KR20010089728A - 시그마-델타 대역 아날로그-디지털 변환기를 지닌 초음파유체 유속 측정 디바이스 및 방법 - Google Patents

시그마-델타 대역 아날로그-디지털 변환기를 지닌 초음파유체 유속 측정 디바이스 및 방법 Download PDF

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리오넬 베네또
필립 브나베스
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막심므 쁘띠
슐럼버거 인더스트리스 에스. 아.
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Abstract

본 발명은 유체 흐름이 결정되는 유체내에 놓인 제1 및 제2 트랜스듀서(1,2)를 포함하는 유체 유속의 초음파 측정을 위한 디바이스에 관한 것이다. 상기 디바이스는 상기 유체 유속을 결정하는데 이용되는 디지털 신호로 변환하도록 설계된 수신기 트랜스듀서로부터 나오는 아날로그 신호를 처리하는 수단(21)을 포함한다. 상기 아날로그 신호를 처리하는 상기 수단(21)은 상기 입력이 상기 수신하는 트랜스듀서 출력에 연결되는 대역 루프 필터(22)와, 입력이 상기 루프 필터(22)출력에 연결되는 아날로그-디지털 변환기(24)를 지닌 시그마-델타 대역 변환기를 포함하며, 상기 상기 아날로그-디지털 변환기 출력(24)은 상기 아날로그-디지털 변환기 출력(21)의 디지털 출력을 형성하며, 또한 아날로그-디지털 변환기(26)는 상기 아날로그 변환기(24)출력을 상기 루프 필터 입력(22)에 연결하는 피드백 루프를 형성한다. 바람직한 실시예에서, 상기 대역 시그마-델타 변환기의 대역 루프 필터(22)는 상기 수신기 트랜스듀서에 의해 구성된다.

Description

시그마-델타 대역 아날로그-디지털 변환기를 지닌 초음파 유체 유속 측정 디바이스 및 방법{DEVICE AND METHOD FOR ULTRASONIC MEASUREMENT OF A FLUID FLOW RATE COMPRISING A SIGMA-DELTA BAND PASS ANALOG-TO-DIGITAL CONVERTER}
초음파 유체 미터(fluid meter)는 그 사이에서 측정 경로를 한정하는 2개의 초음파 트랜스듀서를 포함한다. 각각의 트랜스듀서는 전달 모드와 수신 모드에서 교대로 이용된다.
유체 속도(fluid rate)를 음향적으로 측정하는 원리는 흐르는 유체의 속도를 결정하는데 있으며, 그 시간의 결정에 의해 음향 신호가 유체 흐름(fluid flow)과 관련한 상부 방향 및 하부 방향에서 2개의 트랜스듀서사이에 전달하도록 취해진다. 초음파의 진행 시간은 측정 시간 및/또는 측정 위상을 기초로하여 산정된다.
주어진 시간에 걸쳐 흐르는 유체의 유속(flow rate)과 부피는 측정된 유체 속도를 기초로하여 쉽게 결정될 수 있다.
이러한 초음파 장치는 본 기술의 당업자에게 잘 알려져 있는 것으로, 예를들면 프랑스 특허 출원 제 FR 96/06258호에서 기술하고 있다. 예컨데 프랑스 특허출원 제 FR 95/11221호에서 기술된 음향 측정 방법도 마찬가지다.
유속을 측정하기 위하여 초음파 원리에 의존하는 유체 미터는 완전히 독립되어 있는 것으로 전기 분배 망에 의존하지 않는다. 이러한 유체 미터는 훨씬 더 복잡해지는 일렉트로닉스를 갖게 되며, 또한 유체미터는 소모량에 관한 여러 가지 정보를 소비자에게 제공하고 또한 소모량을 원격으로 판독하도록 하며 청구서를 원격으로 지불할 수 있도록 하는 측정 성능을 개선할 수 있으며, 아울러 유체 미터는 제한된 수명의 배터리에 의해 전력공급되는데 이러한 수명은 사용된 전기 회로의 구조에 매우 강하게 의존한다.
종래 기술의 초음파 유체 미터에서 측정치를 얻고 처리하는 완전한 시스템의 구조는 도1에 나타내었다. 이러한 초음파 유체 미터는 유체 흐름에 따라 공동(3)내에 위치된 2개의 트랜스듀서(1 및 2)를 포함한다. 이들 변환기는 스위치 유닛(4)에 모두 연결되는데, 이때 제1 트랜스듀서(1)는 방출 모드에서 동작하고 제2 트랜스듀서는 수신모드에서 동작한다. 상기 제1 트랜스듀서(1)가 유체 흐름으로서 전달하는 초음파(UW)를 방출할 경우, 상기 트랜스듀서(2)는 유체 속도의 특성을 나타내는 어느 시간후에 상기 초음파를 수신하고, 상기 초음파를 아날로그 신호로 변환한다. 스위치 유닛(4)은 증폭기(6)에 연결되는데, 상기 증폭기(6)는 응용을 위한 아날로그 신호의 필터링과 전체 증폭을 아날로그-디지털 변환기(8)에 제공하는데 도움이 되는 프로그램 가능한 게인을 갖는다. 프로그램가능한 게인 증폭기(6)는 320 KHz의 샘플링 주파수에서 동작하는 8비트 아날로그-디지털 변환기에 연결된다. 아날로그-디지털 변환기(8)는 2개의 트랜스듀서(1 및 2)사이에서 음향 신호(UW)의 전달 시간을 결정하는데 필요한 디지털 신호를 전달한다. 아날로그-디지털 변환기(8)는 신호가 마이크로 제어기(12)에 의해서 처리될 수 있을 때 까지 신호를 저장하는 2 x 256 바이트의 용량을 지닌 랜덤 액세스 메모리(RAM)에 연결된다. 저장된 신호를 처리하고 유속에 대한 결과를 산정하는 마이크로제어기(12)가 예컨데, 외부와의 통신을 디스플레이할 목적으로 이용하고, 에너지 저장 모드를 관리하며 또한 동작 데이터를 저장하는 여러 유닛(13) 세트에 연결된다. 마이크로제어기(4)는 또한 시퀀서(14)에 연결된다. 시퀀서(14)는 디지털-아날로그 변환기와 증폭기를 포함하는 전송 버퍼(16)를 통해 트랜스듀서(1 및 2)에 의해 방출된 초음파의 순서를 제어하며, 또한 상기 마이크로 제어기(4)는 아날로그-디지털 변환기(8)에 의해 수행된 샘플링신호와 메모리(10)에 신호의 저장을 제어한다. 배터리(도시하지 않음)는 종래의 방식으로 한 세트의 연결부(도시하지 않음)에 의해 여러 성분이 동작할 수 있도록 하는데 필요한 에너지를 공급하기 위해 동작한다.
프로그램가능한 게인 증폭기와 아날로그-디지털 변환기의 결합체는 복잡한 구조로서 또한 미터 일렉트로닉스의 에너지 요건의 30% 내지 40%를 소모하는 구조이다. 더욱이, 이러한 아날로그-디지털 변환기는 디지털화하는 동안 양자화 잡음이 유입되어 측정의 정확도를 떨어뜨리다. 이러한 "종래의" 아날로그-디지털 변환기는 DC 영역내에서 그의 주파수 상태를 제공하는 일정한 해상도의 신호를 1/2 샘플링 주파수로 변환시킨다.
아날로그-디지털 변환기에 의한 아날로그 신호의 디지털 신호로의 변환은 양자화 잡음으로 보통 알려진 에러의 주요 원인임을 본 기술의 당업자는 잘 알고 있다. 이러한 양자화 잡음을 감소시키기위해 본 기술의 당업자에게 잘 알려진 기술은 시그마-델타 변환(1997,뉴욕의 IEEE 출판사의 간행물인 steven R. Norsworthy 등이 저술한 "델타-시그마 데이터 변환기-이론, 설계, 및 시뮬레이션"의 예를 참조)을 이용한다. 잡음 감소는 시그마-델타 변환에 의해 얻어지는데, 그 이유는 시그마-델타 변환기의 구조가 앞으로의 변환을 보정하기 위해 이전의 변환동안 형성된 변환에러를 고려할 수 있도록 하기 때문이다.
더욱이, 시그마-델타 변환의 다른 측면은 그 변환의 결과로 생기는 정보를 인코딩하는 특정한 방법과 관련한다. 시그마-델타 변환은 해상도가 계속해서 증가될 수 있도록 고주파수로 샘플링되는 적은 수의 비트로서 정보를 인코딩하기 위한 원리이다. 이러한 변환 원리는 한 샘플의 진폭과 이전 샘플의 진폭간의 차이를 인코딩하는 델타 변환의 동작과 유사한 동작에 기초하고 있다.
예를들어, 단일 비트로서 인코딩할 경우 시그마-델타 변환기는 기본 주기가 입력 전압에 비례하는 주기적인 체계로 구성된 ("0"과 "1"을 교호하는)2진 출력 스트림을 발생한다. 변환기는 샘플링 클럭으로 동기화되는 전압-주파수 변환기에 따라 응답한다. "데시미터" 디지털 필터는 시그마-델타 변환기로 부터의 출력에 놓이며 또한 고주파수의 적은 수의 비트로 인코딩된 신호를 비교적 작은 비트율이지만 많은 수의 비트로 인코딩된 신호로 변환한다.
시그마-델타 변환의 원리는 특정 주파수 근처에 중심을 두고 있는 변환 신호로 확대될 수 있다. 이때 이용되는 변환기는 대역 시그마-델타 변환기이다. 앞에서 적분기였던 변환기의 필터는 공진기에 의해 대체된다. 시그마-델타 변환기로부터의 출력에 있는 디지털 필터는 더 이상 데시메이터(decimator)가 아니라 복조기 다음에 있는 대역 필터이다. 원격 통신 분야, 특히 디지털 무선 분야에서 양자화 잡음을 제거하기 위해 대역 시그마-델타 아날로그-디지털 변환기를 이용하는것이 공지되어 있다(예로서, 솔리드 스테이트 회로에 대한 IEEE 저널, 28권, 3호, 1993년 3월, 페이지 282 내지 291, steven A. Jantzi 등이 저술한 " 4-계 대역 시그마-델타 변조기"를 참조).
본 발명은 시그마-델타 대역 아날로그-디지털 변환기를 지닌 초음파 유체 흐름 측정 장치 및 방법에 관한 것이다.
도1은 종래기술인 초음파 유체 미터의 완전한 측정 포착과 처리 시스템의 블록도이다.
도2는 본 발명의 초음파 유체 미터의 포착 시스템의 블록도이다.
도2a는 신호(S1)의 타임 플롯(plot)을 나타내는 도면이다.
도2b는 신호(S1)의 스팩트럼 플롯을 나타내는 도면이다.
도2c는 신호(S2)의 타임 플롯을 나타내는 도면이다.
도2d는 신호(S2)의 스팩트럼 플롯을 나타내는 도면이다.
도2e는 신호(S3)의 타임 플롯을 나타내는 도면이다.
도2f는 신호(S3)의 스팩트럼 플롯을 나타내는 도면이다.
도2g는 신호(S4)의 타임 플롯을 나타내는 도면이다.
도2h는 신호(S4)의 스팩트럼 플롯을 나타내는 도면이다.
도3은 본 발명의 바람직한 실시예에서 유체 흐름을 측정하는 초음파 장치의 포착 시스템의 블록도이다.
도4는 도3의 장치에서 트랜스듀서(1)가 방출하고 또한 트랜스듀서(2)가 수신하는 동안 스위치를 제어하는 신호의 타이밍 다이어그램도면이다.
도5는 도3의 장치에서 트랜스듀서(1)가 수신하고 또한 트랜스듀서(2)가 방출하는 동안 스위치를 제어하는 신호의 타이밍 다이어그램도면이다.
도6은 본 발명의 방법의 여러 단계를 나타내는 도면이다.
도7은 도3 장치의 변형 실시예를 나타내는 도면이다.
발명의 목적
본 발명의 목적은 종래기술인 초음파 유체 미터의 측정 포착과 처리 시스템의 단점을 개선하는 것이며, 특히 디지타이저의 전력 소모와 복잡성을 감소시키는 것이다.
본 발명의 다른 목적은 특히 아날로그 신호의 디지털화 동안 양자화 잡음을 감소시키고 또한 변환기의 성능을 증가시키는 것이다.
발명의 개요
본 발명에서, 이러한 목적은 종래기술인 디지털화 시스템을 시그마-델타 변환기로 대체시킴으로서 달성된다.
좀더 구체적으로, 본 발명은 유체 유속을 측정하는 초음파 장치를 제공하는 것이며, 상기 초음파 장치는
. 유속이 결정되는 유체내에 놓인 제1 및 제2 트랜스듀서로서, 상기 트랜스듀서중 하나는 방출모드에서 동작하는 "이미터" 트랜스듀서라고 하며, 반면에 다른 트랜스듀서는 수신모드에서 동작하는 "수신기" 트랜스듀서라고 하며, 상기 이미터 트랜스듀서가 상기 초음파 신호를 아날로그 신호로 변환하기 위해 설계되어 있는 상기 유체 및 수신기 트랜스듀서에 초음파를 방출하도록 설계되는 상기 제1 및 제2 트랜스듀서; 및
. 상기 아날로그 신호를 처리하며, 상기 수신기 트랜스듀서에 연결되며, 또한 상기 아날로그 신호를 유체 유속을 결정하는데 이용되는 디지털화된 신호로 변환하도록 설계되는 처리기 수단을 포함하며;
상기 장치에서 상기 아날로그 신호 처리 수단이 대역 시그마-델타 변환기를 포함하는 것을 특징으로 하는데, 상기 대역 시그마-델타 변환기는
. 그의 입력이 상기 수신기 트랜스듀서의 출력에 연결되는 대역 루프 필터;
. 그의 입력이 상기 루프 필터의 출력에 연결되는 아날로그-디지털 변환기로서, 상기 아날로그-디지털 변환기의 출력이 상기 아날로그-디지털 변환기의 디지털 출력을 형성하는 상기 아날로그-디지털 변환기; 및
. 상기 아날로그-디지털 변환기의 출력을 상기 루프 필터의 입력에 연결하는 피드백 루프를 형성하는 디지털-아날로그 변환기를 포함한다.
본 발명의 장치에 이용되는 트랜스듀서는 주파수, 예를들면 40 kHz ± 1.5 kHz에 한정되어 있는 대역 전달 기능을 가진 압전형 트랜스듀서이다. 유용한 정보가 이러한 주파수 대에 단독으로 놓이기 때문에, 이러한 주파수 대에 놓이는 이들신호만을 증폭하고 변환하는것이 유리하다.
본 발명의 바람직한 실시예에서, 유체 유속을 측정하는 초음파 장치는 대역 시그마-델타 변환기의 대역 루프 필터가 수신기 트랜스듀서에 의해 구성되는 것을 특징으로 하고 있다.
따라서, 상기 트랜스듀서는 상기 대역 시그마-델타 변환기의 루프에서 수신기와 대역 필터로서 교대로 작동하며, 그에 따라 관심있는 주파수 대에서 아날로그-디지털 변환을 최적화할 수 있다.
본 발명은 또한 대역 시그마-델타 아날로그-디지털 변환기를 포함하는 유체 유속을 측정하는 초음파 방법을 제공한다.
본 발명에서, 유체 유속이 전달 시간을 측정함으로서 결정되거나 또한 유체 유속이 상기 유체 흐름의 상부 방향과 하부 방향에서 2개의 트랜스듀서사이에 흐르는 유체에 전달되는 음향 신호의 위상 변화를 측정함으로서 결정되는 경우 2개의 트랜스듀서사이에서 유체 유속을 측정하는 초음파 방법은,
. 유속이 결정되는 유체내로 음향신호(UW)를 방출하는 방출 단계;
. 상기 음향신호(UW)를 아날로그 신호(S2)로 변환하는 음향-아날로그 변환 단계;
. 상기 아날로그 신호(S2)를 디지털 신호(S3)로 변환하는 N계의 아날로그-디지털 변환 단계; 및
. 상기 디지털화된 신호(S3)를 기초로 음향 위상 변화와 전달 시간을 결정하는 단계를 포함하며,
상기 방법에서 상기 N계의 아날로그-디지털 변환 단계는,
. N계의 디지털화 단계에 이용하기 위해 N-1계의 디지털화 단계동안 발생하는 양자와 에러(qN-1)를 평가하는 평가 단계;
. 상기 아날로그 신호(S2)로부터 평가된 양자화 에러(qN-1)를 감산하는 감산 단계(99); 및
. 상기 평가된 양자화 에러(qn-1)를 뺀 아날로그 신호(S2)를 디지털화하는 디지털화 단계를 포함하는것을 특징으로 하며,
유리하게도, 상기 음향 신호(UW)를 아날로그 신호(S2)로 변환하는 음향-아날로그 변환 단계는,
. 상기 음향 신호(UW)를 아날로그 신호(S1)로 변환하는 단계; 및
. 상기 아날로그 신호(S1)를 아날로그 신호(S2)로 절단하는 단계를 포함한다.
유리한 방법으로서, 디지털화된 신호(S3)에 기초하여 음향 위상 변화와 전달 시간을 결정하는 단계는
. 상기 디지털 신호(S3)를 필터링된 디지털 신호(S4)로 필터링하는 단계; 및
. 상기 필터링된 디지털 신호(S4)에 기초하여 음향 위상 변화 및/또는 전달 시간을 산정하는 단계를 포함한다.
유리하게도, 상기 양자화 에러의 평가를 결정하는 상기 평가단계는 상기 수신기 트랜스듀서에 의해 실행된다.
본 발명의 다른 특징 및 장점은 다음의 상세한 설명과 첨부도면과 관련하여 제공된 제한하지 않은 여러실시예의 설명으로 부터 명확해진다.
도2는 초음파 유체 미터의 포착 시스템으로서, 보다 구체적으로는 본 발명의 아날로그-디지털 변환기 시스템의 블록도이다. 측정 포착과 처리 시스템의 나머지는 도1에서 나타낸 것과 동일하며 도2에서 다시 나타내지 않았다. 게다가, 배터리(도시하지 않음)는 종래의 방식으로 한 세트의 연결부(도시하지 않음)를 통해 여러 성분을 실행하는데 필요한 에너지를 공급하기 위해 동작한다.
어느 시간 및 위상 측정이 수행되는 가에 기초하여 초음파(UV)는 협의-대역 신호이며, 이 신호의 주파수는 트랜스듀서의 "방출"주파수, 예를들어, 40 kHz에 중심을 두고 있다. 직접적인 압전 효과에 의해, 이러한 초음파(UW)는 수신기 트랜스듀서의 단자에서 아날로그 신호(S1)를 발생한다. 도2a에 나타낸 시간의 함수로서 변화하는 아날로그 신호(S1)는 도2b에 나타낸바와 같이, 이미터 트랜스듀서의 공진 주파수에 중심을 두고 있는 신호이다. 수신기 트랜스듀서(2)로부터 나온 아날로그 신호(S1)는 스위치 유닛(4)에 의해 수신기 트랜스듀서(2)의 출력에 연결된 증폭기(20)에 의해 증폭된다. 아날로그 신호(S1)는 타임 절단되기 쉬우며, 그 때문에 공동내에서 초음파의 연속적인 반사로부터 발생하는 간섭 에코가 제거된다. 절단되기 쉬운 아날로그 신호(S2)의 타임 외형과 스팩트럼 외형이 각각 도2c 및 도2d에 주어져 있다. 증폭기(20)는 대역 시그마-델타 변환기(21)에 연결된다. 시그마-델타 변환기는 대역 루프 필터(22)를 포함하는데, 상기 대역 루프 필터의 입력은 증폭기(20)의 출력에 연결되며, 아날로그-디지털 변환기(24)의 입력은 상기 대역 루프 필터의 출력에 연결되며, 또한 디지털-아날로그 변환기(26)는 상기 루프 필터(22)의 입력에 아날로그-디지털 변환기(24)의 출력을 연결하는 피드백 루프에 위치된다.
유리하게도, 아날로그-디지털 변환기(24)는 1-비트 아날로그-디지털 변환기, 예를들면 비교기이며, 또한 디지털-아날로그 변환기(26)는 1-비트 디지털-아날로그 변환기이다. 대역 시그마-델타 변환기로부터의 출력에서, 아날로그 신호(S2)는 도2e에 나타낸 시간 외형이 2진 스트림에 대응하는 디지털 신호(S3)로 변환된다. 도2e의 신호(S3)는 고 샘플링 주파수, 예를들면 320 kHz에서 1비트로 인코딩되는 신호이다. 도2f에서, 그 잡음 스팩트럼은 유효 신호의 스팩트럼과 차이가 있음을 알 수 있으며, 그에 따라 필터링에 의하여 효과적으로 간섭 잡음을 제거할 수 있다. 대역 시그마-델타 아날로그-디지털 변환기(21)로부터의 출력은 대역 필터(28)에 연결된다. 이러한 필터는 변환기(21)로부터의 출력에서 더 좋은 동기 검출을 얻도록, 그리고 샘플링 주파수 보다 낮은 주파수에서 많은 수의 비트로서 상기 신호가 인코딩될 수 있도록 동작 대역 밖에 놓이는 잡음을 제거하는데 도움이 된다. 최종 신호는 도2g에 나타내었으며, 또한 그의 스팩트럼 외형은 도2h에 나타내었다. 상기 대역 필터(28)는 RAM(10)에 연결된다.
대역 시그마-델타 아날로그-디지털 변환기는 이용된 변환기 구조에 의해 구성될 수 있는 주파수 대역에서 매우 큰 신호대 잡음비를 제공한다. 반대로, 이러한 주파수 대역외부에서는 변환 잡음의 정도가 매우 높다. 따라서, 대역 시그마-델타 아날로그-디지털 변환기는 트랜스듀서 방출을 위해 관심있는 대역에서 아날로그-디지털 변환을 최적화하는데 이용될 수 있다.
더욱이, 신호는 단일 비트에서 변환되며, 그 때문에 대역 시그마-델타 아날로그-디지털 변환기에 뒷따르는 디지털 처리가 상당히 단순화된다.
아날로그-디지털 변환기의 아날로그 부분의 이러한 단순화는, 특히 대역 시그마-델타 아날로그-디지털 변환기가 프로그램가능한 게인 증폭기의 이용을 요구하지 않기 때문에, 초음파 유체 미터의 일렉트로닉스의 총 전력 소모를 40% 까지 매우 감소시킬 수 있다.
또한, 현저히 개선된 측정 성능은 초음파 유체 미터의 측정 포착 및 처리 시스템에서 대역 시그마-델타 아날로그-디지털 변환기를 이용하는 것으로부터의 결과이다.
도3은 본 발명의 바람직한 실시예로서 유체 흐름 초음파 측정 장치의 포착 시스템의 블록도이다. 본 발명의 바람직한 실시예는 도2에 나타낸 장치의 대역 필터(22)를 수신기 트랜스듀서로 대체하는 것이다. 따라서 트랜스듀서는 수신기 트랜스듀서로서 뿐아니라 시그마-델타 변환기의 피드백 루프에서 필터로서 이용된다. 피드백은 수신기 트랜스듀서에서 기계적인 크기에 의해 물리적으로 일어난다.
유리한 방법으로서, 트랜스듀서(1 및 2)는 2개의 대향면을 각각 갖는 개별적인 압전 플레이트를 포함하며, 상기 대향면은 트랜스듀서의 접속 단자에 연결하기 위해 금속화되어 있다. 각 트랜스듀서(1 및 2)의 2개 단자중 하나는 접지(35)에 영구적으로 연결된다. 트랜스듀서(1 또는 2)의 다른 단자는 스위치(31,32,33)또는 스위치(41,42,43)에 각각 연결된다. 유리하게도, 스위치(31,32,33 및 41,42,43)는 2개의 구별되는 멀티플렉서에 의해 실행된다. 트랜스듀서(1 및 2)는 각각의 스위치(32 또는 42)를 통해 접지(35)에 연결될 수 있다.
트랜스듀서(1)는 스위치(33)를 통해 증폭기(20)에 연결된다. 상기 증폭기(20)의 출력은 아날로그-디지털 변환기(24)에 연결된다. 유리하게도, 이러한 아날로그-디지털 변환기는 1비트 아날로그-디지털 변환기, 예를들면 비교기이다. 디지털-아날로그 변환기(26)는 트랜스듀서(1)와 결합된 피드백 루프에 위치되며, 상기 디지털-아날로그 변환기(26)의 입력은 스위치(61)를 통해 아날로그-디지털 변환기(24)의 출력에 연결된다. 상기 디지털-아날로그 변환기(26)로부터의 출력은 스위치(31)를 통해 트랜스듀서(1)에 연결된다. 유리하게도, 디지털-아날로그
(26)는 1비트 디지털-아날로그 변환기이다. 따라서, 트랜스듀서(1)는 스위치(61)가폐쇄될 경우와 스위치(31 및33)가 후술하는 바와 같이 연속적으로 폐쇄될 경우 피드백 루프에 위치된다.
트랜스듀서(2)는 스위치(43)를 통해 증폭기(20)에 연결된다. 디지털-아날로그 변환기(46)는 트랜스듀서(2)와 결합된 피드백 루프에 위치되며, 상기 디지털-아날로그 변환기(46)의 입력은 스위치(51)를 통해 아날로그-디지털 변환기(24)의 출력에 연결된다. 상기 디지털-아날로그 변환기(46)로부터의 출력은 스위치(41)를 통해 트랜스듀서(2)에 연결된다. 유리하게도, 디지털-아날로그 변환기(46)는 1비트 디지털-아날로그 변환기이다. 따라서, 트랜스듀서(2)는 스위치(51)와 스위치(41 및 43)가 연속적으로 폐쇄될 경우 피드백 루프에 위치된다.
도7에 나타낸 변형 실시예에서, 순수하게 전기적이며 또한 종래의 방법으로 증폭기(20)와 아날로그-디지털 변환기(24)사이에 직렬로 연결되는 적어도 하나의 부가적인 대역 필터(11)가 제공되어 있다. 이러한 부가적인 필터의 기능은 시그마-델타 변환기의 성능을 개선시킨다.
유체 유속 초음파 측정 장치의 포착 시스템의 나머지는 도3에 나타낸것과 동일함으로 도시하지 않겠다.
도3에서, 아날로그-디지털 변환기(24)로부터의 출력은 필터(28)의 입력에 연결된다. 필터(28)로부터의 출력은 RAM(10)에 연결된다. RAM(10)은 마이크로제어기(12)에 연결된다. 마이크로제어기(12)는 스위치(62 또는 52)를 통해 디지털-아날로그 변환기(26 또는 46)에 각각 연결된다.
종래의 방식으로, 배터리(도시하지 않음)는 한 세트의 연결부(도시하지 않음)에 의해 여러 성분을 동작하는데 필요한 전력을 공급하기위해 동작한다.
도3의 장치의 동작은 초기에 트랜스듀서(1)로부터 트랜스듀서(2)로 초음파를 방출하기위해 도4에 관하여 후술하였고, 그리고 나서 트랜스듀서(2)로부터 트랜스듀서(1)로 초음파를 방출하기 위해 도5에 관하여 후술하였다.
도4 및 도5에서, 스위치(51,52;61,62;31,32; 및 41,42,43)의 상태는 각각 폐쇄되거나 개방되는 스위치에 해당하는 "1" 및 "0"상태의 스위치에 따라 시간의 함수로서 나타내었다. 모든 스위치의 개방 및 폐쇄는 종래의 방법으로 마이크로제어기의 제어하에 있다. 마이크로제어기는 적절한 배선(도시하지 않음)을 통해 스위치에 연결된다. 신호(Se)는 이미터 트랜스듀서를 여진시키기 위해 마이크로제어기(12)에 의해 발생된 신호에 해당한다. 여기 신호(Se)는 사각형파 신호로서, 예를들면 40kHz의 주파수에서 8주기를 포함하며 또한 200 밀리볼트(mV)의 디지털-아날로그 변환기(26 또는 46)로부터의 출력에서 피크-피크 진폭를 갖는다. 공동을 따라 진행되는 초음파 신호의 포착은 약 800 마이크로초(μs)동안 지속되며 또한 신호(Se)에 의해 여진되도록 이미터 트랜스듀서의 개시후 약 400μs에서 개시되며, 상기 지속기간은 이미터 트랜스듀서와 수신기 트랜스듀서사이의 전이 시간에 해당한다. 포착 단계동안 관련된 스위치의 개방 및 폐쇄를 제어하는 사각형파 신호는 예를들어 320kHz의 주파수에서 동작한다. 포착 단계동안 스위치(41,42,43 또는 31,32,33)에 대한 도4 및 도5에서 타이밍 다이어그램의 스케일은 다른 스위치와 신호(Se)에 대해 서로 다르다.
초음파(UW1-2)가 트랜스듀서(1)로부터 트랜스듀서(2)로 방출되는 단계동안, 마이크로제어기(12)는 사각형파(Se)를 발생함으로서 초음파 전달 시퀀스를 초래한다. 스위치(62 및 31)는 폐쇄되며, 또한 마이크로제어기로부터의 사각형파 신호는 그의 공진 주파수에서 트랜스듀서(1)를 여진시키는 아날로그 신호로 변환된다. 트랜스듀서(1)의 단자에 인가된 주파수는 역전 압전 효과에 의하여 힘을 발생하며, 그 때문에 트랜스듀서(2)쪽으로 유체 흐름으로 전달되는 초음파(UW1-2)를 발생한다. 필연적인 것은 아니지만, 스위치(51)는 방출 단계동안 미리 폐쇄될 수 있다. 그러나, 다른 스위치(52;61;32 및 41;42;43)들은 모두 개방된다.
초음파를 포착하는 단계동안 스위치(52;61 및 32;33)는 개방상태로 있는 반면 스위치(51)는 폐쇄된다. 스위치(62 및 31)의 위치는 중요하지 않으며 이들 스위치는 예컨데, 폐쇄된 상태로 유지될 수 있다. 스위치(41,42 및 43)는 예를들어 320kHz의 주파수에서 연속적으로 폐쇄되고 개방되며, 그 결과 어느 한 스위치가 1/3 주기와 동일한 존속기간동안 폐쇄될 경우에 다른 두 스위치는 개방된다. 3.125μs의 존속기간을 갖는 각각의 주기는 3개의 연속적인 단계, 즉 스위치(41)가 폐쇄될 경우 기록 단계, 스위치(42)가 폐쇄될 경우 안정화 단계, 스위치(43)가 폐쇄될 경우 판독 단계를 포함한다.
1-비트 아날로그-디지털 변환기(24)는 그의 입력이 절대 임계치이상의 입력 전압을 받을 경우 논리"1"에 해당하는 고 전압 레벨을 출력한다. 아날로그-디지털 변환기(24)는 그의 입력이 절대 임계 전압이하의 입력 전압을 받을 경우 논리 "0"에 해당하는 저 전압 레벨을 출력한다. 비교기(46)는 그의 입력이 "0"일 경우 양의 기준 전압(+ Vref)을 출력하고 그의 입력이 "1"일 경우 음의 기준 전압(- Vref)을 출력하는 역전 디지털-아날로그 변환기이다. 포착 단계의 초기에서, 아날로그-디지털 변환기(24)로부터의 출력은 임의의 "1" 또는 "0" 상태에 있다. 그의 출력이 "1"상태에 있을 경우를 예로 취하면, 스위치(41)를 폐쇄함으로서 기록 단계동안 비교기에 의해 수신기 트랜스듀서(2)에 인가된 전압은 + Vref 이다. 더욱이, 스위치(42)가 안정화 단계동안 폐쇄될 경우, 수신기 트랜스듀서(2)의 양측 단자는 접지(35)에 연결된다. 압전 플레이트에 의해 구성된 트랜스듀서는 공진기이기 때문에, 이것이 기록 단계동안 전압(+Vref)을 받고 안정화 단계동안 제로 전압을 받는 다는 사실은 수신기 트랜스듀서를 강제된 발진으로 놓일 수 있게 한다. 그의 발진중에 압전 플레이트의 위치는 판독 단계동안 스위치(43)를 폐쇄함으로서 결정된다. 포착단계는 수신기 트랜스듀서(2)에서 안정된 발진 상태를 설정하기 위해 수신기 트랜스듀서(2)에서 초음파 신호(UW1-2)의 도착 직전에 개시된다. 이러한 안정된 발진 상태는 시그마-델타 변환기의 루프에서 교호하는 "0"과 "1"상태의 2진 스트림을 발생시킨다. 이러한 2진 시스템은 디지털-아날로그 변환기(46)를 통해 루프시킴으로서 안정된 상태하에서 트랜스듀서의 발진을 유지할 수 있다. 따라서, 2진 스트림이 그의 평형 위치에 관해 평균하여 압전 플레이트를 안정하게 유지시키면서 시그마-델타 변환기의 루프에서 수신기 트랜스듀서를 구성하면 서보-제어가 설정된다. 초음파(UW1-2)는 초음파(UW1-2)가 수신기 트랜스듀서(2)에 도달할 때 안정한 상태의 요동을 검출함으로서 측정된다. 그래서 발진은 수신기 트랜스듀서에 도달하는 초음파 신호로 인해 기록 단계와 교란 동안의 변위력의 합이 된다. 따라서 2진 스트림은 전기적인 피드백에 의해 압전 플레이트를 서보제어하기 위해 교란의 효과를 상쇄시키도록 변경되며, 그 결과 압전 플레이트는 그의 평형위치에 관해 평균하여 안정된 상태로 남는다. 수신기 트랜스듀서가 공진기라고 가정하면, 이것은 포착단계가 더 길면 길수록 교란의 합에 의해 발진이 더욱 변경될 수 있으며 또한 작은 신호를 변환기가 한층 더 검출할 수 있게 된다는 의미에서 메모리처럼 동작한다. 따라서, 트랜스듀서의 단자 양단의 전압은 중첩원리에 의해 초음파로부터 오는 기여도와 전기적인 피드백으로 부터 오는 기여도의 합이다.
장치의 동작은 이미터 트랜스듀서(2)로부터 수신기 트랜스듀서(1)로 초음파(UW2-1)를 방출할 경우에 아주 유사하다. 이 관계는 스위치의 세트가 초음파(UW2-1)를 포착하였을 때 동작하는 방식으로 도5와 같이 수행된다.
따라서, 본 발명의 장치는 종래의 포착 시스템을 상당히 단순화시키면서 또한 완전히 대체하는 직접 디지털 출력을 제공한다. 본 발명의 장치는 신호의 통과대역에서 양자화 잡음을 제거할 수 있다. 단지 비교기는 필터링 후 신호의 통과 대역에서 16비트를 초과하는 시그마-델타 변환기로부터의 출력에서 해상도를 얻을 수 있기 때문에 복잡한 수행을 이용함이 없이 본 발명의 장치에 의해 고도의 정밀도를 얻을 수 있다. 본 발명의 장치는 아날로그-디지털 변환기에 대해 전체 신호를 얻을 목적으로 이용될 프로그램가능한 게인 증폭기를 더 이상 필요로하지 않으며, 이는 변환기 시스템에 의한 전력 소모와 복잡성을 감소시키는 결과를 갖는다.
도6은 유체 유속을 측정하기 위해 초음파를 이용하는 본 발명의 방법의 여러 단계를 나타낸다.
유체 유속은 유체 흐름의 상부 방향과 하부 방향으로 2개 트랜스듀서사이에서 흐르는 유체에 전달되는 음향신호에서 전달 시간측정 값과 음향 위상변화 측정값을 결합함으로서 편리하게 결정된다.
초음파 유체 흐름 측정 방법의 첫 번째 단계(90)는 예를들어 상부 방향에서 음향 신호(UW)를 유속이 결정되어지는 유체안으로 방출하는 것이다. 음향 신호(UW)는 음향-아날로그 변환 단계(92)동안 수신기 트랜스듀서에 의하여 아날로그 신호(S1)로 변환된다. 신호(S1)의 외형은 도2a에 나타내었다. 트랜스듀서사이의 여러 진행-복귀(go-and-return)트립을 받기 쉬운 음향파의 포착을 피하기 위해, 신호(S1)는 절단 단계(94)동안 때에 이르면 절단된다. 절단은 신호 포착이 개시 및 정지할 경우 실제로 제어를 위해 스위치를 이용함으로서 수행된다. 이러한 시간 절단으로부터 초래하는 아날로그 신호(S2)를 도2c에 나타내었다. 그후 아날로그 신호(S2)는 아날로그-디지털 변환 단계(95)동안 처리수단(21)에 의해 디지털 신호(S3)로 변환된다. 이러한 아날로그-디지털 변환단계(95)는 상기한 시그마-델타 변환기술을 이용한다. 도2e에 나타낸 디지털화된 신호(S3)는 320kHz의 샘플링 주파수에서 1 비트로 인코딩된다. 평가 단계(98)에서, 아날로그 신호(S2)를 디지털 신호(S3)로 처음 변환하는 동안 시그마-델타 변환기는 평가된 변환 에러(q)를 제공하는데 도움이 된다. 다음의 변환동안, 이러한 평가된 변환 에러(q)는 감산 단계(99)동안 디지털화되는 아날로그 신호(S2)로부터 감산되며, 그 결과 시그마-델타 변환기는 계속되는 연속적인 변환으로서 그의 평가된 디지털화 에러(q)를 개선시킨다. 따라서, 일반적으로 N계의 아날로그-디지털 변환 단계동안 시그마-델타 변환기는 N-1계의 아날로그 신호(S2)의 이전 변환동안에 결정되는 평가된 양자화 에러(qN-1)를 감산시킨다. 그후 평가된 양자화 에러를 뺀 아날로그 신호(S2-qN-1)가 디지털화 단계(96)동안 디지털화된다. 평가 단계(98)동안, 평가된 양자화 에러(qN-1)를 뺀 아날로그 신호(S2)는 N계의 디지털화 단계(96)동안 일어나는 평가된 양자화 에러(qN-1)의 새로운 결정값을 발생시킨다. 이러한 평가치는 N+1계 다음의 디지털화를 개선하는데 이용된다. 시그마-델타 변환기로부터 출력된 디지털 신호(S3)는 고주파수에서 1비트로 인코딩된 신호이다. 유리하게도, 음향 신호(UW)를 아날로그(S1)로 변환하는 단계와 아날로그-디지털 변환기에 의해 수행된 평가된 양자화 에러(q)를 결정하는 단계는 시그마-델타 변환기에서 수신기와 통과 대역 필터로서 이용되는 트랜스듀서에 의하여 연속해서 수행된다.
필터링 단계(100)동안, 신호(S3)는 비교적 적은 데이터 율로서 신호로 변환되지만 디지털 필터에 의하여 비교적 많은 수의 비트로 인코딩된다. 이러한 필터링 단계(100)로부터 초래하는 신호(S4)는 도2g에 나타내었다. 음향 위상 변화와 전달 시간은 결정 단계(102)동안 디지털화된 신호(S4)를 기초로하여 결정된다.
당연히, 상기 단계 모두는 하부 방향에서 또 한번 수행된다. 이것은 유체 흐름의 상부 방향과 하부 방향에서 2개의 트랜스듀서사이에 흐르는 유체에 전달되는 음향 신호의 측정된 전달 시간 및/또는 음향 위상 변화를 기초로하여 유속이 결정될 수 있도록 한다.

Claims (12)

  1. . 유속이 결정되는 유체내에 놓인 제1 및 제2 트랜스듀서(1,2)로서, 상기 트랜스듀서(1,2)중 하나는 방출모드에서 동작하는 "이미터" 트랜스듀서라고 하며, 반면에 다른 트랜스듀서(1,2)는 수신모드에서 동작하는 "수신기" 트랜스듀서라고 하며, 상기 이미터 트랜스듀서가 상기 초음파 신호를 아날로그 신호로 변환하기 위해 설계되어 있는 상기 유체 및 수신기 트랜스듀서에 초음파를 방출하도록 설계되는, 상기 제1 및 제2 트랜스듀서(1,2); 및
    . 상기 아날로그 신호를 처리하며, 상기 수신기 트랜스듀서에 연결되며, 또한 상기 아날로그 신호를 유체 유속을 결정하는데 이용되는 디지털화된 신호로 변환하도록 설계되는 처리기 수단(21)을 포함하는 유체 유속을 측정하는 초음파 장치에 있어서,
    상기 아날로그 신호 처리 수단(21)이 대역 시그마-델타 변환기를 포함하며, 상기 대역 시그마-델타 변환기는
    . 그의 입력이 상기 수신기 트랜스듀서의 출력에 연결되는 대역 루프 필터(22);
    . 그의 입력이 상기 루프 필터(22)의 출력에 연결되는 아날로그-디지털 변환기(24)로서, 상기 아날로그-디지털 변환기(24)의 출력이 상기 아날로그-디지털 변환기의 디지털 출력을 형성하는 상기 아날로그-디지털 변환기(24); 및
    . 상기 아날로그-디지털 변환기(24)의 출력을 상기 루프 필터(22)의 입력에연결하는 피드백 루프를 형성하는 디지털-아날로그 변환기(26,46)를 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 대역 시그마-델타 변환기의 대역 루프 필터(22)는 상기 수신기 트랜스듀서에 의해 구성되는 것을 특징으로 하는 장치.
  3. 제1항 또는 제2항에 있어서,
    상기 대역 시그마-델타 변환기는
    1-비트 아날로그-디지털 변환기; 및
    1-비트 디지털-아날로그 변환기를 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
  4. 제1항 내지 제3항중 어느 한 항에 있어서,
    적어도 하나의 부가적인 대역 루프 필터(110)는 상기 수신기 트랜스듀서(1,2)와 아날로그-디지털 변환기(24)사이에 중첩되는 것을 특징으로 하는 장치.
  5. 제1항 내지 제4항중 어느 한 항에 있어서,
    상기 트랜스듀서(1,2)는 2개의 대향 면을 각각 갖는 개별적인 압전 플레이트를 포함하며, 상기 면은 상기 트랜스듀서의 접속 단자에 연결되도록 금속화되어 있으며, 각 트랜스듀서의 2단자중 하나는 접지에 영구적으로 연결되며, 다른 단자는 스위치(31,32,33 및 41,42,43)에 의하여 아날로그-디지털 변환기(26)의 출력, 접지, 및 상기 대역 루프 필터(22)의 입력에 각각 연결되는 것을 특징으로 하는 장치.
  6. 제5항에 있어서,
    상기 스위치(31,32,33 및 41,42,43)는 멀티플렉서에 의해 실행되는 것을 특징으로 하는 장치.
  7. 제1항 내지 제5항중 어느 한 항에 있어서,
    초음파 장치는 상기 디지털화된 신호로부터 상기 유체 유속을 결정하는 수단(10,12)을 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
  8. 제7항에 있어서,
    상기 디지털화 신호로부터 상기 유체 유속을 결정하는 수단은 메모리(10)와 마이크로제어기(12)를 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
  9. 유체 유속이 전달 시간을 측정함으로서 결정되거나 또한 유체 유속이 상기 유체 유속의 상부 방향과 하부 방향에서 2개의 트랜스듀서사이에 흐르는 유체에 전달되는 음향 신호의 위상 변화를 측정함으로서 결정되는 경우 2개의 트랜스듀서사이에서 유체 유속을 측정하는 초음파 방법이,
    . 음향신호(UW)를 유속이 결정되는 유체안으로 방출하는 방출 단계(90);
    . 상기 음향신호(UW)를 아날로그 신호(S2)로 변환하는 음향-아날로그 변환 단계(92,94);
    . 상기 아날로그 신호(S2)를 디지털 신호(S3)로 변환하는 N계의 아날로그-디지털 변환 단계(95); 및
    . 디지털화된 신호(S3)를 기초로 음향 위상 변화와 전달 시간을 결정하는 단계(100,102)를 포함하는 유체 유속을 측정하는 초음파 방법에 있어서,
    상기 N계의 아날로그-디지털 변환 단계(95)는,
    . N계의 디지털화 단계에 이용하기 위해 N-1계의 디지털화 단계(96)동안 발생하는 양자화 에러(qN-1)를 평가하는 평가 단계(98);
    . 상기 아날로그 신호(S2)로부터 평가된 양자화 에러(qN-1)를 감산하는 감산 단계(99); 및
    . 상기 평가된 양자화 에러(qn-1)를 뺀 아날로그 신호(S2)를 디지털화하는 디지털화 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  10. 제9항에 있어서,
    상기 음향 신호(UW)를 아날로그 신호(S2)로 변환하는 음향-아날로그 변환 단계는
    . 상기 음향 신호(UW)를 아날로그 신호(S1)로 변환하는 단계(92); 및
    . 상기 아날로그 신호(S1)를 아날로그 신호(S2)로 절단하는 단계(94)를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  11. 제9항 또는 제10항에 있어서,
    상기 디지털화된 신호(S3)를 기초로하여 상기 음향 위상 변화와 상기 전달 시간을 결정하는 단계(100,102)는
    . 상기 디지털 신호(S3)를 필터링된 디지털 신호(S4)로 필터링하는 단계(100); 및
    상기 필터링된 디지털 신호(64)를 기초로하여 음향 위상 변화 및/또는 전달 시간을 산정하는 단계(102)를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  12. 제9항 내지 제11항중 어느 한 항에 있어서,
    상기 음향 신호(UW)를 아날로그 신호(S1)로 변환하는 단계(92)와 상기 디지털화 단계(96)동안 발생된 양자화 에러를 평가하는 평가 단계(98)는 상기 시그마-델타 변환기에서 수신기와 대역 필터로서 이용되는 상기 트랜스듀서에 의하여 연속해서 실행되는 것을 특징으로 하는 방법.
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