JP2002533709A - シグマ−デルタ帯域通過アナログ−デジタル変換器を備えた超音波流体流量測定法及び装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 流量を求めようとする流体内に第１及び第２トランスジューサ（１，２）を配置した、流体流量を測定するための超音波装置が開示されている。本装置は、受信器トランスジューサからのアナログ信号を処理して、流体流量を求めるために用いられるデジタル化済み信号に変換するためのプロセッサ手段（２１）を備えている。アナログ信号を処理するための前記手段（２１）は、入力が前記受信器トランスジューサの出力に接続されている帯域通過ループフィルタ（２２）と、入力が前記ループフィルタ（２２）の出力に接続されており、出力が前記プロセッサ手段（２１）のデジタル出力を形成するアナログ−デジタル変換器（２４）と、フィードバックループを形成し、前記アナログ−デジタル変換器（２４）の出力を前記ループフィルタ（２２）の入力に接続するデジタル−アナログ変換器（２６）とを有する帯域通過シグマ−デルタ変換器を含んでいる。好適な実施例では、帯域通過シグマ−デルタ変換器の帯域通過ループフィルタ（２２）は、受信器トランスジューサで構成されている。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】 （発明の属する技術分野） 本発明は、シグマ−デルタ帯域通過アナログ−デジタル変換器を備えた超音波
流体流量測定法及び装置に関する。

【０００２】 （発明の背景） 超音波流体メータは２つの超音波トランスジューサを備えており、両者の間に
測定経路を規定している。各トランスジューサは、交互に発信モード及び受信モ
ードで用いられている。

【０００３】 流量を音響的に測定する原理は、音響信号が、２つのトランスジューサの間で
流体の流れに関して上流方向及び下流方向の両方向に伝播するのに掛かる時間を
求めることにより、流れている流体の速度を決定することにある。超音波の移動
時間は、測定時間及び／又は測定位相に基づいて計算される。

【０００４】 流量及び所与の時間内に流れた流体の量は、測定された流体の速度に基づいて
容易に求めることができる。

【０００５】 そのような超音波装置は、当業者にはよく知られており、例えばフランス国特
許出願第ＦＲ９６／０６２５８号に記載されている。同じことは、例えばフラン
ス国特許出願第ＦＲ９５／１１２２１号に記載されている超音波測定法にも当て
はまる。

【０００６】 流量を測定するのに超音波の原理を使っている流体メーターは、完全に自給式
であり、配電網には依存していない。これらのメーターは、益々高性能になり続
ける電子機器を含んおり、測定性能を改善して、消費者に消費量に関する様々な
情報を与え、消費量が遠隔読み取り可能となり、及び／又は料金を遠隔支払い可
能にすことができるようになっており、又これら電子機器は、寿命が限定されて
いるバッテリーによって給電されているので、寿命は、使用される電子回路のア
ーキテクチャによるところが大きい。

【０００７】 （従来技術） 従来技術の超音波流体メーターにおける測定値捕捉及び処理のための全システ
ムのアーキテクチャを、図１に示す。このような超音波流体メーターは、流体が
中を流れるキャビティ３内に配置されている２つのトランスジューサ１及び２を
備えている。トランスジューサは各々、第１トランスジューサ１が発信モードで
作動するときには第２トランスジューサ２が受信モードで作動するように、或い
はその逆に作動するように、スイッチユニット４に接続されている。第１トラン
スジューサ１が流体の流れの中を伝播する超音波ＵＷを発信すると、トランスジ
ューサ２は、流速の特性である或る長さの時間の後に前記超音波を受信し、その
超音波をアナログ信号に変換する。スイッチユニット４は、アナログ−デジタル
変換器８に適用するためのアナログ信号のフルスケールの増幅及びフィルタリン
グを提供するのに役立つプログラム可能なゲインを有する増幅器６に接続されて
いる。プログラム可能なゲイン増幅器６は、３２０キロヘルツのサンプリング周
波数で作動している８ビットのアナログ−デジタル変換器に接続されている。ア
ナログ−デジタル変換器８は、２つのトランスジューサ１と２との間での音響信
号ＵＷの伝播時間を求めるのに必要なデジタル信号を発する。アナログ−デジタ
ル変換器８は、信号がマイクロコントローラ１２によって処理されるまで信号を
記憶する、容量が２×２５６バイトのランダムアクセスメモリ（ＲＡＭ）１０に
接続されている。記憶されている信号を処理して流量に関する結果を計算するマ
イクロコントローラ１２は、例えば表示、外部との連絡、エネルギー節約モード
の管理及び演算データの記憶という目的に貢献する一式の各種ユニット１３に接
続されている。マイクロコントローラ１２は、シーケンサ１４にも接続されてい
る。シーケンサ１４は、トランスジューサ１及び２によって発射される連続超音
波を、デジタル−アナログ変換器及び増幅器を備えている伝達バッファ１６を通
して制御し、更に、アナログ−デジタル変換器８により実行されるサンプリング
と、メモリ１０内での信号記憶とを制御する。バッテリー（図示せず）は、一式
の接続部（図示せず）を通して従来の方式で作動し、各種の構成要素を作動可能
にするのに必要なエネルギーを供給する。

【０００８】 プログラム可能ゲイン増幅器とアナログ−デジタル変換器を組み合わせると、
複雑で、メーターの電子機器が必要とするエネルギーの３０から４０パーセント
を消費するアーキテクチャとなる。更に、そのようなアナログ−デジタル変換器
ではデジタル化の際に量子化ノイズが入ってくるので、測定の精度が低下する。
そのような「従来型」アナログ−デジタル変換器は、信号を、ＤＣ領域の周波数
状態を提供する一定の分解能で、サンプリング周波数の半分に変換する。

【０００９】 当業者には、アナログ−デジタル変換器によるアナログ信号のデジタル信号へ
の変換が、一般的に量子化ノイズとして知られているエラーの主な源であること
は、よく知られている。当業者に知られている、そのような量子化ノイズを低減
する技術は、シグマ−デルタ変換（例えば、１９９７年、ニューヨーク、ＩＥＥ
Ｅ出版の、スティーブＲ．ノースワージー等による「デルタ−シグマ・データ変
換器、その理論と設計及びシミュレーション」を参照されたい）を用いている。
シグマ−デルタ変換器のアーキテクチャは、将来の変換を正すために過去の変換
中に起こった変換エラーを考慮することができるようになっているので、ノイズ
の低減をシグマ−デルタ変換によって行うことができる。

【００１０】 更に、シグマ−デルタ変換の別の態様は、シグマ−デルタ変換から生じる情報
がエンコードされる特定の方法に関係する。シグマ−デルタ変換は、高周波数で
サンプリングされた少数のビット上の情報を、その後に分解能が高められるよう
にエンコードするための原理である。この変換の原理はデルタ変換の操作に似た
操作に基づいており、１つのサンプルの振幅と前のサンプルの振幅との間の差を
エンコードすることにある。例えば単一のビット上でエンコードする場合、シグ
マ−デルタ変換器は、基本的な周期が入力電圧に比例する周期体制となっている
２進出力ストリーム（交互に「０ｓ」と「1ｓ」になる）を作り出す。変換器は
、サンプリングクロックに同期化されている電圧−周波数変換器として応答する
。「デシメータ」デジタルフィルターは、シグマ−デルタ変換器からの出力位置
に配置され、高周波数で小数のビットにエンコードされている信号を、低ビット
速度ではあるが多数のビットにエンコードされた信号に変換する。

【００１１】 シグマ−デルタ変換器の原理は、信号を特定の周波数の回りに変換することに
まで広げられる。従って、用いられる変換器は帯域通過シグマ−デルタ変換器で
ある。以前は積分器であった変換器のフィルターは、共振器に置き換えられてい
る。シグマ−デルタ変換器からの出口にあるデジタルィルターは、もはやデシメ
ータではなく、後に復調器が続く帯域通過フィルターである。電気通信、特にデ
ジタル無線の分野では、量子化ノイズを除去するために、帯域通過シグマ−デル
タ・アナログ−デジタル変換器を用いることが知られている（例えば、１９９３
年３月、半導体回路のＩＥＥＥ会報、第２８巻第３号、２８２頁から２９１ペー
ジに記載の、スティーブン Ａ．ジャンティ他による「４次帯域通過シグマ−デ
ルタ変調器」を参照されたい）。

【００１２】 （発明の概要） 本発明の目的は、従来技術による超音波メーターの測定値捕捉及び処理システ
ムに関する欠点を取り除くことであり、特に、ディジタイザの複雑性及び電力消
費を低減することである。

【００１３】 本発明の別の目的は、特に、アナログ信号のデジタル化中の量子化ノイズを低
減し、変換器の性能を高めることである。

【００１４】 本発明では、これらの目的は、従来技術によるデジタル化システムをシグマ−
デルタ変換器に置き換えることにより達成される。

【００１５】 更に正確には、本発明は、流体流量を測定するための超音波装置を提供し、前
記装置は、 ・流量を求めようとする流体内に配置されている第１及び第２トランスジューサ
であって、一方のトランスジューサは「発信器」トランスジューサと呼ばれ、発
信モードで作動し、他方のトランスジューサは「受信器」トランスジューサと呼
ばれ、受信モードで作動し、発信器トランスジューサは超音波を流体中に発信す
るように設計されており、受信器トランスジューサは前記超音波信号をアナログ
信号に変換するように設計されている第１及び第２トランスジューサと、 ・前記受信器トランスジューサに接続されており、前記アナログ信号を、流体流
量を求めるのに用いられるデジタル化された信号に変換するように設計されてい
る、前記アナログ信号を処理するためのプロセッサ手段とを備えており、 前記装置は、前記アナログ信号処理手段が、 ・入力が前記受信器トランスジューサの出力に接続されている帯域通過ループフ
ィルタと、 ・入力が前記ループフィルタの出力に接続されており、出力が前記アナログ信号
処理手段のデジタル出力を形成するアナログ−デジタル変換器と、 ・前記アナログ−デジタル変換器の出力を前記ループフィルタの入力に接続し、
フィードバックループを形成するデジタル−アナログ変換器とを備えた帯域通過
シグマ−デルタ変換器を備えていることを特徴とする装置である。

【００１６】 本発明の装置に用いられているトランスジューサは、例えば４０キロヘルツ±
１．５キロヘルツの周波数内に限定されている帯域通過伝達関数を処理する圧電
型のトランスジューサである。有用な情報は専らこの周波数帯域内に存在してい
るでの、この周波数帯域内に在る信号だけを増幅し、変換するのが有用である。

【００１７】 本発明の好適な実施例では、流体流量を測定するための超音波装置は、帯域通
過シグマ−デルタ変換器の帯域通過ループフィルタが受信器トランスジューサか
ら構成されていることを特徴とする。

【００１８】 従って、トランスジューサは、帯域通過シグマ−デルタ変換器のループ内で、
交互に受信器として、そして帯域通過フィルタとして作用するので、対象とする
周波数帯域内でのアナログ−デジタル変換を最適にすることができる。

【００１９】 本発明は更に、帯域通過シグマ−デルタ・アナログ−デジタル変換器を含む超
音波流体流量測定法を提供する。

【００２０】 本発明では、流れている流体内で、２つのトランスジューサの間を、前記流体
の流れの上流方向及び下流方向に伝播する音響信号の、伝播時間を測定し、及び
／又は位相偏移を測定することによって流体流量を求める、２つのトランスジュ
ーサの間の流体流量を測定する超音波法は、 ・流量を求めようとする流体内に音響信号ＵＷを発信する発信段階と、 ・前記音響信号ＵＷをアナログ信号Ｓ２に変換する音響−アナログ変換段階と、
・前記アナログ信号Ｓ２をデジタル信号Ｓ３に変換する、Ｎ番目のアナログ−デ
ジタル変換段階と、 ・デジタル化された信号Ｓ３に基づいて音響位相偏移及び伝播時間を求める、音
響位相偏移と伝播時間を求める段階とから成り、 前記Ｎ番目のアナログ−デジタル変換段階が、 ・Ｎ番目のデジタル化段階で用いるために、Ｎ―１番目のデジタル化段階中に発
生する量子化エラーｑ_N-1を見積もる見積もり段階と、 ・アナログ信号Ｓ２から、見積もられた量子化エラーｑ_N-1を減算する減算段階
と、 ・アナログ信号Ｓ２から、見積もられた量子化エラーｑ_N-1を減じたものを、デ
ジタル化するデジタル化段階とから成ることを特徴とする。

【００２１】 有用なことに、前記音響信号ＵＷをアナログ信号Ｓ２に変換する、音響−アナ
ログ変換段階は、 ・音響信号ＵＷをアナログ信号Ｓ１に変換する段階と、 ・アナログ信号Ｓ１をアナログ信号Ｓ２に切り捨てする段階とを備えている。

【００２２】 有用な方法では、デジタル化された信号Ｓ３に基づいて音響位相偏移及び伝播
時間を求める、音響位相偏移と伝播時間を求める段階は、 ・デジタル信号Ｓ３にフィルタを掛けて、フィルタリング済みデジタル信号Ｓ４
にする段階と、 ・フィルタリング済みデジタル信号Ｓ４に基づいて、音響位相偏移及び／又は伝
播時間を計算する段階とを備えている。

【００２３】 有用なことに、量子化エラーの見積もりを求める見積もり段階は、受信器トラ
ンスジューサによって実行される。

【００２４】 本発明の他の特徴及び利点は、添付の図面を参照しながら、様々な実施例につ
いての以下の詳細な説明を読めば理解頂けるであろうが、これは本発明に制限を
加えるものではないと承知されたい。

【００２５】 （好適な実施例の詳細な説明） 図２は、超音波流体メータ、厳密には本発明のアナログ−デジタル変換器シス
テムの捕捉システムのブロック線図である。測定値捕捉及び処理システムの残り
部分は図１に示されているものと同じなので、図２には再表示していない。同じ
く、バッテリー（図示せず）は、各種構成要素を動かすために必要なエネルギー
を供給するため一式の接続部（図示せず）を通して従来の方式で作用する。時間
及び位相偏移測定が行われる基となる超音波ＵＷは、その周波数が、例えば４０
キロヘルツの、トランスジューサの「発信」周波数を中心とする狭帯域信号であ
る。直接圧電効果によって、この超音波ＵＷは、受信器トランスジューサーの端
末でアナログ信号Ｓ１を発生させる。アナログ信号Ｓ１は、時間の関数としてそ
の変動を図２．ａに示すが、これは、図２．ｂに示すように、発信器トランスジ
ューサの共振周波数を中心とした信号である。受信器トランスジューサー２から
のアナログ信号Ｓ１は、スイッチユニット４経由で受信器トランスジューサー２
の出力に接続されている増幅器２０によって増幅される。アナログ信号Ｓ１は、
時間切り捨てを受け、これにより、キャビティ内での連続する超音波の反射から
起こる妨害エコーが取り除かれる。切り捨てを受けたアナログ信号Ｓ２の時間外
観及びスペクトル外観を、図２．ｃ及び２．ｄに示す。増幅器２０は、帯域通過
シグマ−デルタ変換器２１に接続されている。シグマ−デルタ変換器は、入力が
増幅器２０の出力に接続されている帯域通過ループフィルター２２と、入力が前
記帯域通過ループフィルターの出力に接続されているアナログ−デジタル変換器
２４と、フィードバックループ内に配置されていて前記アナログ−デジタル変換
器２４の出力を前記ループフィルター２２の入力に接続するデジタル−アナログ
変換器２６とを備えている。有用にも、アナログ−デジタル変換器２４は、例え
ば比較器のような１ビットのアナログ−デジタル変換器であり、デジタル−アナ
ログ変換器２６は、１ビットのデジタル−アナログ変換器である。アナログ信号
Ｓ２は、帯域通過シグマ−デルタ変換器からの出力において、デジタル信号Ｓ３
に変換されており、その時間外観は、図２．ｅに示すように、２進ストリームに
なっている。図２．ｅの信号Ｓ３は、例えば３２０キロヘルツのような高いサン
プリング周波数で、１ビット上にエンコードされる信号である。図２．ｆを見れ
ば分かるように、そのノイズスペクトルは有用な信号のスペクトルとは異なって
いるので、フィルタを掛けることにより効果的に妨害ノイズを取り除くことがで
きる。帯域通過シグマ−デルタ・アナログ−デジタル変換器２１からの出力は、
帯域通過フィルタ２８に接続されている。このフィルタは、変換器２１からの出
力において良好な同期検波を捕捉し、更に信号をサンプリング周波数より低周波
数で多数のビット上にエンコードできるように、使用帯域外に存在するノイズを
排除するように作用する。その結果得られる信号を図２．ｇに示し、そのスペク
トル外観を図２．ｈに示す。帯域通過フィルタ２８は、ＲＡＭ１０に接続されて
いる。

【００２６】 帯域通過シグマ−デルタ・アナログ−デジタル変換器は、使用されている変換
器アーキテクチャによって構成できる周波数帯域で、非常に大きなＳＮ比を提供
する。それに対して、この周波数帯域の外では、変換ノイズのレベルは非常に高
い。従って、トランスジューサ発信に対して対象の帯域内でアナログ−デジタル
変換を最適化するのに、帯域通過シグマ−デルタ・アナログ−デジタル変換器を
利用することができる。

【００２７】 更に、信号は１ビット上に変換され、それよって帯域通過シグマ−デルタ・ア
ナログ−デジタル変換器に続くデジタル処理がかなり簡素化される。

【００２８】 特に帯域通過アナログ−デジタル変換器はプログラム可能ゲイン増幅器を使う
必要がないので、アナログ−デジタル変換器のアナログ部分が簡素になると、超
音波流体メータの電子部品の総電力消費量を、４０パーセントも大幅に低減する
ことができる。

【００２９】 更に、帯域通過シグマ−デルタ・アナログ−デジタル変換器を、超音波流体メ
ータの測定値捕捉及び処理システムに用いると、測定性能が大幅に高まる。

【００３０】 図３は、本発明の好適な実施例中の流体流超音波測定装置の捕捉システムのブ
ロック線図である。本発明の好適な実施例の特徴は、図２の装置の帯域通過フィ
ルタ２２を受信器トランスジューサ自身に置き換えることにある。従って、トラ
ンスジューサは受信器トランスジューサとして使用されるだけでなく、シグマ−
デルタ変換器のフィードバックループのフィルタとしても使用される。フィード
バックは、受信器トランスジューサの機械的大きさを通して物理的に生じる。

【００３１】 有用な方法では、トランスジューサ１及び２はそれぞれ圧電プレートを備えて
おり、各圧電プレートは向かい合う２つの表面を有しており、前記表面は、トラ
ンスジューサの接続端子との接続のために金属被覆されている。各トランスジュ
ーサ１及び２の２つの端子の内の１つは、地面３５と永久的に接続されている。
トランスジューサ１又は２のもう１つの端子は、スイッチ３１、３２、３３又は
スイッチ４１、４２、４３にそれぞれ接続されている。有用なことに、スイッチ
３１、３２、３３及びスイッチ４１、４２、４３は、２つの別のマルチプレクサ
として機能する。トランスジューサ１及び２はそれぞれのスイッチ３２又は４２
を通して地面３５に接続することができる。

【００３２】 トランスジューサ１は、スイッチ３３を通して増幅器２０に接続されている。
前記増幅器２０の出力は、アナログ−デジタル変換器２４に接続されている。有
用なことに、このアナログ−デジタル変換器は、例えば比較器のような１ビット
のアナログ−デジタル変換器である。デジタル−アナログ変換器２６は、トラン
スジューサ１に付帯するフィードバックループ内に配置されており、前記デジタ
ル−アナログ変換器２６の入力は、スイッチ６１を通してアナログ−デジタル変
換器２４の出力に接続されている。前記デジタル−アナログ変換器２６からの出
力は、スイッチ３１を通してトランスジューサ１に接続されている。有用なこと
に、デジタル−アナログ変換器２６は、１ビットのデジタル−アナログ変換器で
ある。従ってトランスジューサ１は、以下に説明するように、スイッチ６１が閉
じられて、続いてスイッチ３１及び３３が閉じられている場合は、フィードバッ
クループ内に配置されていることになる。

【００３３】 トランスジューサ２は、スイッチ４３を通して増幅器２０に接続されている。
デジタル−アナログ変換器４６は、トランスジューサ２に付帯するフィードバッ
クループ内に配置されており、前記デジタル−アナログ変換器４６の入力は、ス
イッチ５１を通してアナログ−デジタル変換器２４の出力に接続されている。前
記デジタル−アナログ変換器４６からの出力は、スイッチ４１を通してトランス
ジューサ２に接続されている。有用なことに、デジタル−アナログ変換器４６は
１ビットのデジタル−アナログ変換器である。従ってトランスジューサ２は、ス
イッチ５１及びスイッチ４１、４３が続いて閉じられている場合は、フィードバ
ックループ内に配置されていることになる。

【００３４】 図７に示す別の実施例では、少なくとも１つの追加の帯域通過フィルタ１１０
が設けられているが、これは純粋に電気的なものであり、増幅器２０とアナログ
−デジタル変換器２４との間に従来の方式で接続されている。この追加のフィル
タの機能は、シグマ−デルタ変換器の性能を高めることである。

【００３５】 流体流量超音波測定装置の捕捉システムの残りの部分は、図３に示したものと
同じなので、図示しない。

【００３６】 図３では、アナログ−デジタル変換器２４からの出力は、フィルタ２８の入力
に接続されている。フィルタ２８からの出力は、ＲＡＭ１０に接続されている。
ＲＡＭ１０は、マイクロコントローラ１２に接続されている。マイクロコントロ
ーラ１２は、スイッチ６１又は５２を通してそれぞれデジタル−アナログ変換器
２６又は４６に接続されている。

【００３７】 バッテリー（図示せず）は、従来型の方法で、一式の接続部（図示せず）を通
して作動し、種々の構成要素を作動させるのに必要な電力を供給する。

【００３８】 図３の装置の作動について以下に説明するが、先ず図４に示すようにトランス
ジューサー１からトランスジューサー２へ超音波を発信し、次に図５に示すよう
にトランスジューサー２からトランスジューサー１へ超音波を発信する。

【００３９】 図４及び５では、スイッチ５１、５２、６１、６２、３１、３２、３３及び４
１、４２、４３の状態が時間の関数として示されており、状態「１」及び「０」
はそれぞれ、スイッチが閉じている、又は開いていることに対応している。全ス
イッチの開閉は、マイクロコントローラによって従来方式で制御されている。マ
イクロコントローラは、適切な配線（図示せず）を通してスイッチに接続されて
いる。信号Ｓｅは、発信器トランスジューサを励起するためにマイクロコントロ
ーラ１２によって生成される信号に対応する。励起信号Ｓｅは、矩形波信号であ
り、例えば、４０キロヘルツの周波数の８周期の構成で、ピークツーピークの振
幅が、デジタル−アナログ変換器２６又は４６からの出力で、例えば２００ミリ
ボルト（ｍＶ）である。キャビティに沿って進行する超音波信号の捕捉は、約８
００マイクロ秒（μｓ）間続き、発信器トランスジューサが信号Ｓｅによって励
起され始めた約４００μｓ後に始まるが、この持続時間は発信器トランスジュー
サと受信器トランスジューサとの間の移動時間と一致する。捕捉段階の間に、関
連するスイッチの開閉を制御する矩形波信号は、例えば３２０キロヘルツの周波
数で作動する。図４及び５の、捕捉段階の間のスイッチ４１、４２、４３又は３
１、３２、３３に関するタイミング線図のスケールは、他のスイッチ及び信号Ｓ
ｅに対するものとは同じではないということがわかる。

【００４０】 超音波ＵＷ１−２がトランスジューサー１からトランスジューサー２へ発信さ
れている段階の間に、マイクロコントローラ１２は、矩形波信号Ｓｅを生成する
ことにより超音波を連続的に発信する。スイッチ６２及び３１が閉じられると、
マイクロコントローラからの矩形波信号がアナログ信号に変換され、その共振周
波数でトランスジューサ１が励起される。トランスジューサ１の端子に掛かる周
波数は、逆圧電効果によって力を作り出し、それによって超音波ＵＷ１−２が生
じ、流体の流れの中をトランスジューサ２に向かって伝播する。必ずという訳で
はないが、スイッチ５１は発信段階中、既に閉じられていてもよい。しかし、他
の全スイッチ５２、６１、３２、３３及び４１、４２、４３は開いている。

【００４１】 超音波を捕捉する段階の間は、スイッチ５２、６１及び３２、３３は開いたま
まだが、スイッチ５１は閉じている。スイッチ６２及び３１の位置はどうでもよ
く、例えば閉じられたままでも構わない。スイッチ４１、４２及び４３は、例え
ば、何れか１つのスイッチが周期の三分の一と同じ時間閉じられている場合、残
りの２つのスイッチは開いているように、３２０キロヘルツの周波数で連続的に
開閉される。３．１２５μｓの持続時間を有する各周期には、スイッチ４１が閉
じている書き込み段階、スイッチ４２が閉じている安定化段階、スイッチ４３が
閉じている読み取り段階という３つの連続する段階がある。

【００４２】 １ビットのアナログ−デジタル変換器２４は、入力が絶対閾値を上回る入力電
圧を受ける場合は、ロジック「１」に対応する高電圧レベルを出力する。アナロ
グ−デジタル変換器２４は、入力が絶対閾値電圧を下回る入力電圧を受ける場合
は、ロジック「０」に対応する低電圧レベルを出力する。比較器４６は、入力が
「０」の場合は正の基準電圧＋Ｖｒｅｆを出力し、入力が「１」の場合は負の基
準電圧−Ｖｒｅｆを出力する、反転デジタル−アナログ変換器である。アナログ
−デジタル変換器２４からの出力は、捕捉段階の開始時にはランダムに「１」又
は「０」状態にある。出力が「１」状態である場合を例に取ると、スイッチ４１
を閉じることによって書き込み段階中に比較器によって受信器トランジューサ２
に掛けられる電圧は＋Ｖｒｅｆである。更に、安定化段階中にスイッチ４２が閉
じられている場合は、受信器トランスジューサ２の両方の端子が地面３５に接続
されている。圧電プレートで構成されているトランスジューサは共振器であるの
で、書き込み段階中に電圧＋Ｖｒｅｆを掛け、次に安定か段階中にゼロ電圧を掛
ければ、受信器トランスジューサは強制振動を受けることになる。次に、振動中
の圧電プレートの位置が、スイッチ４３を閉じることによって読み取り段階中に
求められる。捕捉段階は、受信器トランスジューサ２内に安定した振動状況を確
立できるように、受信器トランスジューサ２に超音波信号ＵＷ１−２が到着する
直前に始まる。これらの安定した振動状態は、シグマ−デルタ変換器のループ内
に、交互に「０」及び「１」の状態になる２進ストリームを引き起こす。この２
進ストリームが、デジタル−アナログ変換器４６を経由するルーピングによって
安定した状況の下でトランスジューサの振動を維持できるようにする。従って、
受信器トランスジューサをシグマ−デルタ変換器のループに組み込むと、サーボ
制御を確立できて、２進ストリームが圧電プレートを、おおむね平衡位置に安定
的に保持することができる。超音波ＵＷ１−２は、超音波ＵＷ１−２が受信器ト
ランスジューサ２に到達した時に、安定した状況内の変動を検出することによっ
て測定される。振動はすべて、書き込み段階中の変位力と、受信器トランスジュ
ーサに到達する超音波信号によって起こる妨害の和となる。従って、２進ストリ
ームは、圧電プレートがおおむね平衡位置に安定的に留まるように電子フィード
バックによって圧電プレートをサーボ制御するために、妨害の影響を打ち消すよ
うに修正される。受信器トランスジューサが共振器だとすれば、それは、捕捉段
階が長くなるほど、妨害の和によって振動がより多く修正されるようになり、変
換器がより多く小さな信号を検出できるようになるという点で、メモリ装置とし
て作用する。従って、トランスジューサの端子の間に掛かる電圧は、重ね合わせ
の原理によって、超音波に由来する寄与と電気的フィードバックに由来する寄与
との合計である。

【００４３】 超音波ＵＷ２−１を発信器トランスジューサ２から受信器トランスジューサ１
へ発信する場合、装置は全く同様に作動する。超音波ＵＷ２−１を捕捉するとき
にスイッチのセットが作動する方法については、図５を参照するとよい。 従って、本発明の装置は、従来の捕捉システムに完全に取って代わる直接デジ
タル出力を提供しているのだが、非常に簡単になっている。本発明の装置だと、
信号の通過帯域内の量子化ノイズを取り除くことができる。本発明の装置を使え
ば、１つの比較器だけで、フィルタリング後に、信号の通過帯域内で１６ビット
を上回る、シグマ−デルタ変換器からの出力における分解能を得ることができる
ようになるので、複雑なインプリメンテーションを用いることなく優れた精度を
手に入れることができる。本発明の装置では、プログラム可能ゲイン増幅器を、
アナログ−デジタル変換器用にフルスケールの信号を捕捉するために使用する必
要がないので、その結果、複雑さと、変換器システムによる電力消費が低減され
る。 図６は、流体流量を測定するのに超音波を用いる本発明の方法の様々な段階を
示している。

【００４４】 流体流量は、流れている流体内を、２つのトランスジューサの間で、流体の流
れの上流方向及び下流方向の両方向に伝播する音響信号の伝播時間の測定値と音
響位相偏移の測定値とを組み合わせることによって巧く求めることができる。

【００４５】 超音波流体流量測定法の第１段階９０は、音響信号ＵＷを、流量を求めようと
する流体に、例えば上流方向に発信する段階に在る。音響信号ＵＷは、音響−ア
ナログ変換段階９２の間に、受信器トランスジューサによりアナログ信号Ｓ１に
変換される。信号Ｓ１の外観を図２．ａに示す。トランスジューサの間で多重な
往復運動を行った音響波を捕捉するのを避けるため、信号Ｓ１は、切り捨て段階
９４の間に時間で切り捨てられる。切り捨ては、実際には、スイッチを使って信
号の捕捉の開始と停止の時を制御することにより行われる。この時間切り捨ての
結果生じるアナログ信号Ｓ２を図２．ｃに示す。次にアナログ信号Ｓ２は、アナ
ログ−デジタル変換段階９５の間に、処理手段２１によりデジタル信号Ｓ３に変
換される。このアナログ−デジタル変換段階９５は、上記シグマ−デルタ変換技
術を用いる。図２．ｅに示すデジタル化された信号Ｓ３は、３２０キロヘルツの
サンプリング周波数で、１ビット上にエンコードされる。アナログ信号Ｓ２のデ
ジタル信号Ｓ３への第１変換の間に、見積もり段階９８で、シグマ−デルタ変換
器は見積もられた変換エラーｑを与えるよう働く。次の変換の間に、この見積も
られた変換エラーｑは、減算段階９９の間に、デジタル化されようとするアナロ
グ信号Ｓ２から減算され、シグマ−デルタ変換器はその見積もり済みのデジタル
化しているエラーｑを、連続変換を進める際に改良する。従って、一般的に、シ
グマ−デルタ変換器は、Ｎ番目のアナログ−デジタル変換段階の間に、アナログ
信号Ｓ２のＮ−１番目の前段階の間に求められた見積もり済みの量子化エラーｑ _N-1 を減算する。次に、アナログ信号から見積もり済み量子化エラーｑ_N-1を引い
たＳ２−ｑ_N-1が、デジタル化段階９６の間にデジタル化される。見積もり段階
９８の間に、アナログ信号Ｓ２から見積もり済み量子化エラーｑ_N-1を引いたも
のが、Ｎ番目のデジタル化段階９６の間に発生する見積もり済み量子化エラーｑ _N を新たに決定することになる。この見積もりは、次に行われるＮ＋１番目のデ
ジタル化を改良するのに用いられる。シグマ−デルタ変換器から出力されるデジ
タル信号Ｓ３は、高周波数で１ビット上にエンコードされる信号である。有用な
ことに、音響信号ＵＷをアナログ信号Ｓ１に変換する段階と、アナログ−デジタ
ル変換器により実行される見積もり済み量子化エラーｑを求める段階とは、シグ
マ−デルタ変換器の受信器及び帯域通過フィルタの両方として用いられるトラン
スジューサによって、続けて行われる。

【００４６】 フィルタリング段階１００の間に、信号Ｓ３は低データ速度の信号に変換され
るが、デジタルフィルタによって多数のビット上にエンコードされる。このフィ
ルタリング段階１００から生じる信号Ｓ４を図２．ｇに示す。音響位相偏移及び
伝播時間は、決定段階１０２の間に、デジタル化された信号Ｓ４に基づいて求め
られる。

【００４７】 上記の全段階は、再度、下流方向においても実行される。これによって、流れ
ている流体内で、２つのトランスジューサの間を、流体の流れの上流方向及び下
流方向に伝播する音響信号の伝播時間及び／又は音響位相偏移に基づいて、流量
を決定することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】 従来技術による超音波流体メーターの測定値捕捉及び処理システム全体のブロ
ック線図である。

【図２】 本発明の超音波流体メーターの捕捉システムのブロック線図である。

【図２．ａ】 信号Ｓ１のタイムプロットである。

【図２．ｂ】 信号Ｓ１のスペクトルプロットである。

【図２．ｃ】 信号Ｓ２のタイムプロットである。

【図２．ｄ】 信号Ｓ２のスペクトルプロットである。

【図２．ｅ】 信号Ｓ３のタイムプロットである。

【図２．ｆ】 信号Ｓ３のスペクトルプロットである。

【図２．ｇ】 信号Ｓ４のタイムプロットである。

【図２．ｈ】 信号Ｓ４のスペクトルプロットである。

【図３】 本発明の好適な実施例における、流体の流れを測定するための、超音波装置の
捕捉システムのブロック線図である。

【図４】 図３の装置で、トランスジューサ１が発信し、トランスジューサ２が受信して
いる場合の、スイッチを制御するための信号のタイミング線図である。

【図５】 図３の装置で、トランスジューサ１が受信し、トランスジューサ２が発信して
いる場合の、スイッチを制御するための信号のタイミング線図である。

【図６】 本発明の方法の様々な段階を示している。

【図７】 図３の装置の別の実施例を示している。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (81)指定国 ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＣＹ， ＤＥ，ＤＫ，ＥＳ，ＦＩ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，Ｉ Ｔ，ＬＵ，ＭＣ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ)，ＡＥ，ＡＬ，Ａ Ｍ，ＡＴ，ＡＵ，ＡＺ，ＢＡ，ＢＢ，ＢＧ，ＢＲ，ＢＹ ，ＣＡ，ＣＨ，ＣＮ，ＣＲ，ＣＵ，ＣＺ，ＤＥ，ＤＫ， ＤＭ，ＥＥ，ＥＳ，ＦＩ，ＧＢ，ＧＤ，ＧＥ，ＧＨ，Ｇ Ｍ，ＨＲ，ＨＵ，ＩＤ，ＩＬ，ＩＮ，ＩＳ，ＪＰ，ＫＥ ，ＫＧ，ＫＰ，ＫＲ，ＫＺ，ＬＣ，ＬＫ，ＬＲ，ＬＳ， ＬＴ，ＬＵ，ＬＶ，ＭＡ，ＭＤ，ＭＧ，ＭＫ，ＭＮ，Ｍ Ｗ，ＭＸ，ＮＯ，ＮＺ，ＰＬ，ＰＴ，ＲＯ，ＲＵ，ＳＤ ，ＳＥ，ＳＧ，ＳＩ，ＳＫ，ＳＬ，ＴＪ，ＴＭ，ＴＲ， ＴＴ，ＴＺ，ＵＡ，ＵＧ，ＵＳ，ＵＺ，ＶＮ，ＹＵ，Ｚ Ａ，ＺＷ Ｆターム(参考） 2F035 DA14 DA22 5J064 BA03 BB02 BC01 BC02 BC06 BC07 BC08 BC12 BD01

Claims (12)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 流体流量を測定するための超音波装置において、 流量を求めようとする流体内に配置されている第１及び第２トランスジューサ
   （１，２）であって、前記トランスジューサ（１，２）の一方は「発信器」トラ
   ンスジューサと呼ばれ、発信モードで作動し、他方は「受信器」トランスジュー
   サと呼ばれ、受信モードで作動し、前記発信器トランスジューサは超音波を流体
   内に発信するように設計されており、前記受信器トランスジューサは前記超音波
   信号をアナログ信号に変換するように設計されている第１及び第２トランスジュ
   ーサと、 前記受信器トランスジューサに接続され、前記アナログ信号を、流体流量を求
   めるのに用いられるデジタル化された信号に変換するように設計されている、前
   記アナログ信号を処理するためのプロセッサ手段（２１）とを備えており、 前記アナログ信号処理手段（２１）が、 入力が前記受信器トランスジューサの出力に接続されている帯域通過ループフ
   ィルタ（２２）と、 入力が前記ループフィルタ（２２）の出力に接続されており、出力が前記アナ
   ログ信号処理手段の出力を形成するアナログ−デジタル変換器（２４）と、 前記アナログ−デジタル変換器（２４）の出力を前記ループフィルタ（２２）
   の入力に接続して、フィードバックループを形成するデジタル−アナログ変換器
   （２６，４６）とを備えた帯域通過シグマ−デルタ変換器を備えていることを特
   徴とする超音波装置。
2. 【請求項２】 前記帯域通過シグマ−デルタ変換器の前記帯域通過ループフ
   ィルタ（２２）が受信器トランスジューサで構成されていることを特徴とする請
   求項１に記載の流体流量を測定するための超音波装置。
3. 【請求項３】 前記帯域通過シグマ−デルタ変換器が、 １ビットのアナログ−デジタル変換器と、 １ビットのデジタル−アナログ変換器とを備えていることを特徴とする請求項
   １又は２の何れかに記載の流体流量を測定するための超音波装置。
4. 【請求項４】 少なくとも１つの追加的帯域通過ループフィルタ（１１０）
   が、前記受信器トランスジューサ（１，２）と前記アナログ−デジタル変換器（
   ２４）との間に介在していることを特徴とする請求項１から３の何れかに記載の
   流体流量を測定するための超音波装置。
5. 【請求項５】 前記トランスジューサ（１，２）はそれぞれ、２つの向かい
   合う表面を有する圧電プレートを備えており、前記両表面は、前記トランスジュ
   ーサの各接続端子に接続されるように金属被覆されており、各トランスジューサ
   の２つの端子の内の１つは地面に永久的に接続されており、他方の端子は、スイ
   ッチ（３１、３２、３３及び４１、４２、４３）によって、前記アナログ−デジ
   タル変換器（２６）の出力、地面、及び前記帯域通過ループフィルタ（２２）の
   入力にそれぞれ接続されていることを特徴とする請求項１から４の何れかに記載
   の流体流量を測定するための超音波装置。
6. 【請求項６】 前記スイッチ（３１、３２、３３及び４１、４２、４３）は
   マルチプレクサとして機能することを特徴とする請求項５に記載の流体流量を測
   定するための超音波装置。
7. 【請求項７】 前記デジタル化された信号から前記流体流量を求めるための
   手段（１０，１２）を含むことを特徴とする請求項１から５の何れかに記載の流
   体流量を測定するための超音波装置。
8. 【請求項８】 前記デジタル化された信号から前記流体流量を求めるための
   前記手段は、メモリ（１０）とマイクロコントローラー（１２）とを備えている
   ことを特徴とする請求項７に記載の流体流量を測定するための超音波装置。
9. 【請求項９】 流れている流体内で、２つのトランスジューサの間を、前記
   流体の流れの上流方向及び下流方向に伝播する音響信号の、伝播時間を測定し、
   及び／又は位相偏移を測定することによって流体流量を求める、２つのトランス
   ジューサの間の流体流量を測定する超音波法において、 流量を求めようとする流体内に音響信号ＵＷを発信する発信段階（９０）と、 前記音響信号ＵＷをアナログ信号Ｓ２に変換する音響−アナログ変換段階（９
   ２，９４）と、 前記アナログ信号Ｓ２をデジタル信号Ｓ３に変換する、Ｎ番目のアナログ−デ
   ジタル変換段階（９５）と、 前記デジタル化された信号Ｓ３に基づいて前記音響位相偏移及び前記伝播時間
   を求める、音響位相偏移及び伝播時間を求める段階（１００，１０２）とから成
   り、 前記Ｎ番目のアナログ−デジタル変換段階（９５）が、 前記Ｎ番目のデジタル化段階で用いるため、Ｎ―１番目のデジタル化段階（９
   ６）の間に発生する量子化エラーｑ_N-1を見積もる見積もり段階（９８）と、 前記アナログ信号Ｓ２から、前記見積もられた量子化エラーｑ_N-1を減算する
   減算段階（９９）と、 前記アナログ信号Ｓ２から前記見積もられた量子化エラーｑ_N-1を減算したも
   のをデジタル化するデジタル化段階（９６）とから成ることを特徴とする超音波
   法。
10. 【請求項１０】 前記音響信号ＵＷをアナログ信号Ｓ２に変換する前記音響
    −アナログ変換段階が、 前記音響信号ＵＷをアナログ信号Ｓ１に変換する段階（９２）と、 前記アナログ信号Ｓ１をアナログ信号Ｓ２に切り捨てする段階（９４）とから
    成ることを特徴とする請求項９に記載の流体流量を測定するための超音波法。
11. 【請求項１１】 前記デジタル化された信号Ｓ３に基づいて前記音響位相偏
    移及び前記伝播時間を求める前記音響位相偏移及び伝播時間を求める段階（１０
    ０，１０２）が、 前記デジタル信号Ｓ３にフィルタを掛けてフィルタリング済みデジタル信号Ｓ
    ４にする段階（１００）と、 前記フィルタリング済みデジタル信号Ｓ４に基づいて音響位相偏移及び／又は
    伝播時間を計算する段階（１０２）とから成ることを特徴とする請求項９又は１
    ０の何れかに記載の流体流量を測定するための超音波法。
12. 【請求項１２】 前記音響信号ＵＷをアナログ信号Ｓ１に変換する段階（９
    ２）と、前記デジタル化段階（９６）の間に生じる前記量子化エラーを見積もる
    前記見積もり段階（９８）とが、受信器及び前記シグマ−デルタ変換器の帯域通
    過フィルタの両方として用いられるトランスジューサにより、連続して実行され
    ることを特徴とする請求項９から１１の何れかに記載の流体流量を測定するため
    の超音波法。