CN111919388B - 用于跨多个在空间上分开的级执行模数转换的系统和方法 - Google Patents

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Abstract

本发明提供了一种用于将模拟信号从探头传输到远程处理单元的信号处理系统。所述系统包括在探头处的第一ASIC，所述第一ASIC适于接收模拟探头信号。所述第一ASIC包括异步Σ‑Δ调制器，其中，所述异步Σ‑Δ调制器适于：接收所述模拟探头信号；并且输出二元比特流。所述系统还包括在所述远程处理单元处的第二ASIC，所述第二ASIC适于接收所述二元比特流。所述异步Σ‑Δ调制器还包括时间增益功能电路，所述第一ASIC还可以包括多路复用器，所述第二ASIC还可以包括时间‑数字转换器。所述时间‑数字转换器可以是流水线式时间‑数字转换器。

Description

用于跨多个在空间上分开的级执行模数转换的系统和方法
技术领域
本发明涉及信号处理领域，更具体地涉及跨超声系统内的多个在空间上分开的级的信号处理领域。
背景技术
在构造超声探头的过程中，需要高电压技术来驱动声学换能器元件并放大接收到的信号。然而，仅仅由于在这些高电压技术的节点中晶体管具有大尺寸特征(这会导致面积、功率、损耗过大且速度过低)，这些高电压技术并不适合用于实施更复杂的功能(例如，模数转换(ADC)和数字信号处理(DSP))。该问题推动系统选择包含足以将信号传递到能够执行所需的信号处理以生成超声图像的单独的低电压集成电路的最小功能的高电压集成电路。低电压集成电路意味着晶体管具有小尺寸特征，其能够在速度和功耗方面保持先进水平，同时维持其小尺寸。
通常，高电压集成电路位于超声探头本身内，而低电压集成电路位于经由电缆被连接到探头的后端处理单元内。因此，必须将高电压集成电路接收到的模拟信号在高电压集成电路与低电压集成电路之间传播。由于必须维持信号的完整性以便在接收端正确解读该信号，因此模拟信号传播具有内在的困难。由于沿着电缆的传播距离可变，互连电缆线内的信号耗散以及存在多个干扰信号，这使得情况更加复杂。另外，新兴的应用通常需要数量增加的2D配置的超声换能器，这继而又导致必须传播到后端处理系统的采集数据通道的数量增加。
另外，必须考虑模拟波束形成的局限性，这种模拟波束形成通常在前端使用以减少以模拟方式传递到后端的数据量。模拟波束形成在最大动态范围、空间分辨率和最大帧速率方面引入了对可实现性能的限制。
最后，所有数据都必须以鲁棒的方式传递到波束形成器。对于许多非多路复用通道，由于需要许多并行电缆，因此这会是困难且昂贵的过程。由于声学探头中的通道数量很多，因此在单条线路上多路复用尽可能多的通道是有益的；然而，与多个模拟信号的多路复用相关联的困难很多。
因此，需要提供鲁棒的手段将模拟信号从一个集成电路传播到另一个集成电路，而不需要大量的额外硬件。
发明内容
根据本发明的一个方面的示例，提供了一种用于将模拟信号从探头传输到远程处理单元的信号处理系统，包括：
在探头处的第一ASIC，所述第一ASIC适于接收模拟探头信号，其中，所述第一ASIC包括：
异步Σ-Δ调制器，其中，所述异步Σ-Δ调制器适于：
接收所述模拟探头信号；并且
输出二元比特流；
在所述远程处理单元处的第二ASIC，所述第二ASIC适于接收所述二元比特流。
探头(例如，超声探头)适于接收模拟信号。探头形成信号处理系统的部分，信号处理系统的另一部分是远程处理单元，远程处理单元通常与探头分开某个可变距离。在一些应用中，远程处理单元可以与探头位于同一壳体内，甚至可以占据同一印刷电路板(PCB)；然而，在其他应用中，远程处理单元可以通过几米长的电缆与探头分开。
维持模拟信号的完整性对于使用远程处理单元可靠地解读由探头接收到的信号至关重要。准确的解读对于诸如超声之类的医学应用尤为重要。当传播模拟信号时(尤其是在那些模拟信号较弱或者并行传播多个模拟信号并且这多个模拟信号受到干扰的情况下)，通常很难维持信号的完整性。另外，在相当长的距离上传播模拟信号是昂贵的，因为这需要阻抗匹配，而阻抗匹配继而又将取决于电缆的类型和长度。
通过对模拟信号执行异步Σ-Δ调制，将模拟信号变换成数字时域信号，在数字时域信号中，在时域中编码幅度信息，从而允许以更大的鲁棒性和更小的干扰易感性将信号传播到远程处理单元。另外，有可能以鲁棒的方式对所有个体换能器实施大规模的并行读出；然而，在第一ASIC中执行模拟读出和数字化的替代方案要困难得多。
根据本发明的一个方面的示例，提供了一种用于将模拟信号从探头传输到远程处理单元的信号处理系统(100)，包括：
在所述探头处的第一ASIC，所述第一ASIC适于接收从对象体内的成像深度采集的模拟探头信号，其中，所述第一ASIC包括：
异步Σ-Δ调制器，其中，所述异步Σ-Δ调制器适于：
接收所述模拟探头信号；并且
输出二元比特流；
在所述远程处理单元处的第二ASIC，所述第二ASIC适于接收所述二元比特流，并且其中：
所述异步Σ-Δ调制器包括：
时间增益功能电路，其适于基于所述成像深度来更改所述异步Σ-Δ调制器的时间增益功能，其中，所述时间增益功能适于：
控制所述异步Σ-Δ调制器的反馈增益，从而控制所述异步Σ-Δ调制器的动态范围。
异步Σ-Δ调制器通常能够被编程为适应较大动态范围的传入的信号。然而，由于超声信号的性质——较长的信号采集窗口会导致较小的信号幅度，因此通常不可能以固定的动态范围覆盖所有传入的信号的幅度。
通过在异步Σ-Δ调制器的反馈环路中提供具有可调时间增益功能的时间增益功能电路，能够控制异步Σ-Δ调制器的动态范围，使得瞬时(在每个控制设置处的)动态范围会针对预期传入的信号的幅度进行调整。因此，可以通过时间增益功能电路随时间调节异步Σ-Δ调制器的动态范围。通常，由于与时间的关系和给定的扫描深度，该调节是随时间执行的。然而，该调节也可以由用户例如以非时间同步的方式完成，以便将当前动态范围优化为期望的观看属性(例如降低可检测的信号水平以对较小深度进行成像)。
在一个实施例中，所述信号处理系统还包括数据通道，所述数据通道适于将所述二元比特流从所述第一ASIC传播到所述第二ASIC。
取决于应用，数据通道可以跨可变距离传播二元比特流。例如，在典型的超声系统中，远程处理单元可以与探头位于同一PCB上，这意味着数据通道将仅覆盖很短的距离。替代地，在超声导管的情况下，数据通道可以适于跨几米传播二元比特流，以便到达远程处理单元。
在一些实施例中，所述第一ASIC以大于或等于1.8V的电压进行操作，例如以2.5V的电压进行操作，并且其中，所述第二ASIC以小于或等于1.8V的电压进行操作，例如以1.1V的电压进行操作。
以这种方式，能够在第一ASIC上容纳具有较高电压要求的部件，而在第二ASIC上容纳具有较低电压要求的部件，从而消除了需要通过在相同电压下操作各个部件来牺牲各个部件的效率的情况。另外，第一ASIC与第二ASIC之间的这种划分提供了用于以超声换能器的操作所需的高电压(例如，75V)驱动和偏置超声换能器的能力。
在一种布置中，所述异步Σ-Δ调制器包括低噪声放大器。
以这种方式，能够放大低幅度信号(例如，在采集窗口的末端采集的深超声反射信号)，而不会显著降低信噪比。通过将低噪声放大器集成到异步Σ-Δ调制器中，能够降低信号处理系统的复杂度和实施成本。
在另外的布置中，所述异步Σ-Δ调制器还包括反馈电容器，所述反馈电容器与以下各项连接：
所述低噪声放大器的输出；以及
所述低噪声放大器的输入。
因此，可以通过反馈电容器将LNA配置为电荷或电流积分器。取决于LNA在该输入节点处提供的虚拟接地，可以以电流形式或电荷形式在LNA输入处添加反馈信号。
在一个实施例中，所述异步Σ-Δ调制器还包括低通滤波器。
在各种实施例中，所述异步Σ-Δ调制器还包括异步二元量化器。
在一种布置中，所述异步Σ-Δ调制器包括反馈数模转换器。
以这种方式，通过低通滤波器的特性和异步量化器的迟滞，能够控制异步Σ-Δ调制器环路内信号的相移，使得自激振荡的频率大于或等于输入信号频带的奈奎斯特频率的10倍，从而减少了因高幅度输入信号而进入信号频带的杂散信号的数量。
在一些布置中，所述第一ASIC还包括声学换能器元件，其中，所述声学换能器元件适于接收传入的声学信号并输出所述声学信号。替代地，声学换能器是被电连接到第一ASIC的单独的换能器元件，例如，压电换能器。
在一个实施例中，所述第二ASIC包括解调器。
以这种方式，第二ASIC可以基于由异步Σ-Δ调制器生成的二元比特流来提取信息(例如，第一ASIC接收到的声学信号的幅度)。
在另外的实施例中，所述解调器适于：
接收所述二元比特流；并且
输出经重建的模拟信号；并且
所述第二ASIC还包括适于接收所述经重建的模拟信号的模数转换器。
在各种实施例中：
所述探头是超声探头；并且
所述远程处理单元是后端信号处理单元。
以这种方式，能够通过将探头接收到的声学超声信号变换成二元比特流来将该信号可靠地传输到远程处理单元。取决于应用，这种传输可能发生在各种距离上。例如，在常规的超声系统中，探头和远程处理单元可以位于同一探头壳体内；然而，在超声导管中，探头和远程处理单元可以通过几米长的电缆而分开。
根据本发明的一个方面的示例，提供了一种用于将模拟信号从探头传输到远程处理单元的方法，所述方法包括：
在所述探头处的第一ASIC处接收模拟信号；
对所述模拟信号执行异步Σ-Δ调制，从而生成二元比特流；并且
在所述远程处理单元处的第二ASIC处接收来自数据通道的所述二元比特流。
根据本发明的一个方面的示例，提供了一种用于将模拟信号从探头传输到远程处理单元的方法，所述方法包括：
在所述探头处的第一ASIC处接收来自对象体内的成像深度的模拟信号；
通过异步Σ-Δ调制器对所述模拟信号执行异步Σ-Δ调制，从而生成二元比特流；并且
在所述远程处理单元处的第二ASIC处接收来自数据通道的所述二元比特流，并且其中：
对所述模拟信号执行异步Σ-Δ调制包括：
基于所述成像深度来更改所述异步Σ-Δ调制器的时间增益功能，其中，所述时间增益功能适于：
控制所述异步Σ-Δ调制器的反馈增益，从而控制所述异步Σ-Δ调制器的动态范围。
在一个实施例中，所述模拟信号包括超声信号。
基于根据本发明的一个方面的示例，提供了一种包括计算机程序代码单元的计算机程序，当所述计算机程序在计算机上运行时，所述计算机程序代码单元适于实施上述方法。
根据本发明的一个方面的示例，提供了一种异步Σ-Δ调制器，其中，所述异步Σ-Δ调制器包括：
时间增益功能电路，其适于更改所述异步Σ-Δ调制器的时间增益功能，其中，所述时间增益功能适于：
控制所述异步Σ-Δ调制器的反馈增益，从而控制所述异步Σ-Δ调制器的动态范围。
在一个实施例中，所述时间增益功能电路包括具有开关电流阵列的数模转换器，所述开关电流阵列包括：
多个电流源，其中，每个电流源提供不同的电流；
多个开关，其中，每个开关被连接到电流源，并且其中：
当所述开关处于闭合位置时，相关联的电流源被激活；并且
当所述开关处于断开位置时，相关联的电流源被禁用；以及
控制接口，其适于控制所述多个开关的位置。
ASDM的反馈信号通常被实施为电流，该电流由输出的二元状态或由电荷源(例如，电容器)控制并且由LNA反馈中的积分电容器放电，同时放电过程也由输出的二元状态控制。
以这种方式，可以通过处于每个位置的开关数量来控制时间增益功能。通过实施电流源而使得每个电流都不同，能够通过时间增益功能来实现异步Σ-Δ调制器的广泛的动态范围。
在另外的实施例中，控制接口包括适于接收用户输入的用户接口。
在又一个实施例中，所述用户输入包括针对所述多个开关中的每个开关的位置的指定。
在另一个或另外的实施例中，所述用户输入包括所述异步Σ-Δ调制器的期望动态范围。
以这种方式，用户能够手动更改异步Σ-Δ调制器的动态范围。这可以直接发生，例如选择开关电流阵列的哪些开关应断开或闭合，这也可以通过用户的间接选择来发生，例如选择期望的功能，这继而又会引起对开关电流阵列的开关位置的更改。
在一种布置中，所述多个电流源各自包括开关电容器。
基于根据本发明的一个方面的示例，提供了一种用于控制异步Σ-Δ调制器的动态范围的系统，所述系统包括：
在上述实施例中的任一实施例中的异步Σ-Δ调制器；以及
幅度检测器，其适于向所述异步Σ-Δ调制器提供控制信号，其中，所述控制信号适于更改所述时间增益功能电路的时间增益功能。
在一个实施例中，所述异步Σ-Δ调制器包括控制器，所述控制器适于基于所述控制信号来自动更改所述时间增益功能电路的所述时间增益功能。
以这种方式，能够完全自动地更改异步Σ-Δ调制器的时间增益功能以及动态范围。
在一种布置中，所述幅度检测器包括计数器。
在一个实施例中，所述幅度检测器适于接收所述异步Σ-Δ调制器的输出。
在另外的实施例中，所述控制信号基于所述异步Σ-Δ调制器的所述输出的幅度。
通过直接检测异步Σ-Δ调制器的输出的幅度，能够更准确地响应于传入的信号而自动调节异步Σ-Δ调制器的动态范围，从而提高输出信号的准确度。另外，异步Σ-Δ调制器反馈环路还可以防止大输入信号产生过载，或者可以与增益提升结合使用，以便能够接收来自较大深度的较小信号。
替代地，可以在将信号传递到异步Σ-Δ调制器环路中的量化器之前对信号执行幅度检测，因为此时的信号幅度将与输入信号的幅度成比例。
在一些实施例中，所述系统还包括与所述异步Σ-Δ调制器和所述幅度检测器串联连接的低通滤波器。
在各种布置中，所述系统还包括超声换能器。
基于根据本发明的一个方面的示例，提供了一种用于控制异步Σ-Δ调制器的动态范围的方法，所述方法包括：
获得模拟信号；
对所述模拟信号执行异步Σ-Δ调制，从而生成二元比特流；
基于所述异步Σ-Δ调制器的信号来更改所述异步Σ-Δ调制器内的时间增益功能电路的时间增益功能；
基于所述时间增益功能来控制所述异步Σ-Δ调制器的反馈增益，从而控制所述异步Σ-Δ调制器的所述动态范围。
在一个实施例中，对所述时间增益功能电路的所述时间增益功能的所述控制包括：
对所述二元比特流执行幅度检测，从而生成输出幅度数据；
基于所述输出幅度数据来生成控制信号；并且
基于所述控制信号来更改所述时间增益功能电路的所述时间增益功能。
基于根据本发明的一个方面的示例，提供了一种用于执行模数转换的系统，所述系统包括：
探头，其具有第一ASIC，其中，所述第一ASIC适于：
接收模拟信号；并且
输出包括异步时域脉冲的二元比特流；
处理单元，其具有第二ASIC，其中，所述第二ASIC包括时间-数字转换器，所述时间-数字转换器适于：
接收所述二元比特流；并且
基于时间-数字转换根据所述二元比特流来生成数字输出；以及
数据通道，其适于将所述二元比特流从所述第一ASIC传播到所述第二ASIC，其中，所述第一ASIC与所述第二ASIC在空间上是分开的。
探头(例如，超声探头)适于接收模拟信号。探头形成信号处理系统的部分，信号处理系统的另一部分是远程处理单元，远程处理单元通常与探头分开某个可变距离。在一些应用中，远程处理单元可以与探头位于同一壳体内，甚至可以占据同一PCB；然而，在其他应用中，远程处理单元可以通过几米长的电缆与探头分开。
维持模拟信号的完整性对于使用远程处理单元可靠地解读由探头接收到的信号至关重要。在诸如超声之类的医学应用的情况下，这尤其重要。当传播模拟信号时(尤其是在那些模拟信号较弱或者并行传播多个模拟信号并且这多个模拟信号受到干扰的情况下)，通常很难维持信号的完整性。另外，在相当长的距离上传播模拟信号是昂贵的，因为这需要阻抗匹配，而阻抗匹配继而又将取决于电缆的类型和长度。
通过处理模拟信号以生成数字时域信号(在数字时域信号中可以对幅度信息进行编码)，能够以更大的鲁棒性和更小的干扰易感性将信号传播到远程处理单元。远程处理单元然后可以使用时间-数字转换来解读数字时域信号，以便生成用于解读原始模拟信号的数字数据，而没有模拟信号传播的困难。通过在远程处理单元处采用时间-数字转换来执行解码，能够直接将时域信号数字化。
在一个实施例中，所述时间-数字转换器包括流水线式时间-数字转换器，所述流水线式时间-数字转换器包括：
粗略时间-数字转换器，其中，所述粗略时间-数字转换器适于：
接收所述二元比特流；并且
输出：
粗略数字输出；以及
粗略残留时间；以及
精细时间-数字转换器块，其适于接收所述粗略残留时间，其中，所述精细时间-数字转换器块包括：
一个或多个串联连接的精细时间-数字转换器，每个精细时间-数字转换器适于：
接收来自串联连接的时间-数字转换器的前一个精细时间-数字转换器或粗略时间-数字转换器的传入的残留时间；
将传出的残留时间输出到串联连接的时间-数字转换器的后一个精细时间-数字转换器；并且
输出精细数字输出。
在一个实施例中，所述第一ASIC包括异步Σ-Δ调制器。
以这种方式，能够将模拟信号转换成二元比特流而无需时钟信号，从而减少了将模拟信号变换成数字时域信号所需的部件数量。
在一些实施例中，所述异步Σ-Δ调制器包括低噪声放大器。
以这种方式，能够放大低幅度信号(例如，在采集窗口的末端采集的深超声反射信号)，而不会显著降低信噪比。
在一种布置中，所述异步Σ-Δ调制器包括低通滤波器。
在各种布置中，所述异步Σ-Δ调制器包括异步量化器。
在一个实施例中，所述异步Σ-Δ调制器包括数模转换器。
以这种方式，能够控制异步Σ-Δ调制器环路内信号的相移，使得自激振荡的频率大于或等于输入信号频带的奈奎斯特频率的10倍，从而减少因高幅度输入信号而进入信号频带的杂散信号的数量。
在一个实施例中，所述第一ASIC以大于或等于1.8V的电压进行操作，例如以2.5V的电压进行操作。
在一种布置中，所述第二ASIC以小于或等于1.8V的电压进行操作，例如以1.1V的电压进行操作。
以这种方式，能够在第一ASIC上容纳具有较高电压要求的部件，而在第二ASIC上容纳具有较低电压要求的部件，从而消除了需要通过在相同电压下操作各个部件来牺牲各个部件的效率的情况。
在一个实施例中，所述数据通道包括单条线传播通道。
根据本发明的一个方面的示例，提供了一种用于对跨探头和远程处理单元的模拟信号执行模数转换的方法，所述方法包括：
在所述探头处的第一ASIC处获得模拟信号；
使用所述第一ASIC对所述模拟信号进行处理，从而基于所述模拟信号来生成二元比特流，其中，所述二元比特流包括异步时域脉冲；
在所述处理单元处将所述二元比特流从所述第一ASIC传播到第二ASIC，其中，所述第二ASIC与所述第一ASIC在空间上是分开的；
通过使用所述第二ASIC容纳的时间-数字转换器对所述二元比特流执行时间-数字转换，从而生成数字输出。
在一个实施例中，使用第一ASIC对所述模拟信号的所述处理包括对所述模拟信号执行异步Σ-Δ调制。
在一些实施例中，从所述第一ASIC到所述第二ASIC的所述二元比特流的所述传播包括执行单条线传播。
在一种布置中，所述模拟信号包括超声信号。
基于根据本发明的一个方面的示例，提供了一种包括计算机程序代码单元的计算机程序，当所述计算机程序在计算机上运行时，所述计算机程序代码单元适于实施上述方法。
根据本发明的一个方面的示例，提供了一种用于对各自来自单独的通道的多个模拟信号进行多路复用的方法，所述方法包括：
采集所述多个模拟信号，每个模拟信号是从单独的通道获得的，其中，每个单独的通道与一个通道标识符相关联；
对所述多个模拟信号中的每个模拟信号执行异步Σ-Δ调制，从而基于所述多个模拟信号来生成多个经量化的时域信号，其中，每个经量化的时域信号包括一个或多个边沿定时事件，边沿定时事件与所述经量化的时域信号内的信号边沿有关；并且
基于每个信号的所述一个或多个边沿定时事件和所述通道标识符，以异步方式对所述多个经量化的时域信号进行多路复用，从而生成其中边沿定时事件与通道标识符相关联的多路复用信号。
并行传播许多信号既困难又昂贵；然而，很难实现对多个模拟信号的多路复用。
因此，通过处理模拟信号以生成数字时域信号，能够更加容易地对多个信号进行多路复用。以异步方式执行该处理允许在不需要时钟的情况下执行多路复用。另外，在边沿定时事件中包括通道标识符允许在传播之后根据通道将多路复用信号分开，从而允许后端处理系统解读多路复用信号。
通过执行异步Σ-Δ调制，将多个模拟信号中的每个模拟信号变换成时域中的二元比特流。通过以异步方式执行Σ-Δ调制，消除了对时钟信号的需要，从而减少了执行多路复用操作所需的部件的数量以及电路本身的功率耗散。
在一个实施例中，对所述多个经量化的时域信号的所述多路复用包括：
针对每个经量化的时域信号：
识别边沿定时事件；并且
基于从中获得相关联的模拟信号的通道，利用通道标识符来标记所述边沿定时事件；并且
基于所述多个经量化的时域信号来生成多路复用信号，其中，所述多路复用信号包括经标记的边沿定时事件。
通过利用通道标识符来标记每个边沿定时事件，能够在每个通道的基础上从多路复用信号提取信息。以这种方式，多路复用的信号可以承载定时信号数据和通道信号数据。
在一些实施例中，所述边沿定时事件包括上升信号边沿。
在一种布置中，所述边沿定时事件包括下降信号边沿。
通过将信号的上升边沿和下降边沿识别为边沿定时事件，能够在多路复用信号内传达更大深度的信息，从而允许在以后的级对多路复用信号进行解码。
在一个实施例中，所述方法还包括对所述多路复用信号进行解码。
在另外的实施例中，对所述多路复用信号进行解码包括对所述多路复用信号执行时间-数字转换。
对多路复用信号的解码允许例如在将多路复用信号传播到单独的处理位置之后进行解读。以这种方式，能够将来自多个不同信号源的信息组合成单个信号，以简单鲁棒的方式发射所述信号，并且在单独的位置处对所述信号进行解读。
在另一个实施例中，所述解码包括对所述多路复用信号的每个边沿定时事件加时间戳。
在又一个实施例中，所述解码包括记录接收所述多路复用信号的每个边沿定时事件之间的时间。
通过对接收所述多路复用信号的每个边沿定时事件之间的时间加时间戳和/或测量接收所述多路复用信号的每个边沿定时事件之间的时间，能够确定每个事件的相对定时。以这种方式，在考虑每个边沿定时事件的通道标识符的情况下，能够根据多路复用信号来更准确地解读原始模拟信号。
在一种布置中，所述解码包括在所述数字域中重建所述多个模拟信号。
基于根据本发明的一个方面的示例，提供了一种包括计算机程序代码单元的计算机程序，当所述计算机程序在计算机上运行时，所述计算机程序代码单元适于实施上述方法。
基于根据本发明的一个方面的示例，提供了一种用于对多个模拟信号进行多路复用的系统，所述系统包括：
模拟信号接收器，其包括适于获得模拟信号的多个通道，并且其中，每个通道与通道标识符相关联；
信号处理器，其包括异步Σ-Δ调制器并适于对所述多个模拟信号中的每个模拟信号执行异步Σ-Δ调制，从而基于所述多个模拟信号来生成多个经量化的时域信号，其中，每个经量化的时域信号包括一个或多个边沿定时事件，边沿定时事件与所述经量化的时域信号内的信号边沿有关；以及
多路复用器，其适于基于每个信号的所述一个或多个边沿定时事件和所述通道标识符，以异步方式对所述多个时域信号进行多路复用，从而生成其中边沿定时事件与通道标识符相关联的多路复用信号。
在一个实施例中，所述模拟信号接收器包括超声换能器。
在一种布置中，所述系统还包括时间-数字转换器。
基于根据本发明的一个方面的示例，提供了一种流水线式时间-数字转换器，所述流水线式时间-数字转换器包括：
粗略时间-数字转换器，其中，所述粗略时间-数字转换器适于：
接收传入的信号；并且
输出：
粗略数字输出；以及
粗略残留时间；以及
精细时间-数字转换器块，其适于接收所述粗略残留时间，其中，所述精细时间-数字转换器块包括：
一个或多个串联连接的精细时间-数字转换器，每个精细时间-数字转换器适于：
接收来自串联连接的时间-数字转换器的前一个精细时间-数字转换器或粗略时间-数字转换器的传入的残留时间；
将传出的残留时间输出到串联连接的时间-数字转换器的后一个精细时间-数字转换器；并且
输出精细数字输出。
通常，在时间-数字转换器设计中，需要在分辨率与死时间(测量结束与新的测量开始之间的时间)之间进行权衡。能够使这两个参数最大化。然而，这是以过度消耗功率为代价的，这在诸如超声系统之类的系统中是不可行的。
粗略时间-数字转换器以低频进行操作以维持低功耗。然后需要确定由粗略时间-数字转换器执行的测量误差以实现高分辨率。该误差(被称为时间残留)是由后一个精细时间-数字转换器测量的，这继而又会产生一个误差，该误差是由另外的精细时间-数字转换器测量的，依此类推，直到达到所期望的分辨率为止。
另外，当精细时间-数字转换器的块正在处理初始的粗略时间-数字转换器的剩余时间时，初始的粗略时间-数字转换器可以开始另一次时间测量，从而减少整个系统的死时间。
在一个实施例中，所述粗略时间-数字转换器包括环形振荡器。
在另外的实施例中，所述环形振荡器包括多个反相器。
在另一个或另外的实施例中，所述环形振荡器包括多个延迟单元。
通过在粗略时间-数字转换器内采用环形振荡器，时间-数字转换器能够生成自己的时钟信号，从而无需为系统包括单独的外部时钟。以这种方式，可以降低粗略时间-数字转换器的复杂度和功率需求。
在环形振荡器内包括延迟单元会使得信号的分辨率更高并使潜在的时间分辨率小于1ps并降低了噪声。
在一种布置中，所述粗略时间-数字转换器包括时间放大器。
在另外的布置中，所述时间放大器适于生成脉冲串。
在又一个实施例中，脉冲串放大器是D触发器脉冲串时间放大器。
时间-数字转换器以给定的时间分辨率进行操作，根据其操作分辨率在每个给定的时间间隔接受一次输入信号。如果输入信号(例如，脉冲)到达宽度小于时间-数字转换器的操作分辨率的输入，则时间-数字转换器将无法测量该信号。
通过在时间-数字转换器内包括时间放大器，能够将传入的信号的脉冲宽度人为地加宽给定因子，从而能够通过时间-数字转换器来测量信号而无需显著增加时间-数字转换器的硬件(否则将需要显著提高分辨率)。
脉冲串放大器允许提供准确的线性增益，很容易对该增益进行编程以在输入时间范围内达到期望的扩展范围。能够使用D触发器架构来实施脉冲串放大器。
通过在(选通的)延迟线(其形成脉冲串放大器的部分)的相继元素之间实施不规则分布的延迟，能够减少被引入到由脉冲串放大器生成的脉冲串的偏移。延迟的分配比率取决于技术，并且可能在不同的实施方式中有所不同。
在一个实施例中，所述粗略时间-数字转换器包括选择器单元。
在另外的实施例中，所述选择器单元包括D触发器。
在另一个或另外的实施例中，所述选择器单元包括独热转换器。
在又一个或另外的实施例中，所述选择器单元包括二元编码器。
以这种方式，选择器单元可以以相对简单的方式来实施，并且可以立即产生表示延迟的编码字。
在一种布置中，串联连接的时间-数字转换器的一个或多个精细时间-数字转换器各自包括：
1.5比特时间-数字转换器；以及
时间放大器。
1.5比特时间-数字转换器允许简单地实施精细时间-数字转换器块。取决于流水线式时间-数字转换器的实施方式，用于实施精细时间-数字转换器的时间-数字转换器的类型可以有所不同。
基于根据本发明的一个方面的示例，提供了一种用于执行时间-数字转换的方法，所述方法包括：
获得传入的信号；
对所述传入的信号执行粗略时间-数字转换，从而生成：
粗略数字输出；以及
粗略残留时间；并且
对传入的残留时间执行串联的一个或多个精细时间-数字转换，从而生成：
传出的残留时间；以及
良好的数字输出；
其中，所述传入的残留时间包括：
由所述粗略时间-数字转换器生成的所述粗略残留时间；或者
由串联的一个或多个精细时间-数字转换器中的前一个精细流水线式时间-数字转换器生成的所述传出的残留时间。
在一个实施例中，所述传入的信号包括串联的时域脉冲。
基于根据本发明的一个方面的示例，提供了一种包括计算机程序代码单元的计算机程序，当所述计算机程序在计算机上运行时，所述计算机程序代码单元适于实施上述方法。
附图说明
现在将参考附图来详细描述本发明的示例，在附图中：
图1示出了信号处理系统的示意图；
图2示出了异步Σ-Δ调制器的示意图；
图3示出了图1的信号处理系统的处理链；
图4示出了包括时间增益功能电路的异步Σ-Δ调制器的实施例的示意图；
图5示出了图4所示的时间增益功能电路的实施例；
图6示出了图1所示的探头的实施例；
图7示出了包括多路复用器的图1的信号处理系统的实施例；
图8示出了由异步Σ-Δ调制器生成的若干示例性信号的标绘图；
图9示出了包括时间-数字转换器的图1的信号处理系统的实施例；
图10示出了流水线式时间-数字转换器的示意图；
图11示出了粗略时间-数字转换器的示意图；并且
图12示出了精细时间-数字转换器的示意图。
具体实施方式
在第一方面，提供了用于将模拟信号从探头传输到远程处理单元的信号处理系统。该系统包括在探头处的第一ASIC，该第一ASIC适于接收模拟探头信号。第一ASIC包括异步Σ-Δ调制器，其中，异步Σ-Δ调制器适于：接收模拟探头信号；并且输出二元比特流。该系统还包括在远程处理单元处的第二ASIC，该第二ASIC适于接收二元比特流。
图1示出了信号处理系统100的示意图。信号处理系统包括第一ASIC110和第二ASIC 120，其中，第一ASIC位于探头130上，并且第二ASIC位于远程处理单元上。
在图1所示的示例中，信号处理系统形成超声系统的部分，其中，容纳第一ASIC110的探头130还包括声学换能器阵列140，该声学换能器阵列140适于发射超声信号并接收来自对象的回波信号。在第一ASIC内是多个异步Σ-Δ调制器150，每个异步Σ-Δ调制器150被连接到声学换能器阵列的相关联的换能器元件160。
图2更详细地示出了与换能器元件160串联连接的异步Σ-Δ调制器150。在该示例中，提供了用于探头130的每个换能器元件或读出通道的异步Σ-Δ调制器
异步Σ-Δ调制器是闭环非线性系统，其能够保持固有的稳定振荡(被称为极限周期)，该异步Σ-Δ调制器将其输入信号的幅度中的信息变换成其输出信号中的时间信息。极限周期振荡归因于自激振荡机制，该自激振荡机制由闭环异步Σ-Δ调制器的部件(例如，环路滤波器170和二元量化器180)来控制。对于超声系统，输入信号的频率通常在2.5MHz-5 MHz的范围内。在这种情况下，异步Σ-Δ环路的自激振荡将具有50MHz的频率，然后由输入信号对该频率进行调制。
由异步Σ-Δ调制器150执行的幅度-时间转换没有量化噪声，并且由于环路的噪声整形属性，因此能够以非常高的准确度来实现该幅度-时间转换。在给定低频范围内可实施的性能由异步Σ-Δ调制器的自激频率和实施方式的热噪声来确定。由异步Σ-Δ调制器生成的二元时域信号被馈送到第二ASIC 120以供进一步处理。在第二ASIC中，能够利用简单的低通滤波对幅度信息进行解码，或者可以对二元时域信号执行额外的进一步处理。异步Σ-Δ调制器在没有输入信号的情况下在由闭环的构造控制的一频率(其被称为极限循环空闲频率或中心频率)下创建占空比为50％的正脉冲和负脉冲的序列。
换句话说，异步Σ-Δ调制器150将时域中的幅度信息编码在二元比特流中。以这种方式，信号传播变成二元(数字)，这意味着信号可以在第一ASIC 110与第二ASIC 120之间传播，并且对干扰和串扰的鲁棒性更高且对后续处理元件的成本更低。
根据该应用，第一ASIC 110可以在1.8V、2.5V或3.3V下进行操作，并且第二ASIC120可以在从1.8V降至1.1V或更低的电压下进行操作。在超声系统的示例中，换能器阵列可以在高达75V的电压下进行操作。
在图2所示的示例中，使用针对从超声换能器采集的信号定制的部件以特定方式构造异步Σ-Δ调制器。尤其地，输入低噪声放大器190(LNA)被并入异步Σ-Δ调制器环路。
能够通过反馈电容器200将LNA 190配置为电荷或电流积分器。取决于在该输入节点处提供的虚拟接地，能够以电流或电荷的形式将该电容器的反馈信号添加到LNA输入处。需要额外的环路级来控制异步Σ-Δ调制器环路中的相移，以便确保以至少超过输入信号频带的奈奎斯特频率的10倍的频率实现自激振荡。在接收高幅度输入信号时，需要这种高振荡频率来防止杂散信号分量进入信号频带。环路滤波器170还可以以无源方式(例如使用电阻器和电容器)来实施。
该环路以创建二元输出信号的异步二元量化器180结束。量化器能够直接驱动反相器，该反相器继而又能够例如经由数字缓冲器来驱动到另一个处理步骤(例如，第二ASIC)的链接。
Ouzounov,S.等人在“Analysis and Design of High-PerformanceAsynchronous Sigma-Delta Modulators With a Binary Quantizer”(IEEE Journal ofSolid-State Circuits，第41卷，第3期，第588-596页，2006年)中进一步讨论了异步Σ-Δ调制器的操作。
在图3中，示出了针对一个换能器元件160的处理链，其中，声学超声信号被换能器元件接收并被传播到异步Σ-Δ调制器150，该异步Σ-Δ调制器150将声学超声信号变换成二元时域信号。然后，该二元比特流通过数据通道210被传播到第二ASIC，第二ASIC可以例如包括解调器220和模数转换器230。在超声成像探头的典型情况下，数据通道可以是连接两个ASIC的PCB布线。在将信号处理系统实施在超声导管中的情况下，第一ASIC处于导管的尖端处。然后，数据通道可以是几百厘米的电流或光学链路，而第二ASIC可以位于单独的后端处理单元处或探头手柄中。
图3所示的示例示出了为每个换能器元件160提供一个异步Σ-Δ调制器150的情况。替代地，可以将若干换能器元件时分复用到一个异步Σ-Δ调制器，或者，在另一种情况下，可以在每个异步Σ-Δ调制器之前或之后，例如使用模拟波束形成将来自若干换能器元件的数据进行组合。
已经在超声系统的背景下描述了异步Σ-Δ调制器的实施方式；然而，这种方法也可以应用于可能因技术、尺寸或成本限制而益于将传感器(例如，换能器阵列)和后处理电路分开的任何情况。这种情况的示例是DNA测序系统，其中，传感器阵列是一次性的并且是使用廉价且过时的技术生产的。另一方面，信号处理复杂且消耗大量功率，因此最好在更先进的技术节点中实施。另外的示例是在柔性基板(例如，箔)上的传感器，该传感器不支持执行信号处理所需的高质量或小尺寸特征的设备。
在另外的示例中，提供了包括时间增益功能电路的异步Σ-Δ调制器，该时间增益功能电路适于更改异步Σ-Δ调制器的时间增益功能。时间增益功能适于控制异步Σ-Δ调制器的反馈增益，从而控制异步Σ-Δ调制器的动态范围。
图4示出了异步Σ-Δ调制器150’的实施例，其中，能够通过在异步Σ-Δ调制器环路中添加额外的功能来实现另外的功率优化。该实施例通过TGC电路240来详细说明了对时间增益控制(TGC)功能的添加。通常，能够将异步Σ-Δ调制器设计为具有大的动态范围以接收输入信号；然而，它可能无法覆盖超声系统所需的整个动态范围。动态范围可以由TGC功能来控制。
时间增益功能可以用于补偿作为成像深度的函数的接收到的回波信号的衰减。接收到的回波信号的衰减随着成像深度的增大和发射频率的增大而增大。信号的成像深度与反射时间有关，这意味着随着时间的流逝，信号将越来越衰减。如果不进行补偿，信号衰减就会导致严重的信号丢失。
通常，TGC功能需要额外的增益级(例如，与频率相关的滑动电位器，其允许用户交互地确定增益)，这继而又占用了芯片面积并消耗了大量功率。对TGC增益级的控制很慢，通常是在后端处理单元处执行的。检测信号强度并相应地调整增益的本地控制环路由于过于复杂而无法准确实现并且会导致过度消耗功率。时间增益功能的最简单示例是随着时间线性增大，其中，在衰减较高的情况下(例如在使用高频发射信号时)，可以使用更陡峭的线性功能。另外，TGC功能可以适于适应来自用户的关于什么东西正被成像的知识。以这种方式，TGC功能还使得能够优化图像质量。
如上面所讨论的，作为操作原理，异步Σ-Δ调制器150’将模拟幅度信息编码在二元时域信号中。编码是完全异步的，这意味着无需本地时间参考。通过设计反馈信号的尺寸，通常将动态范围异步Σ-Δ调制器环路缩放到在换能器元件160处接收到的输入信号的最大期望幅度。
为了避免过载，将反馈信号强度设计为比预期出现在异步Σ-Δ调制器150’的输入处的最强输入信号强大约25％。在超声和其他类型的感测信号采集中，预计输入信号会随着某些已知功能随时间变化。例如，在超声的情况下，采集时间窗口越长，信号在体内的反射就越深，到达信号的幅度就越低。能够通过TGC电路240调整反馈信号的强度来调节异步Σ-Δ调制器以适应输入信号幅度范围内的预期变化。
TGC功能的实施基于以下认识：异步Σ-Δ调制器环路的第一操作是从输入信号中减去反馈信号。应当注意，反馈信号是由异步Σ-Δ调制器生成的输入信号的时间编码表示。
对于零输入，平均反馈信号也为零。随着输入信号幅度的增大，平均反馈信号也类似地增大。其中反馈信号无法匹配输入信号强度的点被称为过载点。异步Σ-Δ调制器的动态范围介于零输入与过载点之间。
应当注意，在实际的实施方式中，由于异步Σ-Δ调制器的构件块，系统中总是存在某种噪声。噪声水平决定了异步Σ-Δ调制器的灵敏度，换句话说，是异步Σ-Δ调制器能够编码的最小信号幅度，因此出现在异步Σ-Δ调制器的反馈信号中。为了检测非常小的信号(在超声的背景下，这会意味着来自更大深度和/或具有更高频率的信号)，应当将异步Σ-Δ调制器的噪声降至最低。
可以根据各种成像深度来描述TGC电路的操作。
对于深度接近的成像，不需要额外的增益。异步Σ-Δ调制器反馈适于在这些条件下处理来自换能器的最大信号而不会出现过载。这意味着使用了最大的反馈信号。应当注意，考虑到噪声，能够编码的最小输入信号还取决于输入信号强度与反馈强度之间的比率。当反馈太强(例如强1000倍)时，对这些输入进行准确编码所需的时间太长，这意味着异步Σ-Δ调制器“看不见”较小的幅度信号。
当成像深度增大时，这意味着自开始接收以来已经经过了更长的时间，并且期望的信号变得更弱。在经典的TGC电路中，额外的增益被接通以对此进行补偿。在异步Σ-Δ调制器的情况下，这意味着能够例如通过缩放反馈信号来减弱反馈信号。这意味着异步Σ-Δ调制器能够在输入处检测到较小幅度信号，从而使得异步Σ-Δ调制器的动态范围得到整体扩展。对反馈的缩放能够以离散或连续的方式进行多次，以考虑更大的成像深度。
图5示出了TGC电路240的可能的可编程反馈实施方式的示例。在这种情况下，TGC电路包括一组电流源(I1、I2、…、IN)，每个电流源具有不同的强度，这些电流源是由系统用户选择的或者是通过自动环路使用一组开关250来选择的。替代地，可以在实现TGC电路时使用开关电容器网络，其中，电容器的反馈控制异步Σ-Δ调制器的动态范围缩放。电容器的充电和放电是由异步Σ-Δ调制器的二元输出信号控制的。另外，TGC电路能够控制确定将在何时以及在多大程度上调整异步Σ-Δ调制器的动态范围的特性。例如，在超声机器中，这能够由用户来选择。然而，实际上，通常会自动调整动态范围，以便避免异步Σ-Δ调制器的意外过载。
在异步Σ-Δ调制器的背景下，数模转换器通常是二元的，这意味着当异步Σ-Δ调制器的输出为1时，数模转换器会产生正模拟电流。当异步Σ-Δ调制器的输出为零时，数模转换器会产生负模拟电流。所生成的电流的值(或在开关电容器阵列的情况下的积分电荷)决定了反馈量，因此决定了异步Σ-Δ调制器的动态范围。当以最大深度采集信号时，最小可能的反馈电流应比来自超声换能器的最大预期电流大至少25％。当在输入信号具有高幅度的情况下执行低深度成像时，将应用类似的规则。异步Σ-Δ调制器反馈信号幅度必须超过最大预期输入信号幅度至少25％。
异步Σ-Δ调制器的二元时域输出信号被转换为模拟信号(通常为电流)，该模拟信号被反馈并被从输入信号中减去。当反馈信号是电流时，反馈实施方式可以例如采用晶体管的形式，该晶体管用作电流源并且由二元输出以开/关模式控制。反馈参数有两个：第一个是电流值，其表示反馈强度和编码能力；而第二个是接通电流以对输入信号进行编码的时间长度。通过缩放该电流源的值或者通过从一排电流源(例如，开关电流阵列)中选择期望值来调整反馈。替代地，能够通过用作电流源的电阻器来实施反馈。
图6示出了图1所示的探头130’的实施例，该探头130’包括如图4所示的异步Σ-Δ调制器150’和用于估计异步Σ-Δ调制器的输入处的信号幅度的数字幅度检测器260。该检测器可以由简单的计数器来实施，该计数器报告由异步Σ-Δ调制器生成的关于从二元比特流中何时计数出更多的1或0的信息，这是对输入信号强度的直接度量。然后可以将该测量结果传送到异步Σ-Δ调制器(更具体地说是TGC电路)，以便更改异步Σ-Δ调制器环路的TGC功能，从而控制输入的动态范围。由于从输入中减去了异步Σ-Δ调制器环路内的反馈信号并且通过环路操作将来自所述减法的误差及时降低到最小，因此较强的反馈信号意味着能够通过环路来处理更高幅度的输入信号。类似地，如果期望处理较低幅度的信号，则需要降低反馈信号的强度。换句话说，异步Σ-Δ调制器环路的动态范围会自动缩放以适配输入信号。
在另外的示例中，提供了用于对各自来自单独的通道的多个模拟信号进行多路复用的方法。该方法包括：获得多个模拟信号，并且基于多个模拟信号以异步的方式生成多个经量化的时域信号。最终，对多个经量化的时域信号进行多路复用，从而生成其中边沿定时事件与通道标识符相关联的多路复用信号。
回顾图1，能够看到，在各种成像应用和感测应用中可能需要大的换能器阵列。通常，它们会生成大量数据，在获得最终结果之前，这些数据会经过复杂的信号处理。有时，信号处理需要笨重且耗电的装备，而感测阵列需要保持较小的尺寸，尤其是在需要探头自由移动的地方。这两个处理系统(在图1所示的示例中，它们分别是第一ASIC 110和第二ASIC120)然后进行机械分离并通过电缆保持电气连接。通常，电缆包含用于换能器阵列140的每个换能器元件160的单独导线。已知在工业上已经使用多达约260根导线的电缆来实现这样的目的。阵列的每个换能器元件生成模拟信号，该模拟信号可以通过调节电子器件被转换为特定的(电)量。通常，不进行这样的转换并且在将模拟信号传播到远程处理设备之前将模拟信号简单地放大。在换能器阵列140的每个换能器元件160与第二ASIC 120上的远程信号处理后端之间具有专用电连接的缺点是：它不能很好地缩放大阵列尺寸。能够制造具有数百根甚至数千根导线的电缆，但是它们太笨拙且太昂贵。有些方法可以将来自多个元件的信号进行组合并通过单个通道发射这些信号，从而减少了电缆引线的数量。然而，对模拟信号进行多路复用通常是复杂、耗电且不可靠的过程。
图7示出了图1的信号处理系统100’的实施例，其包括被连接到被容纳在探头130”内的第一ASIC上的多个异步Σ-Δ调制器150的多路复用器270。在这种情况下，通过异步Σ-Δ调制器传递由换能器元件接收的模拟信号，从而在时域中生成多个二元比特流，然后可以将这多个二元比特流组合成多路复用信号。以这种方式，可以减少电缆导线计数并允许更大的阵列尺寸。另外，这可以在不使用第一ASIC 110中的采样时钟的情况下实施，从而减少了在第一ASIC 110与第二ASIC 120之间传播信号所需的部件数量和功耗。
换句话说，异步Σ-Δ调制器150将来自每个换能器元件160的声学信号转换到时域。然后，多路复用器270对来自换能器阵列的每个事件进行编码并通过数据通道210将其发射到第二ASIC 120。数据通道内的导体的确切数量取决于多路复用器的实施方式。如果选择了完全串行通信，则原则上可以使用单条传输导线和参考导线来实现发射。远程处理单元包括第二ASIC 120，其适于解读多路复用信号。在一些示例中，ASIC包括时间-数字转换器，其功能在下面进一步描述。通过使用来自第二ASIC的测量结果，能够完全在数字域中重建二元比特流。
图8示出了若干示例性二元比特流的标绘图280，每个二元比特流来自根据最初接收信号的通道(换能器元件160)布置的探头130”的异步Σ-Δ调制器150。在该示例中，示出了针对三个通道的信号(ch1、ch2和chN)，其中，N是通道总数并且会根据所讨论的应用而有所不同。每个二元比特流波形的上升边沿和下降边沿并不同步并且可能在任意时刻发生。
由于每个波形的边沿定时事件的定时很重要，因此多路复用器270可以将每个上升边沿或下降边沿视为单独的边沿定时事件。例如，多路复用器可以利用独特的(数字)标识符来标记每个边沿定时事件并且以异步方式将它们传送到第二ASIC。
例如，如图8所示：在时间t1时，多路复用器向通道2的上升边沿发送信号；在时间t2时，多路复用器向通道1的上升边沿发送信号；在时间t3时，多路复用器向通道3的下降边沿发送信号；以此类推。
例如，可以通过在多路复用信号中发射对应于通道号的数字并结合与表示在适当时刻的边沿定时事件的边沿类型(即，上升或下降)的数字来实施图8所示的信令方案。在图8所示的示例中，在以下时刻：
t1：发送对应于通道2的数字2以及对应于上升边沿的数字1，
t2：发送对应于通道1的数字1以及对应于上升边沿的数字1，
t3：发送对应于通道3的数字3以及表示下降边沿的数字0。
取决于多路复用器的架构和到第二ASIC的链接，可以以并行方式或串行方式发送这些数字组合。例如，如果通道总数为3并且选择并行二元信令，则在t1处，所发射的二元字可以是101(即，通道号+边沿类型标识符)；在t2处，所发射的二元字可以是011；并且在t3处，所发射的二元字可以是110。可以根据应用来选择任何其他适当的实施方式。第二ASIC处的接收端是事件驱动的并且将对输入信号的每次改变做出反应。由于排除了出现两个相同值的相继代码(即，在同一通道上的两个相继的上升边沿或下降边沿)的情况，因此不会错过边沿定时事件。
由于多路复用器270发射每个边沿定时事件标识符的时间与它描述的事件的发生时间一致，因此能够通过对每个传入的事件标识符加时间戳或者通过测量接收到的事件之间的时间来重建第二ASIC 120处的整个数据流。能够同时发生两个或更多个边沿定时事件，对于具有较低时间分辨率的系统尤为如此。同时发生的边沿定时事件可以被同时检测到，但是可以被顺序地处理。这将导致定时误差，该定时误差会在到达第二ASIC的信号中表现为随机误差并且会被噪声整形功能滤除掉。换句话说，能够顺序地缓冲和发射同时发生的事件，而对准确度的影响最小。
在另外的示例中，提供了用于执行模数转换的系统，该系统包括：具有第一ASIC的探头；具有第二ASIC的处理单元；以及数据通道。第一ASIC适于接收模拟信号并输出包括异步时域脉冲的二元比特流。第二ASIC适于接收二元比特流并基于时间-数字转换来生成数字输出。数据通道适于将二元比特流从第一ASIC传播到第二ASIC，其中，第一ASIC与第二ASIC在空间上是分开的。
图9示出了图3所示的处理链的实施例，其中，探头130包括换能器元件160和异步Σ-Δ调制器150。另外，通过数据通道210被连接到探头内的第一ASIC的第二ASIC 120包括时间-数字转换器290。换句话说，信号处理系统包括空间分布的异步Σ-Δ调制器和跨两种不同技术(第一ASIC 110和第二ASIC 120)的时间-数字转换器，在一些应用中，第一ASIC110与第二ASIC 120之间的距离很远，具体取决于超声系统的特定需求。
如上面所讨论的，异步Σ-Δ调制器将传入的模拟幅度信息编码在二元时域信号中，并且该编码是完全异步的。因此，时间-数字转换器290可以用于从由异步Σ-Δ调制器150生成的二元比特流中检索编码的幅度信息。在时间-数字转换之后，所检索的数据(现在是数字形式)可以用于分析原始模拟信号。在信号处理系统被包括在超声系统内的情况下，所检索的数据可以用于构建超声图像。
由于离开异步Σ-Δ调制器150的数据是异步的，因此时间-数字转换器290使用内部时钟信号进行操作，以便对传入的信号进行正确的排序和关联。
在当前实施例中，时间-数字转换器的时钟频率是所需死时间的函数。死时间取决于在能够实现所需的SNR的情况下在信号重建期间的最大可接受误差。
可以将时间-数字转换器配置为以多种方式操作，例如测量事件之间的时间或者在事件到达时简单地加上时间戳；然而，在解读由异步Σ-Δ调制器生成的异步信号的情况下，优选的操作模式是在时域中测量两个事件之间的时间长度。这样，除非存在额外电路来累积时间差并将其表示为从任意起点流逝的总时间，否则将无法对这些事件加时间戳。当然，可以使用时间戳代替测量相继的事件之间的时间，但是将需要足够准确的时间参考，这很可能会降低电源效率。
在每个换能器元件160都被连接到个体异步Σ-Δ调制器150(其被连接到个体时间-数字转换器290)的系统中，第一操作模式会是优选的。替代地，在多个换能器元件被连接到单个异步Σ-Δ调制器的情况下，时间-数字转换器可以在第二模式下操作。在另外的示例中，在多个异步Σ-Δ调制器的信号被单个时间-数字转换器多路复用并接收的情况下，如上所述，时间-数字转换器可以在第二模式下操作。
在另外的示例中，提供了流水线式时间-数字转换器，其包括粗略时间-数字转换器和精细时间-数字转换器块。粗略时间-数字转换器适于：接收传入的信号并输出粗略数字输出和粗略残留时间这两者。精细时间-数字转换器块接收粗略残留时间，并且包括一个或多个串联连接的精细时间-数字转换器。一个或多个精细时间-数字转换器中的每个精细时间-数字转换器都适于：接收来自串联连接的时间-数字转换器中的前一个精细时间-数字转换器或粗略时间-数字转换器的传入的残留时间，并且将传出的残留时间输出到串联连接的时间-数字转换器中的后一个精细时间-数字转换器并输出精细数字输出。
图10示出了流水线式时间-数字转换器300的示意图。流水线式时间-数字转换器包括粗略时间-数字转换器310和精细时间-数字转换器块320，精细时间-数字转换器块320包括多个精细时间-数字转换器330。
通常，需要时间-数字转换器来处理时域中的信息，例如，由如上所述的异步Σ-Δ调制器生成的二元比特流。在这种情况下，TDC的输入处的信息信号包括由脉冲表示的事件的序列。时间-数字转换器可以测量两个脉冲之间的时间并将其表示为数字信号。必须以足够的保真度确定这些脉冲之间的时间，以进行正确的信号处理。
时间-数字转换器的若干性能特性对于实现这样的保真度至关重要。首先，必须以足够的准确度测量每个时间段，并且转换器必须能够在前一次测量之后足够快地开始后续测量。在测量结束与新的测量开始之间的时间被称为死时间。在理想情况下，时间-数字转换器的死时间为零。最后，转换器必须能够检测到由第一ASIC 110(更具体地说是异步Σ-Δ调制器150)生成的整个时间段范围。换句话说，时间-数字转换器必须具有足够的动态范围。
通常，在常规的时间-数字转换器设计中，需要在分辨率与死时间之间进行权衡。提高转换器的分辨率通常会引起死时间增加。当然，能够优化这两个参数，但会以功耗为代价。例如，连续运行的高频转换器将具有与比特孔径成比例的分辨率，并且死时间与操作频率成反比。然而，功率耗散将与这两个参数成比例，这意味着这种设计的可行性不高。
图10所示的流水线式时间-数字转换器300在不损害功率耗散的情况下实现了高分辨率和低死时间这两者。流水线式时间-数字转换器包括多个级联的个体时间-数字转换器级。第一级是例如基于环形振荡器或计数器的低等待时间的粗略时间-数字转换器310，其以低频运行来降低功耗。环形振荡器的频率与时间-数字转换器的死时间成反比。
粗略时间-数字转换器310每次进行测量时都会产生误差(其被称为残留时间)，需要确定并考虑该误差以获得高分辨率。在包括精细时间-数字转换器330的下一级中测量该残留。然后将第二级的残留馈入另一个精细时间-数字转换器并重复该过程，直到达到期望的分辨率为止。
图11更详细地示出了粗略时间-数字转换器310。
在图11所示的实施例中，首先由多路复用器340接收传入的信号，该多路复用器340可以适于将来自多个通道的传入的信号组合成要通过粗略时间-数字转换器传递的单个信号。由多路复用器生成的脉冲可以用作针对时间-数字转换器的触发信号。在时间-数字转换器仅从单个源接收信号的情况下，例如在如上所述的多路复用器被包括在第一ASIC110上的情况下，可以将多路复用器340排除在外。
为了测量传入的信号(其被称为触发脉冲)的到达时间并产生残留时间，时间-数字必须同时满足以下两个条件：当触发脉冲到达时，存储环形振荡器350的状态；并且将触发脉冲之后的环形振荡器的输出与初始触发脉冲本身组合在一起。第二操作产生了粗略时间-数字转换器的残留时间。另外，环形振荡器被耦合到计数器360，该计数器360用于增大粗略时间-数字转换器的动态范围。
来自环形振荡器的信号和来自多路复用器的触发脉冲都被传递到选择器370，选择器370的核心部件是D触发器。来自环形振荡器的信号用作针对D触发器的时钟信号，并且来自多路复用器的触发脉冲用作清零(CLR)信号。D触发器的D门保持在高水平处。仅当环形振荡器信号和触发脉冲都为高水平时，D触发器的输出以及选择器的输出才会上升到高水平。以这种方式，选择器将仅使环形振荡器脉冲之后的触发脉冲通过。
选择器370的输出然后被传递到时间放大器380，该时间放大器380生成粗略残留时间Tcres并将其传递到编码器390，该编码器390生成粗略数字输出Dcout。在这种情况下，时间放大器是D触发器脉冲串放大器，并且编码器是二元编码器。粗略残留时间Tcres然后被传递到精细时间-数字转换器块320。
图12更详细地示出了精细时间-数字转换器330。
精细时间-数字转换器块320的每个精细时间-数字转换器330级都是相同的并且包括低带宽转换器400，在低带宽转换器400之后是时间放大器410。低带宽转换器包括时间寄存器420和常规的时间-数字转换器430，这两者均适于接收粗略残留时间Tcres。常规的时间-数字转换器会生成精细数字输出Dfout，然后可以从精细时间-数字转换器输出该精细数字输出Dfout并将其与粗略数字输出Dcout组合以生成流水线式时间-数字转换器的最终数字输出。
然后，精细数字输出Dfout被传递通过数字-时间转换器440并从由时间寄存器测量的粗略时间残留Tcres中被减去。由于转换不精确，因此该减法将引起小的残留时间。然后，该小的残留时间被传递通过时间放大器410以放大转换器的残留，使得该残留与下一级的动态范围相匹配，从而生成精细残留时间Tfres。时间放大器块放大流水线中的相应的级的误差信号，以便在后续级实现高分辨率比较。
应当注意，低带宽转换器应当能够检测到的最大时间段是第一级的操作频率的倒数，更具体地说是环形振荡器的倒数。
根据给定应用所需的最终数字输出的分辨率，残留时间可以被传递通过任意数量的精细时间-数字转换器330级。
本领域技术人员通过研究附图、公开内容以及权利要求，在实践请求保护的发明时能够理解并实现对所公开的实施例的其他变型。在权利要求中，“包括”一词不排除其他元件或步骤，并且词语“一”或“一个”不排除多个。虽然某些措施被记载在互不相同的从属权利要求中，但是这并不指示不能有利地使用这些措施的组合。权利要求中的任何附图标记都不应被解释为对范围的限制。

Claims (17)

1.一种用于将模拟信号从探头(130)传输到远程处理单元的信号处理系统(100)，包括：
在所述探头处的第一ASIC(110)，所述第一ASIC适于接收从对象采集的模拟探头信号，其中，所述第一ASIC包括：
异步Σ-Δ调制器(150)，其中，所述异步Σ-Δ调制器适于：
接收所述模拟探头信号；并且
输出包括异步时域脉冲的二元比特流；
在所述远程处理单元处的第二ASIC(120)，所述第二ASIC适于接收所述二元比特流，并且其中：
所述异步Σ-Δ调制器包括：
时间增益功能电路(240)，其适于随时间更改所述异步Σ-Δ调制器的时间增益功能，其中，所述时间增益功能适于：
控制所述异步Σ-Δ调制器的反馈增益，从而控制所述异步Σ-Δ调制器的动态范围；
并且其中，所述时间增益功能电路(240)还适于基于与所述探头的成像深度有关的用户输入来更改所述异步Σ-Δ调制器的时间增益功能。
2.根据权利要求1所述的信号处理系统(100)，其中，所述信号处理系统还包括数据通道(210)，所述数据通道适于将所述二元比特流从所述第一ASIC(110)传播到所述第二ASIC(120)。
3.根据权利要求1至2中的任一项所述的信号处理系统(100)，其中，所述第一ASIC(110)以大于或等于1.8V的电压进行操作，并且其中，所述第二ASIC(120)以小于或等于1.8V的电压进行操作。
4.根据权利要求3所述的信号处理系统(100)，其中，所述第一ASIC(110)以2.5V的电压进行操作。
5.根据权利要求3所述的信号处理系统(100)，其中，所述第二ASIC(120)以1.1V的电压进行操作。
6.根据权利要求1至2中的任一项所述的信号处理系统(100)，其中，所述异步Σ-Δ调制器(150)包括低噪声放大器(190)。
7.根据权利要求6所述的信号处理系统(100)，其中，所述异步Σ-Δ调制器还包括反馈电容器(200)，所述反馈电容器与以下各项连接：
所述低噪声放大器的输出；以及
所述低噪声放大器的输入。
8.根据权利要求1至2中的任一项所述的信号处理系统(100)，其中，所述异步Σ-Δ调制器还包括低通滤波器。
9.根据权利要求1至2中的任一项所述的信号处理系统(100)，其中，所述异步Σ-Δ调制器还包括异步二元量化器(180)。
10.根据权利要求1至2中的任一项所述的信号处理系统(100)，其中，所述异步Σ-Δ调制器包括反馈数模转换器。
11.根据权利要求1至2中的任一项所述的信号处理系统(100)，其中，所述第一ASIC(110)还包括声学换能器元件(160)，其中，所述声学换能器元件适于接收传入的声学信号并输出所述声学信号。
12.根据权利要求1至2中的任一项所述的信号处理系统(100)，其中，所述第二ASIC(120)包括解调器(220)。
13.根据权利要求12所述的信号处理系统(100)，其中：
所述解调器适于：
接收包括异步时域脉冲的所述二元比特流；并且
输出经重建的模拟信号；并且
所述第二ASIC(120)还包括适于接收所述经重建的模拟信号的模数转换器(230)。
14.根据权利要求1至2中的任一项所述的信号处理系统(100)，其中：
所述探头(130)是超声探头；并且
所述远程处理单元是后端信号处理单元。
15.一种用于将模拟信号从探头(130)传输到远程处理单元的方法，所述方法包括：
在所述探头处的第一ASIC(110)处接收来自对象的模拟信号；
通过异步Σ-Δ调制器对所述模拟信号执行异步Σ-Δ调制，从而生成包括异步时域脉冲的二元比特流；并且
在所述远程处理单元处的第二ASIC(120)处接收来自数据通道的所述二元比特流，并且其中：
对所述模拟信号执行异步Σ-Δ调制包括：
随时间或者基于用户输入来更改所述异步Σ-Δ调制器的时间增益功能，其中，所述时间增益功能适于：
控制所述异步Σ-Δ调制器的反馈增益，从而控制所述异步Σ-Δ调制器的动态范围；
并且其中，所述异步Σ-Δ调制器的所述时间增益功能是基于与所述探头的成像深度有关的用户输入来更改的。
16.根据权利要求15所述的方法，其中，所述模拟信号包括超声信号。
17.一种包括计算机程序代码单元的计算机程序，当所述计算机程序在计算机上运行时，所述计算机程序代码单元适于实施根据权利要求15至16中的任一项所述的方法。
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