JP3534778B2

JP3534778B2 - 音響信号を電気信号に変換する方法および装置

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Publication number: JP3534778B2
Application number: JP53396297A
Authority: JP
Inventors: ケルン，オトウマール
Original assignee: Georg Neumann GmbH
Current assignee: Georg Neumann GmbH
Priority date: 1996-03-27
Filing date: 1997-01-14
Publication date: 2004-06-07
Anticipated expiration: 2017-01-14
Also published as: ATE205354T1; DK0890291T3; US6697493B1; JP2000514608A; EP0890291A1; EP0890291B1; DE59704535D1; WO1997036454A1; DE19612068A1

Description

【発明の詳細な説明】発明の詳細な説明本発明は、請求の範囲の請求項１の最初の部分に記載
したような音響信号変換方法に関し、また請求項19の最
初の部分に記載したような受音装置に関する。

これまでもアナログの中間段階のない“真”のディジ
タル・マイクロホンを設計することに努力が重ねられて
来たが、それは過去の理論的アイデア（思想）の範囲を
脱するものではない。それらのアイデアによれば、電気
音響的音源用の音声レセプタ（受容器）（例、振動板）
の位置（変位）または動きが光学的にまたは超音波で測
定され、例えば干渉パターンまたは走行時間効果を評価
することによって測定され、特に計数動作を用いてその
測定された情報がディジタル化される。そのような方法
は、例えばドイツ特許公開明細書第GB−Ａ−１ 077 0
74号に記載されている。音声は、音声の入射方向に音響
的に直列（順番）に結合された２つの音声（音響）レセ
プタを介して拾われる（入力される）。２つの音声レセ
プタによって生じる信号電圧は、特定の距離を置いて配
置された２つの音声レセプタの間の音響走行時間に従う
量に応じて変動する。これら２つの信号を比較してディ
ジタル化することによって１ビットDPCM信号が生成さ
れ、次いでその１ビットDPCM信号はアップ／ダウン・カ
ウンタに転送されてビット・パラレルのディジタル信号
に変換される。

一方、アナログ・オーディオ信号から対応するディジ
タル信号への純粋に電気的変換を行うための変換器であ
って、オーディオ信号を変換するための特別な要件を充
分に満たす変換器が利用可能である。その要件は、特
に、高分解能、線形性（直線性）および内在する低いノ
イズに関するものである。例えば参考文献米国特許第US
−Ａ−5181032号および米国特許第US−Ａ−5191332号に
記載されているように、特にシグマ−デルタ変換器はこ
れらの特性を満たす。その公知のシグマ−デルタ変換器
を用いて、オーディオ信号が制御回路に供給され、フィ
ードバックのカウンタ結合信号が１ビットまたは従来の
複数ビットのAD変換器および対応する逆変換器を介して
伝達される。生成されたディジタルの１ビットまたは複
数ビットのデータストリームにおいては、そのアナログ
・オーディオ信号情報がディジタル01/1状態の時間的比
率（レート）によって表される。所望のディジタル出力
信号はディジタル瀘波および再フォーマット化によって
得られる。そのような制御回路システムは、供給された
クロック・パルスと同期した変調器を表していて、好ま
しいノイズ品質および分解能品質が、その変調器におけ
るその情報を幾つかの信号経路に分割して異なる信号処
理を行うことによって達成される。

しかし、音響信号からディジタル信号を生成するため
のすべての公知の変換器は、ダイナミックレンジ、ノイ
ズ（雑音）レベルおよび充分な量子化に関してアナログ
・スタジオ・マイクロホンにはたちうちできないので、
スタジオ・マイクロホン用としては不適である。

それに対して、本発明の目的は、受音器の音声レセプ
タに作用する音響信号をディジタル情報に直接変換する
ことを可能とし、それによってダイナミックレンジ、ノ
イズおよび充分な量子化に関する要件を満たす方法（プ
ロセス）および受音装置を実現することである。

本発明の目的は、請求の範囲の請求項１および19に記
載した特徴によって達成される。

本発明による方法（プロセス）の有利な実施態様およ
び変形は、従属請求項２〜18に記載されている。

本発明による受音装置の有利な実施態様および変形
は、従属請求項20〜36に記載されている。

本発明は、ダイナミックレンジよびノイズの振舞いに
関してこれまで凌駕されたことのない“真”のディジタ
ル・マイクロホン用の容量性変換器の原理をそのまま用
いる思想に基づいている。その思想において、既知の成
熟した容量性変換器の技術も充分に利用される。音響信
号が音圧として作用するレセプタ（例、容量性振動板）
が信号強度に比例して（応じて）変位する（auslenke
n）ことなく（歪むことなく、偏向されることなく）、
本発明によってそのレセプタがカウンタ（逆向き）作用
音声信号（Gegenshcallsignal）（反作用的音声信号、
相殺音声信号）またはカウンタ力（逆向きの力）（Gege
nkraft）によってほとんど静止状態に維持される形態
で、容量性変換器がディジタル変換方法に組込まれる。
そのカウンタ信号は制御回路の制御変数（制御値）から
導出され、受音器は制御回路の構成素子であり、その制
御変数は音響信号に関する情報を含んでいる。公知の容
量性マイクロホンと比較すると、レセプタが反響的（sc
hallharten）静止状態を充分に維持する本発明の構成に
よれば、レセプタの位置に応じて信号歪みを生じる特性
エラーと、電気出力信号の周波数応答曲線およびインパ
ルス振舞い（応答）に影響を与えるレセプタの力学的
（機械的）共鳴（共振）とは、もはや実際上有効でなく
また作用しなくなる。また、本発明では、感度の低下を
考慮して行われる公知の容量性マイクロホンの線形化
（直線化）等に必要なレセプタの受動的なダンピングま
たは制動（passive damping）を行う処理を実際上もは
や必要としなくなり、本発明に従って設計された変換器
の感度は明らかに改善される。重要なことは、レセプタ
の僅かな残留変位（偏向、歪み）は静止状態からの変位
（ずれ）の方向に関する情報だけを生成するように評価
される（その値が求められる）ことであり、またその情
報がディジタルの“０（ゼロ）”または“1"として表さ
れることである。各アナログ−ディジタル変換方法の基
本的機能としての比較器の機能は、受音器から得たアナ
ログ中間信号を必要とすることなく、音声レセプタにお
いて直接実行される。

本発明を図面に示された典型例の実施形態を用いてさ
らに詳細に説明する。

図面の簡単な説明図１は、本発明によるディジタル・マイクロホンの第
１の実施形態のブロック図である。

図２は、本発明によるディジタル・マイクロホンの第
２の実施形態のブロック図である。

図３は、本発明によるディジタル・マイクロホンの第
３の実施形態のブロック図である。

図４は、本発明によるアナログ・マイクロホンの実施
形態のブロック図である。

図１〜４において、参照番号１は音源を示し、参照番
号２は受音器を示している。その音源と受音器とは、同
じ位置にあっても、異なる位置にあってもよく、同じま
たは相異なる電気音響変換器の原理に基づくものであっ
てもよい。重要なことは、互いに逆向きで等しい２つの
強い力が、即ち入射する作用音（音響信号）と音源１に
よって生成されたカウンタ信号のカウンタ力（逆向きの
力）とが、受音器２の音声レセプタに同時に作用し、そ
の結果として、音響信号が作用するにもかかわらず、本
発明の意図するように音声レセプタが実質的に静止状態
に（平衡位置に）維持されることである。レセプタの静
止状態からの最も小さな変位（ずれ）は、正方向であっ
ても負方向であっても直接的にディジタル情報の“1"ま
たは“０（ゼロ）”として評価することができる。従っ
て、ディジタル情報は、受音器２用のレセプタにおいて
直接形成される。

カウンタ信号は音源１と受音器２を構成素子として含
んだ充分高速な制御回路の制御変数（Regelgrｅ）
から導出されて、音源１は受音器における音響信号と同
時に到達し且つ音響信号と同じ値を有するカウンタ信号
を生成することができる。音源１と受音器２の間の音響
走行時間または構造上の距離は、制御回路の実現可能な
周波数帯域幅を決定するのに重要であり、従って完全な
可聴周波数範囲について安定した制御回路動作が得られ
るようにできるだけ小さくすべきである。従って、実際
の動作において、音源１と受音器２を同じ位置に設ける
のが都合良く、それは受音器２の音声レセプタ（例、振
動板）と音源１の音声発生器（Schallerzeuger）が１つ
の構成素子を形成するように一体化させることに相当す
る。即ち、音源１および受音器２は、例えば、１つの振
動板を共有するものでもよい。音源１と受音器２とが相
異なる電気音響変換器の原理に従って動作して、不要な
電気的バイパスがなくなり、従ってクロストーク干渉
（妨害）がなくなれば、さらに有利である。例えば、音
源１は静電的にまたは磁気的に実現することができ、受
音器２は高周波共振回路のキャパシタ（コンデンサ）と
して実現することができる。

図１〜３に示された典型例の各実施形態は、受音器２
用のレセプタにおいて直接生成されたディジタル情報の
評価方法と制御回路の設計方法とが異なる。

図１による実施形態では、制御回路は、例えば、雑誌
“オーディオ・プロフェッショナル”（Zeitschrift Au
dio Professional）、1995年3/4発刊、第59頁〜第65頁
に記載されているように、変形されたデルタ−シグマ
（Δ−Σ）変調器の形に設計されている。

図１および他の全ての図２〜４において、受音器２
は、共振回路インダクタンス（誘導性インダクタンス）
22と共に高周波共振回路を構成するキャパシタとして実
現されている。音源−受音器の結合体1/2（１と２の結
合体）の共通の振動板は、入射する作用音声によって最
初に変位し（偏向され、歪められ）、変動する容量を介
してHF（高周波数）共振回路の同調がはずされる。共振
回路のインダクタンス22は、HF復調器３のブロック内の
HF発振器37および復調器ダイオード36によって略示され
ている高周波復調器３の構成素子（位相変調器または振
幅復調器）である。HF復調器３では、音源−受音器の結
合体1/2（１と２の結合体）の振動板の静止状態からの
正方向または負方向の変位（ずれ）に関連する正確な数
学的符号を検出すればよいだけなので、HF復調器３では
従来のキャパシタ・マイクロホンで必要であった長い変
調特性曲線（Aussteuerkennlinie）は必要ない。従っ
て、HF復調器３は非常に高い感度を有するように設計す
ることができ、その非常に高い感度はシステム全体のノ
イズおよび動的な振舞いに関してかなり有利である。

HF復調器３の出力信号は比較器４に供給される。比較
器４の出力信号は、受音器２用のレセプタ（振動板）に
おいて直接生成されるディジタル情報を電気的に表して
いる。即ち、比較器４の出力信号は振動板の正方向また
は負方向の位置の変位を“0"または“1"の信号として生
成（再構成）する。そのディジタル信号は１ビット・ワ
ードを表す。その信号から複数ビット・ワード、ここで
は例えば４ビット・ワードを生成するために、比較器４
の出力信号によって４段カウンタ（計数器）５の計数方
向（アップ／ダウン（U/D）入力）が制御される。その
カウンタ５のクロック入力CLKは、クロック発生器９（C
TL回路網）によってクロック制御され、例えばオーディ
オ信号のディジタル化の標準のサンプリング（走査）周
波数（FS）である48kHzの例えば64倍でクロック制御さ
れる。64×48kHz（3,072MHz）の過剰サンプリング（走
査）の結果として、“0"と“1"の率（レート）で表され
る１ビット・ワードの時間分解能が過剰サンプリングの
大きさに対応して増大する。受音器２における入射音響
信号の振幅に関する情報を含んでいる４ビット信号が、
カウンタ５の並列出力Ａ、Ｂ、ＣおよびＤに発生する。
しかし、情報の量子化は振幅方向だけで決まるのではな
い（４ビット・ワード）。カウンタ５の入力における１
ビット・ワードの過剰サンプリングによって、情報の量
子化は種々の４ビット・ワード間の時間的率（時間間
隔）に対応する時間方向でも決まる。

カウンタ５の並列出力における４ビット・ワードは、
ディジタル・フィルタ10に供給される一方で、４ビット
・ディジタル−アナログ変換器６にも供給される。量子
化処理期間に生じたビット・パターンを周波数通過帯域
において統計的に分布させ、量子化ノイズを可聴周波数
範囲より上の周波数範囲に集中させるようにするため
に、アナログ信号に変換された４ビット信号は、１段ま
たは多段の累積的積分手段（Aufintegration）および差
生成手段（Differenzbildung）を介して差生成（減算）
および積分段7.1〜7.Nのチェーン（chain、列）を用い
て処理される。差生成（差分）および積分段7.1〜7.Nの
チェーンの終端部に発生する信号が駆動増幅器８で増幅
され、その出力信号が帰還駆動信号として音源１を駆動
する。構成素子２、３、４、５、６、7.1〜7.N、８およ
び１で構成される制御回路は閉じている。前に説明した
ように、入射音声の結果として振動板に作用する力は、
この制御回路の作用によって相殺（neutralisieren）さ
れる。

カウンタ５の並列出力から供給される４ビット・ワー
ドが存在する並列入力Ａ、Ｂ、ＣおよびＤを有するディ
ジタル・フィルタ10は、カウンタ５と同じクロック周波
数（3,072MHz）でクロック制御される。フィルタ10は並
列４ワードを直列（シリアル）化し、64倍の過剰サンプ
リング（走査）の結果としてディジタル・フィルタ10の
出力においてサンプリング（走査）周波数48kHzの20ビ
ット信号12が現れる。ディジタル・フィルタ10としてFI
R（有限インパルス応答形）フィルタが設けられるのが
好ましい。さらに、可聴範囲より上にあるカウンタ５の
４ビット出力信号におけるノイズ部分はディジタル濾波
期間に効果的に抑圧される。

また、シリアル・ディジタル20ビット出力信号12は他
の任意のデータフォーマットに変換してもよいことが分
かる。この点に関して、図１には信号12が供給されるシ
リアル入力SER.INを有するフォーマット変換器11が示さ
れている。クロック入力CLKおよびワード同期用の別の
入力FRM CTLが、クロック発生器９に接続されている。
任意に設けられたフォーマット変換器11は、複数の出力
に並列出力信号を発生し、その第１の出力にその指定LS
B（最下位ビットに対応）が与えられ、その最後の出力
にその指定MSB（最上位ビットに対応）が与えられる。
フォーマット変換器11は、さらに、AES/EBUインタフェ
ース用の出力AES/EBUを有し、また相異なる信号ディジ
タル・フォーマットを選択するための自由な出力OTHER
FORM（他の形式）を有する。

図１による実施形態の変形例として、制御回路を１ビ
ット変換器として設計し、カウンタ５をなくして比較器
４の出力を差生成および積分段7.1〜7.Nのチェーンに直
接接続するように構成てもよい。さらに、変調されたHF
発振信号をまず復調して次にディジタル化する（HF復調
器３と直列接続された比較器４とによる）必要はない。
むしろ、その変調HF発振信号は、図２および３に示され
ているように、段30において（ディジタル）１ビット信
号に直接変換される。段30は制限（リミタ）増幅器また
は比較器31を含んでおり、比較器31は、共振回路コイル
22において位相変調されたHF発振信号をディジタル論理
レベルの矩形波信号に直接変換する。別の構成素子とし
て位相ロックされたHFクロック発振器33があり、そのHF
クロック発振器33は、結合用キャパシタ35を介して容量
性受音器２と共振回路コイル22からなる共振回路を励振
し、また必要に応じてクロック発振器９によって同期化
される。その１ビット信号シーケンスはディジタル化さ
れたHF発振信号とHFクロック発振器33の間のディジタル
位相比較によって直接生成され、その信号シーケンスは
音声セプタタの静止状態からの変位（偏向）の情報を担
持する。図２および３の実施形態において、この機能は
Ｄ形フリップフロップ32によって実行される。１ビット
信号は、所要の過剰サンプリング（走査）でディジタル
・フィルタ10に順次読込まれ、そのフィルタ10によって
作用信号の所望の量子化が行われ、次いで差生成および
積分段7.1〜7.Nに供給される。

図３による実施形態は、典型的なデルタ−シグマ変換
器用の差生成および積分段7.1〜7.Nとディジタル・フィ
ルタ10とが省略されて、制御回路が再び閉じるようにカ
ウンタ50および高分解能ディジタル−アナログ変換器60
に置換されている点で、図２による実施形態とは異な
る。その場合、ディジタル出力信号12はカウンタ50用の
出力に直接発生し、その信号はこの図の例においてはシ
リアル信号として示されており、前に説明したようにし
てフォーマット変換器11において任意にフォーマット化
されたディジタル出力信号に変換される。

図４には改良されたアナログ・マイクロホンが示され
ており、それは図１〜３によるディジタル・マイクロホ
ンの“副産物”であり、図１による回路構成と比較する
と、受音器−音源の結合体1/2（１と２の結合体）、HF
復調器３および駆動増幅器８だけがそのまま用いられて
いる。HF復調器３の出力における復調されたHF信号（非
常に小さな振幅を有する）は、アナログ高品質マイクロ
ホン出力信号23を形成するように増幅器20によって簡単
に増幅される。さらに、音源１を駆動するための帰還駆
動信号が増幅器８において出力信号23から生成される。
所望に応じて、アナログ出力であるマイクロホン出力信
号23は、従来のアナログ−ディジタル変換器21によって
ディジタル信号に変換することができ、そのディジタル
信号は図示の実施形態においてはシリアル信号として示
されている。図４によるディジタル・マイクロホンは、
アナログ・マイクロホンとして機能変更されたもので、
図１〜３による“真”のディジタル・マイクロホンの利
点の中で重要でない音声レセプタの変位（偏向）に関す
る利点をそのまま保持しており、増幅器20が充分に高い
増幅を与えるように設計されている場合にはその変位に
関連する線形および非線形歪みおよび感度に関する前述
の改善点をそのまま保持している。増幅器20用の増幅係
数100を用いると、例えば、受音器２の振動板の変位と
受音器２の電気出力信号とが対応する量だけ減じられ
る。

フロントページの続き (72)発明者ケルン，オトウマールドイツ連邦共和国デー―14167 ベルリンダーレマー・ベーク 82 合議体審判長杉山務審判官橋本恵一審判官小松正

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】受音器（２）の音声レセプタに作用する音
響信号を電気信号に変換する音響信号変換方法であっ
て、上記音響信号が上記音声レセプタに作用した場合に、上記音響信号の作用にもかかわらず、上記音声レセプタ
が僅かな変位しか生じないように上記音声レセプタにカ
ウンタ信号が供給され、また、上記受音器（２）を構成素子として含む閉ループ
制御回路（１、２、３、４、５、６、7.1〜7.N、８）の
一部である復調器回路（３）であって、上記音声レセプ
タの正または負方向の僅かな変位に関連する正確な数学
的符号を検出する復調器回路（３）の、上記作用する音
響信号に関する情報を含む制御変数から、上記カウンタ
信号が導出され、さらに、上記レセプタのその平衡位置からの正または負
方向への変位によってディジタル情報“0"または“1"が
直接生成される、ことを特徴とする、音響信号変換方法。
【請求項２】上記カウンタ信号は音源（１）によって生
成されるものであり、この音源は上記受音器（２）に音
響的に結合されていることを特徴とする、請求項１に記
載の方法。
【請求項３】上記カウンタ信号は音源（１）によって生
成されるものであり、上記音声レセプタは受音し、音声
を発生する音源／受音器結合体の構成要素として設けら
れていることを特徴とする、請求項１に記載の方法。
【請求項４】音声レセプタとして振動板が設けられてい
ることを特徴とする、請求項１乃至３のいずれかに記載
の方法。
【請求項５】弾力性を呈するように設けられた部材また
はスプリングとして構成された部材が音声レセプタとし
て設けられていることを特徴とする、請求項１乃至３の
いずれかに記載の方法。
【請求項６】上記音源（１）および上記受音器（２）は
任意の電気音響変換器の原理に基づいて構成されたもの
であることを特徴とする、請求項１乃至５のいずれかに
記載の方法。
【請求項７】音声レセプタの変化が比較器（31）によっ
てディジタル信号に直接変換されることを特徴とする、
請求項１に記載の方法。
【請求項８】上記カウンタ信号を生成するために、上記
ディジタル信号がディジタル−アナログ変換器（６）に
よってアナログ信号に逆変換されることを特徴とする、
請求項７に記載の方法。
【請求項９】上記制御回路は１段または複数段のデルタ
−シグマ変調器の原理に従って動作し、上記レセプタは
上記デルタ−シグマ変調器の比較器の機能に含まれるこ
とを特徴とする、請求項１乃至８のいずれかに記載の方
法。
【請求項１０】上記デルタ−シグマ変調器が１ビットま
たは複数ビット形式であることを特徴とする、請求項９
に記載の方法。
【請求項１１】上記音声レセプタは高周波共振回路の位
相および／または振幅を変調するものであり、上記共振
回路の容量性素子が受音器（２）であることを特徴とす
る、請求項１乃至10のいずれかに記載の方法。
【請求項１２】上記高周波共振回路は高周波復調器
（３）に接続されており、上記復調器は上記位相変調お
よび／または振幅変調された高周波発振信号を復調する
ことを特徴とする、請求項11に記載の方法。
【請求項１３】上記位相変調された高周波発振信号は制
限比較器（31）で直接ディジタル化され、上記ディジタ
ル化された高周波発振信号は位相比較器（32）を用いて
上記レセプタの情報を表すディジタル信号に直接変換さ
れることを特徴とする、請求項11に記載の方法。
【請求項１４】上記音声レセプタの変位は電気的アナロ
グ信号に変換され、この信号が増幅（20）後にカウンタ
信号として上記音源（１）に供給されることを特徴とす
る、請求項１に記載の方法（図４）。
【請求項１５】上記アナログ電気的出力信号はディジタ
ル信号（21）に変換されることを特徴とする、請求項14
に記載の方法。
【請求項１６】時間情報が振幅情報に変換されるような
形で上記ディジタル信号が瀘波される（10）ことを特徴
とする、請求項７乃至13のいずれかに記載の方法。
【請求項１７】上記変換されたディジタル信号は別のデ
ータ・フォーマットに変換され、情報が時間領域から振
幅領域に変換されることを特徴とする、請求項16に記載
の方法。
【請求項１８】ディジタル・フィルタ（10）としてFIR
フィルタが用いられることを特徴とする、請求項16また
は17に記載の方法。
【請求項１９】音声レセプタが設けられた受音器（２）
を備える受音装置であって、音響信号が上記音声レセプタに作用した場合に、上記音響信号の作用にもかかわらず、上記音声レセプタ
が僅かな変位しか生じないように上記音声レセプタにカ
ウンタ信号が供給され、また、上記受音器（２）を構成素子として含む閉ループ
制御回路（１、２、３、４、５、６、7.1〜7.N、８）の
一部である復調器回路（３）であって、上記音声レセプ
タの正または負方向の僅かな変位に関連する正確な数学
的符号を検出する復調器回路（３）の、上記作用する音
響信号に関する情報を含む制御変数から、上記カウンタ
信号が導出され、さらに、上記レセプタのその平衡位置からの正方向また
は負方向への変位によってディジタル情報“0"または
“1"が直接生成される、ことを特徴とする、受音装置。
【請求項２０】上記カウンタ信号は音源（１）によって
生成されるものであり、この音源は上記受音器（２）に
音響的に結合されていることを特徴とする、請求項19に
記載の受音装置。
【請求項２１】上記カウンタ信号は音源（１）によって
生成されるものであり、上記音声レセプタは受音し、音
声を発生する音源／受音器結合体の構成要素として設け
られていることを特徴とする、請求項19に記載の受音装
置。
【請求項２２】音声レセプタとして振動板が設けられて
いることを特徴とする、請求項19乃至21のいずれかに記
載の受音装置。
【請求項２３】弾力性を呈するように設けられた部材ま
たはスプリングとして構成された部材が音声レセプタと
して設けられていることを特徴とする、請求項19乃至21
のいずれかに記載の受音装置。
【請求項２４】上記音源（１）および上記受音器（２）
は任意の電気音響変換器の原理に基づいて構成されたも
のであることを特徴とする、請求項19乃至23のいずれか
に記載の受音装置。
【請求項２５】音声レセプタの変位が比較器（31）によ
ってディジタル信号に直接変換されることを特徴とす
る、請求項19に記載の受音装置。
【請求項２６】上記カウンタ信号を生成するために、上
記ディジタル信号がディジタル−アナログ変換器（６）
によってアナログ信号に逆変換されることを特徴とす
る、請求項25に記載の受音装置。
【請求項２７】上記制御回路は１段または複数段のデル
タ−シグマ変調器の原理に従って動作し、上記レセプタ
は上記デルタ−シグマ変調器の比較器の機能に含まれる
ことを特徴とする、請求項19乃至26のいずれかによる受
音装置。
【請求項２８】上記デルタ−シグマ変調器が１ビットま
たは複数ビット形式であることを特徴とする、請求項27
に記載の受音装置。
【請求項２９】上記音声レセプタは高周波共振回路の位
相および／または振幅を変調するものであり、上記共振
回路の容量性素子が受音器（２）であることを特徴とす
る、請求項19乃至28のいずれかに記載の受音装置。
【請求項３０】上記高周波共振回路は高周波復調器
（３）に接続されており、上記復調器は上記位相変調お
よび／または振幅変調された高周波発振信号を復調する
ことを特徴とする、請求項29に記載の受音装置。
【請求項３１】上記位相変調された高周波発振信号は制
限比較器（31）で直接ディジタル化され、ディジタル位
相比較器（32）を用いて上記ディジタル化された高周波
発振信号が上記レセプタの情報を表すディジタル信号に
直接変換されることを特徴とする、請求項29に記載の受
音装置。
【請求項３２】上記音声レセプタの変位は電気的アナロ
グ信号に変換され、この信号が増幅（20）後にカウンタ
信号として上記音源（１）に供給されることを特徴とす
る、請求項19に記載の受音装置（図４）。
【請求項３３】上記アナログ電気的出力信号はディジタ
ル信号（21）に変換されることを特徴とする、請求項32
に記載の受音装置。
【請求項３４】時間情報が振幅情報に変換されるような
形で上記ディジタル信号を瀘波するディジタル・フィル
タ（10）を備えることを特徴とする、請求項25乃至31の
いずれかに記載の受音装置。
【請求項３５】上記変換されたディジタル信号は別のデ
ータ・フォーマットに変換され、情報が時間領域から振
幅領域に変換されることを特徴とする、請求項34に記載
の受音装置。
【請求項３６】ディジタル・フィルタ（10）としてFIR
フィルタが使用されていることを特徴とする、請求項34
または35に記載の受音装置。