生成（再構成）する。そのディジタル 信号は１ビット・ワードを表す。その信号から複数ビット・ワード、ここでは例 えば４ビット・ワードを生成するために、比較器４の出力信号によって４段カウ ンタ（計数器）５の計数方向（アップ／ダウン（Ｕ／Ｄ）入力）が制御される。 そのカウンタ５のクロック入力ＣＬＫは、クロック発生器９（ＣＴＬ回路網）に よってクロック制御され、例えばオーディオ信号のディジタル化の標準のサンプ リング（走査）周波数（ＦＳ）である４８ｋＨｚの例えば６４倍でクッロック制 御される。６４×４８Ｈｚ（３，０７２ＭＨｚ）の過剰サンプリング（走査）の 結果として、“０”と“１”の率（レート）で表される１ビット・ワードの時間 分解能が過剰サンプリングの大きさに対応して増大する。受音器２における入射 音響信号の振幅に関する情報を含んでいる４ビット信号が、カウンタ５の並列出 力Ａ、Ｂ、ＣおよびＤに発生する。しかし、情報の量子化は振幅方向だけで決ま るのではない（４ビット・ワード）。カウンタ５の入力における１ビット・ワー ドの過剰サンプリングによって、情報の量子化は種々の４ビット・ワード間の時 間的率（時間間隔）に対応する時間方向でも決まる。 カウンタ５の並列出力における４ビット・ワードは、ディジタル・フィルタ１ ０に供給される一方で、４ビット・ディジタル−アナログ変換器６にも供給され る。量子化処理期間に生じたビット・パターンを周波数通過帯域において統計的 に分布させ、量子化ノイズを可聴周波数範囲より上の周波数範囲に集中させるよ うにするために、アナログ信号に変換された４ビット信号は、１段または多段の 累積的積分手段(Aufintegration)および差生成手段(Differenzbildung)を介して 差生成（減算）および積分段７．１〜７．Ｎのチェーン(chain、列）を用いて経 路指定される。差生成（差分）および積分段７．１〜７．Ｎのチェーンの終端部 に発生する信号が駆動増幅器８で増幅され、その出力信号が音源１を駆動する。 構成素子２、３、４、５、６、７．１〜７．Ｎ、８および１で構成される制御回 路は閉じている。前に説明したように、入射信号の結果として振動板に作用す る力は、この制御回路の作用によって相殺(neutralisieren)される。 カウンタ５の並列出力から供給される４ビット・ワードが存在する並列入力Ａ 、Ｂ、ＣおよびＤを有するディジタル・フィルタ１０は、カウンタ５と同じクロ ック周波数（３，０７２ＭＨｚ）でクロック制御される。フィルタ１０は並列４ ワードを直列（シリアル）化し、６４倍の過剰サンプリング（走査）の結果とし てディジタル・フィルタ１０の出力においてサンプリング（走査）周波数４８ｋ Ｈｚの２０ビット信号１２が現れる。ディジタル・フィルタ１０としてＦＩＲ（ 有限インパルス応答形）フィルタが設けられるのが好ましい。さらに、可聴範囲 より上にあるカウンタ５の４ビット出力信号におけるノイズ部分はディジタル濾 波期間に効果的に抑圧される。 また、シリアル・ディジタル２０ビット出力信号１２は他の任意のデータフォ ーマットに変換してもよいことが分かる。この点に関して、図１には信号１２が 供給されるシリアル入力ＳＥＲ．ＩＮを有するフォーマット変換器１１が示され ている。クロック入力ＣＬＫおよびワード同期用の別の入力ＦＲＭ ＣＴＬが、 クロック発生器９に接続されている。任意に設けられたフォーマット変換器１１ は、複数の出力に並列出力信号を発生し、その第１の出力にその指定ＬＳＢ（最 下位ビットに対応）が与えられ、その最後の出力にその指定ＭＳＢ（最上位ビッ トに対応）が与えられる。フォーマット変換器１１は、さらに、ＡＥＳ／ＥＢＵ インタフェース用の出力ＡＥＳ／ＥＢＵを有し、また相異なる信号ディジタル・ フォーマットを選択するための自由な出力ＯＴＨＥＲ ＦＯＲＭ（他の形式）を 有する。 図１による実施形態の変形例として、制御回路を１ビット変換器として設計し 、カウンタ５をなくして比較器４の出力を差生成および積分段７．１〜７．Ｎの チェーンに直接接続するように構成てもよい。さらに、変調されたＨＦ発振信号 をまず復調して次にディジタル化する（ＨＦ復調器３と直列接続された比較器４ とによる）必要はない。むしろ、その変調ＨＦ発振信号は、図２および３に示さ れているように、段３０において（ディジタル）１ビット信号に直接変換される 。段３０は制限（リミタ）増幅器または比較器３１を含んでおり、比較器３１は 、共振回路コイル２２において位相変調されたＨＦ発振信号をディジタル論理レ ベルの矩形波信号に直接変換する。別の構成素子として位相ロックされたＨＦク ロック発振器３３があり、そのＨＦクロック発振器３３は、結合用キャパシタ３ ５を介して容量性受音器２と共振回路コイル２２からなる共振回路を励振し、ま た必要に応じてクロック発振器９によって同期化される。その１ビット信号シー ケンスはディジタル化されたＨＦ発振信号とＨＦクロック発振器３３の間のディ ジタル位相比較によって直接生成され、その信号シーケンスは静止状態から音声 レセプタの変位（偏向）の情報を担持する。図２および３の実施形態において、 この機能はＤ形フリップフロッブによって実行される。１ビット信号は、所要の 過剰サンプリング（走査）でディジタル・フィルタ１０に順次読込まれ、そのフ ィルタ１０によって作用信号の所望の量子化が行われ、次いで差生成および積分 段７．１〜７．Ｎに供給される。 図３による実施形態は、典型的なデルタ−シグマ変換器用の差生成および積分 段７．１〜７．Ｎとディジタル・フィルタ１０とが省略されて、制御回路が再び 閉じるように高分解能アナログ−ディジタル変換器５０（説明中の例ではカウン タとして設計される）および高分解能ディジタル−アナログ変換器６０に置換さ れている点で、図２による実施形態とは異なる。その場合、ディジタル出力信号 １２０はアナログ−ディジタル変換器５０用の出力に直接発生し、その信号はこ の図の例においてはシリアル信号として示されており、前に説明したようにして フォーマット変換器１１において任意にフォーマット化されたディジタル出力信 号に変換される。 図４には改良されたアナログ・マイクロホンが示されており、それは図１〜３ によるディジタル・マイクロホンの“副産物”であり、図ｌによる回路構成と比 較すると、受音器−音源の結合体１／２、ＨＦ復調器３および駆動増幅器８だけ がそのまま用いられている。ＨＦ復調器３の出力における復調されたＨＦ信号（ 非常に小さな振幅を有する）は、アナログ高品質マイクロホン出力信号２３を形 成するように増幅器２０によっで簡単に増幅される。さらに、音源１を駆動する ための駆動信号が増幅器９において出力信号２３から生成される。所望に応じて 、アナログ出力であるマイクロホン出力信号２３は、従来のアナログ−ディジタ ル変換器２１によってディジタル信号に変換することができ、そのディジタル信 号は図示の実施形態においてはシリアル信号として示されている。図４によるデ ィジタル・マイクロホンは、アナログ・マイクロホンとして機能変更されたもの で、図１〜３による“真”のディジタル・マイクロホンの利点の中で重要でない 音声レセプタの変位（偏向）に関する利点をそのまま保持しており、増幅器２０ が充分に高い増幅を与えるように設計されている場合にはその変位に関連する線 形および非線形歪みおよび感度に関する前述の改善点をそのまま保持している。 増幅器２０用の増幅係数１００を用いると、例えば、受音器２の振動板の変位と 受音器２の電気出力信号とが対応する量だけ減じられる。

【手続補正書】特許法第１８４条の８第１項 【提出日】平成１０年６月４日（１９９８．６．４） 【補正内容】 明細書 音響信号を電気信号に変換する方法および装置 発明の詳細な説明 本発明は、請求の範囲の請求項１の最初の部分に記載したような方法に関し、 また請求項１９の最初の部分に記載したような方法に関する。 これまでもアナログの中間段階のない“真”のディジタル・マイクロホンを設 計することに努力が重ねられて来たが、それは過去の理論的アイデア（思想）の 範囲を脱するものではない。それらのアイデアによれば、電気音響的音源用の音 声レセプタ（受容器）（例、振動板）の位置（変位）または動きが光学的にまた は超音波で測定され、例えば干渉パターンまたは走行時間効果を評価することに よって測定され、特に計数動作を用いてその測定された情報がディジタル化され る。そのような方法は、例えばドイツ特許公開明細書第ＧＢ−Ａ−１ ０７７ ０７４号に記載されている。音声は、音声の入射方向に音響的に直列（順番）に 結合された２つの音声（音響）レセプタを介して拾われる（入力される）。２つ の音声レセプタによって生じる信号電圧は、特定の距離を置いて配置された２つ の音声レセプタの間の音響走行時間に従う量に応じて変動する。これら２つの信 号を比較してディジタル化することによって１ビットＤＰＣＭ信号が生成され、 次いでその１ビットＤＰＣＭ信号はアップ／ダウン・カウンタに転送されてビッ ト・パラレルのディジタル信号に変換される。 一方、アナログ・オーディオ信号から対応するディジタル信号への純粋に電気 的変換を行うための変換器であって、オーディオ信号を変換するための特別な要 件を充分に満たす変換器が利用可能である。その要件は、特に、高分解能、線形 性（直線性）および内在する低いノイズに関するものである。例えば参考文献米 国特許第ＵＳ−Ａ−５１８１０３２号および米国特許第ＵＳ−Ａ−５１９１３３ ２号に記載されているように、特にシグマ−デルタ変換器はこれらの特性を満た す。その公知のシグマ−デルタ変換器を用いて、オーディオ信号が制御回路に供 給され、フィードバックのカウンタ結合信号が１ビットまたは従来の複数ビット のＡＤ変換器および対応する逆変換器を介して伝達される。生成されたディジタ ルの１ビットまたは複数ビットのデータストリームにおいては、そのアナログ・ オーディオ信号情報がディジタル０１／１状態の時間的比率（レート）によって 表される。所望のディジタル出力信号はディジタル濾波および再フォーマット化 によって得られる。そのような制御回路システムは、供給されたクロック・パル スと同期した変調器を表していて、好ましいノイズ品質および分解能品質が、そ の変調器におけるその情報を幾つかの信号経路に分割して異なる信号処理を行う ことによって達成される。 しかし、音響信号からディジタル信号を生成するためのすべての公知の変換器 は、ダイナミックレンジ、ノイズ（雑音）レベルおよび充分な量子化に関してア ナログ・スタジオ・マイクホンにはたちうちできないので、スタジオ・マイクホ ン用としては不適である。 それに対して、本発明の目的は、受音器の音声レセプタに作用する音響信号を ディジタル情報に直接変換することを可能とし、それによってダイナミックレン ジ、ノイズおよび充分な量子化に関する要件を満たす方法（プロセス）および受 音装置を実現することである。 請求の範囲 １．受音器（２）の音声レセプタに作用する音響信号を電気信号に変換する音響 信号変換方法であって、 上記音響信号が上記音声レセプタに作用した場合に、 上記音響信号の作用にもかかわらず、上記音声レセプタが充分に静止状態を維 持するように、 また、上記受音器（２）を構成素子として含んだ制御回路（１、２、３、４、 ５、６、７．１〜７．Ｎ、８）の上記作用する音響信号に関する情報を含んでい る制御変数からカウンタ信号が導出されるように、 さらに、上記レセプタのその静止状態からの各偏差によってディジタル情報“ ０”または“１”が直接生成されるように、 上記音声レセプタが上記カウンタ信号による力を受けることを特徴とする、 音響信号変換方法。 ２．上記カウンタ信号は音源（１）によって生成されるものであり、この音源は 上記受音器（２）に音響的に結合されていることを特徴とする、請求項１に記載 の方法。 ３．上記カウンタ信号は音源（１）によって生成されるものであり、上記音声レ セプタは音源／受音器の結合体からなる受音および音声発生素子として同時に機 能するように構成されていることを特徴とする、請求項１のいずれかに記載の方 法。 ４．音声レセプタとして振動板が設けられていることを特徴とする、請求項１乃 至３のいずれかに記載の方法。 ５．設置された弾力性を有する素子またはスプリングとして設計された素子が音 声レセプタとして設けられていることを特徴とする、請求項１乃至３のいずれか に記載の方法。 １４．上記音声レセプタの変位は電気的アナログ信号に変換され、この信号が増 幅（２０）の後でカウンタ信号として上記音源（１）に供給されることを特徴と する、請求項１に記載の方法（図４）。 １５．上記アナログ電気的出力信号はディジタル信号（２１）に変換されること を特徴とする、請求項１４に記載の方法。 １６．上記ディジタル信号は、時間情報が振幅情報に変換されるような形で濾波 される（１０）ことを特徴とする、請求項７乃至１３のいずれかに記載の方法。 １７．上記変換されたディジタル信号は別のデータ・フォーマットに変換され、 情報が時間領域から振幅領域に変換されることを特徴とする、請求項１６に記載 の方法。 １８．ディジタル・フィルタとしてＦＩＲフィルタ（１０）が用いられることを 特徴とする、請求項１６または１７に記載の方法。 １９．音声レセプタが装着された受音器（２）を備える受音装置であって、 音響信号が上記音声レセプタに作用した場合に、 上記音響信号の作用にもかかわらず、上記音声レセプタが充分に静止状態を維 持するように、 また、上記受音器（２）を構成素子として含んだ制御回路（１、２、３、４、 ５、６、７．１〜７．Ｎ、８）の上記作用する音響信号に関する情報を含んでい る制御変数からカウンタ信号が導出されるように、 さらに、上記レセプタのその静止状態からの各偏差によってディジタル情報“ ０”または“１”が直接生成されるように、 上記音声レセプタが上記カウンタ信号による力を受けることを特徴とする、 受音装置。 【手続補正書】 【提出日】平成１０年１１月１９日（１９９８．１１．１９） 【補正内容】 （１）明細書第１頁第４行〜第５行（平成１０年９月２８日付け補正書の写し（ 翻訳文）提出書による補正あり）に記載の「本発明は・・・に関する。」を「本 発明は、請求の範囲の請求項１の最初の部分に記載したような音響信号変換方法 に関し、また請求項１９の最初の部分に記載したような受音装置に関する。」と 補正する。 （２）明細書第４頁第２３行に記載の「変調器」を「復調器」と補正する。 （３）明細書第５頁第２９行に記載の「信号」を「音声」と補正する。 （４）明細書第７頁第６行〜第７行に記載の「静止状態から音声レセプタの変位 」を「音声レセプタの静止状態からの変位」と補正する。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １．受音器（２）の音声レセプタに作用する音響信号を電気信号に変換する音響 信号変換方法であって、 上記音響信号が上記音声レセプタに作用した場合に、 上記音響信号の作用にもかかわらず、上記音声レセプタが充分に静止状態を維 持するように、 また、上記受音器（２）を構成素子として含んだ制御回路（１、２、３、４、 ５、６、７．１〜７．Ｎ、８）の上記作用する音響信号に関する情報を含んでい る制御変数からカウンタ信号が導出されるように、 さらに、上記レセプタのその静止状態からの各偏差によってディジタル情報“ ０”または“１”が直接生成されるように、 上記音声レセプタが上記カウンタ信号による衝撃力を受けることを特徴とする 、音響信号変換方法。 ２．上記カウンタ信号は音源（１）によって生成されるものであり、この音源は 上記受音器（２）に音響的に結合されていることを特徴とする、請求項１に記載 の方法。 ３．上記カウンタ信号は音源（１）によって生成されるものであり、上記音声レ セプタは音源／受音器の結合体からなる受音および音声発生素子として同時に機 能するように構成されていることを特徴とする、請求項１のいずれかに記載の方 法。 ４．音声レセプタとして振動板が設けられていることを特徴とする、請求項１乃 至３のいずれかに記載の方法。 ５．設置された弾力性を有する素子またはスプリングとして設計された素子が音 声レセプタとして設けられていることを特徴とする、請求項１乃至３のいずれか に記載の方法。 ６．上記音源（１）および上記受音器（２）は任意の電気音響変換器の原理に基 づいて設計されたものであることを特徴とする、請求項１乃至５のいずれかに記 載の方法。 ７．音声レセプタの変位が比較器（３１）によってディジタル信号に直接変換さ れることを特徴とする、請求項１に記載の方法。 ８．上記カウンタ信号を生成するために、上記ディジタル信号がディジタル−ア ナログ変換器（６’）によってアナログ信号に逆変換されることを特徴とする、 請求項７に記載の方法。 ９．上記制御回路は１段または複数段のデルタ−シグマ変調器の原理に従って動 作し、上記レセプタは上記デルタ−シグマ変調器の比較器の機能に含まれること を特徴とする、請求項１乃至８のいずれかに記載の方法。 １０．上記デルタ−シグマ変調器が１ビットまたは複数ビットの技術を用いて構 成されていることを特徴とする、請求項９に記載の方法。 １１．上記音声レセプタは高周波共振回路の位相および／または振幅を変調する ものであり、上記共振回路の容量性素子が受音器（２）であることを特徴とする 、請求項１乃至１０のいずれかに記載の方法。 １２．上記高周波共振回路は高周波復調器（３）に接続されており、上記復調器 は上記位相変調および／または振幅変調された高周波発振信号を復調することを 特徴とする、請求項１１に記載の方法。 １３．上記位相変調された高周波発振信号は制限比較器（３１）で直接ディジタ ル化され、上記ディジタル化された高周波発振信号は位相比較器（３２）を用い て上記レセプタの情報を担持するディジタル信号に直接変換されることを特徴と する、請求項１１に記載の方法。 １４．上記音声レセプタの変位は電気的アナログ信号に変換され、この信号が増 幅（２０）の後でカウンタ信号として上記音源（１）に供給されることを特徴と する、請求項１に記載の方法（図４）。 １５．上記アナログ電気的出力信号はディジタル信号（２１）に変換されること を特徴とする、請求項１４に記載の方法。 １６．上記ディジタル信号は、時間情報が振幅情報に変換されるような形で濾波 される（１０）ことを特徴とする、請求項７乃至１３のいずれかに記載の方法。 １７．上記変換されたディジタル信号は別のデータ・フォーマットに変換され、 情報が時間領域から振幅領域に変換されることを特徴とする、請求項１６に記載 の方法。 １８．ディジタル・フィルタ（１０）としてＦＩＲフィルタが用いられることを 特徴とする、請求項１６または１７に記載の方法。 １９．音声レセプタが装着された受音器を備える受音装置であって、 音響信号が上記音声レセプタに作用した場合に、 上記音響信号の作用にもかかわらず、上記音声レセプタが充分に静止状態を維 持するように、 また、上記受音器（２）を構成素子として含んだ制御回路（１、２、３、４、 ５、６、７．１〜７．Ｎ、８）の上記作用する音響信号に関する情報を含んでい る制御変数からカウンタ信号が導出されるように、 さらに、上記レセプタのその静止状態からの各偏差によってディジタル情報“ ０”または“１”が直接生成されるように、 上記音声レセプタが上記カウンタ信号による衝撃力を受けることを特徴とする 、受音装置。 ２０．上記カウンタ信号は音源（１）によって生成されるものであり、この音源 は上記受音器（２）に音響的に結合されていることを特徴とする、請求項１９に 記載の受音装置。 ２１．上記カウンタ信号は音源（１）によって生成されるものであり、上記音声 レセプタは音源／受音器の結合体からなる受音および音声発生素子として同時に 機能するように構成されていることを特徴とする、請求項１９に記載の受音装置 。 ２２．音声レセプタとして振動板が設けられていることを特徴とする、請求項１ ９乃至２１のいずれかに記載の受音装置。 ２３．設置された弾力性を有する素子またはスプリングとして構成された素子が 音声レセプタとして設けられていることを特徴とする、請求項１９乃至２１のい ずれかに記載の受音装置。 ２４．上記音源（１）および上記受音器（２）は任意の電気音響変換器の原理に 基づいて設計されたものであることを特徴とする、請求項１９乃至２３のいずれ かに記載の受音装置。 ２５．音声レセプタの変位が比較器（３１）によってディジタル信号に直接変換 されることを特徴とする、請求項１９に記載の受音装置。 ２６．上記カウンタ信号を生成するために、上記ディジタル信号がディジタル− アナログ変換器（６’）によってアナログ信号に逆変換されることを特徴とする 、請求項２５に記載の受音装置。 ２７．上記制御回路は１段または複数段のデルタ−シグマ変調器の原理に従って 動作し、上記レセプタは上記デルタ−シグマ変調器の比較器の機能に含まれるこ とを特徴とする、請求項１乃至２６のいずれかによる受音装置。 ２８．上記デルタ−シグマ変調器が１ビットまたは複数ビットの技術を用いて構 成されていることを特徴とする、請求項２７に記載の受音装置。 ２９．上記音声レセプタは高周波共振回路の位相および／または振幅を変調する ものであり、上記共振回路の容量性素子が受音器（２）であることを特徴とする 、請求項１９乃至２８のいずれかに記載の受音装置。 ３０．上記高周波共振回路は高周波復調器（３）に接続されており、上記復調器 は上記位相変調および／または振幅変調された高周波発振信号を復調することを 特徴とする、請求項２９に記載の受音装置。 ３１．上記位相変調された高周波発振信号は制限比較器（３１）で直接ディジタ ル化され、ディジタル位相比較器（３２）を用いて上記ディジタル化された高周 波発振信号が上記レセプタの情報を含んだディジタル信号に直接変換されること を特徴とする、請求項２９に記載の受音装置。 ３２．上記音声レセプタの変位は電気的アナログ信号に変換され、この信号が増 幅（２０）の後でカウンタ信号として上記音源（１）に供給されることを特徴と する、請求項１９に記載の受音装置（図４）。 ３３．上記アナログ電気的出力信号はディジタル信号（２１）に変換されること を特徴とする、請求項３２に記載の受音装置。 ３４．時間情報が振幅情報に変換されるような形で上記ディジタル信号を濾波す るディジタル・フィルタ（１０）を備えることを特徴とする、請求項２５乃至３ １のいずれかに記載の受音装置。 ３５．上記変換されたディジタル信号は異なるデータ・フォーマットに変換され 、情報が時間領域から振幅領域に変換されることを特徴とする、請求項３４に記 載の受音装置。 ３６．ＦＩＲフィルタとしてディジタル・フィルタ（１０）が用いられることを 特徴とする、請求項３４または３５に記載の受音装置。