CN1332841A - 一种包括西格码－德尔他带通模－数转换器的超声流体流动速率测量方法和装置 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及测量流体流动速率的超声装置,该装置包括置于待确定其流速的流体中的第一和第二换能器(1,2)。该装置还包括处理器器件(21),用来处理来自该接收换能器的模拟信号,将它转变成一数字化信号,该数字化信号用来确定该流体流动速率。所述的处理该模拟信号的器件(21)包括:一具有带通环路滤波器(22)的带通∑－Δ转换器,该环路滤波器(22)的输入与所述的接收换能器的输出连接;一模－数转换器(24),它的输入与所述的环路滤波器(22)的输出连接,所述模－数转换器(24)的输出形成所述模－数转换器(21)的输出;以及一形成反馈环路的数－模转换器(26),将所述模－数转换器(24)的输出与所述的环路滤波器(22)的输入连接。在优选实施例中,该带通∑－Δ转换器的带通滤波器(22)由该接收换能器构成。

Description

一种包括西格玛-德尔他带通模-数转换器的 超声流体流动速率测量方法和装置
本发明涉及一种包括西格玛-德尔他(∑-Δ)带通模-数转换器的超声流体流动测量方法和装置。
一种超声流动度计包括两个定义它们之间测量路径的超声换能器。每一个换能器按发射模式和接收模式交替使用。
测量流体速率的声学原理是通过确定在两换能器之间相对于流体流动的上游方向和下游方向传播声学信号所花费的时间而确定流动流体的速度。超声波的传播时间是在测量时间和(或)测量相位的基础上进行计算的。
流体在给定时间间隔上流动的速率和流量可在测得的流体速度的基础上轻易地确定。
这种超声装置对现有技术中的业内人士来说是熟知的，并有所描述，例如在法国专利申请FR96/06258中。同样也应用于如法国专利申请FR95/11221所描述的声学测量方法中。
依赖于超声原理来测量流动速率的流体流动度计完全是内置的，它们并不取决于配电网。这些流动度计包含变得更复杂的电子学，它们有可能改进测量性能，给予消费者各种有关消费的信息，并可远距读取消耗量和(或)远距提供帐单，通过有限寿命的电池供电，其使用寿命绝对地取决于所用电子电路的结构。
在现有技术中，超声流动度计采集和处理测量值完整系统的结构表示在图1中。这一超声流动度计包括置于流体流动的空腔3中的两个换能器1和2。这两个换能器都以这样的方式与一开关单元4连接：当第一换能器1按发射模式工作时，第二换能器2则按接收模式工作，或相反。当第一换能器1发射一超声波UW在流体流动中传播时，经一时间间隔，所述时间间隔反映流速特性，第二换能器2接收到所述的超声波，并将该超声波转换成一模拟信号。所述的开关单元4与一具有可编程增益的放大器6连接，该放大器6用来提供对模拟信号的全比例放大和滤波，以便施加到一模-数转换器8上。该可编程增益放大器6与一8位模-数转换器连接，该转换器工作的取样频率为320KHz。该模-数转换器8传送一数字信号，该数字信号是确定所述两换能器1和2之间的声学信号UW传播时间所需要的。该模-数转换器8与2×256位的RAM(随机存取存储器)10连接，该RAM存储诸信号，直到诸信号被微控制器12处理为止。该处理所存储的信号并计算与流速相关的结果的微控制器12与一组不同的单元13连接，这些单元13例如用来显示、与外界通信、管理能量节约模式以及存储操作数据等。该微控制器4也与一定序器14连接。通过一传输缓存器16该定序器14控制由换能器1和2发出超声波的顺序，该传输缓存器16包括一数-模转换器和一放大器，以及它也控制所述模-数转换器8执行的取样，以及将信号存储到存储器10中。一电池(未图示)通过一组连接(未图示)按传统的方式工作，以提供使各种元器件工作所必须的能量。
一可编程增益放大器与一模-数转换器的组合对应于复杂的结构，该结构消耗所述流动度计电子线路30％～40％的能量。此外，这一模-数转换器进行数字化时会产生量化噪声，因而降低测量精度。这种“传统”的模-数转换器用恒分辨率转换信号，在DC范围提供的频率是取样频率的二分之一。
在现有技术中，业内人士熟知，通过一模-数转换器将模拟信号转换为数字信号是主要的误差源，公知为量化噪声。一种业内人士已知的现有技术的为降低这种量化噪声的技术是采用∑-Δ转换器(见IEEE出版社，纽约，1997，Steven R.Norsworthy等人所著的“∑-Δ数字转换器-理论、设计和模拟”)。用∑-Δ转换器所以能降低噪声，是因为∑-Δ转换器的结构能够使它计入在先转换的转换误差，以便校正在后的转换。
此外，∑-Δ转换器另一方面的内容涉及所产生信息编码的特殊方法。∑-Δ转换器是一种在小的位数上对信息进行编码及高频取样的原理，从而使分辨率提高。这一转换原理是在模拟Δ转换工作的基础上工作的，它是对取样幅值与在先取样幅值之差进行编码。例如，当按1位进行编码时，一∑-Δ转换器产生由周期制构成二进制输出数据流(“0”和“1”交替)，其基本周期正比于输入电压。该转换器对应于电压一频率转换器，它在取样时钟上同步。一“抽取器”(decimator)数字滤波器置于∑-Δ转换器的输出处，将在高频、小位数上编码的信号转换成在较低位率上但是在较大位数上编码的信号。
∑-Δ转换原理可以扩展到以特定频率为中心的信号转换。则所用的转换器为一带通∑-Δ转换器。原先为积分器的转换器的滤波器由一谐振器代替。在∑-Δ转换器出口处的数字滤波器不再是抽取器，而是一带通滤波器，接着是一解调器。在远程通信领域，特别是在数字无线电领域，人们已知，采用带通∑-Δ模-数转换器来消除量化噪声(参见IEEE固态电路杂志，28卷3号，P.282到P.291，1993年3月，Steven A.Jantzi等人所著的“四阶带通∑-Δ调制器”)。
本发明的目的是克服现有技术超声流动度计测量采集和处理系统的缺点，特别是简化数字转换器的复杂性和减少其功率消耗。
本发明的另一个目的特别是降低模拟信号数字化期间的量化噪声，并提高转换器的性能。
在本发明中，这些目的是通过用一∑-Δ转换器代替现有技术的数字化系统而实现的。
更具体地说，本发明提供一用来测量流体流动速率的超声装置，该装置包括：
第一和第二换能器，它们置于待测其流动速率的流体中，其中一个换能器也称为“发射器”换能器，它按发射模式而工作；而另一个换能器也称为“接收器”换能器，它按接收模式而工作，该发射换能器设计用来将一超声波发射到该流体中，而该接收换能器设计用来将所述的超声信号转换成一模拟信号；以及
处理所述模拟信号的处理器器件，它与所述的接收换能器连接，设计用来将所述的模拟信号转换成一用来确定该流体流动速率的数字化信号；
该装置的特征在于，所述的模拟信号处理器件包括一带通∑-Δ转换器，该∑-Δ转换器包括：
一带通环路滤波器，它的输入与所述的接收换能器的输出连接；
一模-数转换器，它的输入与所述的环路滤波器的输出连接，所述的模-数转换器的输出形成所述模-数转换器的数字输出；以及
一形成反馈环路的数-模转换器，它将该模-数转换器的输出与所述的环路滤波器的输入连接。
用于本发明装置中的诸换能器为压电型换能器，它们具有一带通转换函数，该函数限定在例如40KHz±1.5KHz频率内。由于该有用的信息唯一地在这一频带中，其优点是只放大和转换在该频带中的那些信号。
在本发明的一个优选实施例中，测量流体流动速率的该超声装置的特征在于，该带通∑-Δ转换器的带通环路滤波器由该接收换能器构成。
于是，该换能器交替用作接收器和带通∑-Δ转换器环路中的带通滤波器，从而有可能使在关注频带范围内的模-数转换最佳化。
本发明还提供一种测量流体流动速率的超声法，它包括一带通∑-Δ模-数转换器。
在本发明中，提供了一种测量两换能器之间流体流动速率的超声法，在该方法中，通过测量两换能器之间在流体流动的上游方向和下游方向中的声学信号在流动着的流体中传播时间和(或)测量相位的变化来确定流体流动速率。该方法包括：
·发射步骤，将一声学信号UW发射到待测定流动速率的流体中；
·声-模转换步骤，将所述的声学信号UW转换成模拟信号S2；
·N阶模-数转换步骤，将所述的模拟信号S2转换成数字信号S3；以及
·确定声学上的相位变化和传播时间步骤，以所述的数字信号S3为基础，确定声学上的相位变化和传播时间；
该方法的特征在于，所述的N阶模-数转换步骤包括：
·估价步骤，估价在N-1阶数字化步骤中发生的量化误差qN-1，以便用在N阶数字化步骤中；
·扣除步骤，从所述的模拟信号S2中扣除估价出的量化误差qN-1；以及
·数字化步骤，对减去了估价量化误差qN-1的所述模拟信号S2进行数字化。
优选的是，在所述的声-模转换步骤中，将所述的声学信号UW转换成一模拟信号S2包括：
将该声学信号UW转换成模拟信号S1的步骤；以及
削去该模拟信号S1的尖峰成为一模拟信号S2。
在优选的方式中，确定所述声学上的相位变化和传播时间的步骤是在数字化信号S3的基础上确定所述声学上的相位变化和传播时间，它包括：
将所述的数字信号S3滤成一滤波后的数字信号S4的步骤；以及
在该滤波后的数字信号S4的基础上，计算声学上的相位变化和(或)传播时间的步骤。
优选的是，所述的确定所述量化误差的估价步骤是由所述的接收换能器来完成。
本发明其它特征和优点将在以下参阅附图而给出的各种实施例的详细而非限定的说明中显现，其中：
图1为现有技术超声流动度计完整的测量采集和处理系统的方框图；
图2为本发明一超声流动度计采集系统的方框图；
图2.a为信号S1对时间的曲线图；
图2.b为信号S1的频谱图；
图2.c为信号S2对时间的曲线图；
图2.d为信号S2的频谱图；
图2.e为信号S3对时间的曲线图；
图2.f为信号S3的频谱图；
图2.g为信号S4对时间的曲线图；
图2.h为信号S4的频谱图；
图3本发明优选实施例测量流体流动度的超声装置采集系统方框图；
图4为控制所述开关的信号定时图，这是在图3的装置中，换能器1进行发射而换能器2进行接收的情况下；
图5为控制所述开关的信号定时图，这是在图3的装置中，换能器1进行接收而换能器2进行发射的情况下；
图6表示本发明所述方法的各种步骤；以及
图7表示图3装置的一种变型实施例。
图2为一种超声流动度计所述采集系统的一方框图，特别是本发明所述的模-数转换器系统。测量采集和处理系统的其余部分与现有技术图1中的相同，不再在图2中表示。还有，一电池(未图示)以传统的方式通过一组连接(未图示)用来提供运行各种元器件所需要的能量。
作为完成时间和相位测量基础的超声波UW为一窄带信号，它的频率以换能器的“发射”频率例如40KHz为中心。通过直接的压电效应，这一超声波UW在接收换能器的端子产生一模拟信号S1。其变化为时间的函数(如图2.a所示)的模拟信号S1是以发射换能器的谐振频率为中心的一个信号，如图2.b所示。来自于接收换能器2的模拟信号S1借助于放大器20而放大，该放大器20通过开关单元4与接收换能器2的输出连接。该模拟信号S1经受时间上的截取(truncate)，借此，消除来自空腔中超声波相继反射的干涉回声。经受了截取的模拟信号S2的时间和频谱型态分别表示在图2.c和图2.d中。该放大器20与带通∑-Δ转换器21连接。该∑-Δ转换器包括一其输入与该放大器20输出连接的带通环路滤波器22；一其输入与所述带通环路滤波器的输出连接的模-数转换器24；以及一置于反馈环路中的数-模转换器26，该反馈环路将该模-数转换器24的输出与所述环路滤波器22的输入相连接。优选的是，该模-数转换器24为一1位模-数转换器，例如为一比较器，以及，该数-模转换器26为一1位数-模转换器。在该带通∑-Δ转换器的输出处，该模拟信号S2被转换成一数字信号S3，它的时间形态表示在图2.e中，对应于一个二进制数字流。图2.e中的信号S3是一个按高频例如320KHz采样、在1位上编码的信号。在图2.f中，可以看到，它的噪声频谱不同于有用信号的频谱，于是，有可能通过滤波有效地消除干涉噪声。带通∑-Δ模-数转换器21的输出与一带通滤波器28连接。该滤波器用来除去位于工作频带以外的噪声，以便在转换器21的输出获得较好的同步检测，也能使信号以低于采样频率的频率在较大位数上编码。产生的信号表示在图2.g中，它的频谱形态表示在图2.h中。该带通滤波器28与RAM10连接。
该带通∑-Δ模-数转换器在可用转换器所采用的结构来构造的频带中提供很大的信噪比。与此相反，在该频带以外，转换噪声的量级相当大。于是，可用一带通∑-Δ模-数转换器使换能器发射频带内模-数转换最佳化。
此外，该信号在1位上转换，借此，大大简化该带通∑-Δ模-数转换器以后的数字处理。
该模-数转换器模拟部分所以简化，特别是因为，该带通∑-Δ模-数转换器不需要使用可编程增益放大器，使得有可能大大降低超声流动度计电子线路总的能耗，大约最多可达40％。
此外，测量性能的大幅度提高是由于在超声流动度计的测量采集和处理系统中采用了带通∑-Δ模-数转换器。
图3为本发明优选实施例测量流体流动度超声装置采集系统方框图。该优选实施例用接收换能器本身代替图2所示装置的带通滤波器22。于是，该换能器不仅用作接收换能器，而且也用作∑-Δ转换器反馈环路中的滤波器，反馈通过该接收换能器的机械量而发生。
按优选的方式，该换能器1和2分别包括各具有两相对面的压电板，所述的诸表面金属化，以便与换能器的诸连接终端连接。各换能器1和2的两终端之一永久地接地35。换能器1或2的另一个终端分别与开关31、32、33或开关41、42、43连接。优选的是，开关31、32、33与41、42、43由不同的多路器实施。换能器1和2可通过它们各自的开关32或42接地35。
该换能器1通过开关33与一放大器20连接。所述放大器20的输出与一模-数转换器24连接。优选的是，该模-数转换器是一1位的模-数转换器，例如是一比较器。一数-模转换器26置于与换能器1相关联的反馈环路中，所述数-模转换器26的输入通过开关61与模-数转换器24的输出相连接。所述数-模转换器26的输出通过开关31与换能器1连接。优选的是，该数-模转换器26是一1位数-模转换器。当开关61闭合，以及当开关31和33按如下所述相继关闭时，该换能器1便被置于该反馈环路中。
换能器2通过一开关43与放大器20连接。一数-模转换器46置于与换能器2相关联的反馈环路中，所述数-模转换器46的输入通过所述的开关51与模-数转换器24的输出连接。所述数-模转换器46的输出通过开关41与换能器2连接。优选的是，该数-模转换器46是一1位数-模转换器。当开关51及开关41和43相继闭合时，换能器2便被置于该反馈环路中。
在一如图7所示的变型实施例中，提供至少一个附加的带通滤波器110，它纯粹是电气的，以传统的方式串联在放大器20与模-数转换器24之间。该附加滤波器的功能是提高∑-Δ转换器的性能。
该流体流动速率超声测量装置采集系统的其余部分与图3所示的其余部分相同，所以没有图示。
在图3中，该模-数转换器24的输出与一滤波器28的输入连接。该滤波器28的输出与RAM10连接。该RAM10与所述的微控制器12连接。该微控制器12通过开关62或52分别与数-模转换器26或46连接。
按传统的方式，一电池(未图示)通过一组连接(未图示)用来提供运行各种元器件所需的功率。
下面描述一下图3装置的工作，首先参阅图4，从换能器1发射一超声波到换能器2，然后参阅图5，从换能器2发射一超声波到换能器1。
在图4和图5中，开关51、52；61、62；31、32、33；以及41、42、43的状态表示为时间的函数，开关的“1”和“0”状态分别对应于开关的闭合或开启。所有开关的开启和闭合按传统的方式在所述微控制器的控制下。该微控制器通过合适的导线(未图示)与诸开关连接。信号Se对应于微控制器12产生的信号，以激励发射换能器。该激励信号Se为方波信号，例如包括在40KHz频率下的8个周期，例如来自数-模转换器26或46的输出处具有200毫伏(mV)的峰值到峰值的幅值。对沿着空腔行进的超声信号的采集化费大约800微秒(μs)时间，在发射换能器开始被信号Se激励以后，采集开始大约400μs，所述的期间对应于发射换能器与接收换能器之间的传输(transit)时间。控制与采集阶段有关的诸开关开启和关闭的诸方波信号在例如320KHz频率下工作。应该可以观察到，图4和图5中在采集阶段诸开关41、42、43或31、32、33定时图的比例与其它开关和与信号Se的比例是不同的。
在从换能器1向换能器2发射超声波UW1-2期间，微控制器12通过产生一方波信号Se发出一超声波发射序列。开关62和31闭合，以及来自该微控制器的方波信号被传输到一模拟信号，该信号在换能器1的谐振频率上激励换能器1。施加到换能器1终端的频率借助逆压电效应产生一个力，借此，发出一超声波UW1-2，它向着换能器2在流体流动中传播。尽管不是根本性的，开关51在发射阶段已经闭合。然而，其它所有开关52；61；32、33；以及41、42、43是开启的。
在采集超声波阶段，开关52；61；和32、33仍然开启，而开关51是闭合的。开关62和31的位置是无关紧要的，例如它们可保持闭合。开关41、42和43在例如320KHz频率下相继闭合和开启，从而当任一个开关闭合相当于三分之一周期的持续时间时，则其它两个开关是开启的。每一个具有3.125μs持续时间的周期包含三个相继阶段：当开关41闭合时的写入阶段；当开关42闭合时的稳定阶段；以及当开关43闭合时的读取阶段。
上述1位模-数转换器24如果它的输入经受绝对阈值以上的输入电压，则输出对应于逻辑“1”的高电平。该模-数转换器24如果它的输入经受低于电压绝对阈值的输入电压，则输出对应于逻辑“0”的低电平。比较器46是一反转的数-模转换器，如果它的输入为“0”，则输出一正参考电压+Vref；如果它的输入为“1”，则输出一负参考电压一Vref。在采集阶段的开端，模-数转换器24的输出随机处于“1”或“0”状态。作为一实例，当它的输出处于“1”状态，在通过开关41闭合的写入阶段由比较器施加到接收换能器2上的电压为+Vref。此外，在稳定阶段期间当开关42闭合时，接收换能器2的两终端接地35。由于由一压电板构成的换能器为一谐振器。在写入阶段使它经受一电压+Vref然后在稳定阶段经受零电压，从而使接收换能器处于强制振动状态。该压电板在它振动期间的位置在读取阶段由开关43的闭合来确定。采集阶段在超声信号UW1-2到达该接收换能器2之前一点开始，以便在接收换能器2中建立诸稳定的振动工况。这些稳定振动工况在∑-Δ转换器环路中产生以“0”和“1”状态交替的二进制数字流。该二进制数字流有可能在诸稳定工况下借助于通过数-模转换器46形成的环路而使换能器保持振动。于是，将该接收换能器结合在∑-Δ转换器环路中，而建立伺服控制，所述的二进制数字流在该压电板的平衡位置附近的平均值上保持该压电板的稳定。该超声波UW1-2当它到达接收换能器2时，在诸稳定工况下通过对诸波动的检测而被测量。该振动变成写入阶段位移力和由于超声信号到达接收换能器而扰动的总和。该二进制数字流要进行修正，以消除扰动效应，从而通过电反馈对压电板进行伺服控制，从而它仍保持在其平衡位置附近平均值上的稳定。在给定该接收换能器为一谐振器的情况下，它在如下意义上用作一存储器：采集阶段越长，则由扰动总和来修正振动越多；以及转换器检测小信号的能力越强。于是，横跨该换能器两端子的电压按重叠原理，它是来自超声波产生的电压加来自电反馈产生的电压的总和。
该装置从发射换能器2向接收换能器1发射一超声波UW2-1时的工作完全与以上相类似。其方法可参阅图5，其中，当采集超声波UW2-1时，一组开关便动作。
于是，本发明装置提供了一个完全代替传统采集系统的直接数字输出，同时大大简化了采集系统。本发明装置有可能消除信号通带中的量化噪声。用本发明装置可获得高精确度，由于在滤波以后采用了一个纯粹的比较器而无须采用复杂的器件，从而在∑-Δ转换器的输出获得信号带通内超过16位的分辨率。本发明装置不再需要为获得模-数转换器全比例信号而采用的可编程增益放大器，从而降低了转换器系统的线路的复杂性和功率消耗。
图6表示采用超声测量流体流动速率的本发明方法的诸步骤。
流体流动速率优选的是结合声学信号的传播时间测量和声学上的相位移测量来确定，该声学信号在两换能器之间的流动流体中在流体流动的上游方向和下游方向上传播。
该超声流体流动测量方法的第一步90将一声学信号UW例如在上游方向发射到流动速率待确定的流体中。该声学信号UW借助于一接收换能器在声-模转换步骤92转变为一模拟信号S1。该信号S1的形态表示在图2.a中。为了避免采集在两换能器之间经受多重来回行程的声波，信号S1在截取(削去峰值)阶段94期间及时被截取。在实践中，截取是在信号采集的诸开始和停止瞬间通过诸用来控制的开关而完成的。此时间截取了的模拟信号S2表示在图2.c中。该模拟信号S2在模-数转换步骤95中，通过处理器件21转变为一数字信号S3。该模-数转换步骤95采用上述∑-Δ转换技术。该数字化了的信号S3(如图2.e所示)在取样320KHz频率下以1位编码。在该模拟信号S2至一数字信号S3的第一转换期间，在一估价步骤S8中，该∑-Δ转换器用来给出估价出的转换误差q。在以后的转换期间，该估价出的转换误差q在一减去步骤99期间从待数字化的模拟信号S2中减去。从而，该∑-Δ转换器改进了作为相继进行转换的所估价的数字化误差q。于是，一般来讲，在N阶模-数转换步骤中，该∑-Δ转换器减去该模拟信号S2先前N-1阶转换期间确定的估价量化误差qN-1。该模拟信号减去估价出的量化误差S2-qN-1然后在数字化步骤96期间被数字化。在估价步骤98期间，该模拟信号S2减去估价出的量化误差qN-1产生了一个新的估价量化误差qN，它发生在N阶数字化步骤96期间。这一估价用来改进下一个N＋1阶的数字化。∑-Δ转换器输出的数字信号S3是一个以高频在1位上编码的信号。优选的是，将声学信号UW转换为模拟信号S1的步骤以及确定由该模-数转换器估价出的量化误差q的步骤借助于用作接收器和用作∑-Δ转换器的带通滤波器的换能器来实现。
在滤波步骤100期间，该信号S3借助于一数字滤波器被转换成在较低数据率但较大位数上编码的信号。该滤波步骤100中产生的信号S4表示在图2.g中。该声学上的相位移和传播时间在确定步骤102期间的数字化信号S4的基础上来确定。
当然，上述所有步骤也可以在下游方向上完成。这可使流动速率在两换能器之间流体流动的上游方向和下游方向的流动流体中传播的声学信号的传播时间和(或)声学上的相位变化的基础上来确定。

Claims (12)

1.一种测量流体流动速率的超声装置，它包括：
第一和第二换能器(1，2)，它们置于待测其流动速率的流体中，其中一个换能器(1，2)也称为“发射器”换能器，它按发射模式而工作；而另一个换能器(1，2)也称为“接收器”换能器，它按接收模式而工作，该发射换能器设计用来将一超声波发射到该流体中，而该接收换能器设计用来将所述的超声信号转换成一模拟信号；以及
处理所述模拟信号的处理器装置(21)，它与所述的接收换能器连接，设计用来将所述的模拟信号转换成一用来确定该流体流动速率的数字化信号；
该装置的特征在于，所述的模拟信号处理器装置(21)包括一带通∑-Δ转换器，该∑-Δ转换器包括：
一带通环路滤波器(22)，它的输入与所述的接收换能器的输出连接；
一模-数转换器(24)，它的输入与所述的环路滤波器(22)的输出连接，所述的模-数转换器(24)的输出形成所述模-数转换器(21)的数字输出；以及
一形成反馈环路的数-模转换器(26、46)，它将该模-数转换器(24)的输出与所述的环路滤波器(22)的输入连接。
2.根据权利要求1所述的测量流体流动速率的超声装置，其特征在于，所述的带通∑-Δ转换器的带通环路滤波器(22)由所述的接收换能器构成。
3.根据权利要求1或2所述的测量流体流动速率的超声装置，其特征在于，所述的带通∑-Δ转换器包括：
-1位模-数转换器；以及
-1位数-模转换器。
4.根据权利要求1、2或3所述的测量流体流动速率的超声装置，其特征在于，至少一个附加的带通环路滤波器(110)置于所述的接收换能器(1，2)与所述的模-数转换器(24)之间。
5.根据权利要求1至4任一个所述的测量流体流动速率的超声装置，其特征在于，所述的换能器(1、2)包括各自的压电板，各压电板具有两相对的表面，所述的表面金属化，以便与所述换能器的连接终端连接，各换能器两终端之一永久地接地，另一终端分别与所述模-数转换器(26)的输出和地连接，以及借助于诸开关(31、32、33和41、42、43)与所述的带通环路滤波器(22)的输入连接。
6.根据权利要求5所述的测量流体流动速率的超声装置，其特征在于，所述的诸开关(31、32、33和41、42、43)借助于一多路器来实施。
7.根据权利要求1至5任一个所述的测量流体流动速率的超声装置，其特征在于，它包括用来从所述数字化信号确定流体流动速率的器件(10、12)。
8.根据权利要求7所述的测量流体流动速率的超声装置，其特征在于，所述的用来从所述数字化信号确定流动速率的器件包括一存储器(10)和一微控制器(12)。
9.一种测量两换能器之间流体流动速率的超声法，在该方法中，通过测量两换能器之间在流体流动的上游方向和下游方向中声学信号在流动着的流体中传播时间和(或)测量相位变化来确定流体流动速率，该方法包括：
发射步骤(90)，将一声学信号UW发射到待测定流动速率的流体中；
声-模转换步骤(92、94)，将所述的声学信号UW转换成模拟信号S2；
N阶模-数转换步骤(95)，将所述的模拟信号S2转换成数字信号S3；以及
确定声学上的相位变化和传播时间步骤(100、102)，以所述的数字信号S3为基础，确定声学上的相位变化和传播时间；
该方法的特征在于，所述的N阶模-数转换步骤(95)包括：
估价步骤(98)，估价在N-1阶数字化步骤(96)中发生的量化误差qN-1，以便用在N阶数字化步骤中；
扣除步骤(99)，从所述的模拟信号S2中扣除估价出的量化误差qN-1；以及
数字化步骤(96)，对减去了估价量化误差qN-1的所述模拟信号S2进行数字化。
10.根据权利要求9所述的测量流体流动速率的超声法，其特征在于，所述的将声学信号UW转变成一模拟信号S2的声-模转换步骤包括：
转换步骤(92)，将该声学信号UW转换为模拟信号S1；以及
截取步骤(94)，将该模拟信号S1截取成一模拟信号S2。
11.根据权利要求9或10所述的测量流体流动速率的超声法，其特征在于，所述的确定声学上的相位变化和传播时间的步骤(100、102)在数字化信号S3的基础上来确定声学上的相位变化和传播时间，它包括：
滤波步骤(100)，将该数字信号S3滤波成滤波过的数字信号S4；以及
计算步骤(102)，在该滤波过的数字信号S4的基础上计算相位变化和(或)传播时间。
12.根据权利要求9、10或11所述的测量流体流动速率的超声法，其特征在于，所述的将该声学信号UW转换成一模拟信号S1的步骤(92)以及估价在数字化步骤(96)期间发生的量化误差的估价步骤(98)借助于用作一接收器和用作该∑-Δ转换器中的一带通滤波器的该换能器相继地完成。
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