CN1279844A - 带有△∑反馈控制的成束超声成像器 - Google Patents

Abstract

提供了一种用于减小一个成像系统中的一个被动态延时的数字样本流的失真的方法和设备,该方法包括以大于输入模拟信号的奈奎斯特频率的频率对成像系统的一个输入模拟信号进行△∑调制以产生一个数字样本流的步骤以及在保持系统的一个△∑调制器与一个解调器之间的同步性的同时改变样本流的长度以使样本流的一部分延时的步骤。

Description

带有△∑反馈控制的成束超声成像器

本发明的领域

本发明涉及超声成像，较具体地涉及超声成像信号的△∑调制。

Ⅰ．背景

许多相干阵列系统(声学的或电磁的)都利用某种形式的动态聚焦来产生具有衍射极限分辨率的图像。其例子有超声、声纳、和雷达系统。本公开的以下部分将主要集中于超声相干阵列成像系统，但其原理也可应用于声纳、雷达或其他相干阵列成像系统。

目前的医用超声系统通过发射振动脉冲及其后对反射能量的接收和处理来产生人体内软组织的图像。对于每次发射，发射的振动脉冲往往限于一个沿着特定导向角方向的单个焦点。反之，反射信号是被连续记录的，接收时可进行阵列再聚焦。动态接收聚焦是这样完成的：在对所有单元上的RF(射频)信号相加之前改变各个通道的时间(距离)延迟以形成接收束。

最新技术的完整超声成像系统使用了大量专用集成电路(ASIC)、数字信号处理器(DSP)、微控制器(μC)、缓存器等等，它们被总成在一组由一个改型通信总线(通常是VME总线)连接的印刷电路板上。图1一般地示出了各个处理单元的方框图，这些处理单元提供了现今医生能从高质量超声成像器期望到的大范围的功能。本公开首先注重将是前端处理器，或更具体地是成束器。已经存在许多关于各种不同成束体系和各种例如多普勒和颜色流处理器等下游处理单元的实现方法的技术。

最新技术系统采用了类似图2所示的成束方案，其中每个通道上的一个高速多位模数转换对输入的超声信号进行采样。然后，这些采样样本在被一组管道式数字加法器相加之前被几种方法中的一种方法延时。延时结构补偿了通道相对于所需接收焦点的几何位置。当对阵列求和时，恰当延时后的各个信号将产生相干干涉。不过，当发射脉冲进入到组织中时这些延时必需要改变。要实现动态地改变延时量是困难的。但存在着大量体现了各种使用至今的方法的以往技术。较早的系统(约1980年以前)采用模拟延时及求和，这存在着对像质有不利影响的信噪比问题和温度漂移问题。虽然目前的全数字系统大为改善了像质，但所需的成束硬件和处理硬件有数量多、昂贵和功耗大等问题。

本发明提出的系统利用过采样△∑调制和对接收图像成束的动态延时，解决了上述这些问题。△∑调制器中的反馈控制或数字输出的重新编码减少了动态延时改变所导致的失真。

借助于预调制，本发明的基本过采样方法得到了进一步改进，使带宽可以与量化声有效地平衡。而且还包含了多级的成束，使得可以有效地使用二维阵列。一个延时级用于竖向成束，另一个延时级用于水平(方位)成束。最后，利用已有的接收调相电路首次能实现了正确的发射调相，从而减少了系统的复杂性的功耗。

Ⅱ．本发明的概述

为补偿成像系统的△∑调制器中动态延时信号流的失真，提供了一种设备和方法。该方法包括两个步骤：改变△∑调制器正在产生的比特流的一部分的长度，以及调节△∑处理器的反馈大小或对所处理的数字信号样本重新编码以补偿变化了的延时量。

首先通过描述过采样接收成束器的部件和操作来给出该系统的全貌。还将简单地讨论将这些部件用于发射目的。将详细地讨论关于△∑模数转换器(A／D)及其在系统中的应用情况。还将给出改进其性能的方法。还将说明该系统的一些其他重要细节，例如，对阵列消旁瓣，对样本流延时和执行必要的算法等的方法。

本节将重复参考图3，该图示出了所提议成束器的一种系统级的方案。这里将给出发射操作和接收操作的一般讨论。以下两节中将把该讨论扩展到对每个功能元件的详细说明。作为例子，我们假定有源传感器是一个64×8单元的1．5维阵列，它依次地沿着水平方向步进，总共跨越一个192×8单元的阵列，由此扫出一个线性扇区(对于平面阵列)或一个偏置扇区(对于弯曲阵列)请注意，对这一系统给出的具体策略可以容易地修改得能适合于任意阵列布局。

在整个本公开的讨论中，都存在着易于修改的特例。例如，阵列中竖向单元的数目是可改变的，可以不用8个单元而用7个单元。以下是系统参数的一个清单，应该认为这些参数都是可变的；

阵列几何布局和构形一影响扫描模态和正确成束所需的延时量。

发射样本率一影响发射信号的信号／量化噪声比(SQNR)和模式存储器的大小及数据路径的带宽要求。

接收样本率一影响△∑调制器所设定的数字信号的SQNR。还影响钟频和系统的数据路径带宽。

并行／串行和串行／并行转换电路系统中到处使用的电路，用于改变钟频和数据的比特宽度。所有这种电路都能制作成能为并行／串行转换和串行／并行转换提供不同的钟频比。

△∑调制器阶数一影响数字化信号的SQNR。调制器的阶数愈高则声整形愈好，但涉及的电路愈复杂。

△∑量化器比特数一影响数字化信号的SQNR和调制的稳定性。数据路径带宽也与它有关。

所有这些项都将结合所考虑的一个特定实施例讨论，不过根据设计中的折衷权衡考虑，它们全都是可改变的。

Ⅱ．1发射成束器(Tx)

产生一个超声发射(Tx)束要求发射脉冲波形经适当地延时后去驱动一个1．5维阵列中的每个传感器单元。在我们的系统中，波形被存储在被整个系统共用的一个发射模式存储器中。脉冲波形用一种工作于320MHz的名义采样率下的二级双电平△∑数字化方案编码，其中每个样本的数据可以仅用1个比特来代表(和存储)。从存储器读出数据的方式是以1／16的Tx的采样率每次从存储读出几个样本(例如16个样本)，然后这些数据被输送给一个64：1分裂器，经缓存后提供给64个不同的数字延时结构。数据以1／16采样率被移位到延时结构中。每个水平通道延时结构都有一个独立的设置，命名得可以对发射波形施加4096种不同的延时量，这些延时例如用于水平导向和聚焦。由于把输入的分流位置改变一个样本实际上将使发射延时改变16个1比特的样本，所以延时量的改变单位是Tx采样周期16倍。

在对64个水平通道进行延时后，对每个竖直通道(即总共512个通道)把发射数据分裂和缓存到8个不同的数据延时结构中。这第二组数字移位寄存器和并行／串行转换(P：S)电路实现第二次延时。这里由P：S提供的延时单位等于采样周期。对512个通道所施加的独立延时将实现发射焦点在空间上是固定的，所以两组延时也是固定的。

每个通道经适当延时的发射数据被从二值的1比特数字表示转换成一个模拟电压。然后用一个比较简单的FIR滤波结构对该模拟信号进行低通滤波，以减小△∑调制噪声。还对每个通道的模拟信号进行了三比特(8级)的除旁瓣乘法。然后该模拟信号被一个差动高压功率放大器放大，以高达±66V的电压去驱动传感器单元。由发射／接收(T／R)模拟开关和水平模拟转换把功率放大器连接到适当的传感器阵列单元上。

Ⅱ．2接收成束器(Rx)

发射了发射脉冲之后，每个通道上的T／R开关将把接收电路转接到传感器阵列单元上。512个通道的每个通道都使接收到的信号通过低噪声放大器(LNA)和时间增益补偿(TGC)放大器。TGC放大器的增益是可变的，用于补偿作为组织深度的函数的超声信号的指数衰减。接着利用一个工作于320MHz采样率的预调制3阶△∑调制器使放大的信号数字化。后面将详细讨论这个调制器单元。不过简单地说，它的输入是模拟信号，它的输出是一个单比特(±1)的△∑调制数字信号。与调制器输入端连在一起的接收除旁瓣器在通道切断时(以满足最小F／数准则)将给出零输入，否则将让预调制的IF(中频)信号通到△∑数字化器上。数字化器的单比特输出可以从320MHz的信号转换成例如一个20MHz并行16位字(1：16的串／并转换S：P)。对于这种减小了钟频的延时线，需要在延时电路之外还加上一些额外电路，以达到所需的1／32波长延时分辨率。

△∑调制器／除旁瓣器后面的数字延时线被设计得能接受任选的串／并转换所产生的字宽和钟频。这些延时线结构可以进行如下类型的延时，所有这些延时都是可累加的：

1)对(超)声束上每个点的竖向聚焦的动态延时；

2)对声束竖向导向的静态延时；

3)对声束上每个点的水平向聚焦的动态延时；

4)用于水平束导向细调的小量静态延时。

后面将对本系统的一个重要特点即改变延时量的方法进行较多篇幅的讨论。目前只需假定动态延时线正确地扩大了样本流的长度，使得第1和第3类延时能根据距离来施加，第2和第4类延时是固定的预设。与延时线相关联的控制电路含有一个能计算何时应改变延时以同时保持竖向和水平向的聚焦(后面将有更多的讨论)。一旦接收信号被延时，将对8个竖向单元进行求和。如果S：P转换增大了延时线的比特宽度，则可能同时发生几个8输入的求和。由于高的采样率和大的输入个数，每个求和可能以管道式并行方式实行。可以用每个求和的5比特输出输送给滤波器和取舍电路，以1／4至1／16的接收采样率(例如20MHz)产生一个13至20比特的输出。后面将讨论滤波和取舍，不过可以指出，加入这一级的原因是减小所有后续级的钟频。减小钟频既可减少延时级数又可减少每一级的功耗，结果使总功耗平方地减少。每个竖向求和中的5比特未取舍字或13-20比特已取舍字被第二个数字移位寄存器延时固定的量，综合成水平导向和静主态聚焦。最后，对64个水平通道的管道式相加完成了接收成束操作，产生1／16采样率的多比特数字值。这个数字信号可以直接传送给其他的处理电路，进行扫描转换、多普勒处理、和显示。或者，也可以用一个高阶△∑转换器来把22比特数字值转换成一个高比特率的信号，该信号可以用光学方法或通过RF(射频)连接传送给其他处理电路。

概述

提供了用于减少一个成像系统的被动态延时的数字样本流中的失真的一种方法和设备。该方法包括以下步骤：以高于输入模拟信号的奈奎斯特(Nyquist)频率的频率对该成像的输入模拟信号进行△∑调制，以产生一个数字样本流；以及在保持△∑调制器与系统的一个解调器之间的同步性的同时，改变样本流的长度以对其一部分延时。

附图的简单说明

图1是根据本发明的一个说明性实施例的超声成像系统的方框图；

图2是一种以往技术成束处理器的方框图；

图3是图1中前端处理器的方框图；

图4是基于图3数字延时结构的基于FIFO(先进先出)的动态RAM(随机访问存储器)的一个存储单元的原理图。

图5是图3延时结构的动态移位寄存器的一个存储单元；

图6是图3延时结构的一种移位寄存器实现中的数字延时原理图；

图7A-B是图3另一个实施例中的数字动态延时原理图，其中7A对应于可变输入和恒定输出，7B对应于恒定输入和可变输出；

图8是图3另一个实施例中的图5数字延时原理图，其中利用了具有可选转折(turn-around)点的长号形移位寄存器；

图9是另一个实施例中的图3数字延时原理图，其中示出了利用灰度码交叉网络的互补延时线；

图10A-B是图9的数字延时原理图，其中示出一种由CCD(电荷耦合器件)实现的交叉多路复用器(MUX)的结构和时钟模式；

图11是图9的数字延时原理图，其中示出了互补延时线结构的控制；

图12A-D是图9的数字延时原理图，其中示出一个具有单调(字母)样本系列输入的4环路互补延时线；

图13是图9的数字延时原理图，其中示出了交叉转接控制电路，该电路允许从最低位的交叉多路复用器传播到较高位的交叉多路复用器，由此保持了样本系列的单调性；

图14是图9的数字延时原理图，其中示出了交叉转接控制电路，它能明确控制结构内哪个样本该重复或舍弃；

图15是图3另一实现中的数字延时原理图，其中示出了一个16进制树状分段线性移位寄存器，它具有可变输出和恒定输入；

图16是图3的梳状滤波器和D／A(数模转换器)结合结构，它能把△∑调制数字数据流转换成用于驱动各个传感器单元的滤波模拟电压；

图17是图3的改型滤波器和D／A结构，它不仅用零参考电压作为复原电压，而且还用它作为D／A的一个可能输出电平；

图18是图3的低噪声放大器(LNA)，它不仅有低噪声特性而且还为系统的输入提供中等的增益；

图19是图3中差动TGC级的原理图；

图20A-B是图3的TGC，其中示出了用于数字控制TGC的线性增益和指数增益的两种方法；

图21是增益与用于图3指数TGC的数字控制字值的关系曲线图；

图22是增益误差与用于图3 TGC的控制字值的关系曲线图；

图23是图3的TGC和一种改善步进误差(实际增益与理想指数增益的差别)的方法，其中利用了两种并行的C2C来产生两个大致相等的增益斜坡，只是其中一个斜坡偏置了模数的一半(该情形中为8／2=4)，使平均误差较小；

图24是图3 TGC的增益对数字控制字值的误差曲线，其中利用了偏置斜坡平均技术；

图25是图3的TGC，其中利用了图24误差减小方法的纯数字实现；

图26A-C是另一个实施例中的图3／△∑转换器；

图27说明插入在图3调制器与解调器之间的延时(和重复样本)；

图28说明图3中预调制器的操作，其中通过将一个超声信号与一个余弦信号相乘来产生一个重复和位移的频谱；

图29是图3预调制方案的原理图；

图30A-B是另外实施例中的图3△∑调制器；

图31是图30所示电路的原理图，其中预调制器，△∑调制器、积分器和反馈电路被集成在单个串级模拟电路中；

图32示出图3填充比特电路的一种实现；

图33A-B示出图3成束器的一种改型，它能接收多个要同时成束的声束；

图34示出图3的延时结构，其中示出了由一个移位寄存器或FIFO存储器组成的粗延时结构；

图35A-C示出图3的动态延时结构，其中示出了三个操作循环；

图36A-C示出图35例子的继续；

图37A-B示出图36例子的进一步继续；

图38A-D示出用于图3跳变样本数据路径的充填比特电路；

图39是用于图3中跳变时钟发生器的跳变时钟算法流程图；以及

图40是另一个实施例中的图3成束器的方框图。

Ⅲ．详细说明

美国政府对本发明具有已付款的特许，并且有权在一些限定的情况下要求专利拥有人根据DARPA所提供的合同号为No．N00014-96-C-0191的ONR合同中的条款中的合理部分向其他方提供特许。

Ⅲ．0发射部件

本节将详细讨论图1超声成像系统中图3所示成束系统10的各个发射成束元件。由于从许多方面来说成束系统10的发射操作都要比接收操作更为直观和易于理解，所以首先对它进行讨论。第四节将讨论本发明的接收部件。有些部件在发射和接收中都要用到(其中最重要的是延时结构)。这些部件将在本节讨论而不在第Ⅳ节讨论。

Ⅲ．1阵列

声传感器的二维阵列12由192个水平(方位)单元×8个竖向单元组成。在192个水平单元中，只有一个含64个单元的子孔径对一个发射束或一个接收束有效。因此，有效孔径是64(水平单元)×8(竖向单元)，总共有效通道为512个。对每个声束使这个64单元的子孔径沿着水平方向逐步扫过在192个单元的阵列，将得到一组扫过感兴趣视场内的一个平面的声束。阵列表面既可是平面的，也可是弯曲的，分别得到线性的或偏置的扇区扫描。

虽然这里所讨论的成束系统10是对这种阵列设计的，但并不局限于这种阵列。也就是说，主要通过对前端模拟多路复用器14的修改，可以容易地使成束硬件对任何阵列布局也同样能很好地工作。选择这里的特定布局将能以512个有效通道给出最佳的像质。可以根据某个特定应用中的阵列类型来任意扩大或压缩这里的成束器。

Ⅲ．2发射模式存储器

发射模式存储器54在物理上靠近于成束器10或被集成在成束器10内。一个2kbyte(千字节)的SRAM(静态RAM)使用1比特△∑调制码至少可以存储4个以320MHz采样的12．8μs脉冲波形。为了缓解存储器访问时间的限制，这种码每次至少被读出8个字(即40MHz的读出频率)。一种可能的2比特码具有如下三种输出值：

00-值0

01-值+1

10-保留(T／R转换控制)

11-值-1

注意其中“10”码被保留用于控制(将在Ⅲ．5中讨论)。一个1比特码直接把0、1码分别映射成-1、+1值。存储器54中至少存储了4个不同的发射模式。B模态、颜色流、和两个多普勒模态。每种模态都要求一个具有不同信号带宽的发射脉冲串，从而至少需要三种不同的模式。在一个接收束结束时，前端控制器将发出一个信号来起动发射循环。在一组偏置计数器74、62表明有效发射数据已通过了延时线之前，将在Ⅲ．5-Ⅲ．9中讨论的前端驱动电路不会发射。当前端控制器给出开始发射的信号时，一个计数器58将使一个2至4kbyte的存储器54从初始偏置地址增加到结束地址。在正常情况下发射存储器将输出适当的样本然后停止。

本公开的成束器10也能支持第4种模态。连续波(CW)多普勒模态利用连续的、相位适当的RF信号来在组织中形成一个低空间分辨率但有高多普勒灵敏度的焦点。借助于我们提出的发射信号发生电路，发射模式存储器必须被装载以单个发射模式，然后被循环地访问以产生CW信号。在已编码(存储)的发射序列结束时，地址计数针复原为零并继续重复地访问存储器以合成出一个连续的RF信号。在该模态下，一些通道被用于发射，而其余通道则被用于接收。这并不影响到发射模式存储器54，不过T／R(发射／接收)开关47和86必须在整个系统中作适当的设置，以规定每个通道的操作。由于各个固定延时线的共用性质，一个特定水平列中的所有竖向单元全都将或者用于发射或者用于接收。此外，在CW操作下发射模式可以是一个方波驱动模式而不是△∑编码波形。由于△∑模式可能不具有精确的周期性，所以用方波可以简化存储器的循环访问。

Ⅲ．3数字式固定延时和动态延时

有许多方法可以实现动态的和固定的数字式(或模拟式)延时结构34、40。本节将讨论其中的几种延时机制并简短地说明它们的优点和缺点。

在第一个实施例中，延时一个数据流的常用方法是利用一个带有分开的写入和读出指针的FIFO存储器来访问一个循环存储缓器。随着延时量的增加，读出与写入指针之间的间隔也将增大，直到整个FIFO存储器的长度都被用来存储数据(对应于最大延时)。虽然在我们的系统中可以使用静态FIFO存储器，但是其高频工作时的尺寸和功耗使得它不是最佳的选择。可以用标准的动态RAM作为FIFO存储器，但是其读出线的敏感电流(sense-amps)要求基底有特定的偏置和其他复杂的自定时电路。在一个说明性实施例中采用了另一种选择，即使用一个图4所示的存储单元102，其中在A点有一个动态存储节点，另外还有一个连接在输出读出线上的三态缓存器。因为每个单元中的缓存器都能通过一个完全的逻辑改变来驱动读出线，所以该结构不需要敏感电流。对读出线进行预充电可以增大操作速度。由于该实现不同于下述的移位寄存器实现，不是在每个时钟周期中都会有数据移位，所以它的功耗可以比其他方法的低。然而，地址计数器和解码器的功耗抵消了这一功耗节省。图6示出一种基于FIFO存储器的动态延时线34。

自1970年代初以来就使用电荷耦合器件(CCD)来在物理上把电荷从一点移动到另一点(此外CCD还被广泛用作成像器件)。梅伦(R．D．Melen)等人试图用CCD来模拟超声成束，但时钟方面的困难使这一设想不实际。目前的CCD能以高于200MHz的工作频率转移约60dB动态范围的信号。这些CCD可以容易地转移本发明△∑调制器的三级量化模拟信号输出，而不是2位的数字信号。8通道的竖向求和可以是对量化的延时信号的模拟求和，由此可产生一个有17个可能电平的模拟信号(如果只采用7个竖向单元，则可能电平数为15)。64个通道的水平求和将使量化级数达到1025(若只采用7个竖向单元(EL)则此数为897)，这个数字很容易为CCD的60dB SNR极限所支持。简言之，前面所提议的用多比特位数字实现的所有延时和求和操作都可以用CCD以准模拟(量化的模拟电平)的方式完成。在该情形中，延时线是可变长度的CCD移位寄存器，而求和结点则是把各个量化的电荷“包”聚在一起的公共CCD节点。这种结构将使纯数字实现的小巧性受到一定损失。具体地说，在整个成束器中可以使用CCD来移动、延时、以及求和△∑量化电荷。但是这种实现需要很大的芯片面积，这是因为当前CCD的制造工艺最小能做到1．2μm的尺度，而标准CMOS(互补金属氧化物半导体)的制造工艺最小能做到0．35μm的尺度。所以也研究了标准的CMOS延时线和求和器。

固定和动态的数字延时线40，34可以用可变长度的多比特CMOS移位寄存器实现。延时线的连续性和高工作频率使得动态CMOS移位寄存器是本应用中的一种优选器件。也就是说，由于电容器动态存储器(如动态RAM中那样)已足以满足工作频率，所以移位寄存器的存储单元不需要像静态RAM那样是静态的。图5示出了一种最简单的动态CMOS移位寄存器，虽然可以有多种实现方法，但这里对每个存储单元102使用了6个晶体管(两个串接的倒相器，每一级再使用一个隔离晶体管)。

CCD和CMOS移位寄存器都是通过可变数目的传输级把数据从输入端移位到输出端。延迟线结构必须能在响应于一个控制信号时改变延时量。当级数固定时，只能从一束到另一束的延时。反之，对于一个声束，动态延时的级数(每个通道的)在数据流经的过程中将多次发生变化。有许多方法可以做到这一点，其中例如有：

1)具有可变输入、恒定输出线性移位寄存器；

2)具有恒定输入、可变输出的线性移位寄存器；

3)具有可选转折点的长号形寄存器；

4)互补灰度码交叉转换网络；

5)具有可变输出或输入的分段线性寄存器。

有许多结构可以适当地改变表现延时量；这里将简单地讨论上述几种结构，以说明各种可能性。

Ⅲ．3．1具有可变输入和恒定输出的线性移位寄存器。

图7A示出另一个说明性实施例中的一个具有可选输入位置的CCD和CMOS线性移位寄存器34、40。解码器／解复用器104根据控制线性选择应使用哪个输入端。该延时线的输出该就是最后延时级的输出端。这个结构在输入线上有非常大的扇出(fanout)。因为它对每个解码器单元都是共用的。对于CCD(准模拟)实现，大的扇出可能是一个问题，因为这需要大的模拟缓存器。CMOS实现也可能需要大的输入缓存。

Ⅲ．3．2具有恒定输入和可变输出的线性移位寄存器。

图7B示出在另一个说明性实施例中的一个具有单一输入端和一个连接在每个可能输出端上的多路复用器的CCD或CMOS线性移位存储器34、40。多路复用器106选择该结构中的哪一个输出端将被转接到缓存器上。由此选择了通过该移位寄存器的延时量。这一结构与上述结构有相似的扇出要求，只是这里是对输出的扇出要求。多路复用器的每个输出都要被联系在一起，从而造成转换器多路复用器单元必须驱动的十分大的输出容量。在DDC和CMOS实现中都可能要求缓存这些输出。

Ⅲ．3．3具有可选转折点的长号形寄存器。

从前两种结构中的缓存问题考虑，最好选用单个输入／输出的方法。图8示出另一个说明性实施例中的一种这样的结构，它是长号形(CCD或CMOS)移位寄存器34、40，该“长号”的转折点是可选的。数据从上部进入并向右流动。一个解码器108选择上面行中数据的转折点，而不是选择下面行向左流动的数据转折点。图8中每一延时级都延时半个延时周期，所以对每个样本需要2次这样的延时，延时在样本时钟的两个相对电平被选通(或者被不重叠的两个相位时钟选道)。

Ⅲ．3．4利用灰度码交叉网络的互补延时线。

如图9所示，根据另一个说明性实施例发展了利用被交叉转接开关110分开的一些二进制长度的延时级的另一种新型单输入单输出延时结构34、40，输入被分解成并缓存于两个“互补”的延时线上，分别通过一些延时长短不同的单元组合。每个2^N+1的延时环设有比下面行中的单延时级多2^N个的延时级。每个环下面行中的交叉转接开关110使两条延时线被连接成直接通过或交叉通过的形式。通过适当地控制各个交叉转接开关110，可以在数据流经它们时切换，以提供动态延时量改变。

交叉转接开关110是互补延迟线中的重要功能元件。该交叉转接开关实施例的CCD实现要求图10所示的结构110。通过改变该结构右侧的时钟驱动模式(图中以开关表示)，交叉转接开关110可以在直接通过与交叉通过之间相互切换。CMOS实现则要求有能为每条延时线选择一条通路的4个门电路。

需要有两条延时线的理由是一条线要用作存储器以对从另一条线插入／提取样本。较准确地说，在一个特定开关处，“互补”延时线含有一个与输出延时线错开一个样本的样本序列。当该开关切换时，它通过接入互补延时线的一个输入段(长于一个样本)来延长样本序列。下面即将说明这一复杂的切换方法。

交叉转接开关切换的次序和时间十分重要。假定“0”代表直接通过，“1”代表交叉通过，则随着延时量的增中或减小，交叉转接开关实际上将遵从一种镜像灰度码计数方法。灰度码是能一对一地代表2M个不同状态的M比特布氏(Boolean)编码，其中相邻状态的差别仅仅是只有一个比特从“0”变成“1”或从“1”变成“0”。作为例子，下面示出一个4比特的灰度码。

灰度码   镜像码  十进制数   延时量

0000    0000    0          4

0001    1000    1          5

0011    1100    2          6

0010    0100    3          7

0110    0110    4          8

0111    1110    5          9

0101    1010    6          10^*

0100    0010    7          11^*

1100    0011    8          12^*

1101    1011    9          13

1111    1111    10         14

1110    0111    11         15

1010    0101    12         16

1011    1101    13         17

1001    1001    14         18

1000    0001    15         19

为了表明这一结构的灰度码控制特性，图11示出了一个具有“1010”交叉模式(十进制的6)的4级(环路)互补延时线。从输入端到输出端的路径通过了10个级，把交叉控制码改变成“0010”将施加11个样本的延时，类似地，“0011”码将得到12个样本的延时，等等。

从该结构输出的样本流必须是单调的，不过这限制了交叉转接开关能达到的切换速度。较具体地说，“互补”样本序列从一个靠近输入端的被切换开关转移到另一个靠近输出端的开关需要时间。结果，存在着必须在改变开关控制线的之前预料的与灰度码(比特)有关的定时。以图11所示的上述“1010”→“0010”→“0011”改变(表中加“*”号的三种情况)为例。将两个按字母排序(单调)的样本序列放入延时线中，得到图12A所示的情况。序列“D-M”位于当前所选的输出延时线中，它们通过该该结构时受到10个样本的延时。如图12B所示，如果样本移位一个位置并且根据控制码使最左端的交叉转接开关发生切换，则新输出的样本序列将是“EMMN”，其中出现一个重复的M。下一个要切换的是最右端的交叉转接开关，但是如果在即进行这一切换，将产生非单调的输出序列“A-EC-LN”。所以我们必须如图12C所示，在进行切换之前等待11个周期，让第一个交叉转接开关(即刚被切换的那个开关)处的“N”样本能通过结构到最后一个开关(即准备下一次切换的那个开关)处。经过了11个周期后就可以切换这最后一个开关，产生一个单调结构的输出样本序列“A-MMNN-Y”，如图12D所示。

由于这些对切换的限制使互补延时线的控制设计比较复杂。所要求的偏置(等待)取决于交叉转接开关在结构中的位置，因此被取名为“地理偏置”。下表给出了对一个8环路225级延时线的地理偏置量：

要切换的交叉转接开关    地理偏置量

2                        3

3                        6

4                        11

5                        20

6                37

7                70

8                135

对于改变非常慢的延时线，由于在需要加上一个新的延时码之前样本已有足够的时间移位该结构，所以地理偏置可以忽略。然而对于下节将讨论的接收图像的情况，延时量的变化可以快达每32个样本时钟周期改变一次(以下称作一个“跳变”(bump))。原理上我们可以用两个计数器来控制该结构：一个灰度码计数器用来向延时线提供控制比特，另一个计数器用来在允许另一次灰度码变化之前对地理偏置(大于32的)进行倒计数。不过如果我们返回到图12C以看到，可以在改变最高位交叉转接开关以在“N”样本处重组样本流之前来改变较低位(较靠近输入端)的交叉转接开关以重组“W”样本附近的样本流。结果控制码的转变应为：“1010”→“0010”→“1010”→“1011”。图13示出能产生这一非寻常交叉转接开关控制模式的一种控制结构112。

根据另一个说明性实施例，图13中的灰度码计数器输出8条交叉转接开关控制线。其中最低位的5条线Q0-Q4直接作用在延时线上。另外三条线Q5-Q7被有条件地保持在一个锁存器中，该锁存器将驱动延时结构中较高位的交叉转接开关。当线Q0-Q3为“0000”同时Q4-Q7线中有一条为“1”时，则将处于一个称之为ε的状态，其中某一个较高位开关将要切换。在进入ε状态之前(Q0-Q3=“1000”)，二进制计数器装载以偏置值[255-(地理偏置值)]。在ε状态中灰度计数器将按采样钟频增大，锁存器不激活，于是灰度码计数器脱离较高位交叉转接开关。但在另一次改变较低位开关的“跳变”处，灰度码计数器仍能增大。当二进制计数器溢出时，地理偏置失效，从而灰度码控制序列的高位部分将能被加到延迟线上(即锁存器被激活)。

至今所讨论的互补延时控制都假定了只要各样本能形成一个单调序列，哪些样本被重复或舍弃并不重要。如果需要考虑哪些样本重复或舍弃，则图14所示的说明性结构114将是合适的。这一结构非常相似于前述结构，只是这里每个地理延时都是重要的，因为它确定了从输入端到那个在输出序列中重复或舍弃一个样本的交叉转接开关的该样本转移路径的长度。不过同样的基本原理也可以用来让交叉转接开关控制线保持一段特定的时间，直到结构中的样本已足够地转移。由灰度码计数器所产生的“T”控制线实际上是对该计数器中每个比特的“循环(toggle)”控制；由于在增值时只有一个比特发生改变，所以任何时刻都只有一条“T”线处于高电平。

就我们所知，互补延时线的CCD实现在CCD技术中是一个新概念。CMOS实现也可能是新概念。这两种实现虽然是有效的，但还存在着其他可能的结构。

Ⅲ．3．5具有可变输入或输出的分段性线寄存器

另一种类似于前述线性移位寄存器(Ⅲ．3．1和Ⅲ．3．2)的可能的延时线实现34、40是分段线性移位寄存器，它利用一种16进制树状分段方法大为减少了多路复用器／解码器的复杂性，与二进制树把一个信号反复地分成两支的情况一样，16进制树把一个信号反复地分成16个不同的支。把这种树应用于将256个延时级转接成单个输出便得到图15所示的结构。首先，粗转接级利用一个16：1的多路复用器116把240(=256-16)条延时线分接到16个不同的位置上。其次的一个细转接级118接收这一信号并把它输入给另一个16级移位寄存器，并从这些输出中选出一个作为最后结果。粗、细多路复用器116、118的控制线分别代表了延时选择计数器的4个高比特和4个低比特。这种布局代表了一种具有单输入端的可变输出端结构，不过通过对各单元的简单重组可以得到一个具有单输出端的可变输入端结构。由于将要说明的原因，我们在要感兴趣于可变输出结构，该结构也称作输出型参照结构(output referedstrucfure)。

Ⅲ．3．6筒式(barrel)移位延时技术

除了上述许多数字延时技术之外还存在着另一种能减少数字延时结构34、40中所需的总存储(比特延时)节点数的技术。该结构利用了动态延时线输入端处的一个1：16并／串转接结构和一个跳变旗标数据比特，该比特将指明在一个由16个样本组成的组(称作一帧)内某处是否发生了预调制(premod)相位跳变。如果设置了跳变旗标，将通过在该帧中一个数据比特的后面(或前面)插入一个零样本来使它跳变。该帧中插入零样本位置随结构的当前子帧延时的不同而不同(准确到一个样本)。为了理解这一点必须首先说明该结构是如何操作的。

根据本发明另一个说明性实施例，图34示出了一个5比特×7帧的移位寄存器(向下移位或等价地一个7位FIFO存储器，该存储器是该延时线的主要存储部件。“跳变输入(bump-in)”比特直接来自跳变时钟发生器30，它使△∑调制器24输入端处的预调信号的相位逐步增大。“数据输入”由一个串／并转换器的28装载，当数据具有字母顺序时，数据将以图34的相线形式充填该结构。

“跳变输出”信号指明当前的FIFO输出数据帧(上例中为样本E=H)中是否发生了一个相位跳变。输出帧中除了第一个样本之处所有其余样本(上例中为样本B-D)都被存储在一个暂存器中，用于一个延时的移位，“数据输出”的一个子组将被用来提供成束器的指标所要求的单个样本的延时精度。为了达到这一精度，我们使用了一个4比特(输出)的筒式移位器，它作用于“数据输出”使数据最多移位3个样本(对于该4比特帧的情况)。因此根据上述例子，有4种可能的数据输出帧：E-H、D-G、C-F和B-E。由于各个不同输出帧之间只有一个样本的差别，所以不难理解该结构具有单个样本延时的能力，为了进一步说明该结构的操作还需要有另一个例子。

我们从不移动输出数据开始，此时当前的FIFO输出将传送到筒式移位器的输出端，如图35A所示。经过4个样本时钟周期后，该延时结构将再次被时钟控制，读出下一个FIFO存储器位置。筒式移位器增加一个比特的移位，同时输出端的多路复用器接入一个零(0)样本(也称为充填比特)，如图35所示。图35B的“跳变输出”输出指明这个帧未被跳变，于是在下一个循环中(图35C)，移位器保持其移位量，不过，现在输出多路复用器允许已移位的数据(样本“L”)通过。该图下方的输出样本序列表明已产生了正确的样本序列。图36继续了这个例子，直到筒式移位器达到其最大移位置。

图36C所示的系统状态的意义在于，在下一个循环中将发生的跳变(图“跳变输出”=1引起)可以简单地通过使筒式移位控制恢复到O(无移位)和转接进零样本而不改变FIFO的读出指针(即输出)地完成。如图37所示，由于新数据正在从顶部输入，所以这将导致FIFO要增加一帧的长度。

在图37中重要的是要理解，虽然设置了“跳变输出”，但该旗标所代表的跳变已经被施加(从图36C至37A)。其结果是必须加上这样的电路，使得当筒式移位器使移位循环恢复到零比特移位后，必须不理会FIFO输出中的跳变旗标，如图中在该旗标上加上的“X”所示。

图37B示出与图35A相同的情况，于是整个过程可以重新开始。

如本节开始时所述，在输出序列中插入零样本的位置取决于一个子帧的延时量。从图35A可看到帧“E-H”、“M-P”和“Q-T”已设置了跳变旗标。参见图36B中的输出序列，可以看到对于这三个已跳变的帧，零样本是插入在“H”后面、“Q”与“P”之间和“R”与“S”之间的。很明显，被插入的零样本分布，在帧的末端与始端之间。图37A表明最后一个零样本插入在样本“Y”与“Z”之间，一旦筒式移位器回复到了零移位，零样本插入位置将重新移到帧的末端。因此，对输出序列施加跳变的时间随延时量而改变，不过跳变永远是施加在被设置了跳变旗标的数据帧内。

Ⅲ．3．6．1在△∑延时结构中加入筒式移位延时线。

利用筒式移位延时技术可以做出一种有意义的简化，也即把跳变(零样本插入)重新调节到并行输出字中的一个固定位置上(参见Ⅳ．3节，那里更详细地说明了零插入)。这时在上述例子中零样本总是在数据路径的最右端。对于△∑成束器，我们利用零插入来避免对±1调制的样本流导入任何幂次(偏置)。这两种有效调制器输出的二进制编码是：

样本    级别    二进制值

+1        1        1

-1        0        0

当延时量改变并插入了零样本后，该二进制编码必须改变成：

样本    级别    二进制值

+1        2        10

零插入    1        01

-1        0        00

由于该跳变样本的+1和-1级别被放大了一倍，所以该帧中所有其他的样本都必须放大一倍，然而由于其他的样本总是要与其他非跳变样本在输出级48相加，所以它们在到达输出级48之前可以不放大一倍地通过成束器的其余部分。这意味着在整个成束器中15个非跳变样本(对于一帧有16个样本的情况)将比那一个有条件跳变的样本少需要一个比特，对于256帧的静态延时来说，这将节省3840个存储单元。

如上表所示，接入零样本的复杂性要比图35-37所示情形稍大一些。Ⅳ．6节(以及图32)将提出一种充填比特的二补码方法。下面给出一个类似的结构，它能完成对跳变样本的适当代码插入：

图38中的电路120实际上要比二补码方法简单，因为它不涉及对△∑输入的反相。

利用上述充填比特电路筒式移位延时方法可以有效地工作，为每个通道产生一个不对称的(15个正常的，1个跳变的)并行输出。在成束器的动态接收聚焦中。这些延时线能按需要地改变。虽然跳变不是均匀地施加在每个数据帧中的，但因采样率足够地高所以这不会导致图像的失真。由于每16个成束输出样本将同时含有许多充填比特，因此可能会在图像中造成可察觉的闪点(glitch)。但对实际数据的模拟表明，如果加上了低通重建滤波器，则没有发现这种闪点。同样，距离时钟(由帧宽设定)是足够地快的，使得512个通道中只有少数几个会改变其延时量，所以这种闪点是很少的。

Ⅲ．3．A串／并转换

为了降低所有可能移位寄存器设计中的钟频，可以在输入端处设置了一个串／并转换器(S：P)28，得到延时数据群的多通道延时结构。降低CMOS和CCD电路的钟频将使功耗按比例地下降。串／并转换是一种把一个高速率N比特宽的数据流转换成一个速率为原速率的1／m的m×N比特宽的数据流的处理。这种结构的芯片面积与原结构面积相近，不过它们的长宽比可能改变。例如，一个1×128单元的延时线可以实现为一个4×32的结构。根据具体的实现和布局情况，进行这一转换可能有降低功耗的益处。它还可以简化对否则会需要很高钟频的电路的设计。

在图3中所示成束器10的发射路径中的其他部分内，并／串行转换器(P：S)28、76以较高的钟频为代价减小了数据的比特宽度。在早先说明的输出端多比特动态移位寄存器延时线中可以找到一个这样的例子。为了得到单个样本的延时精度。在多字延时线后面加上一个P：S级将可以对输出施加适当的样本延时，也就是说，一个延时结构的延时精度取决于该延时结构的样本宽度是多少个样本。为了细调延时量，可以加上P：S来得到单个样本的延时精度。

Ⅲ．4延时线的输入多路复用器

每个延时线的输入端都含有一个多路复用器，它从各个接收或发射路径中选择数据。多路复用器开关14从接收(R_x)模态切换成发射(T_x)模态时间由前端控制器(例如见图1)控制。为了适应各种阵列布局，从T_x模态到R_x模态的切换是对每个通道进行的。Ⅲ．5节中将说明的控制装置把每个数据路径单元从T_x转接成带有A／D的R_x。这将保证在发射结束与接收开始之间不出现“死时间”。

Ⅲ．5数模转换器(D／A)

发射数据编码可以离线地由模拟一个带有2级或3级量化器的二阶或三阶△∑调制器的软件来完成。对于3级量化系统。+1、-1、0样本按Ⅲ．2节的方法编码，并在数字动态延时线后面的每个通道中把它们转换成模拟电压。把数模转换器称作具有1．5比特的原因是，它在振幅编码时只用了4个可能比特值中的3个。一个2级量化的单比特系统对+1和-1级另外分别采用1、0编码。

如前面几节所述，接收模态与发射模态之间的相互切换需要特殊的处理，发射D／A转换器接收成束器10中的固定和动态延时结构34、40所延时的数据。然而，当前端控制器(见图1)表明该系统从R_x切换成T_x(时，到达D／A 78的数据仍然是前一接收循环结束时注入到延时线中的△∑调制样本。所以在每个通道上有一个计数器74在发射数据逐渐通过延时线时跟踪着该发射数据的前端，并在有效的发射数据已从延时线输出需被转换时向D／A 78发送一个“开始”信号。实际上存在两个计数器，其中一个用于每个水平通道，对通过固定延时线的延时量计数。该计数器所得出的“开始”信号被传送给每个竖向通道上的第二计数器，由该第二计数器跟踪通过动态延时线的发射数据。该第二计数器发出的“开始”信号将起动发射模式的D／A转换。

当系统采用一个2比特的发射模式编码或低的(160MHz)样本率时，从T_x到R_x模态的转换将容易得多。采用2比特发射模式编码的系统将让从发射存储器读出的最后一个样本被设定为“10”保留码，其后跟随一些恒定的“00”样本。这些“00”样本被接入到存储器输出的样本流中。“10”码给出了发射波形结束的信号。当它逐步通过发射成束器时，它将使某些功能单元从Tx状态转变成Rx状态。例如，当“10”码从延时线输出时，该延时线输入端的转换将从发射器输入转变成接收器输入。当“10”码到达时，1．5比特的D／C78和前端驱动器电路将关断以节省电力。

单比特的发射模式编码设有“额外”的码可以用来给出T_x／R_x样本率的一半，则通过延时线的数据路径至少为发射字的比特宽度的一倍。这意味着可以把一个旗标比特插入到其中的一个多余比特中，并通过整个延时传送。当它到达某个功能单元(延时线或D／A)时它将把这个单元的操作从发送转变成接收。该旗标比特在发射模式期间可以是“1”，而在其结束后为“0”。

对于320MHz下的单比特发射编码，整个动态延时线带宽都用来运载发射数据。于是在发射数据逐步通过延时线时需要有有一组计数器32来跟踪发射数据的末尾。当某个特定发射通道的最后一个数据从延时线输出时，D／A 78将被激活。在发射循环的开始处所需要的一个类似机构，即R_x／T_x切换机构已经在前面说明。

下节将讨论每个通道的D／A的实现。

Ⅲ．6发射模拟低通滤波器

发射低通滤波器80降低了△∑调制发射脉冲的高频功率。在一定程度上可以把D／A 78设计成通过限制模拟驱动器的截止率来滤除高频成份。低通滤波器可以是一个由多零点梳状滤波器实现的模拟FIR滤波器，其中的梳状滤波器具有多达31个均匀分布在DC(直流，O)频率与样本率(2π)之间的零点。这些零点将降低高于11MHz的△∑噪声功率，这11MHz的频率已在传感器的通带之外。

可以用一个十分简单的滤波器结构(图16)来同时实现D／A功能和梳状滤波器功能。图16示出该结构的一种2级实现，其中的可转接电容器求和节点(公共节点)用于缓存以驱动传感器单元。各个电容器的电容量相同(名义上的，但不是必须的)，每个电容器向求和节点贡献的电荷量正比于加于该电路的+Vref或-Vref。当输入样本序列的一个比特为“1”时，将向相应电容加上+Vref的电容。若该输入比特为“0”，则将施加-Vref的电压。利用模拟电压+Vref、0、-Vref，可以用类似的方法转换3级发射编码。

求和电容器的数目(和控制那些切换开关的移位寄存器的长度)决定了该滤波器频率响应中的零点数目。16个电容器产生15个零点，其中第一个零点位于1／15样本率处。如果选择发射样本率为320MHz，则滤波器的第一个零点将位于21MHz处。选择多少个零点(或求和电容器)取决于该系统的噪声功率降低要求。可以通过改变每个电容器的电容量来合成更复杂的滤波器，这是关系到另一种性能的设计问题。

模拟缓存器反馈电路中的箝位晶体管122设定了该D／A／滤波器结构的DC(直流)值。在产生模拟输出之前及之后，电容器切换开关将连接到两个参考电压(±Vref)中间的DC零参考电平上。当箝位晶体管释放时，求和节点和缓存器可以被输入数据驱动。图16中的“转换”线控制着这个DC定标。

由于D／A总是需要三个参考电压，两个数据样本可以相加在一起产生数字值+2、0、或-2，利用图17所示的结构可以直接把这个值转换成模拟形式。这个结构的电容器数目是上述结构的一半。对于连续(CW)操作，由于将编码一个周期性的方波，所以发射的模式不需要被滤波。对于该模态，提供了+Vref和-Vref对缓存器输入节点的直接连接。

Ⅲ．7发射除旁瓣

发射束的旁瓣使声波功率分散到宽广的视场上而对图像质量产生不利影响。为了减少这些旁瓣，进行了发射孔径除旁瓣处理，其中每个通道的幅度根据它在有效阵列内的地理位置而被加权。在除旁瓣级82中提供了8级(3比特)的衰减。这一衰减在整个发射周期内是恒定的，但在各次发射之间可以根据单元在阵列中的位置加以改变。(请注意有效阵列是沿着水平方向逐步地移经一个较大的阵列的。)

通过简单地控制施加给图16和17中的D／A的±Vref模拟电压；就可对一个单元除旁瓣。降低参考电压的幅度将减小滤波器求和节点上的模拟电压变动量，从而得到较小的输出驱动电压。可以用一个简单的3比特数控R-2R梯架结构(或其他有源模拟电路)来设置参考电压。

Ⅲ．8功率放大器

位于发射成束器10输出端处的一个较高压功率放大器84向压电传感器12提供驱动电流和电压。这个放大器在相位性能上应该比较线性，并且必须能干净地饱和或截止。用高压CMOS实现的AB类放大器可以作为该放大器的输出级。

Ⅲ．9 T／R开关

T／R开关86保护接收电路不受驱动传感器单元的高压影响。在我们的情形中，如果低噪声放大器(LNA)的输入端能够耐受由功率放大器(PA)所产生的驱动电压，则这个开关不一定是必须的。

Ⅲ．10水平模拟多路复用器

可以设计出线性或曲线的探测器阵列来使一个有效单元子孔径逐步移经一个较大的阵列(例如见马斯拉克(Maslak)的专利No．4，699，009)。为此通道输入端处的一个多路复用器14必须选择使用哪一个传感器单元。对于为该系统建议的8×192单元弯曲线性阵列，有效子孔径将为8×64单元，这意味着每个成束通道的输入有三个不同阵列单元的可能。例如一个水平成束通道可能连接到1号单元、65号单元、或129号单元上。在正常成像情况下，接收束的末端将给出信号使有效阵列在水平方向上移动一个单元。新束的角度将与前一束的相同。不过由于阵列子孔径已移动了一个单元，所以新束将探测新的组织。对于线性阵列，这一技术对组织中的一个矩形成像。反之，一个弯曲线阵列却扫出一个偏置的扇区。所建议的阵列12具有竖直方向上的8个同时接入的单元，这是因为子孔径只准备沿着水平方向步进，不过这并不意味着把成束器10限制在这一特定的操作模态上。成束器13能通过调整三个多路复用器输入的布局形式来支持任意形状的沿水平或竖直方向步进的孔径。更大或更复杂的阵列可能需要更多的模拟多路复用器输入端。

水平模拟多路复用器14必须能承受发射驱动器的高电压和具有低的“接通阻抗”。此外，它还应该能在各个传感器单元的输入端之间提供至少60dB的电绝缘(即防止窜扰)。与T／R开关相同，该结构也采用高压CMOS作为选通门。

Ⅲ．11差动驱动

为了减少系统对共模噪声的敏感性，传感器单元以差动方式驱动和连接到接收电路上。也就是说，传感器的两端被通过两条独立导线(在弯折电路上的)连接在电路上的两个极性相反的信号所驱动。这有两个优点。首先，每条连接线上来自干扰RF源的共模噪声被大为降低。其次，由于传感器的每一端都可以相反的方向独立地驱动，所以驱动电压可以减小，从而使施加在传感器上的有效AC(交流)电压加倍。

Ⅳ．本发明的接收部件

本节将讨论接收数据路径中的各个部件和它们的控制电路。那些对发射和接收共用的部件已在上节讨论，这里不再重复。Ⅳ．3节将讨论△∑调制器前面的预调制器24。Ⅳ．4和Ⅳ．5节将讨论位于△∑调制器前面的预调制器22和接收除旁瓣级26。把这两个部件放在△∑调制后面讨论是因为它们的许多操作与调制器24的特性的规范有密切关系。

Ⅳ．1低噪声放大器(LNA)

低噪声放大器16是接收成束器10的第一级，其输入来自模拟多路复用器14所选出的传感器单元。这一级具有高的输入阻抗，但只有中等的增益(8-13dB)。它的特点是有非常低的噪声(其定义是噪声放大率与信号放大率之比值)，从而可保持系统具有整体低噪声的特性。低噪声特性是这样实现的：利用在输入端和反馈路径上带有DC箝位晶体管的电容耦合差分运算放大电路，如图18所示。在接收电路不工作的发射时期，箝位器被激活。

Ⅳ．2时间增益补偿(TGC)或固定增益放大器

在本超声成像系统中使用了一个时间增益补偿放大器18来为信号在组织的衰减进行与深度有关的增益补偿。一个附带效果是改善了系统的噪声性能。由于为了避免近场饱和而需要小的增益，所以当增益固定时在每个通道上有一个A／D转换器来控制系统的噪声。在低增益下，来自远处反射物的小信号将低于A／D的量化级差。TGC 18通过增大信号大小来补偿这一现象，从而使之能更有效地利用A／D的动态范围。对信号施加TGC 18将使得输入端处的约翰逊(Johnson)噪声而不是A／D量化误差成为数字化信号中的主要噪声源。

由于在成束器10中使用了大的过采样比(≥160MHz的R_x样本率)，所以在某些成像模式中可能不需要TGC 18。对于那些采用较低带宽信号的模态，可以证明希望有一个固定增益(3-14dB之间)的放大级。对于更高的接收样本率(例如640MHz)，可以完全不用TGC和固定增益级。功耗和系统规模是考虑样本率大小时的两个需权衡折衷的重要因素，例如较高的样本率将增大延时级的功耗，但却不需要耗能大的模拟放大器。系统的规范指标和对这些权衡决定该系统是否要有TGC或固定增益级或两者。图19示出一种可考虑选用的差动TGC18放大器。

前向路径124中的C2C梯架结构设定了固定增益。所加的衰减益的乘积确定了TGC的总增益。理想的做法是每个通道都有一个独立的TGC控制寄存器(计数器)，当从前端控制器接收到一个信号时该计数器将增加1。系统中所有的TGC都在响应于这个控制信号时同时增大它们的增益。不过，每个TGC的初始增益可以通过把控制寄存器初始化在不同的值上来个别地编程。这可以用于执行增益修整或接收除旁瓣。这种方式的增益修整可以补偿传感器或LNA中的正常处理变动。修整增益的第二种方法是改变反馈路径中的C2C梯架；但由于这一梯架也影响到TGC的稳定性和带宽，所以这种方法能修整的增益范围有限。

图19所示TGC 18放大器的增益随着控制字的增大而线性地增大。然而其中的衰减却与控制字的值成对数关系，所以若能使增益也按均匀的对数步长增大将是方便的。这样做之后便可以对各个不同通道预先设定一个特定增益，而来自前端控制器的“增大”信号将使所有通道的增益增加大体相同的量。采用线性序列时，那些初始增益较大的通道的增益增大量将比那些初始增益较小的通道的增益增大量小。

Ⅳ 2．1指数解码

一个带有j比特控制字的C2C梯架按照下式对输入信号施加线性衰减：

out=in×N／2^j    (4)

其中N是j比特控制字的值。如果N值小，则输出也小；如果N为满度值(2^j-1)，则衰减非常小。在对数标尺下有：

out_dB=in_dB+20^*(log(N)-j^*log(2))，    (5)

这是一个N的非线性函数。然而，如果N以2的幂次增加，即

N=2^M    (6)

其中M是另一个十进制整数(M=0，1，2…)，则对数标尺下的输出为：

out_dB=in_dB+20^*(M^*log(2)-j^*log(2))，    (7)

现在的输出变成为M的线性函数，其中log(2)和j都是常数。M每增大1增益将增大20*log(2)=6．02dB。对于我们的应用来说，这样的步距太粗了，所以要把它分成8个或16个线性步距。步距约等于(20／8)*log(2)=0．756dB将更为合适。假定在TGC中需要总共40dB的动态范围，则需要40／0．7526=53个不同的步数。这意味着用一个6比特的数字字作为控制码就可以唯一地代表全部各种步数。

6比特的数字码被分成两段，其中一个3比特字(8个)用于线性的尾数部份，另一个3比特字(占有7个码)用于指数部分。其中线性部分把6dB的区间分成大致均匀的8步，而指数部分则以指数方式增大增益。较具体地说，把线性部分设定为：

N_linN=mod(N，8)+8    (8)

其中mod()函数是取模操作，把结果限定为[0，1…，7]N_linN的值就是3比特线性控制码加上前面的一个第四二进制位(即加上十进制的8)，所以结果是一个[8，9，_，15]范围内的数字值。指数成分位于6比特控制码的高三位，使得：

N_expN=2^{(N-mod(N，8))／8}    (9)

这意味着当N为[0-7]时N_expN与式(6)中的N一样，以2的幂次的增大。

为了得到近似为指数的增益，这些高位比特按3：1解码成C2C梯架上的6个控制比特，从而实现1／64[1，2，4，8，16，32]这6种增益(衰减)，每种增益(衰减)为N_expN／2⁶。如图20B所示，第一个增益级的输出驱动第二个可变增益级。该第二个增益级按照式(8)施加线性增益(衰减)。这个增益项的归一化因子是1／2⁴，所以总增益是N_linN／2⁴。这两级可变增益结构的总增益是各自增益的乘积，以dB为单位可以写成：

G_dBN=20^*log(N_linN ^*N_expN／1024)．    (10)

式中的常数1024是一个增益偏置，由于它可以在系统中其他环节处予以补偿(例如TGC反馈路径上的一个固定C2C级)，所以在进一步讨论时不再考虑它。一种虽然较不直观但效率较高的实现同样增益的方法是，利用一个筒式移位装置把线性增益项N_linN向左移位适当的位数，以得到N_exPN增益项。如图20A所示，在对得到的值的前后充填一些零之后，将它用来选择单C2C级的增益(衰减)。由于其简单性，该方法是实现指数增益的一个优选方法。

图21示出式(10)增益的半对数关系曲线。很明显，以dB为单位的增益随着控制字N的线性增大而接近线性地增大。在该曲线上可以看到一些波动，因为在这些地点6dB的指数项(N_expN)不均匀在混在线性项(N_linN)中。图22示出了相对于理想指数增益的增益误差曲线。当步长为0．75dB时，在8种线性步数上出现±0．25dB的增益起伏。对于大多数应用来说是可以接受的。这两条曲线表明，数字控制字的这种指数解码确实小的误差在TGC结构中产生指数增益。

为了把系统的线性步距从0．75dB减小到0．326dB，可以重新计算这个解码方法，使得把3个高位比特分配给指数项(动态范围例如仍为40dB)，而把4个低位比特分配给线性项。新的增益项将是。

NlinN=mod(N，16)+16          (11)

NexpN=2^{(N-mod(N，16))／16}    (12)

仍然采用与图20A所示的类同的结构，将得到类似的增益曲线图，只是这里的线性步数比前面多了一倍。有意思的是，这一步数增加并不改变总误差的方差。这是因为其中的指数增益项由3个最高位比特决定，在C2C梯架结构中仍被限制为6dB的增量。不论那些线性步距如何被细分，这些指数步距内的各线性步总是与理想的指数增益相差同样的量(它刚好充满图22中各样本之间的空间)。一种不同于C2C的电容器梯架结构可能通过减小指数步数来改善这一误差。

有一种减小TGC总误差方差的方法，即以不同的偏置增益来平均两个指数增益的斜率。请注意上述单个指数斜坡时误差的“凸瘤”性质。如果可以形成另一个斜坡使其凸瘤与原来斜坡的凹谷重叠，则它们的平均将大为减小相对于理想指数增益的误差。图23的结构实现了这一点，其中用被偏置了模值的一半(这里为4)的控制字去控制第二个指数增益结构。(因此，这第二个结构的增益将与第一个结构的相差4×0．75dB=3dB，不过这是一个小的差别，它可以忽略或在设计结构时予以补偿)。在C2C梯架的输出端进行模拟求和(或者可以把两个梯架合在一个结构中)。图24示出了结果误差。起伏量从±0．25dB降低到了±0．09dB，这是一个重大的改进。另一种可能的结构是先进行增益乘积的相加，然后再把它们施加给单个C2C梯架结构。图25示出了一种这样的结构。

Ⅳ．3△∑调制器

模数转换器把一个模拟信号转换成一个多比特的数字字。每个数字以一定的量化误差唯一地代表一个模拟电压。而△∑模数转换器则以其输出量化器的比特数换取更高的样本率。单比特的量化器在许多种处理器中都是容易实现得多，并且作为一种把模拟信号转换成数字信号的有效途径，也为电子产业界所喜爱。在能容易地适应采样频率增加的低频(例如声频)应用中，这种A／D已变得十分普及。

除了输出端的单比特量化器之外，△∑A／D 24还含有一些积分器(因此称作“∑”)和反馈电路(因此称作“△”，它们执行输入信号对数字输出的调制。这些模拟处理元件的设计可以是基于可切变电容器，连续可调电容器，甚至CCD的。图26A示出了一个二阶△∑A／D的方框图，其中Z^-1代表延时，Q为量化器，Q^-1为数模转换器。例如，如果允许模拟输入在-500mV与+500mV之间变动，则当△∑A／D 24的输入端电压大于或等于0V时量化器的输出将为数字“1”，否则将输出“0”。当输出为“0”或“1”时，Q^-1级的反馈分别为-500mV或+500mV。

△∑A／D 24的整体作用是对量化噪声整形，使其大部分功率位于输入信号的带宽之外。不过输入信号将无改变地通过这个A／D。对于大的过采样率，只有极少量的量化噪声位在输入信号的带宽内。通过让比特流经过一个低通滤波器以截去量化噪声，便能最终重建出该信号的多比特数字表示。接着还可以使该数字进行取舍处理。

△∑A／D 24对超声成束电路的应用是直观的。用△∑A／D 24来替代多比特A／D将使其后的所有处理单元减少8至10比特的比特宽度，导致尺寸和功耗的明显减小。困难在于其样本率必须比多比特A／D的快16-32倍。对于超声频率来说，这一过采样将使钟频远大于100MHz，这对某些技术来说是难以适应的。不过有一个结果是可以容易地实现的，即为保持一个在焦的接收束而需要的动态延时改变。通过简单地重复或舍弃一个样本或者在某个特定样本后面插入零值，便可使数据流偏置一个时钟周期，对于高质量的声束导向和动态聚焦而言，这一偏置将是足够的。在传统的多比特A／D系统中，要达到同等的延时分辨率将需要一些大功耗的硬件，包括每个通道中的复杂滤波器、FIFO存储器、取舍器和相位滚动器。所以看来△∑成束器能够大幅度地减小功耗和尺寸。

利用密执安大学生物医学超声实验室所采集到的实际超声数据，对GE(通用电器公司)在美国专利No．5，203，335中所提出的原型△∑成束器进行了仿真。也研究了利用过采样的其他可能的成束结构。发现GE所提出的结构有着明显降低图像质量的缺点。这一缺点直接起因于接收成束过程中的动态延时改变。较具体地说，当加大延时量时在比特流中使样本重复将在信号通带内导入额外的噪声，而这种噪声是重建滤波器不能滤除的。

图27所示的△∑A／D和低通重建滤波器构成了一个调制器一解调器对。虽然可以在调制器与解调器之间插入线性时间不变系统而不致带来不良影响，但例如使一个样本重复这样的非线性操作都可能破坏调制器与解调器之间的同步性。在正常操作中，调制器的运行变动在解调器的滤波器中被抵消，从而得到输入的不失真表示。当插入一个额外样本(或抽走一个样本)时，解调器滤波器的节点将不再匹配于调制器用来产生插入信号的节点。结果，由于滤波器通过了一些不应通过的能量，使输入信号的质量降低。

这一问题也可看成是一种互调制干扰。△∑调制后的信号中有许多能量位于奈奎斯特频率附近。然而输入信号却因过采样而接近于DC(实际的DC值为零)。当重复调制信号中的一个样本时，样本流的平均值(DC频率)将被偏置。因为解调／重建滤波器的通带包含了DC，所以有一部分DC功率将传到解调器的输出端。这就是说，信号中某些频率较高的功率被折迭回到了较低的频率处。

对真实超声数据的仿真表明，在重复一个样本之前对调制信号进行滤波可以减少延时量改变对像质的不利效果。为了除去大部分的调制噪声，需要十分复杂的滤波器，在某种意义上看这是使解调器在延时量改变之前移动。但由于这时解调器的输出将是一个以非常高的速度运行的多比特数字信号，所以这完全违背了进行调制的目的。GE专利的主要创新点在于仅使用单比特数字值实现所有的延时和求和。

简单地说，由于导入了一个重复的样本，调制器和解调器将出现暂短的不同步，因为解调器“看”到了这个重复样本而调制器却没有“看到”。本发明首次公开了一种简单的解决方法，即强迫调制器在其操作中，因而在对后续样本调制中，把重复(或舍弃)的样本考虑在内。为此在反馈回路中插入一个多路复用器，在零、、正常或2倍三个级别中选择一个。由于每个被重复的样本在解调器中将遇到两次，所以对于后面将在延时结构中被重复的样本，反馈大小应为2倍。对于那些在延时结构中被舍弃的样本，由于解调器将看不到它们，所以反馈大小应为零。最后，对于正常的不被重复的样本反馈大小应为1。这种如图26B所示的含有反馈多路复用器124的调制器将称作补偿或△∑调制器。

在延时结构34中使样本流伸长有三种方法：重复一个样本、把样本分成两个相同的部分、或者插入零样本。对于把样本分成两个相同部分或插入零样本的情况，调制器不需要做什么来补偿样本序列。这是因为没有进行过任何会影响平均信号功率或分布的操作，所以调制器和重建滤波器保持着同步。反之，重复一个样本将产生两个同样大小的样本。于是调制器必须补偿这个重复。类似地，有两种压缩数据流的方法：舍弃一个样本或把一个样本与下一个样本相加在一起。对于这两种情况都可以把输出和反馈样本设置为零，如图26C所示。这将正确地补偿调制器并允许各样本以直接的方式加在一起。舍弃一个样本相当于使FIFO存储器的读出指针每次增加2，这时被舍弃样本的值无关紧要。图26C中的结构126把舍弃样本设置为零，但由于被弃掉的样本可以有任何值，所以只有反馈路径需要作图26B中的修改。图26B和26C中加亮的部分含有多路复用器124、126和2×缓存器128，它们是本发明补偿式△∑调制器的主要创新点。

另外两种使样本流伸长的方法要求把一个样本分成两个相同的样本或者插入零样本。由于这两种技术都能保持非补偿式△∑调制器与解调器之间的同步性，所以它们都是有效的。插入零的技术把一个近似等于周围所有+1样本和-1样本的平均值的样本插入到样本流中，所以不会伤害重建的信号。一分为二技术把一个调制样本延拓成两个新样本，从而保持了原始信号的总能量。这两种技术(本公开中也称为充填比特技术)都需要对延时△∑样本进行重新数字编码，以准确地代表新的大小级别。加上第三个级别零(0)，在数字字中只需多一个比特位。这一增加的比特可以用来合成出如下两种不同但等价的二进制代码：

Δ∑二进制输出	数字级别	无正负号新码	带正负号新码
	1	+1	10(2)	01(1)
0	-1	00(0)	11(-1)
新级别	0	01(1)	00(0)

不过，一分为二技术却因+1与-1之间的两个新级别的位置而需要增加两个比特，下面给出这种编码的一个例子：

Δ∑二进制输出	数字级别	无正负号新码	带正负号新码
	1	+1	100(4)	010(1)
新级别	+0．5	011(3)	001(-1)
新级别	-0．5	001(1)	111(0)
0	-1	000(0)	110(-2)

实现这4种编码的技术原理图如38A-D所示。由于无正负号插零技术简单却有相同的性能，因此在基于数字△∑的成束器中是改变动态接收延时量的优选方法。还有，由于增多了比特数，所以最好在延时线的输出端处执行延时量的改变，这样就不需要让增多的比特通过整个结构。作为一种可能的CCD实现，零样本可以是一个位于+1与-1电平正中间的恒定模拟电压，而一分为二技术可以容易地利用一种电荷分裂结构做到。

所有这些方法(补偿式△∑、插零、和一分为二)都通过保证动态接收成束器中在随时间变化的延时改变前后调制器与解调器都能保持同步，明显地提高了最后图像的质量。这种调制虽然简单，但效果是明显的。

如Ⅲ．3节中所讨论的，延时线的性质对容易控制样流的方法有很大影响。例如互补延时线是为通过重复一个样本来增大延时量而设计的，所以插零方法或一分为二地能作为一种具有复杂时序要求的后延时处理步骤来执行。其他结构如16分支树方法很自然地允许在输出端处把一些零插入到样本流。与CMOS数字实现相反，CCD实现能简单地通过把电荷包分成两个来执行一分为二方法，而CMOS实现则需要更多的比特位来代表增加的级别。

Ⅳ．4预调制器

已经确定有三种方法可以改善△∑调制器的信噪比性能。第一种方法是增大系统的样本率。大幅度地增大样本率虽然在原理上是直接的，但对于某种特定的微电路制造技术(例如CMOS、BiCMOS、双极晶体管等技术)来说，这可能是困难的。每种技术的最大操作频率受到器件本征特性的限制。这意味着△∑调制器的操作速度受到限制。第二种方法是给量化器增添更多的可分辨比特，但这样使调制器的设计变得复杂。调制器中大于两个的量化级别(或更具体地，反馈路径中D／A转换器即Q^-1的大于两个的量化级别)常常需要极复杂的电路来补偿微电路的失配。第三种方法是改变被数字化信号的频率。如果信号带限在接近于载波中心频率的附近，则该信号可被外差中继(移频)到一个较低中频(IF)上。调制可以利用与一个余弦信号的相乘来实现，如图28所示。

时域中的相乘代表频域中的卷积。因此，用余弦信号去乘输入信号将在每个余弦频率成份处复制出一个信号频带。如果余弦调制器的频率f₀=f_c+△f，其中f_c为中央频率，△f是频差，则新的信号频带将变成原信号频带的多个移频了的复制频带。注意，只要频差大于1／2的信号带宽，则各个旁瓣将不会混入到零频(DC)附近。考虑到叠加，超声信号可以认为是单频的，用数学形式表示调制可以写出：S(t) = cos(ω₀t)·A(t)cos(ω_Ct) = 1/2 A(t)[cos(ω₀-ω_C)t + cos(ω₀+ω_C)t]，  (13)

其中A(t)是脉冲的包络，S(t)是得到的调制信号。该函数的傅里叶变换为：S(ω)=A(ω)_[δ(ω+ω_C-ω₀)+δ(ω-(ω_C-ω₀))+δ(ω+ω_C+ω₀)+δ(ω-(ω_C+ω₀))]， (14)求出卷积(_)得到：S(ω)= A(-(ω_C-ω₀))+A(ω_C-ω₀)+A(-(ω_C+ω₀))+A(ω_C+ω₀).     (15)

因此，得到的信号由两个相同的频谱组成，一个被移频了W₀，另一个被移频了-W₀。其后对移频了的负旁瓣进行取基频带和滤波，将等效于对原始正旁瓣的取基频带和滤波。

把这个移频技术应用于△∑调制器24的输入端将有效地增大系统的信噪比。经过预调制之后(为了避免与△∑调制发生混淆，我们将称此为预调制)，真实信号的旁瓣将位于DC附近，在这里进行△∑调制器的噪声整形对于减小量化噪声将最为有效。

实现精确的余弦相乘需要很多硬件。为了简单，可以用具有相同基频的方波信号来替代余弦信号，于是相乘变为对输入信号的+1或-1。这种预调制对基频将产生同样的调制，但会出现一些来自3级、5级、7级等谐频的较小的成份。由于这些谐频成份，功率将以极高的频率注入到信号中，这可能会迫使△∑调制器进入一种准稳态的循环。不过在实践中，各种模拟处理元件的实际限制将使增益自然地随频率增大而减小，从而减小了较高级谐频成份的影响。

典型地，成束器通过在对整个阵列进行相干求和之前改变施加给A／D输出信号的延时量来产生一个动态的按收焦点。其唯一例外是频谱多普勒测量，其中因为仅在一个小范围内探测多普勒信号，因此成束器工作于一个固定的接收焦点上。然而，对于需对A／D输出施加动态延时的正常操作模态，却需要改变预调制信号(+1、-1)以适当地调节载波的相位。作为一个例子，考虑如图29所示的一个简化情形，其中感兴趣的信号(系统的输入信号)是一个相位任意的余弦信号。在被动态延时之前的A点，信号在数学上可表示为：A(t+t_n) cos(ω_c(t+τ_n))*cos(ω₀t+θ_n(t))．          (16)如果θn(t)=W₀τ_n，则它将简化为：[A(t+τ_n)/2][cos((ω_c-ω₀)(t+τ_n))+cos((ω_c+ω₀)(t+τ_n))]．    (17)

其中(W_c+W₀)项是一个高频项，将被重建滤波器滤除。进入延时线的感兴趣趣信号是：(A(t+t_n)/2)cos((ω_c-ω₀)(t+τ_n))．            (18)

这表明在施加了延时(即tft-τ_n)之后，向求和器输出的信号将是一个差频下的无相移余弦信号，因此所有的通道将干涉，产生一个焦点。通过把调制信号选为：cos(ω₀t+ω₀t_n)            (19)

我们补偿了输入给延时线的信号的相位，以进行同时的延时改变。所以，当延时线使延时量改变一个样本时，预调制器必须使与输乘相录的信号的相位提前W₀τ_n。

同样的相位提前原理适用于我们的简化调制方案。因此，+1和-1调制器的相位必须既考虑到通道的初始延时，又考虑到由动态聚焦而可能作出的延时改变。通过给一个除N计数器预选一个对应于调制器希望相位的值，便可容易地做到这点。该计数器将以样本率工作，并且每隔f_s／(2fo)个时钟周期改变一次调制器的状态，其中f_s为样本率，f₀为调制频率，当控制电路指明延时量发生了一个样本的改变时，除N计数器必须在一个循环中增值两次。由于延时线在每次延时改变时将重复一个样本，所以调制器通过立即作出+1／-1或-1／+1的转变来作为响应是合理的。这两个动作将互相抵消，使得延时线外部的调制信号不发生变化。

把这个预调制方案与前面公开的△∑调制相结合，将得到图30所示的电路。如果△∑调制器和模拟前端的样本率足够地高，则可能不需要预调制器。这里同样存在着功率与电路复杂性之间的折衷问题，加上了预调制器将使电路较为复杂，但由于延时级将有较低的钟频，功耗将会下降，在进行最后设计时应仔细推敲这些折衷。

Ⅳ．5动态接收除旁瓣

当相对于焦点的距离约为形成声束时所用孔径的两倍大时，对接收数据的延时量可以按抛物线近似施加。这一最小F／数准则限制了用于十分接近于阵列表面的焦点的接收单元数目。动态除旁瓣是一种离有效阵列表面的距离(焦距)增大而逐渐开大接收孔径的处理，接收束将从只有很少几个对相干求和有贡献的中央单元开始。其他单元在满足F／数准则的时刻(距离)之前是被切断的，各单元的接通相对于阵列中心来说是对称的，即每次接通两个。

由于△∑调制器的输出(代表+1或-1的单比特输出)的离散性质，简单地使A／D的输出为零需要给每个样本添加第二个比特来代表这第三种(0)级别。还已经发现，在图像的低回声(echogenic)区域中当接通通道时将出现切换缺陷。使调制器输出为零将使重建滤波器不能产生出与调制器反馈相同的样本历史，于是将发生一个亮点(glitch)。这与提出补偿式△∑调制器的背景(见Ⅳ．3节)完全相同，对于这个问题有三种大致等价的解决方法，它们都能实现对接收孔径的无亮点除旁瓣。

第一种方法是把一个零输入，而不是来自阵列单元的RF信号，转接到△∑调制器(和／或任选的预调器)上。当该单元被切断时，调制器将对一个零电平数字化，作为+1和-1样本序列。由于△∑的输出仍然只是一个比特(也即不需改变数据路径)并且没有起动亮点，所以这样的是有利的。

第二种方法利用所含的预调制器把输入信号的频率移到奈奎斯特(π)频率上，从而使其完全位于重建滤波器的通带之外。这将在不增加任何额外模拟电路的情况下有效地把该信号排除在相求和之外，只要简单地把预调制序列设定为+1、-1、+1、-1等等便可以把频率移到奈奎斯特频率上。当阵列单元被接通时，便施加上述预调制序列，或者，如果没有使用预调制，则可以施加一个权重因子+1(通过)。

第三种，即最后一种方法是，把调制器的输出修改为零，同时切断调制器内的所有反馈路径(积分器和Q^-1)。这将在阵列单元断开时把调制器的输出设置为零，并防止调制器在其存储节点中形成一个样本历史。这个方法的一个突出缺点是需要输出中的一个额外比特用于零级别，而且因为所有的反馈路径都必须是可断开的，所以还会给调制器大量增大电路的复杂性(以及可能的噪声)。

Ⅳ．5预调制器、除旁瓣器、调制器的小结和实现

Ⅳ．3至Ⅳ．5节给出了对△∑调制器，预调器制器和进行接收除旁瓣的方法的详细说明。通过这些讨论应该清楚，它们之间是紧密相关的，并且它们以某种方式形成了一个单一的功能单元，即一个可以激活的过采样A／D转换器24。实现这种单元所需的一些细节将在本节讨论。其中，特别是关于可切换电容器的实现与时间连续的实现之间的比较，还包括了关于它们自身的一组折衷权衡因素，为了确定对本应用最合适的技术，这些权衡因素是必须予以评估的。

图31示出了预调制器△∑调制差动／积分级的一种可供选择的方案。其中预调制器用一个双平衡混频器实现，该混频器控制着电流从该结构的一个臂流下还是从另一臂流下。如图30所示，来自△∑调制器的D／A反馈将电流添加到来自形成差动操作的D／A反馈的一臂或另一臂上。电容器C_I对两臂之间(图30中的积分器环路)的电流积分，并以一个电压输出完成△∑调制器的第一级。另外的差动／积分级和一个主从比较器将完成该调制器，除旁瓣功能可能利用上节所述的+1，-1，+1，-1…预调器序列来完成，或者也可以通过不相同的DC信号，同时去驱动差动预调制器的两个输入来施加有效0。

Ⅳ．6 S：P，动态延时和充填比特电路

过采样A／D 24的单比特输出被通过一个Ⅲ 3A节中所讨论的一个1：16的串／并转换器28，以减小动态和固定延时结构34、40的钟频。然而，由于Ⅲ 3．6节中的筒式移位技术能使用一个低功率、高密度的动态FIFO存储器来对付16个并行的比特(加上一个用作跳变旗标的比特)，所以该技术是优选的，而且，如Ⅲ．3．6．1节中所讨论的，由于充填比特编码仅对16个样本中的一个进行，所以直到成束器的输出端之前，其余15个样本可以按正常方式处理。结果是对这15个样本来说有较短的数据路径。

在发射时期充填比特电路还被控制得把所有零插入到竖向相加器中，使得通过静态延时的接收路径通道切换成接收模态时已被装上了零。这还可以减少模拟前端部处可能引入的延迟线切换噪声。由于所有存储节点都是恒定的，所以很少会有许多CMOS器件在时钟边缘切换时造成的动态电源线毛刺。

Ⅳ．7竖向求和

竖向求和可以用CMOS电路实现，不过CCD实现时也可以简单地通过把每个竖向通道的量化电荷“包”汇集到一起来进行求和。CMOS求和可以按并行方式也可以按串行方式执行。对于320 MHz的接收样本率，必须在一个短达3．13ns的时钟周期内对8个2比特的竖向通道进行求和。7次或8次相继的相加对于需在一个周期内完成的所有相加来说需要过多的的逻辑级别，于是加法器可能不得不是串行式的，其中在一个周期中计算部分和，然后在第二周期中进行的最后相加将完成该操作。幸运的是，随着微电路制造技术的改进，逻辑门的延时逐渐减少，从而减小了对串行式的依赖性。还有，对于在多数CMOS加法器，进位链(即从一个比特向下一个比特进位)是关键的路径，不过对本应用来说，由于字是短的，所以进位链也是短的，需要较少的逻辑级别。最后产品的器件性能指标确定这些相加是否能在一个或两个(或更多个)周期内完成。

Ⅳ．8梳状滤波器和取舍

最佳的取舍级可能是在竖向求和级38的后面，这样可以减小通过固定延时线的数据钟频。还可以在成束器10的输出端包含一个类似的取舍级50。这种取舍需要一个多级梳状(Sinc)滤波器以防止频谱混淆的△∑调制噪声进入信号。有大量文献描述了各种执行这种滤波器一取舍功能的不同结构(见Candy和Temes的“OversamplingDelta-Sigma Data Converters(过采样△∑数据转换器”)或者Norsworthy，Schreier和Temes的“Delts-Sigma Data Converters(△∑数据转换器)”此两书均由IEEE出版社出版)。这里要采用的结构是利用了由2的互补的二进制符号提供的模数算法。处理单元包括一些布置成多至4个串级滤波器(4级)的加法器且其后跟一个4：1至16：1的取舍级，该比例的大小取决于接收样本率。由于执行了多次相加，输出字的宽度要比输入字的宽度(每字4-5比特)宽得多。输出字宽度取决于所用滤波器的级次和从输入到输出的取舍比率。

在另一个实施例中执行的不是对4比特竖向求和输出的滤波和取舍，而是另一个串／并转换操作，它利用较低的钟频生成一个十分宽的延时的字。这种并行化结构需的额外存储单元的功耗要比进行取舍所需的功耗多。不过，由于不需要因高速工作而有大的功耗的滤波器取舍结构，上述增大的功耗得到了补偿。

Ⅳ．9固定延时

固定延时线40已在Ⅲ．3节说明。其接收时的操作完全相同于发射时的操作。在一个声束期间它保持着恒定的延时量，但对于各次发射脉冲或对接收和发射，则其延时量是可改变的。

Ⅳ．10水平方位求和

与竖向求和相比，水平求和有多得多的时间来进行相加操作。不过每个输入比特数要大得多(13-20比特)，并且输入的数目也多得多(64个水平通道)。结果，这一操作对于每个输出样本(串行的)可能需要占用几个时钟周期，结构46的规模和布局也会对其延时有影响。为了成功地对所有64个水平通道求和，至少需要6级二进制加法器(32、16、8、4、2和1级的二进制输入加法器)。由于每个芯片通道数字有限，所以任一个芯片上只能进行几个水平通道的求和。通过以串行方式将一个芯片求和结果传送给下一个芯片，可完成全部的求和。

在发射期间所有的加法器的输入都将被设置为零，以减小功耗的电源线噪声，由于发射期间不使用加法器，所以停止对电路该部分的供电应是有益的，不过把输入设置为零基本上也能达到同样目的，当为了接收而接通各个通道时，固定延时的数据将进入加法器。

Ⅳ．11跳变时钟发生器

在Ⅲ．3和Ⅳ．6节中，“跳变”时钟30被定义为能动态地使接收延时量改变一个量化单位的控制信号。一个类似于通用电器分司(GE)所开发的简单状态机器在适当的时间提供跳变。这种GE设计在1992年5月12日发布的恩格勒(Engelar)、奥当内(O’Donnell)和布隆末(Bloomer)的美国专利N0．5，111，695中有所说明，该专利在此引用作为参考。只利用少量变量和简单的算法操作，该有限状态机器计算出每次跳变相对前一次跳变的时间。它的时钟频率取决于系统的最小F／数(典型地是数据采样频率的1／64)，其中输出按距离倒数的关系跳变(F／数的定义是焦距除以孔径宽度)。GE的跳变算法是对一维传感器阵列的，但是它仅取决于阵列单元至阵列中心的距离和声束的固定导向角，所以该算法同样适用于任意几何布局的二维阵列。对于每个声束，关于导向角和阵列曲率的延时量是恒定的，可以由离片(off-chip)控制器(即前端控制器及其存储器，见图1)计算。

已开发了一种类似的技术，其中不要求样本率与距离钟频的比值随系统小F／数改变。下面几段将说明这一修改的技术，其后将通过与GE专利方法的比较，来说明它们之间的区别。

相对于阵列的几何中心，每个传感器单元的延时量可以写成：其中的R’在利用了余弦定律和cos(90-Θ)=sin(Θ)之后可写成 $R^{\′}=\sqrt{x^2+R^2-2\mathrm{Rx}\sin \mathrm{\θ}},$ X是单元至阵列中心距离，R是从阵列中心到感兴趣点的距离，Vs是组织中的声速。式(20)简单地代表了声波自特定单元和阵列中传播到感兴趣点的传播时间差。对于一维线性阵列利用泰勒级数展开式的抛物线近似(仅取前两项)可以把该延时量重新写 $t\left(x\right)=\frac{-x\sin \mathrm{\θ}}{V_s}+\frac{x^2{\cos }^2\mathrm{\θ}}{2R{V}_s}.----------\left(21\right)$

第一项把声束导向到偏离阵列法线方向为θ角的一个方向上，第二项按距离倒数的规律对阵列聚焦。对于固定的声束角度，导向项为常量。对于其他几何形状的阵列，例如本公开中提出的弯曲阵列，可能出现一个与声束角度和阵列几何形状有关的静态延时量。不论如何，静态项都可以独立控制，对动态跳变发生器没有影响。

在动态聚焦中使用了两个时钟，显然，第一个时钟是周期为△tφ的样本时钟，它代表着结构的延时分辨率(也即延时量的跳变将使声波通过结构的时间改变一个样本)。第二个时钟是一个固定的距离时钟，为了简单其周期τ_R被选择得是样本时钟的2的若干幂次倍(例如16倍)。τ_R代表更新前后两焦点之间的时间(距离)。它应该足够地短以保持接收孔径能正确地聚焦。

距离可以用距离时钟表达成：2R=V_Snτ_R。将此代入式(21)并略去导向项得到： $t_{\mathrm{focus}}=\frac{x^2{\cos }^2\mathrm{\θ}}{V_S^{2}n{\mathrm{\τ}}_R}.-----------\left(22\right)$ 把t_focus用样本时钟表示：t_focus=k_focus△t_φ，有： $k_{\mathrm{focus}}=\frac{x^2{\cos }^2\mathrm{\θ}}{V_S^{2}n{\mathrm{\τ}}_R\mathrm{\Δ}{t}_{\mathrm{\φ}}}=\frac{\mathrm{\Γ}}{n},-------\left(23\right)$ 其中 $\mathrm{\Γ}=\frac{x^2{\cos }^2\mathrm{\θ}}{V_S^2{\mathrm{\τ}}_R\mathrm{\Δ}{t}_{\mathrm{\φ}}}-----------\left(24\right)$

当以样本时钟为参考时它是一个常量，n是一个整数，代表从零距离(R=0)算起的样本时钟周期数。当传感器把一个脉冲发送到组织内时，中央单元使接通以准备接收回波。由于推导式21时所采用的抛物线近似仅对F／数大于或等于约2．0的情况成立，所以随着脉冲深入组织传播，更多的单元将根据恒定F／数准则(F／数=R／2|x|)依次接通。接通各个也可以采用另外的策略。例如每个通道在一个独立的距离R_o $(R_o=V_S{n}_o{\mathrm{\τ}}_R/2)$ 下接通，使得 $k_{\mathrm{turnon}}=\frac{\mathrm{\Γ}}{n_o}=\mathrm{\φ},--------\left(25\right)$

其中下标rurnon为“接通”之意，n_o是以距离时钟数目表征的接通计数，Φ是接通时的样本延时量。

等式25和23分别代表接通时和其后每个距离下的以样本时钟数表达的所有聚焦延时量。由于延时的改变只能是时钟周期的整数倍，所以当接通延时量(k_turnon)与当前延时量(k_focus)之间的差值为一个整数(即k_turnon-k_focus=j，j为一个整数)时，延时量必须改变(跳变)一个△t_φ增量。将此用公式明显写出为 $\frac{\mathrm{\Γ}}{n_o}-\frac{\mathrm{\Γ}}{n_o+\mathrm{\Δn}}=j\⇒\frac{\mathrm{\Γ}}{n_o}\mathrm{\Δn}=(n_o+\mathrm{\Δn}),----\left(26\right)$ 其中n=n_o+△n，△n是接通以来的距离时钟周期数。注意到Γ／n_o=Φ，式26变成：0=jn_o+j△n-φ△n     (27)

注意到△n是一个从n=n_o开始计数器的值，j是一个累计作为距离函数的跳变次数的计数器的值，所以可以构筑一个简单的状态机器30来求解这个方程。每隔一个距离时钟周期，△n将增加1；每当式27右端为负时，也即每当延时量改变(跳变)时，j将增加1，下面将给出并图示于图39中算法在保持式27右端接近于零同时解出了该方程。在每个距离时钟期间需要几个定点算法操作，不过由于距离钟频小于样本钟频，所以这不是一个问题。

跳变时钟算法安装：Φ，n_o初始化：A=n_o+1-Φ

△n=1

j=1循环：如果A≤0，则

A=A+／△n+n_o

j=j+1(增大延时=跳变)结束：

A=A+j-Φ

△n=△n+1

由于以下两个关键特征，该跳变时钟算法与GE的专利方法是不同的：

1〕n_o=2R_o／(V_Sτ_R)是设定系统F／数的唯一常量。所以可以采用任意的算法而不仅是恒定F／数算法来接通阵列。

2〕现在对于任何操作模态来说样本时钟(△t_φ)与距离时钟(τ_R)的比都是一个常量。这意味着可以对每个通道局部地驱动距离时钟(即不需要在系统上配置可变距离时钟)。

在时钟比值保证已经过了 $n_o=\frac{\left|x\right|\cos \mathrm{\θ}}{V_S\sqrt{\mathrm{\Δ}{t}_{\mathrm{\φ}}{\mathrm{\τ}}_R}}$

个距离时钟周期之前，F／数已被适当的设定了。我们分开了这两个因素(n_o和时钟比值)，使得每个因素都能独立地设定。其后果是在所有计算中都必须包含Φ，但不再需要复杂的距离时钟发生电路(以提供对时钟比值的适当选择)。

美国专利NO．111，695的第二项权利要求指出：“通道时间延时被调节得正比于n_o ²／n，其中n_o是距离时钟指数n的起始值”。这正是与我们的系统有区别的地方。在我们的系统中时间延时被调节成正比于： $\frac{\mathrm{\Γ}}{n}=\frac{x^2{\cos }^2\mathrm{\θ}}{V_S^{2}n{\mathrm{\τ}}_R\mathrm{\Δ}{t}_{\mathrm{\φ}}},$ 但n_o可以直接根据单元在阵列中的位置和所希望的F／数找出：n_o= 4|x|(f／number)/(V_Sτ_R)

用于这种跳变时钟发生器的变量和常量是在每个声束开始时从外部来源安装的。较精确地说，这些量是在形成接收束时安装到芯片中的，并在下一个接收循环开始之前被存储在暂存器中。

Ⅴ．多声束成束

在许多应用中需要在每个发射循环中有几个同时的接收束。这使得能在同样的时间中探测较大的视场(多声束)，从而提高了帧频。这对于有色液流的多普勒成像特别有用，因为其中必须重复地用同一个声束探测，才能得到对血管中血流的精确估值。由于如Ⅳ．4节所述，△∑输入端处的预调制器的信号的初始相位取决于施加给该信号的总延时量，所以该预调制器将使多声束成束器复杂化。(由于不论声束角为何延时量都按距离倒数改变，所以动态延时改变及其造成的预调制器相位改变并不是问题。造成问题的是对不同的声束需有不同的固定延时)。于是每个同时工作的成束器都需要有它自己的一组预调制器，△∑调制器，动态延时线和静态延时线。如同在普通B扫描成像或声纳应用中可能出现的情况那样，如果没有使用预调制器，则只需要一组新的静态延时来给出不同的导向延时。

为了实现多声束操作(产生多个接收束)，可以在每个通道的水平转换器上再连接第四个传感器单元。图33的左侧示出一种可以用于带有二维传感器阵列的普通成像模态的8EL(竖向)×8AZ(水平)成束芯片。该图的右侧示出，第四竖向行中的所有水平通道都被连接到了第一级成束器上。这使得在水平方位上能同时合成出多个(最多8个)接收束。由于所有的成束都只利用单个竖向行进行，所以该动态延时只能提供水平聚焦和导向的延时。如果该动态延时能适合于连接在该第一成束级上的子孔经中所需的导向延时，则二维弯曲阵列，平面相位阵列、或平面线性阵列都能这样使用，静态延时级在最后求和之前为每个声束提供附加的水平导向成份，从图34可以看出，在这种多声束模态中，每个部分声束和都可以与由另一个芯片产生的另一个部分声束和相加。这将使芯片的I／O(输入／输出)复杂化，这是因为现在对每个声束必需同时引入所有的部分声束数据，而以前只有一个部分声束数据流需要相加。可以对最后一组加法器转接，使它们能正确地执行每个部分声束求和。

虽然这种方法使我们产生了多个接收束，但发射束仍只有一个。这个发射束应比普通发射束稍宽一些，以给多个接收束所复盖的感兴趣区域提供能量。为了增加发射信号的强度，可以与普通成像模态相同用整个二维阵列来产生有固定焦点的发射束。在接收时，水平转换器将接入接收竖向行。由于小尺寸的传感器单元如同一个全方位接收器，所以这种产生多声束的方法有严重的竖向接收束弥散。虽然固定的竖向聚焦在一定程度上缓解了这一问题，但仍可能造成远场图像的降质。如果只需要少数几个，例如2个并行的声束。则在接收时可以用一个4EL×8AZ的阵列以相似的布局和同样的硬件来接收，这将得到较好的竖向成束性能。还容易看到其他一些可能的布局。

根据另一个实施例，另一种实现多声束的方法(图40)是配置几个共用同样模拟前端部的完全并行的成束器。如果高压驱动器和模拟多路复用器被集成在一个不同于信号处理电路的芯片上，则可以有无限个数的这种成束器共用模拟部件并在接收时连接到整个二维阵列上，以产生无限个数的声束。这一潜力对于声应用来说是十分有用的。

Ⅵ．一维阵列

根据以上讨论应可明显看到，这里所提出的成束器可以与任意形状的一维阵列结合使用。只要总延时量对某个应用已经足够，则任何一维阵列都可以连接到这种成束器上。

Ⅶ．另外的延时级

平相位阵列通过对声束导向使其通过一个90°的扇区而不是通过使有效孔径逐步扫过一个较大的阵列，来实现对感兴趣区域的扫描。相位阵列成像的大导向延时量可以被分解，使得每个成束芯片上的静态延时线在芯片的子孔径内刚好具有足够的导向范围。第二个静态延时量可以加到输出的部分声束和数据上，使一个芯片的部分声束和相对于另一个声束和发生偏置。在一些情形中以往技术已对每个通道采用了这一技术完成总的延时，但本成束器在施加在导向延时量之前已先计算了部分声束。

Ⅷ．共模噪声抑制

我们的系统有几种方法来减小EMI(电磁感应)噪声影响，本节将讨论基于每个通道和基于系统的共模噪声抑制。

Ⅷ．1差动驱动／接收

如前面所讨论并图示于一些附图中的，这里所描述的系统在包括对压电传感的连接在内的整个模拟前端部中都采用了差动驱动和接收电路。差分运算放大器仅放大那种不是为正负极输入信号所共有的信号。于是共模噪声可被差分处理明显地减小。

Ⅷ．2极化和极性交变

另一种共模噪声抑制技术利用了对阵列的相干求和。通过来改变对传感器单元连接的极性和其后在相干求和之前使信号正负号反转，即可在求和值中抵消共模噪声成份。皮尔(J．E．Piel)等人的美国专利NO．4，984，465讨论了这样一种方法，它利用具有在相继通道交替反转的线圈的变压器在系统水平上完成了共模噪声抑制。这种方法消除了因对传感器的连接点的互连和模拟处理而被反向耦合到各个通道中的共模噪声。然而传感器自身也是一个共模噪声的可能来源，而这种共模噪声是不能通过交替改变其连接的极性来消除的。

史密斯(L．S．Smith)，也是美国专利NO．4，984，465的发明人之一，后来提出了一种消除由传感器耦合到系统中的共模噪声的方法。因为压电陶瓷是一种阻抗比较高的材料，因此当有外部电磁块时它将是一个噪声源。在美国专利NO．5，062，429中，史密斯等人建议交替方式对阵列上的传感器陶瓷进行极化。这不仅可以达到与前述相同的共模抑制，而且也消除了传感单元耦合到系统中的噪声成份。但若考虑到预先制作的传感器阵列必须被加热到超过材料的居里温度以及对每个单元需加上十分高的偏置电压，所以要实现这种阵列的交替极化是困难的。这种方法所带束的许多困难中的两个困难是出现电弧和加工的不规则性。我们提出的替代方法是，把许多水平行组装成一个阵列，其中每个水平行都有相同的极化。因此，可以用预先极化了的高质量、高均匀性材料来制作极性为正或者为负的各个一维水平阵列，然而，把这些水平阵列在竖直方向上堆叠在一起。并使得各竖直通道的极性交替变化。这样得到的二维阵列将在水平方向上有均匀极性，在竖直方向上极性交替改变。将其一行对一行地连接到模拟前端部上就可保证超声信号在整个阵列上被相干求和，而共模拟噪声则被抵消。

上述共模拟抑制技术中的一种技术所需的倒相器很简单，只要使最后模拟处理级的两个差动输入的极性反转即可。或者，也可以用预调制信号来反转需要反转极性的通道的信号。最后，还可以是通过改变△∑调制输出(一个数字值)的正负来反转信号。这种反转进行复合愈晚，抑制共模拟噪声源的机会将愈多。例如，由LNA、TGC、或△∑调制器所引到信号中的时钟噪声可能在最后的重建中被排除，这是因为这些噪声源在不同的通道中可能被相消地叠加。

本公开所描述的过采样成束器试图实现一种低功率，紧凑型的成束系统，该系统只含有少量的集成电路芯片，并且能组装在一个可手持的传感器外壳内。其处理电路的简单性对于这一大胆的包装范例来说是理想的。这种实施的结果是能够支持十分大的二维阵列，因其中处理各个通道信号的芯片互相只分开几个厘米远。利用微加工柔性电缆互连和多芯片模块组装技术有可能得到一个可以装进一付扑克牌大小的传感器外壳内的紧凑型系统。只需要极少数量的高速数字电缆把成束数据传送给主处理器作进一步图像处理。最终这一通信将可通过RF或光纤连接来实现。

已经说明了根据本发明的形成超声图像的方法和设备的具体实施例，该说明是阐明本发明的产生和利用方式。应该理解，对于熟悉本技术领域的人们来说，显然可以对本发明及其各个特点作出有其他改变和修改，所以本发明并不局限于所说明的那些具体实施例。因此，期望本发明将涵括落在这里所公开的声明权利的基本原理的真正精神和范畴内的任何以及所有修改、改变或等价内容。

Claims (98)

1、一种减小成像系统的动态延时数字样本流中的失真的方法，该方法包括以下步骤：

以高于该成像系统的输入模拟信号的奈奎斯特(Nyguist)频率的频率对该输入模拟信号进行△∑调制，以产生一个数字样本流，以及

在保持该系统的一个△∑调制器与一个解调制器之间的同步性的同时，改变样本流的长度。

2、根据权利要求1的方法，其中对输入模拟信号进行△∑调制的步骤还包括调节调制器内的反馈大小。

3、根据权利要求2的方法，其中改变样本流的长度的步骤还包括删除该样本流中的一个样本。

4、根据权利要求3的方法，其中调节反馈大小的步骤还包括为被删除样本提供一个零反馈。

5、根据权利要求2的方法，其中改变样本流的长度的步骤还包括把另一个样本插入到样本流中。

6、根据权利要求5的方法，其中把另一个样本插入到样本流中的步骤还包括重复样本流的一个样本。

7、根据权利要求6的方法，其中调节反馈大小的步骤还包括为重复的样本提供一个反馈乘数2。

8、根据权利要求1的方法，其中改变样本流长度的步骤还包括将另一个样本插入到该样本流中。

9、根据权利要求1的方法，其中把另一个样本插入到样本流中的步骤还包括调节延时样本的数字值。

10、根据权利要求9的方法，其中调节延时样本的数字值的步骤还包括把一个原始样本分成两半以产生一对对分样本并以这对分样本替换原始样本。

11、根据权利要求9的方法，其中调节延时样本的数字值的步骤还包括把一个零样本插入到该样本流中，其中零样本的值是该数字本流值的高值与低值之间的中间值。

12、用于减小一个成像系统的动态延时数字样本流中的失真的设备，该设备包括：

用于以高于该成像系统的输入模拟信号的奈奎斯特频率的频率对输入模拟信号进行△∑调制以产生一个数字样本流的装置；以及

用于在保持该系统的△∑调制装置与一个解调器之间的同步性的同时改变样本流的长度的装置。

13、根据权利要求12的设备，其中用于对样本流进行△∑调制的装置还包括用于调节反馈大小的装置。

14、根据权利要求13的设备，其中用于改变样本流的长度的装置还包括用于删除样本流中的一个样本的装置。

15、根据权利要求14的设备，其中用于调节反馈大小的装置还包括用于为被删除样本施加一个其值位于高值与低值正中间的反馈大小的装置。

16、根据权利要求13的设备，其中用于调节样本流的长度的装置还包括用于把另一个样本插入到样本流中的装置。

17、根据权利要求16的设备，其中用于把另一个样本插入到样本注台的装置还包括用于重复样本流的一个样本的装置。

18、根据权利要求17的设备，其中用于调节反馈大小的装置还包括用于为重复样本的反馈大小加倍的装置。

19、根据权利要求12的设备，其中用于改变样本流的长度的装置还包括用于把另一个样本插入到样本流中的装置。

20、根据权利要求19的设备，其中用于把另一个样本插入到样本流中的装置还包括用于调节延时样本的数字值的装置。

21、根据权利要求20的设备，其中用于调节延时样本的数字值的装置还包括用于把一个原始样本分成两半以产生一对对分样本并用这对对分样本替换原始样本的装置。

22、根据权利要求20的设备，其中用于调节延时样本的数字值的装置还包括用于把一个零样本插入到样本流中的装置，其中零样本具有数字样本流的高值与低值之间的中间值。

23、用于减小一个成像系统的动态延时数字样本流中的失真的设备，该设备包括：

一个△∑调制器，用于以高于该成像系统的输入模拟信号的奈奎斯特频率的频率对该输入模拟信号进行调制，以产生一个数字样本流；以及

一个样本流控制器，用于在保持该系统的用于△∑调制的装置与一个解调器之间的同步性的同时改变样本流的长度以使该样本流的一部分延时。

24、根据权利要求23的设备，其中用于对输入模拟信号进行调制的△∑调制还包括一个反馈控制器。

25、根据权利要求24的设备，其中用于改变样本流长度的样本流控制器还包括一个第一可编程移位寄存器，它能从样本流中删除一个样本。

26、根据权利要求25的设备，其中反馈控制器还包括一个算法单元，它能为被删除样本提供一个其大小位于其正常高值与低值正中间的反馈。

27、根据权利要求24的设备，其中用于调节样本流长度的样本流控制器还包括一个第二可编程移位寄存器，它能把另一个样本插入到样本流中。

28、根据权利要求27的设备，其中用于把另一个样本插入到样本流中的样本流控制器还包括一个存储器，它与第二可编程移位寄存器一起能够重复样本流的一个样本。

29、根据权利要求28的设备，其中用于调节反馈大小的反馈控制器还包括一个反馈加倍器，它能为被重复样本提供2倍的反馈大小。

30、根据权利要求23的设备，其中用于调节信号流长度的样本流控制器还包括一个第二可编程移位寄存器，它能把另一样本插入到样本流中；还包括一个除法器，它能把一个原始样本分成两半以产生一对对分样本，并把这对对分样本替换原始样本和插入的样本。

31、根据权利要求27的设备，其中用于把另一个样本插入到样本流中的装置还包括用于把一个零样本插入到样本流中的装置。

32、一种在一个超声成像系统中产生一个超声图像的方法，该方法包括以下步骤：

提取一个△∑调制的发射信号流；

对发射信号流中的至少一些样本进行延时，以形成一个被导向的声束；

把该至少一些样本转换成一个模拟样本流；

缓存该模拟样本流并以缓存的模拟样本流去驱动多个传感器单元；

探测发射信号流的末尾；

转接多个多路复用器以接收来自这些传感单元的多个返回模拟信号流；

对返回模拟信号流进行△∑调制，以形成多个数字信号流；

动态地延时这些数字信号流；

对延时的数字信号流求和；

对被动态延时的数字信号流取基频率带和滤波。

33、根据权利要求32的方法，其中对输入模拟信号进行△∑调制的步骤还包括调节调制器中的反馈大小。

34、根据权利要求33的方法，其中改变样本流长度的步骤还包括删除样本流中的一个样本。

35、根据权利要求34的方法，其中调节反馈大小的步骤还包括为被删除样本提供零反馈。

36、根据权利要求33的方法，其中改变样本流长度的步骤还包括把另一个样本插入到样本流中。

37、根据权利要求36的方法，其中把另一个样本插入到样本流中的步骤还包括重复样本流的一个样本。

38、根据权利要求37的方法，其中调节反馈大小的步骤还包括为重复样本提供一个反馈乘数2。

39、根据权利要求32的方法，其中动态地延时样本流的步骤还包括把另一个样本插入到样本流中。

40、根据权利要求39的方法，其中把另一个样本插入到样本流中的步骤还包括调节延时样本的数字值。

41、根据权利要求40的方法，其中调节延时样本的数字值的步骤还包括把一个原始样本分成两半以产生一对对分样本并用这对对分样本替换原始样本。

42、根据权利要求40的方法，其中把另一样本插入到样本流中的步骤还包括把一个零样本插入到样本流中。

43、根据权利要求32的方法，它还包括对发射样本流进行低通滤波。

44、根据权利要求32的方法，它还包括对返回模拟信号的取决于距离的衰减进行时间增益补偿。

45、用于在一个超声成像系统中产生一个超声图像的设备，该设备包括：

用于存储和提取被△∑调制的发射信号流的装置；

用于对发射信号流中至少一些样本进行延时以形成一个被静态聚焦和导向的发射束以及对来自△∑调制器的多个数字信号流的至少一些样本进行延时以形成一个被动态聚焦和导向的接收束的装置；

用于探测发射信号流的末尾的装置；

用于转换传感器以接收来自该传感器多个返回模拟信号流的装置；

用于对模拟信号流进行△∑调制以形成在延时装置中被动态地延时的数字信号流；

用于在响应于数字信号流的动态延时量的每次改变时保持△∑调制器与一个△∑解调器之间的同步性装置；

用于对被调制和延时的数字信号流的一组相应样本进行求和的装置；以及

用于对经求和数字信号流进行取基频率和滤波的装置。

46、根据权利要求45的设备，其中用于产生一个超声图像的装置还包括一个手持式探头。

47、根据权利要求45的设备，其中用于对输入模拟信号流进行△∑调制的装置还包括用于调节调制器中的反馈大小的装置。

48、根据权利要求47的设备，其中用于动态地延时数字信号流的装置还包括用于重复数字样本流的一个样本的装置。

49、根据权利要求48的设备，其中用于改变△∑调制器的反馈大小的装置还包括用于为重复比特使反馈大小加倍的装置。

50、根据权利要求47的方法，其中改变样本流长度的步骤还包括删除样本流的一个样本。

51、根据权利要求50的方法，其中调节反馈大小的步骤还包括为被删除样本提供零反馈。

52、根据权利要求45的设备，其中用于动态延时数字信号流的装置还包括用于把一个零样本插入到数字样本流中的装置。

53、根据权利要求45的设备，其中用于动态延时数字信号流的装置还包括用于把数字样本流的一个原始样本分成两半并把样本的一半放置在原始样本的位置处及把另一半放置在与原始样本位置相邻的一个新生成位置处的装置。

54、根据权利要求45的设备，它还包括用于对发射样本流进行低通滤波的装置。

55、根据权利要求45的设备，它还包括用于对返回模拟信号流的取决于距离的衰减进行时间增益补偿的装置。

56、用于在一个超声成像系统中产生一个超声图像的设备，该设备包括：

一个存储器，用于存储一个△∑调制发射信号流；

一个可编程寄存器，用于延时发射信号流的至少一些样本以形成一个被静态聚焦和导向的发射束以及延时返回数字信号流的至少一些样本以形成一个被动态聚焦和导向的接收束；

一个计数器，用于探测发射信号流的末尾；

一个数模转换器，用于把发射信号流转换模拟信号流；

一个切换开关，用于切换一个传感器以接收返回的模拟信号流；

一个△∑调制器，用于对返回模拟信号流进行△∑调制以形成在延时装置中被动态延时的数字信号流；

一个加法器网络，用于对各数字信号流求和；

一个混频器，用于把经求和的数字信号流解调到基频带上；以及

一个低通滤波器，用于对基频带信号进行低通滤波以除去△∑量化噪声。

57、根据权利要求56的用于产生一个超声图像的设备，它还包括一个手持式探头。

58、根据权利要求56的设备，其中用于动态延时数字信号流的可编程寄存器还包括一个除法电路，它能把数字比特流的一个原始样本的数字值分成两半，并把第一个一半的样本放置在原始样本的位置处，把第二个一半的样本放置在邻接原始样本位置的一个新生成的样本位置上。

59、根据权利要求56的设备，其中用于延时至少一些样本的可编程寄存器还包括一个电路，它能对数字值重新编码和插入零样本。

60、根据权利要求56的设备，它还包括一个低通滤波器，能对发射样本流进行低通滤波。

61、根据权利要求56的设备，它还包括一个时间增益补偿器，它的时间增益能补偿返回模拟信号的取决于距离的衰减。

62、用于在一个超声成像系统中产生一个超声图像的设备，该设备包括：

一个存储器，用于存储△∑调制发射信号流；

一个可编程寄存器，用于延时发射信号流的至少一些样本以形成一个被静态聚焦和导向的发射束，以及用于延时返回数字信号流的至少一些样本以形成一个被动态聚焦和导向的接收束；

一个计数器，用于探测发射信号流的末尾；

一个数模转换器，用于把延时的信号流转换成一个模拟信号流；

一个缓存器，用于缓存器模拟信号流并驱动一部分的传感器阵列；

一个切换开关，用于切换一个传感器以接收一个返回模拟信号流；

一个△∑调制器，用于对返回模拟信号流进行△∑调制以形成可编程移位器中被动态延时的数字信号流；

一个多路复用器，用于对数字信号流动态延时量的每次改变来改变△∑调制器的反馈大小；

一个加法器网络，用于对各数字数据流进行求和；

一个混频器，用于解调经求和的信号流；以及

一个滤波器，用于对混频的信号流进行低通滤波。

63、根据权利要求62的产生一个超声图像的设备，它还包括一个手持式探头。

66、根据权利要求62的设备，其中用于动态延时数字信号流的可编程寄存器还包括一个移位控制器，用于当必须改变延时量时通过删除数字样本流的一个样本来减小数字信号流的长度。

67、根据权利要求66的设备，其中用于改变△∑调制器反馈大小的多路复用器还包括一个模拟电压取中器，用于为被删除样本提供具有其他有效反馈值的中间值的反馈大小。

68、一种改善一个基于△∑动态延时的成束器的系统噪声性能的方法，这种成束器能从一个传感阵列的多个传感器接收多个模拟信号流并提供一个对应于一个取决于距传感器阵列的距离的信号强度的振幅调制输出信号，该方法包括以下步骤：

通过用一个其基频大于零赫兹但小于接收模拟信号流的载波中的频率的两倍的周期信号与多个模拟输入信号流中的每个信号流进行混频，把多个模拟信号流下转换到多个处理通道上；

使每个混频的信号流在一个△∑调制器中数字化；

在一组独立的延时线中动态地延时数字化信号流中的一组相应的样本，以便为这组相应样本中的每个样本补偿样本源的几何出发点相对于一个希望的动态的接收焦点的距离；

根据施加在多个处理通道中每个通道的样本流上的总延时量，动态地调节该通道上的周期信号的相位；

对该组相应的延时样本求和；以及

对经求和的样本流进行取基频带和低通滤波以产生一个其振幅对应于取决于距离的所形成声束的信号强度的输出信号。

69、根据权利要求68的方法，它还包括下述步骤：根据多个模拟信号流中的每个模拟信号流的每个模拟信号距传感器的距离，对每个信号进行时间增益补偿。

70、根据权利要求68的方法，其中使每个混频信号流在△∑调制器中数字化的步骤还包括以高于信号流奈奎斯特频率的频率对混频信号流采样。

71、一种可编程电荷耦合器件的互补延时器件，它包括：

一个第一延时级，它具有一个沿着通过第一延时级的一个第一路径的第一延时量和一个沿着通过第一延时级的一个第二路径的第二延时量；

一个第二延时级，它具有一个沿着通过第二延时级的一个第一路径的第三延时量和一个沿着通过第二延时级的一个第二路径的第二延时量，以及

一个耦合在第一与第二延时级之间的交叉器件，它具有一个第一位置和一个第二位置，当它处于第一位置时，将形成一个从第一延时级的第一路径通向第二延时级的第一路径的第一导通路径以及一个从第一延时级的第二路径通向第二延时级的第二路径的第二通路径；当它处于第二位置时，将形成一个从第一延时级的第一路径通向第二延迟级的第二路径的第一导通路径以及一个从第一延迟级的第二路径通向第二延时级的第一路径的第二导通路径。

72、根据权利要求71的可编程电荷耦合器件的互补延时器件，它还包括一个对应于通过第一延时级的第一和第二路径的共同输入端。

73、根据权利要求71的可编程电荷耦合器件的互补延时器件，其中对应于通过第一延时级的第一和第二路径的共同输入端还包括一个器件输入端。

74、根据权利要求71的可编程电荷耦合器件的互补延时器件，其中第一延时量基本上等于第二延时量的两倍。

75、根据权利要求71的可编程电荷耦合器件的互补延时器件，其中第三延时量基本上等于第一延时量的两倍。

76、根据权利要求71的可编程电荷耦合器件的互补延时器件，它还包括多个附加的延时级和交叉器件，其中每个附加延时级的第一路径的延时量基本上等于前一延时级的第一路径的延时量的两部，而第二路径的延时量基本上等于前一延时级的第二路径的延时量。

77、根据权利要求71的互补延时器件，其中电荷耦合器件是一个数字存储装置。

78、一种收集空间信息的方法，该方法包括以下步骤：

从一个存储器为一个传感器阵列的一组选出的通道提取一个过采样△∑调制序列；

在一个发射／接收延时寄存器中对选出的通道组的每个通道的序列进行延时以对一个发射超声束导向；

对△∑调制序列的样本进行计数以探测发射序列的末尾；

在选出的通道组的每个通道的发射序列的末尾检测一个反射信号；

对每个通道的探测信号进行△∑调制；

在发射／接收延时寄存器中对来自被调制探测信号的通道中的一组相应△∑调制样本进行动态延时；

对这组相应△∑调制值求和以提供一个其振幅对应于一个作为距离的函数形成的声束的信号强度的输出信号。

79、根据权利要求78的收集空间信息的方法，其中在发射／接收延时寄存器中对接收信号成束的步骤还包括利用发射／接收延时寄存器中的一系列延时及求和级来对竖向和水平传感器阵列单元部份地成束。

80、根据权利要求78的收集空间信息的方法，它还包括对探测到的反射信号进行预调制。

81、根据权利要求78的收集空间信息的方法，它还包括对探测到的反射信号进行时间增益补偿的步骤。

82、根据权利要求78的收集空间信息的方法，它还包括用过采样△∑调制序列去差动驱动一个超声传感器阵列的一组信号放大器的步骤。

83、根据权利要求78的收集空间信息的方法，它还包括交替地改变一组传感器阵列单元极性以减小共模噪声。

84、根据权利要求78的收集空间信息的方法，它还包括用一个△∑调制器对成束器的求和输出进行重新调制。

85、根据权利要求78的收集空间信息的方法，它还包括探测一个二维阵列上的反射信号。

86、根据权利要求78的收集空间信息的方法，它还包括利用一个筒式移位器动态地延时△∑调制的信号。

87、根据权利要求78的收集空间信息的方法，它还包括调节延时周期和重复进行探测、△∑调制、动态延时、以及求和的步骤。

88、用于收集空间信息的设备，该设备包括：

用于从一个存储器为一个传感器阵列的一组选出的通道提取一个过采样△∑调制序列的装置；

用于在一个发射／接收延时寄存器对这组选出的通道中的每个通道的序列进行延时以对发射超声束导向的装置；

用于对△∑调制序列的样本进行计数以探测发射序列的末尾的装置；

用于在这组选出的通道中的每个通道的发射序列的末尾探测反射信号的装置；

用于对每个通道的探测信号进行△∑调制的装置；

用于在发射／接收延时寄存器对来自被调制探测信号的通道中的一组相应△∑调制样本进行动态延时的装置；以及

用于对一组相应△∑调制调制值进行求和以提供一个其振幅对应于一个作为距离的函数形成的声束的信号强度的输出信号的装置。

89、根据权利要求88的用于收集空间信息的设备，其中用于在发射／接收延时寄存器中对接收信号成束的装置还包括用于利用发射／接收延时寄存器中的一系列延时及求和级对竖向和水平传感阵列单元部分地成束的装置。

90、根据权利要求88的用于收集空间信息的设备，它还包括用于对探测到的反射信号进行预调制的装置。

91、根据权利要求88的用于收集空间信息的设备，它还包括用于对探测到的反射信号进行时间增补益补偿的装置。

92、根据权利要求88的用于收集空间信息的设备，它还包括用于用过采样△∑调制序列去差动驱动一个超声传感器阵列的一组信号放大器的装置。

93、根据权利要求88的用于收集空间信息的设备，它还包括用于交替地改变一组传感器阵列单元的极性来减小共模噪声的装置。

94、根据权利要求88的用于收集空间信息的设备，它还包括用于利用一个△∑调制器对成束器的求和输出进行重新调制的装置。

95、根据权利要求88的用于收集空间信息的设备，它还包括用于探测二维阵列上的反射信号的装置。

96、根据权利要求88的用于收集空间信息的设备，它还包括用于利用一个筒式移位器去动态延时△∑调制信号的装置。

97、根据权利要求88的用于收集空间信息的设备，它还包括用于调节延时周期和形成一个不同方向的声束的装置。

98、根据权利要求88的用于收集空间信息的设备，它还包括一个模拟多路复用器，用于在控测装置与△∑调制装置之间耦合探测到的反射信号。

99、根据权利要求88的用于收集空间信息的设备，它还包括多个耦合在模拟多路复用器与△∑调制装置之间的预调制器。

100、根据权利要求88的用于收集空间信息的设备，它还包括一个共用的模拟放大电路，用于支持多个预调制器。

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