JPS6318372B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は２個所かそれ以上の場所の間で情報を
伝送する情報伝送技術に関するものであり、更に
詳しくいえば制御される信号の震動技術を利用す
ることにより、デジタル情報伝送における誤りを
減少させることに関するものである。

情報伝送の分野では、第１の場所にある局から
の伝送の前にアナログ形式からデジタル形式へ情
報を変換し、第２の場所で受けた情報をデジタル
形式からアナログ形式へ再び変換することは一般
的なやり方である。典型的な装置では、アナログ
−デジタル変換はアナログ入力信号の引き続く部
分を、理想的な条件の下で理論的に誤りのないや
り方で変換を行うのに十分な速さで標本化し、か
つ各標本期間の持続する間にほぼ一定レベルの信
号を発生することにより行われている。与えられ
た任意の期間中におけるこの一定レベル信号の大
きさは、標本化時におけるアナログ信号の大きさ
を表す。この一定レベルの信号の大きさは、アナ
ログ入力信号の所定の全振幅範囲にわたつて、比
較的少ない所定の数の可能な値に制限され（量子
化過程）、特定の量子化間隔内に含まれる信号の
全ての振幅が同じ大きさを有する一定レベルの信
号へ変換されるように、異なる振幅範囲すなわち
量子化間隔が割当てられる。たとえば、７ビツト
２進系では、０〜1.28Vの範囲に含まれる振幅を
有するアナログ入力信号を、−0.005〜＋0.005Vの
零レベル範囲に含まれる俊幅を有する入力信号が
零ボルトレベル信号に変換され、0.005〜0.015V
の範囲に含まれる振幅を有する入力信号が0.01V
の大きさを有する一定レベルの信号に変換され、
0.015〜0.025Vの範囲に含まれる振幅を有する入
力信号が0.02Vの大きさの一定レベルの信号に変
換される、等のようにそれぞれ0.01Vの範囲を有
する異なるレベルへ量子化できる。各範囲の端の
点を定める電圧の大きさ0.005，0.015，0.025など
は遷移点あるいは量子化点と呼ばれる。遷移点の
間の間隔は量子化間隔と呼ばれる。理想的には、
量子化レベルの値は等しく、１つの最下位レベル
を定める。受信局では、デジタル形式で送られた
情報は、通常はアナログ形式へ再び変換される。
この再変換は先に説明したやり方とは逆のやり方
で行われる。

それらの装置は広く応用され、音声その他のア
ナログ情報を伝送するために電話システムで次第
に用いられるようになつている。それらの電話シ
ステムは所定のアナログ入力信号周波数範囲で動
作するように設計されるのが普通である。たとえ
ば、電話システムへの応用では、この周波数範囲
は約300〜3400Hzの可聴周波数範囲である。アナ
ログ−デジタル変換を行う前に300〜3400Hzの周
波数範囲内に含まれる通過帯域特性を有する帯域
通過フイルタによりアナログ入力信号の波を行
い、かつ再変換されたアナログ信号を同様な通過
帯域特性を有する後段標本化フイルタで波する
ことにより、システムの応答は前記可聴範囲に限
定される。

しかし、それらの装置はその周波数応答範囲に
含まれる、アナログ−デジタル変換器（ADC）
の上流側でランダムに乱す信号に感じやすいとい
う欠点がある。それらの信号は、受信局へ送られ
る情報内容を有する情報信号に対して、ノイズ信
号と名づけられる。ノイズ信号が存在すると、送
信と受信を行いたい情報内容はノイズ信号により
隠されることがあり、受信端において誤つて検出
されることがある。無通話時状態、すなわち、装
置の入力側に情報が存在しない時には、ADCの
出力は一定の零レベル値を持つようにするとよ
い。しかし、実際には、典型的なADCでは零レ
ベルがドリフトする。したがつて、極めて小さな
振幅を有するランダムな擾乱信号のために、零値
レベルが遷移点のすぐ近くまでドリフトしたとす
ると、ADCは零よりも高いか、低いかの値を量
子化する出力信号を発生させられることがある。
この誤り出力信号はデジタル−アナログ変換器
（DAC）の下流側で誤りアナログ信号として再生
される。

ADCに逐次結合される多チヤンネル入力端子
を用いる装置、すなわち、多重化されたマルチチ
ヤンネル装置では、近くのチヤンネルからの漏話
の形でノイズが存在するのが普通である。漏話ノ
イズ信号には音声のスペクトル内容を含み、した
がつて装置の周波数応答範囲内に含まれるから、
極めて小さな振幅の漏話信号でも装置の帯域通過
フイルタを通過して、標本化されたアナログ情報
入力信号の大きさを次の標本化間隔の中に含まれ
る値に変ることがあり、とくに入力信号だけが遷
移に非常に近い時にそうである。その結果とし
て、ADCは誤つた出力信号を発生する。その出
力信号はDACによりアナログ形式に再び変換さ
れる。この信号のスペクトラムは音声のスペクト
ラムの基本的なものであるから、そのノイズを
DACの下流側の後段標本化フフイルタにより除
去できない。

無通話ノイズに対する感度が低く、漏話が少
く、アナログ入力信号を量子化する際の誤り（量
子化誤差と呼ばれる）が小さい前記のような種類
の装置を設計する試みが行われている。ある装置
では、入力信号を表すために用いられる量子化間
隔の数を増して、各量子化間隔を狭くしている。
２進符号化を用いる装置では、ｎビツトすなわち
2ⁿの量子化間隔を加えると、この装置ではアナロ
グノイズが量子化間隔の大きさと比べて小さいも
のとすると、理想的な場合にはノイズの作用が
6ndBだけ小さくなる。

別の技術は、小さい振幅の信号に対する利得が
大きな振幅の信号に対する利得よりも大きい回路
（圧縮器と呼ばれる）をADCの上流側に設け、こ
の圧縮器と逆の利得特性を有する回路（伸長器と
呼ばれる）をDACの下流側に設けることである。
この圧縮器−伸長器の構成により小振幅信号に対
しては量子化間隔が小さくなり、無通話ノイズと
漏話ノイズの悪影響をそれに対して小さくなる。
しかし、このような構成には、アナログ入力信号
の全振幅範囲にわたつて非直線応答が生ずること
と、大振幅動作の場合に量子化誤差が大きくなる
という欠点がある。別の提案が米国特許第
3656152号に開示されている。この技術はLSB／
２方形波信号が信号に注入されるようになつてい
る。この米国特許では信号出力で6dBの改善が特
許請求されている。後で説明するように、更に解
析することによつて実際に得られる最高の改善は
3dBにすぎない。

対象とする情報帯の外側に周波数内容を有し、
帯域が制限されて振幅が制御されるノイズ信号を
アナログ−デジタル変換を行う前に注入すること
を含む別の技術も米国特許第3999129号に開示さ
れている。本発明は無通話時ノイズと歪を小さく
するためにこの信号処理技術を更に改善すること
に関するものである。

デジタル−アナログ−デジタル変換の特性につ
いての詳しい説明を、本発明の好適な実施例に関
連して後で行うことにする。

本発明は、極めて安価なやり方で実行でき、ア
ナログ−デジタル変換とデジタル−アナログ再変
換を用いるデジタル情報伝送装置の性能を向上さ
せる、無通話漏話ノイズと量子化誤差ノイズとの
悪影響を十分に小さくするための方法と装置を提
供するものである。最も広い面では、本発明は、
１つの最下位ビツト（LSB）に対して所定の尖
−尖頭振幅を有し、かつ複合信号が標本化される
周波数に対して所定の周波数スペクトラムを有す
る被制御信号と、情報信号とを重畳させて情報を
デジタル形式（標本化周波数）へ変換するもので
ある。被制御信号は、そのノイズ抑制特性のため
に、とくに複合信号から情報を取り出すことが容
易であることから選択される。ある実施例では、
ほとんど理想的な振幅分布を有し、理想的な周波
数スペクトル内容に非常に近いある種の周期的信
号が示されている。被制御信号の理想的な波形は
確率密度関数として尖−尖頭振幅を有し、その信
号は、元の形と変えられた形との双方において、
対象とする通過帯域スペクトラム内の周波数成分
をほとんど欠いている。「周波数成分をほとんど
欠いている」というのは、通過帯域内に生ずるそ
のような周波数成分が背景ノイズレベルよりも低
い振幅レベルであること、たとえば音声級電話系
において通過帯域振幅特性より少くとも約7dB低
いこと、を意味する。被制御信号のクラスは、少
くとも１つのLSBの尖−尖頭振幅を有し、かつ
理想的な条件の下では約３〜４のLSBの好適な
尖−尖頭振幅を有し、通過帯域の上または下の周
波数を有する周期的な対称三角波を含む。

被制御ノイズ信号の中心周波数はなるべく通過
帯域の上で小さな周波数δだけずらされた標本化
周波数の２分の１に等しくし、または通過帯域よ
り小さな周波数δだけ低い周波数にする。周波数
δの周期はノイズの数値を求める際の対象とする
時間間隔と比較して短いように選択される。音声
級電話系における周波数δに対する周期の典型的
な値は0.1秒である。

好適な被制御御信号は対称三角波であるが、そ
の他に非対称三角波、鋸歯状波、および選択され
た尖頭振幅の方形波と擬似ランダム位相関係との
重畳された組合わせも含まれる。「対称三角波」
という用語は持続時間が等しい２つの直線セグメ
ントより成る周期的な波形を意味し、「非対称三
角波」という用意は持続時間が異なる２つの直線
セグメントより成る周期的な波形を意味する。こ
の波形はおおざつぱにランプ波形と呼ばれる。
「鋸歯状波」という用語は一方のセグメントに対
して他方のセグメントの持続時間がほぼ零である
ような２つの直線セグメントで構成された周期的
な波形を意味する。「重畳された方形波の組合わ
せ」という用語は後で詳細に定義する。完全にデ
ジタル化された装置では、アナログ波形の代りに
そのアナログ波形をデジタル化したものを用いる
ことができることも理解すべきである。

本発明の装置の一実施例では、アナログ信号源
の情報出力端子が、希望の動作周波数範囲と同範
囲の通過帯域特性を有する前置標本化フイルタを
介して、加算回路網の第１入力端子に結合され
る。前記したような種類の制御される信号を発生
できる信号発生器が加算回路網の別の入力端子に
結合される。加算回路網の出力端子はADCの信
号入力端子に結合され、そのクロツク入力端子は
標本クロツク発生器の出力端子に結合される。希
望によつては、標本クロツク発生器の出力信号列
によりクロツク制御されるサンプル・ホールド回
路を加算回路網とADCのデータ入力端子の間に
結合できる。

別の実施では、周期的に制御される信号を
ADCの比較入力端子、またはADCの他の入力端
子に直接注入できる。そうするとＡ−Ｄ変換を行
う間に、周期的に制御される信号を信号源からの
信号に加え合わされる。ADCの出力端子は伝送
媒体、たとえば電話の加入線路回路、または
PBX電話装置を有する情報バスへ結合される。
伝送媒体の受信端では、標本クロツク発生器によ
り発生される周波数と同じ周波数でクロツク制御
され、かつ標本クロツク発生器に同期している
DACにより、デジタル情報信号がアナログ信号
へ再び変換される。このDACからのアナログ出
力信号は、前置標本化フイルタの通過帯域特性と
同様な通過帯域特性を有する後段標本化フイルタ
を介して利用装置へ与えられる。好適な実施例で
は、周期的に制御されるノイズ信号の周波数は標
本化周波数の２分の１からずらされて、周期的に
制御される信号の限られた数の標本の間の差と同
じ尖−尖頭振幅を有する方形波と等しい効果を三
角波が発生することを阻止する。

動作時には、ここで示されている特性を有する
注入された周期的に制御される信号は、スプリア
スノイズ信号の振幅が制御されるノイズ信号の尖
頭振幅よりも小さく、かつADCへの入力のレベ
ルが量子化間隔遷移点の近くである時には常に優
勢である。したがつて、無通話時ノイズの場合に
は、ADCのその後の出力は制御される信号の周
波数成分と同じ周波数成分より成る。量子化誤差
ノイズの特定の場合には、注入された被制御信号
がバイアス信号として機能し、このバイアス信号
はADCの入力端子でより低い周波数のアナログ
情報信号に加え合わされた時に、ADCからのデ
ジタル化された信号出力のデユーテイサイクル
を、DACの下流側に設けられている後段標本化
フイルタにより、アナログ入力信号の真の形を一
層正確に反映する振幅変化へ変化されるようにし
て変化させる。アナログ情報入力信号の量子化レ
ベル内に含まれる振幅変化がDACの出力端子へ
送られて、量子化誤差を小さくするから、上記の
やり方は振動法として知られている。

本発明の主な利点のうちには、白色ノイズすな
わちガウス分布ノイズ振動技術、および方形波信
号または正弦波信号注入のような簡単な被制御信
号振動技術と比較して、デジタル装置における
Ｓ／Ｎ比が向上することがある。とくに、この種
の好適な信号は方形波信号と比較して大幅に減衰
させられた高調波を発生する。この種の好適な被
制御信号も、純粋の正弦波信号とは対照的に、一
様な確率密度関数により特徴づけられる。

以下、図面を参照して本発明を詳細に説明す
る。

まず第１図を参照して、アナログ信号源１０の
出力端子が前置量子化フイルタ１１の入力端子に
結合されている。信号源１０は標準型電話器、デ
ータ装置に組合わされるモデム、コンピユータの
音声応答装置などのように、所定の通過帯域内に
主として含まれる周波数内容を有するアナログ情
報信号を発生できるいくつかのアナログ情報入力
装置のうちのいずれかで構成できる。前置標本化
フイルタ１１は対象とする周波数範囲をほぼカバ
ーする通過帯域特性を有する帯域通過フイルタで
ある。たとえば、約300〜3400Hzの周波数スペク
トラムを有するPCM電話系では、前置標本化フ
イルタ１１は300〜3400Hzの通過帯域を有する４
端子帯域通過フイルタで構成できる。フイルタ１
１の出力端子は通常の加算回路網１２の第１入力
端子に結合される。加算回路網１２の他の入力端
子には被制御信号源１４の出力端子が結合され
る。

信号源１４としては、以下に述べる基準に従つ
て選択された所定の周波数特性と所定の振幅特性
を有する出力信号列を発生できるものであれば、
どのような発振回路でも使用できる。一実施例で
は、被制御ノイズ源は、予め選択した周波数と振
幅を有するアナログ出力信号を発生する三角波発
生器である。第６図はその簡単な一例を示す。こ
の三角波発生器はマルチバイブレータ３０または
それと同等のクロツク信号発生器と、この信号発
生器３０に抵抗Ｒを介して結合される積分器３２
とで構成される。マルチバイブレータ３０の出力
端子には希望の周波数の正形波が現われる。増幅
器ＡとタイミングコンデンサＣとで構成された積
分器３２は、方形波出力をそれと同じ周波数の三
角波へ変える。三角波の振幅と直線性は増幅器Ａ
の利得と、コンデンサＣと抵抗Ｒで決定される時
定数とによつて決められる。

加算回路網１２の出力端子は通常のサンプル・
ホールド回路１５の信号入力端子に結合され、回
路１５の出力端子は通常のアナログ−デジタル変
換器（ADC）１６の信号入力端子に結合される。
サンプル・ホールド回路１５とADC１６は一体
のユニツトとして構成できる。信号が比較的ゆる
やかに変化する場合にはサンプル・ホールド回路
１６は不要である。ここで説明している例ではサ
ンプル・ホールド回路１５の設定時間は3.9マイ
クロ秒で、ADC１６は12ビツト並列２進出力信
号を発生する。この出力信号は既知の基準に従つ
て選択される標本化信号で標本化される。ADC
１６のデータ出力端子は伝送媒体１８の入力端子
に結合される。伝送媒体１８は伝送線、無線リン
クなどである。サンプル・ホールド回路１５と
ADC１６はサンプル・クロツク発生器２０によ
り制御される。このサンプル・クロツク発生器２
０は信号リンク１７によりサンプル・ホールド回
路１５とADC１６とのクロツク入力端子に結合
される。サンプル・クロツク発生器２０は12KHz
の周波数の出力パルスを発生できるクロツクパル
ス発生器で構成できる。

クロツク発生器の各パルス幅は約100＋）秒で、
周波数は標本化周波数sである。

別の実施例（第８図）では、アナログ信号源１
０は前置標本化フイルタ１１を介してADC１６
内の比較器１１６の１つの信号入力端子に結合さ
れ、被制御信号源１４は比較器１１６の他の信号
入力端子に直結されるから、独立した加算回路点
は不要である。比較器１１６のデジタル化された
出力はADC１６内の残りの回路２１６により、
線１７を介して与えられるクロツク信号を用いて
復号されてから伝送線１８へ与えられる。次に第
２図を参照する。この図に示されている実施例で
は、アナログ信号源１０の出力端子は前置標本化
フイルタ１１の入力端子に結合され、フイルタ１
１の出力端子はサンプル・ホールド回路１５の信
号入力端子に結合され、回路１５の出力端子は
ADC１６の入力端子に結合される。ADC１６の
デジタル化された出力はデジタル加算器１２′に
与えられる。被制御信号源１４′は、好適なアナ
ログ信号源のデジタル化された瞬時値に対応する
値を有するデジタル出力を逐次発生するデジタル
回路網で構成できる。このデジタル回路網は、一
連のデジタル値を直接与えるデジタル信号発生
器、またはサンプル・ホールド回路を介して結合
されるアナログ信号源と希望のデジタル値を発生
するADCのいずれかで構成される。

本発明の動作をより明確に理解するためには、
アナログ−デジタル変換の特性とデジタル−アナ
ログ再変換の特性を調べることが助けとなる。第
３Ａ図はデジタル化された信号対その元のアナロ
グ入力の電圧表現を示すグラフである。

ｘ軸（横軸）はアナログ入力電圧を表し、ｙ軸
（縦軸）は入力電圧の値に対するその等価アナロ
グ電圧へ変換されるデジタル出力を表す。各個別
出力値に対して対応する１組のアナログ入力値が
存在する。理想的なADCでは、各入力値に対し
てただ１つの対応する出力値すなわち量子化レベ
ルが存在し、それらの量子化レベルはｙ軸に沿つ
て等間隔で配置される。１つの任意のｙ軸量子化
レベルに対するｘ軸に沿う入力電圧の振幅は量子
化間隔である。したがつて、第３Ａ図は量子化レ
ベル対量子化間隔のグラフである。

物理的に実現できる変換器はある種の理想的で
ない特性を示す。たとえば、各量子化レベルの間
隔は一般に等しくない。また、レベルが等間隔だ
としても、変換の分解能に応じてADCは量子化
誤差も示す。デジタル化されたアナログ信号がア
ナログ形式へ再び変換されると、量子化誤差は歪
として現われる。更に、入力端子にはチヤンネル
ノイズが存在する。したがつて、量子化間隔の遷
移点近くでは、１組の入力値に対して１つ以上の
出力値が存在することになる。レベル表現５０の
重なり合つている幅Ａはノイズを表す。平均的な
重なりは約1/8LSBに等しい入力電圧である。

第３Ｂ〜第３Ｅ図はデジタル伝送装置と本発明
のある特性を示す。第３Ｂ図に示されているよう
な結果を生じさせるためには、加算器１２の被制
御信号入力端子に試験信号が入れられる。この試
験信号は零ボルトからADCの最大振幅範囲まで
ゆるやかに変化する電圧掃引信号である。第３Ｂ
図からわかるように、重なり合う部分Ａが量子化
間隔５０に存在する場合には、その重なり部分Ａ
に大きな平均ノイズパワーが生ずる。重なり部分
Ａのような重なり部分が１量子化レベルよりも小
さい限りは、平均ノイズパワーレベルは第３Ｂ図
に示されているようなものである。

本発明に従つて、被制御ノイズ源信号列の周波
数と振幅は次の基準に従つて選択される。対象と
するアナログ情報信号の周波数範囲がひとたび選
択されると、標本クロツク発生器２０の周波数を
ナイキストの基準に従つて選択できる。したがつ
て、標本化の周波数は対象とする通過帯域の最高
周波数の２倍以上である。その後で、量子化間隔
の大きさと数を、処理すべきアナログ信号の振幅
範囲と希望の精度に従つて選択できる。標本化周
波数と量子化間隔がわかると、対象とする周波数
帯の外すなわち通過帯域の外の周波数を有する出
力信号を発生するように被制御信号源１４が調節
される。最も有効な信号は、振幅が少くとも
1LSB尖−尖頭値で、なるべく約3.5LSB尖−尖頭
値、周波数が標本化周波数の２分の１から比較的
小さい周波数δだけ異なるような三角波である。
通過帯域より高い被制御信号源の周波数をs／
2⁺〓またはs／2^-〓（以下、s／2^±〓とする）で示
す。
あるいは、通過帯域より低い被制御信号は周波数
δでゆるやかに周期的に掃引する信号である。第
４Ａ図に示されている周波数がs／2^±〓の周期的
な三角波は次のようなフーリエ展開式で表され
る。

ここに、δ′＝δ／２である。

三角波は基本波の奇数倍の高調波を発生する。
周波数がs／2^±〓の三角波ではs／2^±〓の３，５，
７……倍の高調波を発生する。標本化の後では、
周波数がs／2^±〓，s／2^±3〓，s／2^±5〓などの
信号
が発生されるように基本波と高調波がアリエスさ
れる。同様に、周波数がδの三角波は3δ，5δ，7δ
などの高調波を発生する。これらの高調波はs−
δ，s−3δなどにアリエスされる。三角波の種々
の高調波の振幅は基本波と比較して大幅に減衰さ
せられる。たとえば、三角波の第２高調波は発生
せず、第３高調波は基本波より10.08dB低く、第
５高調波は基本波より27.95dBより低く、他の高
調波はそれよりも低い。これらの自然高調波は一
般に対象とする周波数の外側で、大幅に減衰させ
られる。

理想的な波形は周波数がs／2^±〓またはδ、振
幅が少くとも1LSBなるべく約3.5で、一様な確率
密度関数の対称三角波である。適当な特性の他の
波形はランプ関数である（第４Ｂ図）。周波数が
s／2^±〓の周期的なランプ関数は次のフーリエ展
開式で表される。

ｇ（ｔ）＝１／２−１／π_∞ 〓ⁿ⁼¹ １／ｎsinπt（s±δ′）ｔ 周期的な鋸歯状波または対称的な三角波のフー
リエ展開も得ることができる。正確な形は各種の
位相セグメントの相対周期に依存する。

被制御信号の好適な波形の特性を更に明確にす
るために、周波数がs／2^±〓の三角波がs／２の
基本周波数を有する方形波信号に非常に類似する
ことがわかるであろう。これは周波数がδの三角
波により振幅変調された搬送波抑制両側帯波であ
る。

振幅変調された方形波は実際の装置で使用でき
る。しかし、その信号はたとえば第６図に示す回
路で発生できる指定された周波数の簡単な三角波
より発生が困難である。

簡単な三角波の別の例は、選択された振幅の不
連続な方形波と擬似ランダム位相関係との組合わ
せにより発生される複合波である。選択された時
点におけるそのような信号の波形を第４Ｄ図に示
す。第７図には第４Ｄ図に示されている波形を構
成する一連の方形波が示されている。基本方形波
（第７Ａ図）の尖−尖頭振幅はLSB／２で、s／
２の周波数の標本化信号に同期している。第２の
方形波（第７Ｂ図）の尖−尖頭振幅はLSB／４
で、周波数はs／2^-〓であり、第３の方形波（第
７Ｃ図）の尖−尖頭振幅はLSB／８で、周波数
はs／2^-〓^-〓、などである。εは小さな振幅の方
形波の周波数の違いがδと同じ範囲内にあるが、
電話で聞えるゆるやかに変化するノイズ効果を生
ずるような周波数には互いに近づかないことを示
す。見かけ上の同期なしに周波数が異なる方形波
を選択することにより擬似ランダムな位相関係が
生ずる。適切に選択された一連の方形波を加え合
わせることによつて正しい確率密度関数と周波数
スペクトラムが発生され、個々の周波数が互いに
あまり接近しすぎていなければ、すなわち、電話
の場合には少くとも10Hzだけ分離されておれば、
ゆるやかに変化するノイズの作用は非常に少なく
なる。そのような信号発生技術を採用できるが、
選択された周波数の１つの三角波を用いる方が好
ましいと一般に考えられている。

信号伝送を改善する本発明の更に別の技術は、
第２図に示す回路でデジタル制御信号を発生する
ことである。第２図の回路で、被制御信号源１
４′は被制御信号をデジタル形式で発生する。た
とえば、１周期の間に、被制御信号源１４′は±
δの標本化周波数でクロツク制御されて、１つの
４分の１周期の間に三角２進数列00000₂〜
001102₂を発生し、次の１つの半周期の間に
00110₂〜−00110₂を発生し、次の４分の１周期の
間に−00110₂〜00000₂を発生できる。

実験例 被制御信号の特性をこれまで説明してきたが、
ここで説明している注入技術、すなわちデジタル
加算技術が本発明の装置の性能を向上させるため
にどのように機能するかをよく考察することにそ
の説明は役に立つ。第３Ｂ図を参照して、ADC
１６に与えられる与えられた量の入力ノイズは特
定の振幅確率密度関数を有するから、ADCに与
えられる振幅の違い（ｘ軸）がビツト遷移点を通
つてゆるやかに変えられるものとすると、ノイズ
確率密度関数がDAC２２の出力ノイズ中に反映
される。第３Ｂ図で入力ノイズは尖−尖頭レベル
がLSB／８である擬似ガウス信号である。第３
Ｂ図はDAC２２の出力端子における１レベルに
正規化されたこのノイズレベルを示すものであ
る。

尖−尖頭値がLSB／２の注入された方形波被
制御信号は第３Ｃ図に示されているような結果を
生ずる。これから、第３Ｂ図に示されている無通
話時ノイズレベルが3dB改善されたことがわか
る。しかし、先行技術とくに米国特許第3656152
号に開示されているものは、LSB／２の方形波
を加えることにより6dBの改善が理論的に可能で
あることを示している。更に理論的な解析と実験
を行つた結果によると、LSB／２の方形波を加
えることによつて、ADCの出力端子に、最悪の
場合のずれでも、注入される方形波がない時と同
じレベルのノイズを発生する。もつとも、ノイズ
は１つおきの標本にのみ存在する。50％のデユー
テイサイクルで変調されたノイズ信号の振幅は、
変調されないノイズ信号の振幅より3dB小さい。
したがつて、米国特許第3566152号に開示されて
いる技術では3dBの改善が得られるだけである。
無通話時ノイズレベルが尖−尖頭値で約LSB／
４より高いとすると3dBの改善も得ることができ
ない。その理由は、米国特許第3656152号に従つ
て注入された被制御信号源の方形波がノイズ信号
に加えられた時に、得られる確率密度関数の分布
のすそ６０，６２（第３Ｃ図）が重ね合わされて
尖頭振幅より大きくするからである。

本発明の特性を有するLSB／２尖−尖頭値の
注入された三角波の場合には6dBの改善が得ら
れ、その場合にLSB／８尖−尖頭のノイズが存
在する。第３Ｄ図はそのような特性を示す。この
図と第３Ｃ図の波形を比較すると、本発明の技術
ではこの信号レベルにおいてノイズ信号が重なり
合わない結果が得られることがわかる。

本発明では、等しい量子化間隔を有する装置に
ILSB以下の尖−尖頭値に等しいレベルで、任意
の波形のノイズが存在する場合には、ILSBの尖
−尖頭値レベルの注入された三角波制御信号が減
衰を最大にする。第３Ｅ図に示すように、1LSB
の尖−尖頭値の注入された被制御信号は9dBの改
善を行い、その場合にはノイズLSB／８尖−尖
頭値レベルに等しい。また、アナログ信号の振幅
全体にわたつてノイズはほぼ一様に分布される。
1LSBの三角波に対する改善は√に比例す
る。ここに、ＮはLSBの幅であり、ＢはADCの
入力端子における等価ノイズ（静止ノイズ）の
RMS値である。

1LSB尖−尖頭値三角波振動信号を注入するこ
とにより、ADCの入力端子にLSB／４の等価ノ
イズが存在する場合に6dBの改善が達成され、
ADCの入力端子にLSB／16の等価ノイズが存在
する場合には12dBの改善が可能である。

デジタル伝送を利用しているほとんどの情報伝
送装置では、全く等しい量子化レベルという理想
からは大きな隔りがある。したがつて、いくつか
のビツト遷移がADCとDACの全範囲にわたつて
不均一な間隔で分布されるということがある。た
とえば、ビツト遷移レベルがそれらの理想的なレ
ベルからLSB／２だけずらされているとすると、
互いの遷移レベルのLSB／２以内に２つの遷移
があり得る。その結果、LSB／２尖−尖頭値方
形波を注入しても、隣り合うノイズのビークの重
なり合いのために改善が行われないことになる。
しかし、同じ振幅の三角波を注入することにより
Ｓ／Ｎ比は高くなる。その場合に得られる改善度
は理想的なADCで得られる改善度より3dB低い。

このようにして、装置の性能を大幅に低下させ
ることなしにノイズを減衰させることができる。
振動信号の振幅は1LSBの振幅と比較して大きく
してはならないことが先行技術ではいわれている
が、本発明では一様な確率密度関数を有する
LSB波形の３〜４個分であるように振動信号が
選択される。

ノイズの減衰がそのように大きくなる理由につ
いての簡単な説明を第３Ｆ図を参照して行う。

第３Ｆ図には、入力の静止レベルが零レベルか
ら任意のスタート場所に対するレベルｘまで掃引
されるDACの出力端子において、一様な確率密
度関数の波形の平均ノイズパワーの予測振幅のグ
ラフが示されている。掃引波形の振幅がｘで、量
子化遷移よりＡ／２だけ下で時刻零がスタートす
るものとすると、ノイズパワーは第３Ｆ図のカー
ブ４０をたどることになる。しかし、掃引の振幅
がｘで、量子化遷移よりＡ／２だけ上でスタート
するものとすると、ノイズパワーは第３Ｆ図のカ
ーブ４２により与えられる。遷移点が既点であれ
ば、ノイズはそれらの遷移点で最小となる。しか
し、任意のスタート点に対して、それらの量子化
間隔に対するノイズの振幅はそれら２つのカーブ
４０と４２の間にあり、第１の量子化間隔に対す
る最大ノイズは2Aに等しく、第２の量子化間隔
における最大ノイズは３／2Aであり、そしてｎ
量子化間隔における最大ノイズは（ｎ＋１）Ａ／
ｎに等しい。ここに、Ａは量子化間隔と比べて小
さい。

第５図は、最大レベル不整合に対する完全な整
合に関連するノイズ（Ｂ欄）と、１つの量子レベ
ルの最小と比較した時の基本信号の対応するレベ
ル（Ｃ欄）と、選択された振幅における被制御ノ
イズ源三角波掃引（Ａ欄）を利用する12ビツト
ADC／DAC装置における対応する振幅範囲損失
（Ｄ欄）とを示す表である。Ｂ欄における情報は
第３Ｆ図に示されている極値に対応する。

静止レベル掃引の周波数も重要である。いくつ
かの量子化レベルにわたつて静止レベルの掃引が
あまりゆつくりしすぎると、すなわち、10Hz以下
とすると、この影響がパルス状ノイズとして聞え
ることになる。しかし、掃引速度が300Hzをこえ
ると、この掃引は通過帯域における可聴音として
聞える。したがつて、掃引周波数はなるべく10Hz
以上かつ300Hz以下とし、とくに約20〜60Hzの範
囲で最良の結果が得られる。これらの基準を適用
すると、周波数のずれδの範囲は約20〜60Hzとな
る。

再び第１図を参照して、ADC１６の出力端子
は伝送媒体１８の伝送端に結合される。伝送媒体
は複合デジタル信号を受信端にある受信局へ送
る。

この装置の受信端では、伝送媒体１８により伝
送されたデジタル情報信号が、通常のDAC２２
のデータ入力端子へ与えられる。このDAC２２
の分解能はLSB当り2.5ミリボルトで、出力範囲
はADC１６のアナログ入力範囲と同じである。
DAC１６の量子化間隔はLSB当り2.5ミリ秒であ
るよう選択されている。DAC２２のクロツク入
力端子は導線１７によりサンプル・クロツク２０
の出力端子に結合されて、DAC１６と同じ周波
数でクロツクされるようになつている。DAC２
２の出力端子は後段標本化フイルタ２４の入力端
子に結合される。このフイルタは前置標本化フイ
ルタ１１の通過帯域特性に類似する通過帯域特性
を有する帯域通過フイルタで構成される。フイル
タ２４の出力端子は適当な利用機器２５、たとえ
ば標準電話器の受話器に結合される。

動作時には、アナログ信号源１０からのアナロ
グ情報信号が前置機体化フイルタ１１に加えら
れ、そこで望ましくない周波数成分がほぼ除去さ
れてから、加算器１２において被制御信号源１４
からの周期的に制御される信号に加え合わされ
る。このようにして得られた複合信号はサンプ
ル・ホールド回路１５で逐次標本化されてから、
ADC１６でデジタル形式へ変換される。標本化
と変換は同じ標本化周波数で行われる。伝送媒体
１８により送られてきたデジタル情報信号は
DAC２２によりアナログ形式へ再変換される。
DAC２２も周波数sでクロツクされる。DAC２
２の出力端子に現われたアナログ信号出力は後段
標本化フイルタ２４により波されて、希望の周
波数帯の外側の周波数成分をほぼ全て除去されて
から利用機器２５へ与えられる。

本発明のそのような被制御信号源を含む装置は
望ましくないノイズを大幅に減少させることがで
きる。更に、既存のサンプル・ホールド回路のデ
ータ入力端子に加算器１２と被制御信号源を付加
するだけで、既存のデジタル情報伝送装置へ本発
明を容易に応用できる。ADCのデータ入力端子
に信号を直接加えることができることに注意すべ
きである。また、デジタル情報伝送装置を主とし
て本発明を詳細に説明したが、デジタル信号記録
装置のような他の信号処理装置にも本発明を採用
すると非常に大きな利益が得られる。ADCの上
流側に圧縮器を含み、DACの下流側に伸長器を
含むデジタル情報装置に本発明を採用できること
にも注目すべきである。

また、本発明は物理的に実現可能な装置の各種
の部品を改良できる。たとえば、典型的な加算器
１２は20メグオームの混合抵抗を含むが、その場
合には量子化レベルはわずかに1LSBであるよう
に選択される。しかし、3.5量子化レベルを用い
る装置では、それに比例して低い混合抵抗を用い
ることができ、その結果としてランダムノイズが
減少する。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の装置の一実施例のブロツク
図、第２図は本発明の装置の別の実施例のブロツ
ク図、第３Ａ図はある数の量子化間隔にわたつて
連続して変化するアナログ入力のアナログ−デジ
タル変換と、その後で行われるデジタル−アナロ
グ変換により得られる量子化レベル対量子化間隔
のグラフ、第３Ｂ図は補償を行つていない装置の
場合の平均ノイズパワー対量子化間隔のグラフ、
第３Ｃ図は従来のノイズ抑制技術における平均ノ
イズパワー対量子化間隔のグラフ、第３Ｄ図は注
入されるノイズ抑制の振幅が最適値以下の場合に
おける本発明のノイズ抑制技術による平均ノイズ
パワー対量子化間隔のグラフ、第３Ｅ図は等間隔
の量子化レベルを有するアナログ−デジタル変換
器の動作時における本発明のノイズ抑制技術によ
る平均ノイズパワー対量子化間隔のグラフ、第３
Ｆ図は直線状に増大する振幅とランダムスタート
振幅を有する注入された被制御信号に対するある
数の量子化間隔における出力ノイズの発生確率の
グラフ、第４Ａ図は本発明の三角波注入信号の波
形図、第４Ｂ図は本発明のランプ波注入信号の波
形図、第４Ｃ図は本発明の鋸歯状波注入信号の波
形図、第４Ｄ図は本発明の複合波注入信号の波形
図、第５図は第４図に示されているような種類の
信号の信号源を利用する第１図の装置の性能特性
を示す表、第６図は本発明の被制御信号を発生す
るための適当な三角波発生器のブロツク回路図、
第７Ａ〜７Ｃ図は第４Ｄ図に示されているような
種類の複合信号の選択された成分を示す波形図、
第８図は本発明の装置の更に別の実施例を示すブ
ロツク図である。 １０……アナログ信号源、１１……前置標本化
フイルタ、１２……加算器、１４，１４′……被
制御信号源、１５……サンプル・ホールド回路、
１６……Ａ−Ｄ変換器、１８……伝送媒体、２０
……サンプルクロツク、２２……Ｄ−Ａ変換器、
２４……後段標本化フイルタ。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 所定の動作周波数帯内に含まれるスペクトル
   内容を有するアナログ入力信号を発生する手段
   と、 前記動作周波数帯内の周波数成分を実質的に欠
   くスペクトル内容を有する周期的に制御された信
   号を発生する手段と、 前記アナログ入力信号と前記周期的に制御され
   た信号との合成信号を、予め選択された標本化周
   波数で標本化し所定の大きさを有する量子化レベ
   ルで量子化することにより、デジタル変換して伝
   送媒体へ与える手段と、 前記伝送媒体の受信端において前記デジタル変
   換された信号をアナログ形式へ変換する手段と、 変換されたアナログ信号を波して前記所定の
   動作周波数帯の外側にある周波数成分をほぼ全て
   除去する手段と、を有するデジタル情報伝送系に
   おけるノイズ減少装置において、 前記周期的に制御された信号を発生する手段
   が、前記標本化周波数の２分の１からずらされた
   周波数を有し、振幅の尖−尖頭値が１量子化レベ
   ル以上の三角波の信号を発生することを特徴とす
   る、デジタル情報伝送系におけるノイズ減少装
   置。 ２ 前記周期的に制御された信号を発生する手段
   が、対称三角波を発生する、特許請求の範囲第１
   項記載のノイズ減少装置。 ３ 前記周期的に制御された信号を発生する手段
   が、非対称三角波を発生する、特許請求の範囲第
   １項記載のノイズ減少装置。 ４ 前記周期的に制御された信号を発生する手段
   が、鋸歯状波を発生する、特許請求の範囲第１項
   記載のノイズ減少装置。 ５ 前記周期的に制御された信号を発生する手段
   が、振幅の尖−尖頭値が約3.5量子化レベルより
   も十分に大きくない三角波の信号を発生する、特
   許請求の範囲第１項記載のノイズ減少装置。 ６ 前記周期的に制御された信号を発生する手段
   が、前記標本化周波数の２分の１から10Hzないし
   300Hzだけずらされた周波数を持つ三角波の信号
   を発生する、特許請求の範囲第１項記載のノイズ
   減少装置。