FR2858136A1 - Convertisseur continu-continu - Google Patents

Convertisseur continu-continu Download PDF

Info

Publication number
FR2858136A1
FR2858136A1 FR0407892A FR0407892A FR2858136A1 FR 2858136 A1 FR2858136 A1 FR 2858136A1 FR 0407892 A FR0407892 A FR 0407892A FR 0407892 A FR0407892 A FR 0407892A FR 2858136 A1 FR2858136 A1 FR 2858136A1
Authority
FR
France
Prior art keywords
switching element
current
voltage
winding
circuit
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
FR0407892A
Other languages
English (en)
Other versions
FR2858136B1 (fr
Inventor
Koji Kawasaki
Keiji Shigeoka
Tsuyoshi Yamashita
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Denso Corp
Original Assignee
Denso Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Denso Corp filed Critical Denso Corp
Publication of FR2858136A1 publication Critical patent/FR2858136A1/fr
Application granted granted Critical
Publication of FR2858136B1 publication Critical patent/FR2858136B1/fr
Anticipated expiration legal-status Critical
Expired - Lifetime legal-status Critical Current

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33569—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements
    • H02M3/33576—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements having at least one active switching element at the secondary side of an isolation transformer
    • H02M3/33592—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements having at least one active switching element at the secondary side of an isolation transformer having a synchronous rectifier circuit or a synchronous freewheeling circuit at the secondary side of an isolation transformer
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/01—Resonant DC/DC converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33569—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y10—TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC
    • Y10S—TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y10S323/00—Electricity: power supply or regulation systems
    • Y10S323/908—Inrush current limiters

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

Dans un convertisseur continu vers continu, des premier et second enroulements primaires sont couplés magnétiquement au premier enroulement secondaire. Les troisième et quatrième enroulements primaires sont couplés magnétiquement au second enroulement secondaire. Les premier et troisième enroulements primaires sont reliés en série pour former un premier élément de bobinage. Les second et quatrième enroulements primaires sont reliés en série pour former un second élément de bobinage. Une première extrémité du premier élément de bobinage est reliée à la première ligne d'alimentation positive. Un premier élément de commutation est relié entre la première ligne d'alimentation négative et l'autre extrémité du premier élément de bobinage. Un premier condensateur est relié entre la première borne négative et une seconde extrémité du premier élément de bobinage.

Description

1 2858136
CONVERTISSEUR CONTINU-CONTINU
ARRIERE-PLAN DE L'INVENTION Référence croisée avec une demande apparentée Cette demande est fondée sur la demande de brevet japonais antérieure 2003-275 643 déposé le 16 juillet 2003 et revendique le bénéfice de priorité de celle-ci de sorte que le contenu de celle-ci est incorporé ici par référence.
Domaine de l'invention La présente invention se rapporte à un convertisseur de courant continu (DC) en courant continu amélioré.
Description de la technique apparentée
Les convertisseurs continu vers continu munis chacun d'un transformateur sont capables d'un isolement entre l'entrée et la 15 sortie de ceux-ci de sorte qu'ils sont largement utilisés. Dans les convertisseurs continu vers continu à transformateur, divers types d'entre-eux comportant chacun deux transformateurs sont bien connus.
A titre d'exemple, la publication de brevet non examinée 20 japonais N 2003-102 175 décrit un système de convertisseur continu vers continu comprenant deux convertisseurs continu vers continu. Chacun des deux convertisseurs continu vers continu présente une structure pratiquement classique avec un transformateur. Les deux convertisseurs continu vers continu 25 sont reliés l'un à l'autre en parallèle et ils exécutent des opérations complémentaires. Dans le système de convertisseur continu vers continu décrit, les sorties de courant alterné de l'un et l'autre transformateur permettent que les composantes d'ondulation diminuent uniquement grâce à des condensateurs de 30 filtrage à capacité inférieure sans utiliser aucune bobine d'arrêt dans la sortie.
A titre d'autre exemple, le brevet des Etats-Unis N 5 291 382 décrit un système de convertisseur continu vers continu comportant deux transformateurs.
Dans la structure du système de convertisseur continu vers continu lié à cette description, comme indiqué sur la figure 32, une tension en courant continu est appliquée depuis une alimentation en courant continu 102 à l'enroulement du primaire W101 d'un transformateur T100 et à l'enroulement du primaire 40 W102 d'un transformateur T200 par l'intermédiaire d'un élément 2 2858136 de commutation Q101. En tant qu'élément de commutation Q101, on peut utiliser un transistor de type MOS (métal-oxydesemiconducteur).
Les enroulements primaires W102 et W105 sont reliés en 5 série, et ils sont reliés à un circuit de fixation de niveau. Le circuit de fixation de niveau est composé d'un condensateur C102 et d'un élément de commutation Q102, tel qu'un transistor de type MOS, reliés l'un à l'autre en série. Les caractères de référence "D" représentent des diodes intrinsèques des éléments 10 de commutation Q101 et Q102, respectivement. Les enroulements secondaires W103 et W106 sont reliés l'un à l'autre en série.
Les tensions secondaires appliquées aux enroulements secondaires W103 et W106 des transformateurs T100 et T200 sont redressées en alternance par un circuit de redressement synchrone classique 15 100 pour être fournies en sortie sous forme de tension de sortie Vo.
Les éléments de commutation Q101 à Q104 sont commandés par modulation PWM (modulation par largeur d'impulsion) pour réguler les tensions de sortie Vo. Les éléments de commutation Q101 et 20 Q102 sont rendus conducteurs et bloqués en alternance (de façon complémentaire).
Les opérations du convertisseur continu vers continu illustrées sur la figure 32 seront brièvement décrites ci-après.
(Premier mode) Lorsque l'élément de commutation Q101 est rendu conducteur, la tension en courant continu est appliquée à chacun des premiers enroulements primaires W102 et W105 alors que l'élément de commutation Q102 est dans un état bloqué. La tension en courant continu amène le courant ilO à passer depuis la borne 30 d'entrée par les enroulements primaires W102 et W105 et le condensateur (condensateur de filtrage d'entrée) C101, qui est relié à l'alimentation en courant continu 102 en parallèle, se décharge dans le sens de décharge DD indiqué sur la figure 32.
Les inductances L des enroulements primaires W102 et W105 35 amènent le courant i passant au travers de ceux-ci à augmenter progressivement avec le temps, de sorte que des tensions sont générées dans les enroulements secondaires W103 et W106. Les polarités des tensions générées sont positives au niveau de leurs bornes du côté point, respectivement.
Lorsque l'élément de commutation Q103 est rendu conducteur, le courant i103 fondé sur la tension générée dans l'enroulement secondaire W106 est fourni en sortie de celui-ci, et l'énergie magnétique fondée sur la tension générée dans l'enroulement 5 secondaire W103 est stockée dans le noyau du transformateur T100.
(Second mode) Lorsque l'élément de commutation Q101 est bloqué, l'énergie magnétique stockée dans le transformateur T100 amène la tension 10 au point de liaison 140 entre la borne du côté sans point de l'enroulement secondaire W105 et le point de liaison relié entre les éléments de commutation Q101 et Q102, à augmenter rapidement. La tension rapidement augmentée au point de connexion 140 amène le condensateur C102 à être chargé dans le 15 sens de charge CD par l'intermédiaire de la diode intrinsèque D de l'élément de commutation Q102.
(Troisième mode) Lorsque l'élément de commutation Q102 est rendu conducteur, l'énergie magnétique dans le transformateur T100 amène le 20 condensateur C102 à être efficacement chargé par l'intermédiaire de l'élément de commutation Q102 de sorte que l'énergie magnétique dans le transformateur T100 est réduite. Après que la charge du condensateur C102 fondée sur l'énergie magnétique a été achevée, la tension stockée dans le condensateur C102 amène 25 un courant à circuler au travers de l'élément de commutation Q102 vers les enroulements primaires W105 et W102 dans le sens de la décharge illustré sur la figure 32. C'est-à-dire que le condensateur C102 se décharge dans le sens de la décharge DD. Le courant déchargé augmente progressivement avec le temps de sorte 30 que des tensions sont générées dans les enroulements primaires W105 et W102. Les polarités des tensions générées sont positives au niveau de leurs bornes du côté sans point, respectivement.
Lorsque l'élément de commutation Q104 est rendu conducteur, le courant i104 fondé sur la tension générée dans l'enroulement 35 secondaire W103 est fourni en sortie de celui-ci, et l'énergie magnétique fondée sur la tension générée dans l'enroulement secondaire W106 est stockée dans le noyau du transformateur T200.
(Quatrième mode) Lorsque l'élément de commutation Q102 est bloqué, l'énergie magnétique stockée dans le transformateur T102 amène la tension au point de connexion 140 à diminuer rapidement. Il en résulte 5 que, pour la décharge de l'énergie magnétique générée dans le second transformateur T200, le courant i102 passe par la borne d'entrée et la diode intrinsèque D de l'élément de commutation Q101, de sorte que le condensateur C101 est chargé dans le sens de la charge CD.
Lorsque l'élément de commutation Q101 est rendu conducteur, le courant fondé sur l'énergie stockée dans le transformateur T200 circule dans le condensateur C101 de sorte que le condensateur C101 est chargé. Après l'opération de charge depuis le transformateur T200 dans le condensateur C101, le cycle de 15 fonctionnement constitué des premier à quatrième modes est arrêté, en revenant au premier mode. C'est-à-dire que le cycle de fonctionnement (du premier au quatrième modes) est répété.
La structure du système de convertisseur continu vers continu illustré sur la figure 32 permet cependant qu'un courant 20 inverse circule depuis le transformateur T200 vers l'alimentation en courant continu d'entrée 102, ce qui peut augmenter les composantes d'ondulation contenues dans le courant d'entrée fourni en sortie depuis l'alimentation en courant continu 102 et appliquées en entrée aux transformateurs T100 et 25 T200.
Ceci peut imposer de réduire la plage de tension de l'alimentation en courant continu 102, en réduisant ainsi l'ondulation du courant d'entrée.
D'après cette exigence, dans le système de convertisseur de 30 tension continu vers continu, un condensateur à grande capacité, lequel est relié en parallèle à l'alimentation en courant continu d'entrée 102 en tant que condensateur C101 (condensateur de filtrage d'entrée), peut être utilisé. Le condensateur à grande capacité C101 est d'une taille importante et est coûteux, 35 ce qui amène le système de convertisseur de tension continu vers continu à être surdimensionné et son coût à augmenter.
En outre, les composantes d'ondulations accrues contenues dans le courant d'entrée passant par la ligne qui relie l'alimentation en courant continu 102 et le convertisseur 40 continu vers continu dans les transformateurs T100 et T200 peut amener la ligne à rayonner des ondes électromagnétiques, ce qui peut imposer un blindage électromagnétique pour blinder les ondes électromagnétiques. Les composantes d'ondulation accrues peuvent également augmenter une valeur efficace du courant 5 d'entrée, ce qui peut résulter en une perte d'énergie et une valeur de chauffage croissantes du système de convertisseur continu vers continu.
En outre, dans le système de convertisseur continu vers continu illustré sur la figure 32, le courant continu fourni en 10 sortie depuis l'alimentation en courant continu 102 est appliqué en entrée aux transformateurs T100 et T200. Ce courant continu appliqué en entrée à chacun des transformateurs T100 et T200 polarise la magnétisation de chacun des noyaux, ce qui peut amener chaque transformateur à être surdimensionné pour réduire 15 le champ magnétique de polarisation de chaque noyau.

Claims (1)

RESUME DE L'INVENTION La présente invention est réalisée en partant de la technique d'arrièreplan. En conséquence, c'est un objectif de la présente invention 20 de réaliser un convertisseur continu vers continu capable de réduire les composantes d'ondulation contenues dans un courant d'entrée du convertisseur continu vers continu. Conformément à un premier aspect de la présente invention, il est fourni un convertisseur continu vers continu relié à des 25 premières lignes d'alimentation positive et négative et à des secondes lignes d'alimentation positive et négative afin de transférer une tension en courant continu entre les premières lignes d'alimentation positive et négative et les secondes lignes d'alimentation positive et négative. Le convertisseur 30 continu vers continu comprend: un circuit magnétique comportant un premier enroulement primaire, un second enroulement primaire, un troisième enroulement primaire, un quatrième enroulement primaire, un premier enroulement secondaire, et un second enroulement secondaire, les premier et second enroulements 35 primaires étant couplés magnétiquement au premier enroulement secondaire, les troisième et quatrième enroulements primaires étant couplés magnétiquement au second enroulement secondaire, les premier et troisième enroulements primaires étant reliés en série pour former un premier élément de bobinage, les second et 40 quatrième enroulements primaires étant reliés en série pour former un second élément de bobinage, une première extrémité du premier élément de bobinage étant reliée à la première ligne d'alimentation positive, un premier élément de commutation est relié entre la première ligne d'alimentation négative et l'autre 5 extrémité du premier élément de bobinage, et un premier condensateur est relié entre la première borne négative et une première extrémité du second élément de bobinage. Conformément à un autre aspect de la présente invention, il est fourni un convertisseur continu vers continu intercalé entre 10 un premier système de tension et un second système de tension afin de transférer une alimentation entre les premier et second systèmes de tensions, dans lequel le premier système de tension comporte une première alimentation en courant continu et un commutateur d'alimentation reliés l'un à l'autre en série. Le 15 convertisseur continu vers continu comprend: un condensateur de filtrage relié au premier système de tension, l'alimentation en courant continu reliée en série et le commutateur d'alimentation en parallèle, et un contrôleur relié au commutateur d'alimentation et configuré pour transférer, lorsque le 20 commutateur d'alimentation est dans un état bloqué, l'alimentation depuis le second système de tension vers le premier système de tension afin de précharger une tension sur la base de l'énergie transférée vers le condensateur de lissage et pour rendre conducteur le commutateur de puissance après que la 25 précharge est terminée. Conformément à un autre aspect de la présente invention, il est fourni un convertisseur continu vers continu. Le convertisseur continu vers continu comprend: un circuit de conversion comprenant: un élément de bobinage présentant une 30 inductance prédéterminée, un premier élément de commutation relié à l'élément de bobinage et soumis par l'intermédiaire de l'élément de bobinage à une tension d'entrée en courant continu, le premier élément de commutation étant configuré pour amener par intermittence un courant à circuler dans l'élément de 35 bobinage, et un circuit de fixation de niveau comportant un condensateur et un second élément de commutation reliés l'un à l'autre en série, le circuit de fixation de niveau étant relié à l'élément de bobinage en parallèle, le second élément de commutation et le premier élément de commutation fonctionnant de 40 façon complémentaire pour atténuer l'énergie magnétique générée dans l'élément de bobinage lorsque le premier élément de commutation est dans un état bloqué, un contrôleur relié au premier élément de commutation et au second élément de commutation et qui les rend conducteurs par intermittence, le 5 contrôleur effectuant une régulation pour augmenter un rapport cyclique à l'état conducteur du premier élément de commutation lors de l'augmentation de la tension appliquée au premier élément de commutation, où le contrôleur commande une valeur maximum du rapport cyclique à l'état conducteur du premier 10 élément de commutation de manière à ce que la valeur maximum soit inférieure à une valeur limite prédéterminée qui diminue avec l'augmentation de la tension en courant continu d'entrée. Conformément à un autre aspect de la présente invention, il est fourni un ensemble de transformateur intégré. L'ensemble de 15 transformateur intégré comprend un premier ensemble de bobinages comprenant un premier enroulement primaire, un second enroulement primaire et un premier enroulement secondaire, le premier enroulement primaire, le second enroulement primaire et le premier enroulement secondaire sont couplés magnétiquement 20 les uns aux autres, un second ensemble de bobinages comportant un troisième enroulement primaire, un quatrième enroulement primaire, et un second enroulement secondaire, le troisième enroulement primaire, le quatrième enroulement primaire et le second enroulement secondaire sont couplés magnétiquement l'un à 25 l'autre, et un corps de noyau muni d'une pluralité de parties de noyaux et au moins une fente pratiquement annulaire formée de façon à entourer au moins une partie de la pluralité des parties de noyaux, au moins l'un des enroulements du premier ensemble de bobinages étant contenu dans la au moins une fente annulaire et 30 enroulé autour d'au moins une partie de la pluralité de parties de noyaux, au moins l'un des enroulements dans le second ensemble de bobinages étant contenu dans la au moins une fente annulaire et enroulé autour d'au moins une partie des parties de noyau, au moins une partie de la pluralité des parties de noyaux 35 constituant un circuit magnétique commun aux premier et second ensembles de bobinages. Conformément à un autre aspect de la présente invention, il est fourni un convertisseur continu vers continu relié à des premières lignes d'alimentation positive et négative et des 40 secondes lignes d'alimentation positive et négative afin de transférer une tension en courant continu entre les premières lignes d'alimentation positive et négative et les secondes lignes d'alimentation positive et négative. Le convertisseur continu vers continu comprend: un ensemble de transformateur 5 intégré selon la revendication 25, les premier et troisième enroulements primaires étant reliés en série pour former un premier élément de bobinage, les second et quatrième enroulements primaires étant reliés en série pour former un second élément de bobinage, une première extrémité du premier 10 élément de bobinage étant reliée à la première ligne d'alimentation positive, un premier élément de commutation étant relié entre la première ligne d'alimentation négative et l'autre extrémité du premier élément de bobinage, et un premier condensateur relié entre la première borne négative et une 15 première extrémité du second élément de bobinage. BREVE DESCRIPTION DES DESSINS D'autres objectifs et aspects de l'invention seront mis davantage en évidence d'après la description suivante des modes de réalisation, en faisant référence aux dessins annexés, dans 20 lesquels: La figure 1 est un schéma de circuit illustrant une structure de circuit d'un convertisseur continu vers continu conforme à un premier mode de la présente invention, La figure 2 est un chronogramme illustrant les instants de 25 fonctionnement des premier à quatrième éléments de commutation dans les modes de fonctionnement A et B, conformément au premier mode de réalisation de la présente invention, La figure 3 est un chronogramme illustrant les translations des tensions de premier et second enroulements primaires, d'un 30 premier enroulement secondaire, des troisième et quatrième enroulements primaires et d'un second enroulement secondaire dans les modes de fonctionnement A et B, conformément au premier mode de réalisation de la présente invention, La figure 4 est une vue d'une forme d'onde illustrant un 35 courant il conforme au premier mode de réalisation de la présente invention, La figure 5 est une vue d'une forme d'onde illustrant un courant i2 conforme au premier mode de réalisation de la présente invention, La figure 6 est une vue de formes d'onde illustrant des courants i3 et i4 conformes au premier mode de réalisation de la présente invention, La figure 7 est un schéma de circuit illustrant un circuit 5 équivalent du convertisseur continu vers continu représenté sur la figure 1, alors qu'un premier élément de commutation est dans un état conducteur (un second élément de commutation est dans un état bloqué), La figure 8 est un schéma de circuit illustrant un circuit 10 équivalent du convertisseur continu vers continu représenté sur la figure 1, alors que le second élément de commutation est dans un état conducteur (le premier élément de commutation est dans un état bloqué), La figure 9 est un schéma de circuit d'un convertisseur 15 continu vers continu généralisé illustré sur la figure 1, La figure 10 est un graphe illustrant une relation entre des composantes d'ondulation contenues dans un courant de sortie et un rapport cyclique à l'état conducteur du premier élément de commutation, conforme à un second mode de réalisation de la 20 présente invention, La figure 11 est un schéma de circuit illustrant une structure de circuit d'un convertisseur continu vers continu conforme à un troisième mode de réalisation de la présente invention, La figure 12 est un chronogramme illustrant des instants de fonctionnement des premier à quatrième éléments de commutation dans les modes de fonctionnement A et B conformément à un quatrième mode de réalisation de la présente invention, La figure 13 est un schéma de circuit illustrant une 30 structure de circuit d'un convertisseur continu vers continu conforme à un cinquième mode de réalisation de la présente invention, La figure 14 est un schéma de circuit illustrant une structure de circuit d'un convertisseur continu vers continu 35 conforme à un sixième mode de réalisation de la présente invention, La figure 15 est un chronogramme illustrant les instants de fonctionnement du convertisseur continu vers continu représenté sur la figure 14 conforme au sixième mode de réalisation de la 40 présente invention, La figure 16 est un organigramme illustrant les traitements exécutés par un contrôleur représenté sur la figure 14, conformément au sixième mode de réalisation de la présente invention, La figure 17 est un organigramme illustrant les traitements exécutés par un contrôleur d'un convertisseur continu vers continu conforme à un septième mode de réalisation de la présente invention, La figure 18 est un graphe illustrant une relation entre un 10 rapport cyclique maximum à l'état actif et une tension d'entrée d'un convertisseur continu vers continu conforme au septième mode de réalisation de la présente invention, La figure 19 est un graphe représentant un exemple d'une forme d'onde d'une valeur maximum d'une tension Vds aux bornes 15 du premier élément de commutation par rapport à la tension d'entrée lorsque le rapport cyclique maximum à l'état conducteur n'est pas limité conformément à la tension d'entrée liée au septième mode de réalisation de la présente invention, La figure 20 est un graphe représentant un exemple de la 20 forme d'onde de la valeur maximum d'une tension Vds aux bornes du premier élément de commutation par rapport à la tension d'entrée lorsque le rapport cyclique maximum à l'état conducteur est limité conformément à la tension d'entrée sur la base des traitements indiqués sur la figure 17, liés au septième mode de 25 réalisation de la présente invention, La figure 21 est un schéma de circuit illustrant une structure de circuit d'un convertisseur continu vers continu conforme à un huitième mode de réalisation de la présente invention, La figure 22 est un organigramme illustrant des traitements exécutés par un contrôleur du convertisseur continu vers continu illustré sur la figure 21 conforme au huitième mode de réalisation de la présente invention, La figure 23 est un organigramme illustrant les traitements 35 exécutés par le contrôleur du convertisseur continu vers continu illustré sur la figure 21, conforme à un autre modification du huitième mode de réalisation de la présente invention, La figure 24 est un diagramme de forme d'onde représentant les formes d'onde du courant qui circule au travers du premier il 2858136 élément de commutation, conforme au huitième mode de réalisation de la présente invention et à ses modifications, La figure 25 est une vue structurelle simplifiée illustrant une structure d'un ensemble de transformateur intégré conforme à un neuvième mode de réalisation de la présente invention, La figure 26 est une vue en coupe transversale simplifiée de l'ensemble de transformateur intégré le long des directions d'enroulement des enroulements indiqués sur la figure 25 conformément au neuvième mode de réalisation de la présente 10 invention, La figure 27 est une vue en coupe transversale simplifiée d'un ensemble de transformateur intégré le long d'un axe central de chaque enroulement de celui-ci, conformément à un dixième mode de réalisation de la présente invention, La figure 28 est une vue structurelle illustrant des enroulements secondaires de l'ensemble de transformateur intégré, conformes au dixième mode de réalisation de la présente invention, La figure 29 est une vue en coupe transversale simplifiée 20 d'un ensemble de transformateur intégré le long d'un axe central de chaque enroulement de celui-ci, conforme à un onzième mode de réalisation de la présente invention, La figure 30 est une vue en coupe transversale simplifiée d'un ensemble de transformateur intégré le long d'un axe central 25 de chaque enroulement de celui-ci, conforme à un douzième mode de réalisation de la présente invention, La figure 31 est une vue en coupe transversale simplifiée d'un ensemble de transformateur intégré le long d'un axe central de chaque enroulement de celui-ci, conforme à une autre 30 modification du douzième mode de réalisation de la présente invention, et La figure 32 est un schéma de circuit de la technique apparentée. DESCRIPTION DETAILLEE DES MODES DE REALISATION DE L'INVENTION Des modes de réalisation et des modifications des convertisseurs continu vers continu conformes à la présente invention seront décrits ci-après en faisant référence aux dessins annexés. [Premier mode de réalisation] (Structure globale d'un convertisseur continu vers continu) La structure globale d'un convertisseur continu vers continu conforme à un premier mode de réalisation sera expliquée conformément à la figure 1. Le convertisseur continu vers continu 1 est utilisé comme convertisseur abaisseur de tension unidirectionnel, dont le côté entrée est relié à une alimentation en courant continu d'entrée à haute tension 2, en tant que premier système de tension. Le 10 côté sortie du convertisseur continu vers continu 1 est relié à une charge de basse tension 3, en tant que second système de tension. En tant que convertisseur continu vers continu 1, un convertisseur élévateur de tension unidirectionnel peut être 15 utilisé, et en tant que charge à basse tension 3, une alimentation à basse tension destinée à fournir une tension en courant continu inférieure à la haute tension en courant continu peut être utilisée. Le convertisseur continu vers continu 1 comprend un premier 20 ensemble de transformateur Tl, un second ensemble de transformateur T2, et un premier circuit de conversion 11. Le premier circuit de conversion 11 comprend un premier élément de commutation Q1, un premier condensateur Cl, et un circuit de fixation de niveau 12. Le circuit de fixation de niveau 12 est 25 constitué d'un second élément de commutation Q2 et d'un second condensateur C2. Le convertisseur continu vers continu 1 comprend un second circuit de conversion 21 est un contrôleur 4. Le second circuit de conversion 21 est constitué d'un troisième condensateur C3, 30 d'un troisième élément de commutation (un élément de commutation de sortie) Q3, et d'un quatrième élément de commutation (un élément de commutation de sortie) Q4. Les premier et second circuits de conversion 11 et 21, par exemple, agissent pour convertir une tension en courant continu 35 en une tension en courant alternatif et convertir une tension en courant alternatif en une tension continue, respectivement. Au niveau de chacun des premier à quatrième éléments de commutation Q1 à Q4, un transistor de type MOS à canal N est utilisé dans le premier mode de réalisation en tant qu'exemple. Le premier ensemble de transformateur T1 comprend un premier enroulement primaire W1, un second enroulement primaire W2, et un premier enroulement secondaire W3. Le premier ensemble de transformateur T1 comporte un noyau, de préférence avec un entrefer. Les premier et second enroulements primaires W1 et W2 sont enroulés séparément autour du noyau, et le premier enroulement secondaire W3 est enroulé autour du noyau de manière à ce que les premier et second enroulements primaires W1 et W2 soient 10 couplés électromagnétiquement au premier enroulement secondaire W3. Les sens d'enroulement des enroulements respectifs, W1, W2 et W3 sont déterminés au préalable, respectivement. Le second ensemble de transformateur T2 est composé d'un 15 troisième enroulement primaire W4, d'un quatrième enroulement primaire W5 et d'un second enroulement secondaire W6. Le second ensemble de transformateur T2 comporte un noyau, de préférence avec un entrefer. Les troisième et quatrième enroulements primaires W4 et W5 20 sont enroulés séparément autour du noyau, et le second enroulement secondaire W6 est enroulé autour du noyau de sorte que les troisième et quatrième enroulements primaires W4 et W5 sont couplés électromagnétiquement au second enroulement secondaire W6. Les sens d'enroulement des enroulements respectifs W4, W5 et W6 sont déterminés au préalable, respectivement. Comme indiqué sur la figure 1, la borne du côté sans point du premier enroulement primaire W1 et la borne du côté point du troisième enroulement primaire W4 sont reliées l'une à l'autre 30 en série, en constituant une première paire d'éléments de bobinages 15. D'une manière similaire, la borne du côté sans point de l'enroulement du second enroulement primaire W2 et la borne du côté point du quatrième enroulement primaire W5 sont également reliées l'une à l'autre en série, en constituant une 35 seconde paire d'éléments de bobinages 16. La borne positive (+) de l'alimentation à courant continu d'entrée 2 est reliée par l'intermédiaire d'une ligne de liaison (une partie) 10, c'està-dire une ligne d'alimentation positive, à la borne du côté point du premier enroulement primaire W1. Le premier circuit de conversion 11 est relié à la seconde paire des éléments de bobinages 16 en parallèle. C'est-à-dire que la borne du côté point du second enroulement primaire Ww2 est reliée par l'intermédiaire d'une 5 ligne de liaison (une partie) 30 à l'une (Cla) des bornes du premier condensateur Cl, et l'autre (Clb) des bornes du premier condensateur Cl est reliée à la borne négative (-) de l'alimentation en courant continu d'entrée 2 par l'intermédiaire d'une ligne de liaison (une partie) 20, c'est-à-dire une ligne 10 d'alimentation négative 20. La borne Clb du premier condensateur Ci et la première borne, telle que la borne de source, du premier élément de commutation Q1, sont reliées en série. Le circuit de fixation de niveau 12 est relié entre la seconde borne, telle que la borne 15 de drain, du premier élément de commutation Q1 et la ligne de liaison 30 de sorte que le circuit de fixation de niveau 12 est relié parallèlement au circuit série (le premier condensateur Cl et le premier élément de commutation Q1) et à la seconde paire des éléments de bobinages 16. La borne du côté sans point du quatrième enroulement primaire W5 et la seconde borne (borne de drain) du premier élément de commutation Q1 sont reliées l'une à l'autre. La première borne, telle que la borne de source, du second élément de commutation Q2 et la seconde borne (borne de drain) 25 du premier élément de commutation Q1 sont reliées l'une à l'autre. La seconde borne, telle que la borne de drain, du second élément de commutation Q2 est reliée à une borne (C2b) du second condensateur C2. L'autre (C2a) des électrodes du second condensateur C2 est reliée par l'intermédiaire de la ligne de 30 liaison 30 à la borne du côté point du second enroulement primaire W2. Le point de liaison entre la seconde borne du premier élément de commutation Q1 et la première borne du second élément de commutation Q2 est relié par l'intermédiaire d'une ligne de 35 liaison (une partie) 40 à un point de liaison entre la borne du côté sans point du troisième enroulement primaire W4 et la borne du côté sans point du quatrième enroulement primaire W5. En outre, les caractères de référence "Dl" représentent une diode intrinsèque du premier élément de commutation Q1, et les caractères de référence D2 représentent une diode intrinsèque du second élément de commutation Q2. Dans le second circuit de conversion alternatif vers continu 21, la borne du côté sans point du premier enroulement 5 secondaire W3 est reliée par l'intermédiaire d'une ligne de liaison (une partie) 50 à une première borne 3a de la charge 3. Une première borne du quatrième élément de commutation Q4 est reliée à la borne du côté point du premier enroulement secondaire W3 et l'autre borne du quatrième élément de 10 commutation Q4 est reliée par l'intermédiaire d'une ligne de liaison (une partie) 60 à l'autre borne 3b de la charge 3. Une première borne du troisième élément de commutation Q3 est reliée à la borne du côté sans point du second enroulement secondaire W6, et l'autre borne du troisième élément de 15 commutation Q3 est reliée par l'intermédiaire de la ligne de liaison 60 à l'autre borne 3b de la charge 3. La borne du côté point du second enroulement secondaire W6 est reliée par l'intermédiaire de la ligne de liaison 50 à la première borne 3a de la charge 3. Par ailleurs, le troisième condensateur C3 est utilisé comme circuit de filtrage de sortie bien connu, lequel est relié entre les lignes de liaison 50 et 60 en parallèle à la charge 3 afin de filtrer les tensions des secondaires générées dans les enroulements secondaires W3 et W6. Le circuit de filtrage de sortie peut comporter la combinaison d'une bobine d'arrêt et du troisième condensateur C3. On notera que, dans le premier mode de réalisation, le bloc constitué des enroulements W1, W2, W4, W5, des condensateurs C1, 30 C2, et des éléments de commutation Q1 et Q2 est appelé circuit d'entrée. D'une manière similaire, on notera que, dans le premier mode de réalisation, le bloc constitué des enroulements W3, W6, du condensateur C3 et des éléments de commutation Q3 et Q4 est appelé circuit de sortie. Chacun des éléments de commutation Q1 et Q2 comportent la borne de commande, telle que la borne de grille. Les bornes de grilles des éléments de commutation Q1 et Q2 sont reliées au contrôleur 4. En outre, chacun des éléments de commutation Q3 et Q4 comporte la borne de commande qui est reliée au contrôleur 4. 40 Ces relations de liaison entre chacun des éléments de commutation Q1 à Q4 et le contrôleur 4 ne sont pas illustrées sur la figure 1 afin d'éviter que la figure 1 soit compliquée. Le contrôleur 4 fonctionne pour rendre individuellement conducteur et bloqué les éléments de commutation respectifs Q1 à 5 Q4. Dans le premier mode de réalisation, le contrôleur 4 est relié à un circuit de sélection de tension de sortie 35, et lit la tension de sortie Vo appliquée à la charge 3 depuis le circuit de détection de sortie 35. Le contrôleur 4 mémorise dans celui-ci une tension cible 10 prédéterminée, et détecte une différence entre la tension cible prédéterminée et la tension de sortie Vo. Le contrôleur 4 exécute une commande par modulation par largeur d'impulsion (PWM) des rapports cycliques à l'état conducteur de l'élément de commutation Q1 par l'intermédiaire de la borne de commande, 15 conformément à la différence entre la tension cible prédéterminée et la tension de sortie Vo, en régulant ainsi la tension de sortie Vout à la tension cible prédéterminée. A ce propos, une fréquence porteuse de la commande de modulation PWM est établie de plusieurs décades jusqu'à plusieurs centaines de 20 kHz (kilohertz). Il peut être préférable de régler la fréquence porteuse à une valeur élevée dans la mesure où les pertes de commutation et les bruits électromagnétiques sont admissibles. Pour chacun des éléments de commutation Q1 à Q4, un autre élément de commutation, par exemple, comportant une diode de 25 jonction et un autre transistor, tel qu'un transistor IGBT (transistor bipolaire à débit isolé) qui sont reliés en parallèle, peuvent être utilisés. Ensuite, la structure du circuit d'entrée sera décrite ciaprès. Comme décrit ci-après, dans le premier mode de réalisation, le contrôleur 4 exécute la commande de modulation PWM pour rendre conducteur en alternance les premier et second commutateurs Q1 et Q2, et les temps morts normalement établis entre chaque état conducteur du premier élément de commutation 35 Q1 et chaque état conducteur du second élément de commutation Q2 peuvent être négligeable. Dans ce cas, la ligne de courant à l'exception du courant circulant dans chacune des diodes intrinsèques Dl et D2 est simplement considérée sur la base d'un premier circuit de 40 commutateur qui est configuré alors que le premier élément de commutation Q1 est dans l'état conducteur, et un second circuit de commutateur qui est configuré alors que le second élément de commutation Q2 est dans l'état conducteur. C'est-à-dire que le premier circuit de commutateur comprend 5 un premier bloc de circuit constitué de la ligne de liaison 10, des premier et troisième enroulements primaires W1 et W4, du premier élément de commutateur Q1, de la ligne de liaison 20, et de l'alimentation en courant continu d'entrée 2. Le premier circuit de commutateur comprend également un second bloc de 10 circuit constitué de la ligne de liaison 20, du premier condensateur Cl, des second et quatrième enroulements primaires W2 et W5, 'et du premier élément de commutateur Q1. D'une façon similaire, le second circuit de commutateur comprend un troisième bloc de circuit constitué de la ligne de 15 liaison 10, des premier et troisième enroulements primaires W1 et W4, de la ligne de liaison 40, du second élément de commutation Q2, du condensateur C2, de la ligne de liaison 30, du condensateur Cl, de la ligne de liaison 20, et de l'alimentation à courant continu d'entrée 2. Le second circuit 20 de commutateur comprend également un quatrième bloc de circuit constitué de la ligne de liaison 40, du second élément de commutation Q2, du second condensateur C2, des second et quatrième enroulements primaires W2 et W5, et de la ligne de liaison 40. A ce propos, un premier circuit de charge de 25 condensateur est composé des premier et troisième enroulementsprimaires W1 et W4, des second et quatrième enroulements primaires W2 et W5, et du premier condensateur Cl, et le premier circuit de charge de condensation est relié à l'alimentation en courant continu d'entrée 2. Ensuite, la structure du circuit de sortie sera décrite ciaprès. Dans le premier mode de réalisation, les troisième et quatrième éléments de commutation Q3 et Q4 constituent un circuit de redressement synchrone classique de sorte que les 35 troisième et quatrième éléments de commutation Q3 et Q4 sont rendus conducteurs de façon complémentaire conformément au principe du circuit de redressement synchrone. A ce propos, d'autres circuits de conversion peuvent être utilisés en tant que troisième et quatrième éléments de commutation Q3 et Q4 40 (circuit de redressement synchrone). Dans ce cas, le circuit de sortie est simplement considéré sur la base d'un cinquième bloc de circuit de commutateur qui est configuré alors que le troisième élément de commutation Q3 est dans l'état conducteur et un sixième circuit de commutateur 5 qui est configuré alors que le quatrième élément de commutation Q4 est dans l'état conducteur. Le cinquième bloc de circuit comprend la ligne de liaison 60, le troisième élément de commutation Q3, le second enroulement secondaire W6, le troisième condensateur C3, et la 10 ligne de liaison 50. D'une manière similaire, le sixième bloc de circuit est constitué de la ligne de liaison 60, du quatrième élément de commutation Q4, du premier enroulement secondaire W3, du troisième condensateur C3, et de la ligne de liaison 50. A ce propos, l'un quelconque des troisième à quatrième 15 éléments de commutation Q3 et Q4 peut être remplacé par une diode. Le troisième élément de commutation Q3 présente un état de fonctionnement qui est sensiblement identique à celui du premier élément de commutation Q1. D'une manière similaire, le quatrième élément de commutation Q4 présente un état de 20 fonctionnement qui est sensiblement identique à celui du second élément de commutation Q2. Ces instants de fonctionnement des premier à quatrième éléments de commutation Q1 à Q4 dans les modes de fonctionnement A et B expliqués ci-après, sont illustrés sur la figure 2 sous 25 forme d'un chronogramme. Les transitions des tensions V1 à V6 des enroulements W1 à W6 dans les modes de fonctionnement A et B sont illustrées sur la figure 3 sous forme d'un chronogramme. A ce propos, les temps morts entre les instants de fonctionnement des premier et second éléments de commutation Q1 et Q sont omis 30 sur les figures 2 et 3. D'une manière similaire les temps morts entre les instants de fonctionnement des troisième et quatrième éléments de commutation Q3 et Q4 sont également omis des figures 2 et 3. De plus, le caractère de référence "D" indique un rapport cyclique 35 à l'état conducteur du premier élément de commutateur Q1, qui est représenté sous forme d'une équation "D (rapport cyclique à l'état conducteur de l'élément de commutation Q1) = Ton / T". Où le caractère de référence "Ton" indique le temps à l'état conducteur du premier élément de commutation Q1, et les 40 caractères de référence "Toff" indiquent le temps de blocage du premier élément de commutation Q1. Le caractère de référence "T" indique la période du premier élément de commutation Q1, qui est représentée par "Ton + Toff". Dans le premier mode de réalisation, les nombres de tours 5 des enroulements Wl à W6 sont établis de ni à n6, respectivement. Les rapports des nombres de tours ni à n6 peuvent être variables. Il peut être préférable que les rapports n3/nl, n3/n2, n6/n4, et n6/n5 soient égaux les uns aux autres. C'est-à-dire que: n3/nl = n3/n2 = n6/n4 = n6/n5 Le rapport (n3/nl = n3/n2 = n6/n4 = n6/n5) est représenté de façon caractéristique par "n". La tension de sortie Vout, est représentée de ce fait par l'équation suivante conformément aux paramètres déterminés 15 précédemment: Vout = n x D x Vin Ensuite, les opérations du convertisseur continu vers continu 1 seront décrites ci-après. Un courant fourni depuis l'alimentation en courant continu 20 d'entrée 2 et appliqué en entrée au premier enroulement primaire W1 et au troisième enroulement primaire W4 est désigné par "il". Un courant qui charge le premier condensateur Ci et qui décharge celui-ci est désigné par "i2". Un courant fourni en sortie par l'intermédiaire du premier enroulement secondaire W3 au 25 troisième condensateur C3 est désigné par "i4", et un courant fourni en sortie par l'intermédiaire du second enroulement secondaire W6 au troisième condensateur C3 est désigné par "i3". Comme expliqué ci-dessus, la figure 2 illustre les instants de fonctionnement des premier à quatrième éléments de 30 commutation Q1 à Q4 dans les modes de fonctionnement A et B, et la figure 3 illustre les transitions des tensions Vi à V6 des enroulements W1 à W6 dans les modes de fonctionnement A et B. En outre, la figure 4 illustre la forme d'onde du courant il décrite ci-après, la figure 5 illustre la forme d'onde du 35 courant i2 décrite ci-après, et la figure 6 illustre les formes d'onde des courants i3 et i4 décrites ci-après. En outre, la figure 7 illustre un circuit équivalent du convertisseur continu vers continu représenté sur la figure 1, alors que le premier élément de commutation Q1 est dans l'état 40 conducteur (le second élément de commutation Q2 est dans l'état bloqué). La figure 8 illustre un circuit équivalent du convertisseur continu vers continu représenté sur la figure 1 alors que le second élément de commutation Q2 est dans l'état conducteur (le premier élément de commutation Q1 est dans l'état bloqué). Les sens de charge CD vers les premier et second condensateurs Cl et C2 sont illustrés sur les figures 7 et 8, et les sens de décharge DD depuis les premier et second condensateurs Cl et C2 sont illustrés sur les figures 7 et 8. 10 Sur la figure 6, le courant i3 circulant au travers du second enroulement secondaire W6 du second ensemble de transformateur T2 et le courant i4 circulant au travers du premier enroulement secondaire W3 du premier ensemble de transformateur Tl sont illustrés ensemble. Dans le mode A, le courant i4 est supposé 15 être pratiquement nul, et dans le mode B, le courant i3 est supposé être pratiquement nul. Sur la figure 2, les temps morts réellement établis entre chacun des temps de conduction du premier élément de commutation Q1 et chaque temps de conduction du second élément de commutation Q2 peuvent être établis de 20 préférence. En outre, chacun des premier à quatrième éléments de commutation Q1 à Q4 augmente en réalité depuis l'état bloqué jusqu'à l'état conducteur avec un temps de montée prédéterminé et chute de l'état conducteur à l'état bloqué avec un temps de 25 chute prédétermine. Comme indiqué sur la figure 2, les premier et troisième éléments de commutation Q1 et Q3 sont rendus conducteurs et bloqués de façon sensiblement synchrone par la commande du contrôleur 4, et les second et quatrième éléments de commutation 30 Q2 et Q4 sont rendus conducteurs et bloqués de façon sensiblement synchrone par la commande du contrôleur 4. A ce propos, le passage à l'état conducteur synchrone peut inclure un cas où le troisième élément de commutation (quatrième élément de commutation) est rendu conducteur après qu'un temps prédéterminé 35 s'est écoulé depuis la mise en conduction du premier élément de commutation (le quatrième élément de commutation). En outre, les premier et second éléments de commutation Q1 et Q2 sont rendus conducteurs et bloqués de façon sensiblement complémentaire grâce à la commande du contrôleur 4, et les 40 troisième et quatrième éléments de commutation Q3 et Q4 sont 2 1 2858136 rendus conducteurs et bloqués de façon sensiblement complémentaire grâce à la commande du contrôleur 4. Comme indiqué sur la figure 2, le contrôleur 4 maintient les premier et troisième éléments de commutation Q1 et Q3 dans l'état 5 conducteur dans le mode A, et maintient les second et quatrième éléments de commutation Q2 et Q4 dans l'état conducteur dans le mode B. La figure 7 représente le convertisseur continu vers continu 1 dans le mode A de sorte que le premier élément de commutation 10 Q1 est dans l'état conducteur et le second élément de commutation est dans l'état bloqué. Au contraire, la figure 8 représente le convertisseur continu vers continu 1 dans le mode B de sorte que le premier élément de commutation Q1 est dans l'état bloqué et que le second élément de commutation est dans 15 l'état conducteur. Dans le premier mode de réalisation, les premier et second éléments de commutation Q1 et Q2 comportent les diodes intrinsèques Dl et D2, respectivement, et une chute de tension dans le sens direct de la diode est approximativement de 0,7 V. 20 En supposant que, de ce fait, le potentiel de la ligne de liaison 20 est la masse, par exemple 0 V [volts], le potentiel de la ligne de liaison 40 peut être maintenu à une tension qui ne dépasse pas - 0,8 V. La structure du convertisseur continu vers continu 1 25 conforme au premier mode de réalisation a pour caractéristique que les composantes de courant alternatif comprenant les composantes d'ondulation circulent dans les premier et second enroulements primaires W1 et W2. En outre, les composantes de courant alternatif comprenant les composantes d'ondulation 30 circulent au travers des troisième et quatrième enroulements primaires W4 et W5 des premier et second ensembles de transformateurs Tl et T2 en raison de la charge et de la décharge des premier et second condensateurs Cl et C2. C'est-àdire que les composantes de courant continu circulent à peine au 35 travers des enroulements primaires W2 et W5. Les opérations du convertisseur continu vers continu 1 dans un cycle (les modes A et B) seront expliquées séquentiellement ci-après. A ce propos, pour simplifier les explications, le nombre de 40 tours de chacun des enroulements W1 à W6 des premier et second ensembles de transformateurs T1 et T2 est établi à 1 (1 tour) de sorte que les forces magnétomotrices engendrées dans les enroulements W1 à W6 sont pratiquement les mêmes les unes que les autres. Les résistances magnétiques des premier et second 5 ensembles de transformateurs T1 et T2 sont sensiblement identiques l'une à l'autre. Dans chacun des enroulements W1 à W6, un élément correspondant à l'inductance de fuite de chaque enroulement serait relié à chaque enroulement. L'inductance de fuite cependant, est négligeable dans les explications ci-après. 10 Les opérations du convertisseur continu vers continu 1 dans un cycle (les modes A et B), dans une condition à l'état stable, sont expliquées. Les opérations du convertisseur continu vers continu 1 dans un cycle sont expliquées conformément aux figures 2 à 8. A ce 15 propos, comme on suppose que le nombre de tours de chacun des enroulements W1 à W6 est établi à 1, les caractères de référence Him (m: nombre entier naturel) sont utilisés pour indiquer les forces magnétomotrices (ampères-tours) des enroulements respectifs W1 à W6, respectivement. Par exemple, les forces 20 magnétomotrices engendrées dans les enroulements W1 à W6 sont représentées comme étant les forces magnétomotrices (ampèrestours) Hil à Hi6, respectivement. Chaque force magnétomotrice (ampère-tour) de chaque enroulement présente un signe positif ou négatif suivant le sens du flux magnétique engendré dans chaque 25 enroulement. (Temps mort avant les opérations dans le mode A) Avant que le premier élément de commutation Q1 soit rendu conducteur, c'est-à-dire lorsque le premier élément de commutation Q1 est dans un état bloqué et que le second élément 30 de commutation Q2 est dans un état conducteur, le courant circule depuis le second condensateur C2 par l'intermédiaire du quatrième enroulement primaire W5 et du second enroulement primaire W2 dans le second condensateur C2. Le courant circulant dans le premier condensateur C1 est chargé dans celui-ci sous 35 forme d'une énergie électrique de celui-ci comme décrit ciaprès. Pendant que le premier élément de commutation Q1 est dans l'état bloqué, le second élément de commutation Q2 étant dans l'état bloqué, c'est-àdire pendant que le convertisseur continu 40 vers continu 1 est dans le temps mort DT1 (se reporter à la figure 4), les inductances de fuite des enroulements primaires W2 et W5 et la capacité de sortie entre à la fois les première et seconde bornes du premier élément de commutation Q1 réalisent un circuit de type LC. L'inductance de fuite et la capacité de 5 sortie, de ce fait, résonnent l'une avec l'autre. Dans le circuit de type LC, l'énergie de l'inductance de fuite amène le courant de résonance à circuler depuis la capacité de sortie, ce qui réduit la tension aux bornes du premier élément de commutation Qi. Pendant que la tension aux bornes du premier élément de commutation Q1 est pratiquement nulle, le contrôleur 4 commande que le premier élément de commutation Q1 soit rendu conducteur (se reporter aux figures 2 et 3). Ceci réalise la "commutation progressive (commutation à la tension zéro)" du premier élément 15 de commutation Q1, en réduisant ainsi la perte de commutation et les bruits du premier élément de commutation Q1. (Opérations dans le mode A) Pendant que le premier élément de commutation Qi est dans l'état conducteur, le second élément de commutation Q2 étant 20 dans l'état bloqué en raison de la commande du contrôleur 4, le courant il fourni depuis l'alimentation en courant continu d'entrée 2 passe par le premier enroulement primaire W1, le troisième enroulement primaire W4, et le premier élément de commutation Q1 vers la ligne de liaison 20. Par ailleurs, l'énergie électrique est stockée dans le premier condensateur Ci dans le mode B décrit ci-après grâce à l'alimentation en courant continu d'entrée 2 de sorte que le premier condensateur Ci présente un potentiel plus élevé que la tension moyenne Vin de l'alimentation à courant continu d'entrée 30 2. Dans le mode A (le premier élément de commutation Q1 est dans l'état conducteur), de ce fait, le courant i2 provenant du premier condensateur Ci circule également au travers du second enroulement primaire W2, du quatrième enroulement primaire W5 et 35 du premier élément de commutation Q1. Chacun des courants il et i2 augmente avec le temps (se reporter aux figures 4 et 5). Les tensions Vi, V2, V4 et V5 sont générées dans les enroulements primaires W1, W2, W4 et W5, respectivement. C'est-à-dire que comme indiqué sur la figure 3, la tension V1 est représentée par 40 "Vin nVout", la tension V2 est représentée par "Vin - nVout", la tension V4 est représentée par "nVout" et la tension V5 est représentée par "nVout". Dans le second ensemble de transformateur T2, le troisième enroulement primaire W4, dans lequel circule le courant il, 5 génère la force magnétomotrice (ampères-tours) Hil et le quatrième enroulement primaire W5, dans lequel le courant i2 circule, génère la force magnétomotrice (ampères-tours) Hi2. Dans le premier mode de réalisation, les polarités, les nombres de tours et les sens d'enroulement du troisième 10 enroulement primaire W4 et du quatrième enroulement primaire W5 sont ajustés de manière à ce que la direction du flux magnétique formé par la force magnétomotrice Hil dans le troisième enroulement primaire W4 et celle du flux formé par la force magnétomotrice Hi2 dans le quatrième enroulement primaire W5 15 coïncident l'une avec l'autre. Ceci résulte en ce que le flux magnétique *2 correspondant à la somme des forces magnétomotrices (Hil + Hi2) est généré dans le transformateur T2. A ce moment, le troisième élément de commutation Q3 est dans 20 l'état conducteur et le quatrième élément de commutation Q4 est dans l'état bloqué, de sorte que le côté de l'enroulement secondaire du premier ensemble de transformateur Tl est ouvert. Ceci résulte en ce que les enroulements excités W1 et W2 servent de bobines d'arrêt de sorte que les courants il et i2 circulant 25 au travers des enroulements excités W1 et W2 présentent des composantes d'ondulation, respectivement. C'est-à-dire que les courants il et i2 présentent des formes d'onde en courant alternatif à variation progressive, respectivement (se reporter aux figures 4 et 5). La variation du flux magnétique *2 généré du côté de l'enroulement primaire du second transformateur T2 amène la tension du secondaire V6 à être induite dans le second enroulement secondaire W6 dont l'amplitude dépend de la variation du flux magnétique 42 (se reporter à la figure 3). La 35 tension du secondaire V6 est représentée par "Vout". Dans le premier mode de réalisation, le sens d'enroulement du second enroulement secondaire W6 est ajusté de manière à ce que la tension du secondaire V6 fournisse en sortie le courant i3 au travers de la charge 3. Comme les courants il et i2 40 présentent des composantes d'ondulation, le courant i3 fourni en sortie depuis le second enroulement secondaire W6 présente également des composantes d'ondulation de sorte que le courant i3 présente une forme d'onde en courant alternatif à variation progressive (se reporter à la figure 6). En considérant la charge 3 comme une résistance, le courant i3, dont l'amplitude est proportionnelle à la tension du secondaire V6, circule au travers de la charge 3. En réponse au courant i3, qui sort du second ensemble de transformateur T2, le courant il circulant au travers du troisième enroulement 10 primaire W4 et le courant i2 circulant au travers du quatrième enroulement primaire W5 augmentent, respectivement (se reporter aux figures 4 à 6). C'est-à-dire que le courant il circulant au travers du troisième enroulement primaire W4 et le courant i2 circulant au 15 travers du quatrième enroulement primaire W5 correspondent aux composantes de courant de magnétisation dans le second ensemble de transformateur T2 et au courant i3. Ceci résulte en ce que la combinaison du courant i2 à l'exception des composantes du courant de magnétisation et du courant il est fournie en sortie 20 depuis le second enroulement secondaire W6 en tant que courant i3. C'est-à-dire que l'augmentation de la force magnétomotrice due à l'augmentation du courant il circulant au travers du troisième enroulement primaire W4 et celle de la force 25 magnétomotrice due à l'augmentation du courant i2 circulant au travers du quatrième enroulement primaire W5 du second ensemble de transformateur T2 sont combinées pour former une force magnétomotrice combinée à l'intérieur de la période de conduction du premier élément de commutation Q1 dans le mode A. La force magnétomotrice combinée amène la tension du secondaire V6 à être générée dans le second enroulement secondaire W6 de sorte que le courant i3 est fourni en sortie depuis le second enroulement secondaire W6. En d'autres termes, l'augmentation du flux magnétique provenant de l'augmentation du 35 courant il au travers du troisième enroulement primaire W4 et celle du flux magnétique provenant de l'augmentation du courant i2 au travers du quatrième enroulement primaire W5 amènent le courant i3 à être fourni en sortie depuis le second enroulement secondaire W6. Par ailleurs, comme les courants il et i2 circulent au travers des enroulements excités W1 et W2 et que le quatrième élément de commutation Q4 est dans l'état bloqué, l'énergie magnétique générée dans le premier ensemble de transformateur T1 es stockée dans celui-ci. (A l'instant de blocage du premier élément de commutation Q1) Lorsque le premier élément de commutation Q1 est bloqué, si aucun circuit de fixation de niveau 12 n'est prévu dans le 10 circuit d'entrée, l'énergie stockée dans les deux inductances magnétisées et de fuite de chacun des enroulements primaires n'aurait pas de possibilité de circuler, en provoquant l'apparition d'une tension de pointe infinie (surtension) aux bornes du premier élément de commutation Q1. Le circuit de fixation de niveau 12 cependant, permet que l'énergie circule dans son second condensateur C2 de sorte que l'énergie est chargée dans le second condensateur C2, en rendant possible d'éviter une surtension. (Temps mort avant les opérations dans le mode B) Avant que le second élément de commutation Q2 soit rendu conducteur, c'est-à-dire lorsque le second élément de commutation Q2 est dans un état bloqué et que le premier élément de commutation Q1 est dans un état bloqué, la charge de l'énergie dans le second condensateur C2 amène la tension aux 25 bornes du premier élément de commutation Q1 à augmenter. La tension accrue aux bornes du premier élément de commutation Q1 est plus grande que la tension d'entrée Vin. On notera que le maximum de la tension aux bornes du premier élément de commutation Q1, qui est équivalent au potentiel de la 30 ligne de liaison 40 car la ligne de liaison 20 représente la masse, est représentée par l'équation suivante: Vmax(Q1) = Vin/(1-D) + a Où "Vmax(Q1) " représente la tension aux bornes du premier élément de commutation Q1, et "a" représente les variations de 35 la tension dues aux fluctuations de la charge 3, à la perte calorifique et/ou aux composantes parasites. A ce moment, les surtensions dues aux composantes d'inductance des enroulements primaires amènent le second condensateur C2 à être chargé par l'intermédiaire de la diode 40 intrinsèque D2 du second élément de commutation Q2. Comme les premier et second éléments de commutation Q1 et Q2 sont dans un état bloqué, les composantes d'énergie des deux inductances magnétisées et de fuite des premier à quatrième enroulements primaires W1 à W4 amènent le courant il et i2 à diminuer à 5 l'intérieur du temps mort DT2 (se reporter aux figures 4 et 5). C'est-à-dire que les formes d'onde des courants il et i2 varient progressivement dans le temps mort DT2 dans un sens opposé aux courants il et i2 dans le temps mort DT1. (Opérations dans le mode B) Lorsque le second élément de commutation Q2 est rendu conducteur, le premier élément de commutation Q1 étant dans un état bloqué en raison de la commande du contrôleur 4, le courant il fourni depuis l'alimentation 2 passe par les premier, troisième et quatrième enroulements primaires W1, W4 et W5, et 15 le second enroulement primaire W2 dans le premier condensateur C1 pour y être chargé. Par ailleurs, comme l'énergie électrique a été stockée dans le second condensateur C2 de sorte que le second condensateur C2 présente un potentiel plus élevé que le potentiel au niveau de 20 la ligne de liaison 40 correspondant à Vmax(Ql) du premier élément de commutation Q1. Dans le mode B, de ce fait, le courant iC2 déchargé du second condensateur C2 circule également par l'intermédiaire du second élément de commutation Q2, du quatrième enroulement 25 primaire W5 et du second enroulement primaire W2. Les tensions V1, V2, V4 et V5 sont générées dans les enroulements primaires W1, W2, W4 et W5, respectivement. C'està-dire que comme indiqué sur la figure 3, la tension V1 est représentée par "nVout", la tension V2 est représentée par 30 "nVout", la tension V4 est représentée par "nVoutD(l-D)/D" et la tension V5 est représentée par "nVoutD(l-D)/D". Dans le premier ensemble de transformateur T1, la diminution du courant il circulant dans le premier enroulement primaire W1 amène le flux magnétique généré dans un sens prédéterminé à 35 diminuer. La différence de courant dans le second enroulement primaire W2 depuis le courant i2 dans le mode A vers le courant i2' dans le mode B amène à contribuer à la diminution du flux magnétique généré dans le sens prédéterminé. En outre, à ce moment, le troisième élément de commutation 40 Q3 est dans un état bloqué et le quatrième commutateur Q4 est dans un état conducteur, de sorte que l'état bloqué du troisième commutateur Q3 est équivalent à un état tel que le côté de l'enroulement secondaire du second ensemble de transformateur T2 est ouvert. La variation du courant il au travers du premier enroulement primaire W1 d'une augmentation à une diminution et celle du courant i2' par rapport au courant i2 amène la tension de secondaire V3 à être générée dans le premier enroulement secondaire W3. L'amplitude de la tension de secondaire V3 est 10 proportionnelle à la vitesse de variation du flux magnétique due aux variations des courants il et i2' (se reporter à la figure 3). La tension du secondaire V3 est représentée par "Vout". Dans le premier mode de réalisation, le sens d'enroulement du premier enroulement secondaire W3 est déterminé de façon à ce 15 que l'enroulement du secondaire D3 fournisse en sortie le courant i4 par l'intermédiaire de la charge 3. Comme les courants il et i2' présentent des composantes d'ondulation, le courant i4 fourni en sortie depuis le premier enroulement secondaire W3 présente également des composantes d'ondulation de 20 sorte que le courant i4 présente une forme d'onde en courant alternatif à variation progressive (se reporter à la figure 6). En considérant la charge 3 comme une résistance, le courant i4, dont l'amplitude est proportionnelle à la tension du secondaire V3, circule au travers de la charge 3. En réponse à 25 la circulation du courant i4 provenant du premier ensemble de transformateur T1, le courant il circulant au travers du premier enroulement primaire W1 et le courant i2' circulant depuis le second enroulement primaire W2 augmentent respectivement (se reporter aux figures 4 à 6). Le courant équivalent à la 30 combinaison du courant i2', à l'exception des composantes du courant de magnétisation du premier ensemble de transformateur T1, et le courant il circulant au travers du premier enroulement primaire W1 est fourni en sortie depuis le premier enroulement secondaire W3 en tant que courant i4. C'est-à-dire que la diminution de la force magnétomotrice due à la diminution du courant il circulant au travers du premier enroulement primaire W1 et celle de la force magnétomotrice due à la diminution du courant i2' circulant au travers du second enroulement primaire W2 du premier ensemble de 40 transformateur T1 sont combinées pour former une force magnétomotrice combinée à l'intérieur de la période de conduction du second élément de commutation Q2 dans le mode B. La force magnétomotrice combinée amène la tension du secondaire V3 à être générée dans le premier enroulement 5 secondaire W3 de sorte que le courant i4 est fourni en sortie depuis le premier enroulement secondaire W3. En d'autres termes, la diminution du flux magnétique provenant de la diminution du courant il au travers du premier enroulement primaire W1 et celle du flux magnétique provenant de la variation du courant au 10 travers du second enroulement W2 depuis le courant il vers le courant i2' amène le courant i4 à être fourni en sortie depuis le premier enroulement secondaire W3. Par ailleurs, comme les courants il et i2' circulent au travers des enroulements excités W4 et W5 et que le troisième 15 élément de commutation Q3 est dans un état inactif, l'énergie magnétique générée dans le second ensemble de transformateur T2 y est stockée. (Circulation de l'énergie dans le convertisseur continu vers continu) La figure 9 est un schéma de circuit d'un convertisseur continu vers continu généralisé 1 illustré sur la figure 1. Dans le convertisseur continu vers continu généralisé lA illustré sur la figure 9, les caractères de référence 1050 représentent le premier système de tension (l'alimentation à 25 courant continu d'entrée 2), et lescaractères de référence 11 et 21 représentent les premier et second circuits de conversion, respectivement. Les caractères de référence 2050 représentent le second système de tension correspondant à la charge 3 et comprenant une batterie. Sur la figure 9, le convertisseur 30 continu vers continu lA est configuré pour fournir une alimentation électrique depuis le premier système de tension 1050 vers le second système de tension 2050. Le premier circuit de conversion 11 est configuré pour convertir l'alimentation en courant continu fournie en sortie 35 depuis le premier système de tension en une alimentation en courant alternatif, en fournissant ainsi l'alimentation en courant alternatif convertie au premier ensemble de transformateur T1. Le premier circuit de conversion 21 est configuré pour 40 convertir l'alimentation en courant alternatif fournie en sortie en alternance depuis le premier ensemble de transformateur Tl ou bien le second ensemble de transformateur T2 en une alimentation en courant continu, en fournissant ainsi l'alimentation en courant continu convertie au second système de tension 2050. Le 5 premier enroulement primaire W1 et le troisième enroulement primaire W4 sont reliés en série pour former la première paire d'éléments de bobinages 15 et le second enroulement primaire W2 et le quatrième enroulement primaire W5 sont reliés en série pour former la seconde paire d'éléments de bobinages 16. Le premier circuit de conversion 11, comme décrit ci-dessus, est composé du premier élément de commutation Q1, du premier condensateur Cl, et du circuit de fixation de niveau 12. Le circuit de fixation de niveau 12 est composé du second élément de commutation Q2 et du second condensateur C2. Le premier 15 circuit de conversion 11 fonctionne pour fournir le courant alternatif converti à la seconde paire d'éléments de bobinages (W2, W5). Les composantes en courant continu peuvent chevaucher le courant alternatif, mais les composantes à courant continu contribuent au transfert de l'énergie au travers des premier et 20 second ensembles de transformateurs T1 et T2. La première paire d'éléments de bobinages 15 constitue le premier enroulement primaire W1 couplé électromagnétiquement au second enroulement primaire W2 et au premier enroulement secondaire W3. La première paire d'éléments de bobinages 15 25 constitue également le troisième enroulement primaire W4 couplé électromagnétiquement au quatrième enroulement primaire W5 et au second enroulement secondaire W6. Le premier enroulement primaire W1 et le troisième enroulement primaire W4 sont reliés en série. La première paire d'éléments de bobinages 15 est 30 reliée par l'intermédiaire du premier élément de commutation Q1 au côté négatif du premier système de tension 1050. Cette structure amène le courant d'entrée continu il à circuler au travers de la première paire d'éléments de bobinages 15 pendant la période pendant laquelle le premier élément de 35 commutation est dans l'état conducteur de sorte que le premier condensateur Cl se décharge. Ceci résulte en ce que le courant d'entrée il circule au travers de la première paire d'éléments de bobinages 15 lorsque le premier condensateur Cl est chargé et que le premier condensateur Ci se décharge, ce qui réduit les 40 composantes d'ondulation incluses dans le courant d'entrée il. Les composantes d'ondulation comprennent la fréquence porteuse, ou bien ses composantes à haute fréquence, mais des fluctuations progressives et des courants de pointe ne sont pas inclus dans les composantes d'ondulation. La seconde paire d'éléments de bobinages 16 agit pour fournir en sortie l'alimentation depuis le quatrième enroulement primaire W5 pendant la période pendant laquelle le premier élément de commutation Q1 est dans l'état conducteur. La seconde paire d'éléments de bobinages 16 agit également pour fournir en 10 sortie l'alimentation depuis le second enroulement primaire W2 pendant la période pendant laquelle le premier élément de commutation Q1 est dans l'état bloqué. Le premier condensateur Cl est chargé par l'intermédiaire de la première paire d'éléments de bobinages 15 et de la seconde 15 paire d'éléments de bobinages 16 à partir du premier système de tension 1050. C'est-à-dire que, lorsque le premier condensateur Cl est chargé, l'alimentation est transférée du second enroulement primaire W2 de la seconde paire d'éléments de bobinages 16 au premier enroulement secondaire W3 de ceuxci. Lorsque le premier élément de commutation Q1 est dans l'état conducteur, de sorte que le premier condensateur Cl se décharge, l'alimentation est transférée depuis le quatrième enroulement W5 de la seconde paire d'éléments de bobinages 16 vers le second enroulement secondaire W6 de ceux-ci. Dans le mode B, le premier convertisseur 11 fournit en sortie l'alimentation par l'intermédiaire du second ensemble de transformateur T2 et du quatrième enroulement primaire W5 tout en chargeant le premier condensateur Cl. Dans le mode suivant, le premier convertisseur 11 fournit en sortie, comme 30 alimentation, l'énergie stockée dans le premier condensateur Cl par l'intermédiaire du second enroulement primaire W2. L'augmentation du courant d'entrée il, lorsque le premier élément de commutation Q1 est dans l'état conducteur, le premier condensateur Cl se déchargeant, permet au premier enroulement 35 primaire W1 de la première paire d'éléments de bobinages 15 de stocker l'énergie magnétique dans ceux-ci et de servir comme bobine d'arrêt. Cette augmentation du courant d'entrée il permet également au troisième enroulement primaire W4 de transférer l'alimentation vers le second enroulement secondaire W6. Au contraire, la diminution du courant d'entrée il lorsque le premier élément de commutation Q1 est dans un état bloqué, le premier condensateur Cl étant chargé, permet au premier enroulement primaire W1 de transférer l'alimentation vers le 5 premier enroulement secondaire W3 et au troisième enroulement primaire W4 de stocker l'énergie magnétique dans celui-ci et de servir de bobine d'arrêt. Cette configuration permet aux composantes d'ondulation incluses dans le courant d'entrée il de diminuer davantage. C'est-à-dire que la circulation de l'énergie est représentée comme suit. Pendant que le premier élément de commutation Q1 est dans l'état conducteur de sorte que le premier condensateur Cl se décharge, l'énergie P5 est transférée depuis le quatrième 15 enroulement primaire W5 vers le second enroulement secondaire W6, et l'énergie P4 est transférée depuis le troisième enroulement primaire W4 vers le second enroulement secondaire W6. Le premier ensemble de transformateur Tl sert de bobine d'arrêt pour stocker l'énergie magnétique. Pendant que le premier élément de commutation Q1 est dans un état bloqué, de sorte que le premier condensateur Cl est chargé, l'énergie Pl est transférée depuis le premier enroulement primaire W1 vers le premier enroulement secondaire W3, et l'énergie P2 est transférée depuis le second enroulement 25 primaire W2 vers le premier enroulement secondaire W3. Le second transformateur T2 sert de bobine d'arrêt pour stocker l'énergie magnétique. L'énergie magnétique stockée est utilisée efficacement. Comme on l'a décrit ci-dessus, dans le convertisseur continu 30 vers continu 1 décrit ci-dessus, même si la période d'état conducteur du premier élément de commutation Q1 et la période d'état bloqué de celui-ci sont modifiées, les courants i3+i4 seront des courants sensiblement continus. Le courant d'entrée il circule en permanence depuis l'alimentation à courant continu 35 d'entrée 2 vers le convertisseur continu vers continu 1. Ceci permet que pratiquement aucun courant d'entrée défavorable appliqué en entrée à l'alimentation à courant continu d'entrée 2 apparaisse, ce qui rend possible d'éliminer l'utilisation d'un condensateur de filtrage relié en parallèle à l'alimentation en 40 courant continu d'entrée 2. Une partie de l'alimentation est transférée depuis le premier enroulement primaire W1 et le troisième enroulement primaire W3 aux premier et second enroulements secondaires W3 et W6 en raison des composantes d'ondulation incluses dans le 5 courant d'entrée il. Cependant presque toute l'énergie est transférée en inversant le courant circulant au travers des second et quatrième enroulements W2 et W5 entre le mode A et le mode B. Ceci permet qu'une énergie importante soit transférée vers les côtés secondaires des ensembles de transformateurs Tl 10 et T2 tout en maintenant les composantes d'ondulation du courant d'entrée à une valeur faible. En outre, il est possible de réduire la capacité du premier condensateur Cl par comparaison à un condensateur de filtrage relié en parallèle à l'alimentation à courant continu d'entrée 102 illustré sur la figure 32. Le premier ensemble de transformateur Tl dans le mode A sert de bobine d'arrêt, et le second ensemble de transformateur T2 dans le mode B sert également de bobine d'arrêt. Ces fonctions de bobine d'arrêt permettent au courant qui circule au travers des premier et troisième enroulements primaires W1 et W4 de 20 varier linéairement, et au courant circulant au travers des second et quatrième enroulements primaires W2 et W5 de varier linéairement. Ceci permet que le courant de sortie fourni en sortie depuis les côtés secondaires des ensembles de transformateurs Tl et T2 soit stabilisé. En tant que première modification du premier mode de réalisation, le sens d'enroulement du second enroulement primaire W2 par rapport au premier enroulement primaire W1 peut être inversé par comparaison au sens d'enroulement du second enroulement primaire W2 conforme au premier mode de réalisation. 30 D'une manière similaire, le sens d'enroulement du troisième enroulement primaire W4 par rapport au quatrième enroulement primaire W5 peut être inversé par comparaison au sens d'enroulement du troisième enroulement primaire W4 conforme au premier mode de réalisation. Le rapport du nombre de tours entre 35 le nombre de tours de chacun des premier et troisième enroulements primaires W1 et W4, et celui entre les second et quatrième enroulements primaires W2 et W5 peuvent être établis à 1, ou à un autre nombre positif. En tant que seconde modification du premier mode de 40 réalisation, les rapports entre les inductances de fuite des ensembles de transformateurs Tl, T2 et les inductances de magnétisation peuvent être réglés comme d'habitude. Il peut être préférable de régler les rapports de manière à ce que les composantes d'ondulation contenues dans le courant d'entrée et 5 celles contenues dans le courant de sortie soient réduites à l'intérieur d'une plage large du rapport cyclique. Dans le premier mode de réalisation, chacun des premier et second ensembles de transformateurs Tl et T2 comporte de préférence un noyau (circuit magnétique) avec un entrefer pour 10 éviter la tendance à générer une saturation magnétique en raison des composantes continues appliquées en entrée aux ensembles de transformateurs T1 et T2. Le noyau avec l'entrefer peut se révéler inutile pour chacun des ensembles de transformateurs Tl et T2. En particulier, comme les composantes en courant continu 15 contenues dans le courant circulant au travers du second ensemble de transformateur T2 sont faibles, il peut être préférable de rétrécir ou d'omettre l'entrefer dans le noyau. Dans le premier mode de réalisation, le convertisseur continu vers continu abaisseur de tension est utilisé en tant 20 qu'exemple du convertisseur continu vers continu. En faisant varier les rapports des tours entre chaque premier enroulement primaire de chaque ensemble de transformateur et chaque enroulement secondaire de chaque ensemble de transformateur, on permet que le convertisseur continu vers continu abaisseur de 25 tension soit utilisé comme un convertisseur continu vers continu élévateur de tension. En outre, dans le premier mode de réalisation, le troisième élément de commutation Q3 et le quatrième élément de commutation Q4 sont mis en oeuvre de façon complémentaire pour exécuter un 30 redressement synchrone. Les positions du premier enroulement secondaire W3 et du second enroulement secondaire W6 peuvent être remplacées par les positions des troisième et quatrième commutateurs, telles que des diodes de redressement. Au moins l'un des troisième et quatrième éléments de commutation Q3 et Q4 35 peut être remplacé par une diode de redressement. En outre, dans le premier mode de réalisation, le circuit d'entrée, lequel comporte le premier élément de commutation Q1, le second élément de commutation Q2, le premier condensateur Ci et le second condensateur C2, est utilisé pour appliquer en 40 entrée l'alimentation en courant continu depuis l'alimentation afin de convertir l'alimentation à courant continu d'entrée en une alimentation à courant alternatif, en la fournissant ainsi aux ensembles de transformateurs Tl et T2. En outre, un circuit de redressement synchrone, qui comporte un troisième élément de 5 commutation Q3, un quatrième élément de commutation Q4 et le troisième condensateur C3, est utilisé comme circuit de sortie pour fournir l'alimentation à la batterie. Dans la présente invention, cependant, le sens de transfert de l'alimentation peut être inversé par rapport à la structure du convertisseur 10 continu vers continu ci-dessus. Le noyau du premier ensemble de transformateur Tl et celui du second ensemble de transformateur T2 peuvent être configurés pour comporter un circuit magnétique commun sous forme d'un noyau incorporé. En outre, le noyau du premier ensemble de 15 transformateur Tl et le noyau du second ensemble de transformateur T2 peuvent être disposés en parallèle l'un à l'autre. Un enroulement primaire peut être enroulé collectivement autour à la fois des parties de colonnes disposées parallèlement 20 des noyaux du premier ensemble de transformateur T1. Cette structure permet que le premier enroulement primaire W1 et le troisième enroulement primaire W4 soient communs. De manière similaire, un enroulement primaire peut être enroulé collectivement autour des deux parties de colonnes 25 disposées parallèlement des noyaux du second ensemble de transformateur T2. Cette structure permet au second enroulement primaire W2 et au quatrième enroulement primaire W5 d'être communs. [Second mode de réalisation] Un convertisseur continu vers continu conforme au second mode de réalisation de la présente invention sera décrit conformément à la figure 10. Dans le second mode de réalisation, le contrôleur 4 du convertisseur continu vers continu commande le rapport cyclique du premier élément de commutation Q1 à 35 l'intérieur d'une plage prédéterminée X centrée à 50 pour cent, telle que 40 à 60 pour cent. Le convertisseur continu vers continu est utilisé pour des applications qui n'imposent pas une large plage au rapport cyclique. Cette structure du convertisseur continu vers continu 40 conforme au second mode de réalisation, permet que les composantes d'ondulation contenues dans le courant de sortie io (i3+i4) soient moins réduites qu'un pourcentage prédéterminé, tel que 10 pour cent (se reporter à la figure 10). Le rapport (pourcentage) des composantes d'ondulation contenues dans le 5 courant de sortie io présentent une caractéristique qui varie en permanence suivant le rapport cyclique du premier élément de commutation Q1 (se reporter à la figure 10). La valeur prédéterminée du rapport cyclique correspondant à la valeur minimum du rapport des composantes d'ondulation contenues dans 10 le courant de sortie dépend des diverses constantes de circuit du convertisseur continu vers continu, en particulier des résistances magnétiques des premier et second ensembles de transformateurs Tl et T2. Si les caractéristiques électromagnétiques des premier et 15 second ensembles de transformateurs Tl et T2 sont sensiblement identiques l'une à l'autre, les composantes d'ondulation contenues dans le courant de sortie io peuvent devenir nulles lorsque le rapport cyclique à l'état conducteur du premier élément de commutation Q1 est de 50 pour cent, en rendant ainsi 20 plate la caractéristique du courant de sortie io par rapport au temps. [Troisième mode de réalisation] Un convertisseur continu vers continu conforme à un troisième mode de réalisation de la présente invention sera 25 décrit conformément à la figure 11. Dans le troisième mode de réalisation, le convertisseur continu vers continu lB sert de convertisseur continu vers continu bidirectionnel. C'est-à-dire que le convertisseur continu vers continu lB comporte un circuit primaire (PC) 300 pour les ensembles de transformateurs Tl et T2, qui correspond au circuit composé des condensateurs Cl, C2, des éléments de commutation Q1, Q2, et des connexions entre eux, des ensembles de transformateurs Tl et T2, et de l'alimentation à courant continu d'entrée 2. Le convertisseur continu vers continu lB comporte également un 35 circuit de redressement synchrone (SC) 400, lequel correspond au circuit composé des éléments de commutation Q3, Q4, du condensateur C3 et des connexions entre eux, des ensembles de transformateurs Tl et T2 et de la charge, telle que l'alimentation 3. Le convertisseur continu vers continu lB comporte un contrôleur 500 correspondant au contrôleur 4 représenté sur la figure 1 et un circuit d'attaque 600 relié entre chacun des premier et second éléments de commutation Q1 et Q2 et le 5 contrôleur 500 afin de rendre conducteur et bloquer chacun des éléments de commutation Q1 et Q2. Le convertisseur continu vers continu lB comporte également un circuit d'attaque 700 relié entre chacun des troisième et quatrième éléments de commutation Q3 et Q4 et le contrôleur 500 afin de rendre conducteur et 10 bloquer chacun des éléments de commutation Q3 et Q4. Le contrôleur 500 exécute le commande à modulation PWM par l'intermédiaire des circuits d'attaque 600 et 700 de manières similaires au premier mode de réalisation. En particulier, conformément au troisième mode de 15 réalisation, pour transférer l'énergie provenant de l'alimentation 2, en tant que premier système de tension 1050, vers l'alimentation 3, en tant que second système de tension 2050, le contrôleur 500 mémorise au préalable dans celui-ci une première tension cible prédéterminée, et mesure la tension de 20 sortie appliquée à l'alimentation 3 à partir du circuit de détection de tension de sortie 35 (étape S1). Ensuite, le contrôleur 500 compare la première tension cible prédéterminée à la tension de sortie afin de déterminer si la tension de sortie est plus grande que la tension cible 25 prédéterminée (se reporter au traitement S2 de la figure 11). Le contrôleur 500 commande par l'intermédiaire du circuit d'attaque 600 une augmentation du rapport cyclique à l'état conducteur du premier élément de commutation Q1 lorsque la tension de sortie est plus petite que la première tension cible 30 prédéterminée (se reporter au traitement S3 de la figure 11). Lorsque la tension de sortie fournie en sortie depuis le circuit de redressement synchrone 400 est plus grande que la première tension cible prédéterminée, le contrôleur 500 commande par l'intermédiaire du circuit d'attaque 600 une diminution du 35 rapport cyclique à l'état conducteur du premier élément de commutation Q1 (se reporter au traitement S4 de la figure 11). Cette commande à rétroaction du contrôleur 500 permet que l'alimentation soit transférée depuis l'alimentation 2 vers l'alimentation 3 alors que la tension de sortie de 40 l'alimentation 3 converge vers la tension cible. D'une manière similaire, pour transférer l'énergie depuis l'alimentation 3 vers l'alimentation 2, le contrôleur 500 lit la tension d'entrée, telle que la tension d'entrée Vin dans le premier mode de réalisation (se reporter au traitement Si de la figure 11). Ensuite, le contrôleur 500 compare une seconde tension cible prédéterminée et la tension d'entrée pour déterminer si la tension d'entrée est plus grande que la seconde tension cible prédéterminée (se reporter au traitement S2 de la figure 11). Le contrôleur 500 commande par l'intermédiaire du circuit d'attaque 600 une diminution du rapport cyclique à l'état conducteur du premier élément de commutation Q1 lorsque la tension d'entrée est plus petite que la seconde tension cible prédéterminée (se reporter au traitement S4 de la figure 11). 15 Lorsque la tension d'entrée est plus grande que la seconde tension cible prédéterminée, le contrôleur 500 commande par l'intermédiaire du circuit d'attaque 600 une augmentation du rapport cyclique à l'état conducteur du premier élément de commutation Q1 (se reporter au traitement S3 de la figure 11). 20 Cette commande à rétroaction du contrôleur 500 permet que l'énergie soit transférée depuis l'alimentation 3 vers l'alimentation 2 alors que la tension d'entrée de l'alimentation 2 converge vers la tension cible. Ce mode de réalisation est plus efficace dans un cas où le 25 circuit primaire 300 correspondant au premier circuit de conversion 11 est relié au premier système de tension 1050, tel que l'alimentation à courant continu ou bien une charge à courant continu sans intercaler aucune bobine d'arrêt de filtrage de courant. D'une manière similaire, ce mode de 30 réalisation est plus efficace dans un cas où le circuit de redressement synchrone 400 correspondant au circuit de conversion 21 est relié au second système de tension 2050, tel que l'alimentation à courant continu ou bien une charge à courant continu. C'est-à-dire que, dans le troisième mode de réalisation, le fait de rendre conducteurs en alternance les troisième et quatrième éléments de commutation Q3 et Q4 en synchronisme avec la conduction et l'arrêt du premier élément de commutation Q1, permet que le courant de sortie soit fourni en permanence en 40 sortie par l'intermédiaire de l'un des éléments de commutation Q3 et Q4. Ceci résulte en ce que les composantes d'ondulation contenues dans le courant de sortie sont réduites, en permettant d'omettre une bobine d'arrêt de sortie. Lors du transfert de l'énergie depuis le circuit de 5 redressement synchrone 400 vers le circuit primaire 300 par l'intermédiaire des premier et second ensembles de transformateurs TI et T2, les courants de pointe sont à peine générés, en rendant possible d'omettre tous circuits requis pour atténuer ou réduire les courants de pointe dus à la bobine 10 d'arrêt. En outre, dans le troisième mode de réalisation, il est possible de basculer le sens de transfert de l'énergie en ne changeant que les rapports cycliques des éléments de commutation. Au contraire, on suppose que l'on exécute un transfert d'alimentation bidirectionnel dans les convertisseurs continu vers continu de transfert d'alimentation bidirectionnels classiques. Dans ce cas, lorsque l'on transfert en inverse un circuit de 20 redressement d'origine vers un circuit de convertisseur d'origine, comme une grande quantité de composantes d'ondulation peut être incluse dans le courant de sortie, il peut être difficile d'omettre une bobine d'arrêt dans le convertisseur continu vers continu classique, laquelle réduit les composantes 25 d'ondulation provenant du courant de sortie. Lorsque le circuit de redressement dans le convertisseur continu vers continu classique fonctionne comme un onduleur, les tensions de pointe de commutation sont générées dans la bobine d'arrêt, ce qui impose des circuits quelconque requis pour 30 atténuer ou réduire les tensions de pointe (les courants de pointe) dues à la bobine d'arrêt. Dans le convertisseur continu vers continu classique, de ce fait, il est difficile d'éviter que le système de circuit du convertisseur continu vers continu classique soit complexe. Le convertisseur continu vers continu conforme au troisième mode de réalisation, cependant, n'a pas nécessairement besoin de bobines d'arrêt, ce qui rend possible d'exécuter un transfert d'énergie bidirectionnel sans compliquer le système de circuit. En outre, dans le troisième mode de réalisation, la 40 variation du rapport cyclique à l'état conducteur du premier élément de commutation Q1 permet que le sens de transfert de l'énergie soit basculé de façon progressive et simple. [Quatrième mode de réalisation] Un convertisseur continu vers continu conforme à un 5 quatrième mode de réalisation de la présente invention sera décrit conformément à la figure 12. Dans le quatrième mode de réalisation, le contrôleur 4 du convertisseur continu vers continu commande l'instant de passage à l'état conducteur du troisième élément de commutation Q3 pour le faire avancer par 10 rapport à l'instant de passage à l'état conducteur du premier élément de commutation Q1 d'un temps prédéterminé Atl. D'une manière similaire, le contrôleur 4 du convertisseur continu vers continu commande l'instant de passage à l'état conducteur du quatrième élément de commutation Q4 pour le faire avancer par 15 rapport à l'instant de passage à l'état conducteur du second élément de commutation Q2 d'un temps prédéterminé At2, qui peut être égal ou différent du temps Atl. Cette configuration permet au troisième élément de commutation Q3 et au quatrième élément de commutation Q4 d'être 20 court-circuités lors du basculement du troisième élément de commutation Q3 de l'état bloqué à l'état conducteur et du basculement du quatrième élément de commutation Q4 de l'état bloqué à l'état conducteur. Le courant de court-circuit circulant au travers du court-circuit constitué des troisième et 25 quatrième éléments de commutation Q3 et Q4 permet que les tensions de pointe générées au moment des instants de commutation soient réduites sans utiliser de circuit d'amortissement. Le court-circuit des troisième et quatrième éléments de commutation Q3 et Q4 permet également que l'énergie 30 générée aux instants de commutation soit recueillie électromagnétiquement par les ensembles de transformateurs Tl et T2. [Cinquième mode de réalisation] Un convertisseur continu vers continu conforme à un 35 cinquième mode de réalisation de la présente invention sera décrit conformément à la figure 13. Dans le cinquième mode de réalisation, le convertisseur continu vers continu 1C comporte un premier circuit de conversion llB correspondant au premier circuit de conversion 11 représenté sur la figure 1 à la place 40 du circuit de redressement synchrone (les éléments de commutation Q3 et Q4, et le condensateur C3). C'est-à-dire que comme indiqué sur la figure 13, le premier circuit de conversion l1B est composé des condensateurs Cl, C2, des éléments de commutation Q1, Q2, et des liaisons entre eux, des ensembles de 5 transformateurs T1 et T2, et de la charge 3. A ce propos, les caractères de référence 11A représentent le premier circuit de conversion d'origine 11 représenté sur la figure 1. En particulier, le premier élément de commutation Q1 du premier circuit de conversion 11B est disposé de façon à 10 correspondre au quatrième élément de commutation Q4 du convertisseur continu vers continu 1. Le second élément de commutation Q2' du premier circuit de conversion 11B est disposé de façon à correspondre au troisième élément de commutation Q3 du convertisseur continu vers continu 1. Dans le convertisseur continu vers continu 1C, le contrôleur 4 commande le fait que l'état conducteur du premier élément de commutation Q1 et l'état conducteur du premier élément de commutation Qi' soient de phase opposée et que l'état conducteur du second élément de commutation Q2 et l'étatconducteur du 20 second élément de commutation Q2' soient de phase opposée. [Sixième mode de réalisation] Un convertisseur continu vers continu conforme à un sixième mode de réalisation de la présente invention sera décrit conformément aux figures 14 à 16. Ce sixième mode de réalisation 25 est une modification du convertisseur continu vers continu 1B illustré sur la figure 11. La figure 14 est un schéma de circuit illustrant une structure de circuit d'un convertisseur continu vers continu 1D conforme au sixième mode de réalisation de la présente invention. La figure 15 est un chronogramme des 30 opérations conformes au sixième mode de réalisation. Dans le sixième mode de réalisation, par exemple, le convertisseur continu vers continu 1D est installé dans un véhicule électrique. Comme indiqué sur la figure 14, le convertisseur continu 35 vers continu 1D est relié à une batterie à basse tension 131, en tant que second système de tension 2050 à la place de la charge 3 de la figure 1, un commutateur d'alimentation 132, une batterie à tension élevée 133, et un onduleur 134. Le commutateur d'alimentation 132, la batterie à tension élevée 40 133, l'onduleur 134 sont appelés collectivement premier système de tension 1050 et remplacent l'alimentation à courant continu d'entrée 2. Le commutateur d'alimentation 132, tel qu'un relais, est relié à la borne positive de la batterie à tension élevée 133 en 5 série, et est relié au contrôleur 4. Le contrôleur 4 agit pour commander la fermeture et l'ouverture du commutateur d'alimentation 132. C'est-à-dire que, lorsque le commutateur d'alimentation 132 est fermé, l'alimentation est fournie depuis la batterie à tension élevée 133 au premier circuit de 10 conversion 11. L'onduleur 134 est un onduleur à trois phases relié à un moteur à courant alternatif triphasé à tension élevée 135 qui engendre de la puissance pour la traction. L'onduleur 134 comporte une paire de bornes d'entrée de courant continu 134a et 134b entre lesquelles un condensateur de lissage Cin est 15 relié. Le contrôleur 4 est relié avec possibilité de communication à une pluralité d'unités de commande électronique (ECU) telles qu'une unité ECU de caisse destinée à commander les unités d'attaque pour attaquer l'électronique de la caisse du véhicule, par exemple pour verrouiller et déverrouiller les 20 portes et relever et abaisser les vitres des portes. Ensuite, les opérations du convertisseur continu vers continu lD seront expliquées conformément au chronogramme représenté sur la figure 15 et à l'organigramme représenté sur la figure 16. Pendant que le convertisseur continu vers continu 1D est arrêté de sorte que le commutateur d'alimentation 132 est dans un état ouvert, le contrôleur 4 exécute les traitements suivants sur la base du programme chargé au préalable dans celui-ci. C'est-à-dire que le contrôleur 4 détermine si un ordre pour 30 fermer le commutateur d'alimentation 132 en vue de démarrer le convertisseur continu vers continu 1D est reçu (étape S100 de la figure 16). Lorsque l'on détermine que l'ordre n'est pas reçu (la détermination de l'étape S100 est une réponse NON), le 35 contrôleur 4 exécute périodiquement le traitement de l'étape S100. Lorsque l'on détermine que l'ordre est reçu (la détermination de l'étape S100 est OUI et l'ordre de démarrage est activé sur la figure 15 à l'étape tl), le contrôleur 4 lance 40 le fonctionnement du convertisseur continu vers continu ID pour précharger le condensateur de filtrage Cin. En particulier, en tant que traitement de précharge, le contrôleur 4 commande le rapport cyclique à l'état conducteur du premier élément de commutation Q1 pour le réduire progressivement à partir d'une valeur prédéterminée (en pourcentage) (étape S102). Dans le convertisseur continu vers continu 1D, la tension du secondaire générée dans le second enroulement secondaire W6 est augmentée avec l'augmentation du rapport cyclique à l'état conducteur du premier élément de commutation Q1, ce qui résulte 10 en l'augmentation du courant de sortie (io) provenant de la batterie à basse tension 131 en tant que second système de tension 2050. Au contraire, la tension du secondaire générée dans le second enroulement secondaire W6 est réduite avec la diminution 15 du rapport cyclique à l'état conducteur du premier élément de commutation Q1, ce qui résulte en la diminution du courant de sortie io vers la batterie à basse tension 131 en tant que second système de tension 2050. En outre, l'augmentation ou la réduction du rapport cyclique 20 à l'état conducteur du premier élément de commutation Q1 amène la tension du secondaire générée dans le second enroulement secondaire W6 à diminuer ou à augmenter, ce qui résulte en ce que l'alimentation est régulée pour être fournie depuis la batterie à basse tension 131 (second système de tension 2050) 25 par l'intermédiaire du convertisseur continu vers continu 1D au premier système de tension 1050. C'est-à-dire que pendant que le commutateur d'alimentation est dans l'état ouvert, le rapport cyclique à l'état conducteur du premier élément de commutation Q1 est progressivement réduit 30 de sorte que la tension appliquée au condensateur de filtrage Cin depuis le premier circuit de conversion 11 augmente progressivement, en préchargeant ainsi le condensateur de filtrage Cin. A ce moment, le contrôleur détermine si une période 35 prédéterminée Pth s'est écoulée depuis l'instant tl pour déterminer si la précharge vers le condensateur de filtrage Cin est terminée (étape S104). La période prédéterminée a été réglée précédemment à une période suffisante pour satisfaire la quantité prédéterminée d'énergie électrique stockée dans le 40 condensateur de filtrage Cin. La valeur prédéterminée l'énergie électrique correspond pratiquement à la tension de la batterie à tension élevée 133. Lorsque l'on détermine que la période prédéterminée Pth (t2tl) s'est écoulée depuis l'instant tl (la détermination de 5 l'étape S104 reçoit une réponse OUI), le contrôleur 4 détermine que la valeur prédéterminée de l'énergie électrique qui correspond pratiquement à la tension de la batterie à tension élevée 133 est préchargée dans le condensateur de filtrage Cin. Alors, le contrôleur 4 envoie l'ordre au commutateur 10 d'alimentation 132 pour le fermer (étape S106). Il en résulte que, comme le potentiel du condensateur de filtrage Cin est pratiquement identique à celui de la batterie à tension élevée 133, la tension de la batterie à tension élevée 133 est appliquée au premier circuit de conversion 11. La 15 tension appliquée est transférée depuis le premier circuit de conversion 11 par l'intermédiaire des premier et second ensembles de transformateurs T1 et T2 vers la batterie à tension élevée 133. C'est-à-dire que le convertisseur continu vers continu 1D 20 conforme au sixième mode de réalisation empêche un courant d'appel de circuler dans le condensateur de filtrage Cin dans l'onduleur 134 au moment de la fermeture du commutateur d'alimentation 132. L'opération de précharge vers le condensateur de filtrage 25 Cin peut être utilisée lors de la commande du moteur à courant alternatif 135 avec le commutateur d'alimentation 132 dans l'état ouvert. C'est-à-dire qu'il peut être préférable d'exécuter les traitements ci-dessus à chaque fois que l'on ferme le commutateur d'alimentation 132. Ceci rend possible 30 d'empêcher un courant d'appel de circuler dans le condensateur de filtrage Cin dans l'onduleur 134 à chaque fois que l'on ferme le commutateur d'alimentation 132, en protégeant ainsi le condensateur de filtrage Cin et le système d'alimentation dans l'onduleur 1050. A ce propos, ces traitements indiqués sur la figure 16 sont exécutés par le circuit logique programmé, tel que le contrôleur 4, mais ils peuvent être exécutés par au moins l'un des circuits logiques câblés à la place du contrôleur 4. [Septième mode de réalisation] Un convertisseur continu vers continu conforme au septième mode de réalisation de la présente invention sera décrit conformément aux figures 17 à 20. Dans le cas où la tension d'entrée provenant du premier système de tension 1050 vers le premier circuit de conversion 11 augmente rapidement dans le convertisseur continu vers continu 1B représenté sur la figure 11, la commande à rétroaction du contrôleur 4 peut ne pas suivre l'augmentation rapide de la 10 tension d'entrée. Ceci peut amener une tension excessive à être appliquée au premier élément de commutation Q1 et ainsi de suite. Donc, le convertisseur continu vers continu conforme au septième mode de réalisation a pour but d'empêcher, dans le 15 convertisseur continu vers continu lB, qu'une tension excessive soit appliquée au premier élément de commutation Q1 et ainsi de suite même si la tension d'entrée provenant du premier système de tension 1050 vers le premier circuit de conversion 11 augmente rapidement. C'est-à-dire que, dans le convertisseur continu vers continu lB, lorsque la tension de sortie provenant du circuit de redressement 400 est plus élevée que la tension cible prédéterminée pendant que la tension d'entrée est transférée depuis l'alimentation 2 (premier système de tension 1050), le 25 contrôleur 500 diminue le rapport cyclique à l'état conducteur du premier élément de commutation Q1 (se reporter au traitement S4 de la figure 11). En revanche, lorsque la tension de sortie provenant du circuit de redressement 400 est plus faible que la tension cible 30 prédéterminée, le contrôleur 500 augmente le rapport cyclique à l'état conducteur du premier élément de commutation Q1 (se reporter au traitement S3 de la figure 11). Ces commandes à rétroaction du contrôleur 500 permettent que l'alimentation soit transférée entre le premier système de 35 tension 1050 et le second système de tension 2050 alors que la tension de sortie de l'alimentation 3 converge vers une tension cible même si la tension d'entrée du premier système de tension 1050 augmente. Dans ces traitements, cependant, si la tension d'entrée du 40 premier système de tension 1050, laquelle est appliquée en entrée au premier circuit de conversion 11 dans le convertisseur continu vers continu lB, varie rapidement, la commande à rétroaction peut ne pas suivre la variation rapide de la tension d'entrée. On notera que dans le convertisseur continu vers continu 1, la tension source-drain Vds (tension entre la première et la seconde borne) du premier élément de commutation Q1 est pratiquement représentée par l'équation suivante: Vds = Vin/(1-D) dans laquelle Vin représente la tension d'entrée fournie depuis le premier système de tension 1050 et appliquée en entrée au premier circuit de conversion 11, et D représente le rapport cyclique à l'état conducteur du premier élément de commutation Q1. Cette relation entraîne la conclusion suivante qui est que la valeur maximum de la tension source-drain Vds du premier élément de commutation Q1, appelée "Vdsmax" ne dépasse pas la valeur représentée par "Vin/(1Dmax)". La valeur Dmax représente la valeur du rapport cyclique à l'état conducteur D du premier 20 élément de commutation Q1 lorsque la tension source-drain Vds devient la tension "Vdsmax". La valeur Dmax est appelée "maximum de la valeur Dmax du rapport cyclique à l'état conducteur". Donc, en réduisant la valeur Dmax du rapport cyclique à l'état conducteur maximum du rapport cyclique à l'état 25 conducteur D du premier élément de commutation Q1 avec l'augmentation de la tension d'entrée Vin, on peut empêcher que la valeur maximum Vdsmax de la tension source-drain Vds dépasse la tension de claquage Vdsth. Les traitements destinés à empêcher la tension source-drain 30 Vds du premier élément de commutation Q1 de dépasser la tension de claquage Vdsth de celui-ci sont exécutés par le contrôleur 500. C'est-à-dire que le contrôleur 500 comporte une mémoire dans laquelle des données de table indiquant une relation entre 35 chaque valeur de la tension d'entrée Vin et le maximum de la valeur Dmax du rapport cyclique à l'état conducteur sont mémorisées au préalable. En outre, dans la mémoire, le programme correspondant aux traitements est chargé au préalable. C'est-à-dire que le contrôleur 500, conformément au 40 programme, mesure la valeur actuelle de la tension d'entrée Vin (étape S200 de la figure 17) et recherche dans la table des données pour extraire le rapport Dmax maximum correspondant à la valeur en cours de la tension d'entrée Vin (étape S202). Ensuite, le contrôleur 500 lit l'ordre pour établir le 5 rapport cyclique à l'état conducteur D déterminé par les traitements de rétroaction représentés en tant que traitements Si et S2 (étape S204). Donc, le contrôleur 500 détermine si le rapport cyclique à l'état conducteur D actuel est plus élevé que le rapport 10 cyclique à l'état conducteur maximum Dmax (étape S206). Lorsqu'il détermine que le rapport cyclique à l'état conducteur actuel D est plus élevé que le rapport cyclique à l'état conducteur maximum Dmax, le contrôleur 500 règle le rapport cyclique à l'état conducteur actuel au rapport cyclique 15 à l'état conducteur maximum Dmax, en fournissant en sortie le rapport cyclique à l'état conducteur établi Dmax à chacun des premier et second circuits de conversion 11 et 21. Lorsqu'il détermine que le rapport cyclique à l'état conducteur actuel D n'est pas plus élevé que le rapport cyclique 20 à l'état conducteur maximum Dmax, le contrôleur 500 fournit en sortie le rapport cyclique à l'état conducteur actuel D à chacun des premier et second circuits de conversion 11 et 21 (étape S210). La relation entre la tension d'entrée Vin et le rapport 25 cyclique à l'état conducteur maximum Dmax est représenté par la courbe Li sur le graphe de la figure 18. La courbe L2 illustrée sur la figure 18 représente le maximum du rapport cyclique pour maintenir la tension aux bornes du premier élément de commutation Q1 en dessous de la tension de claquage Vdsth par 30 rapport à la tension d'entrée Vin. A ce propos, la plage entre les valeurs Vinl et Vin2 de la tension d'entrée Vin représente la plage de fonctionnement garantie du premier élément de commutation Q1. De plus, la plage entre les valeurs D3 et D4 du rapport cyclique à l'état conducteur D représente la plage 35 admissible de la variation du rapport cyclique à l'état conducteur D du premier élément de commutation Q1. Cette configuration empêche le premier élément de commutation Q1 de subir un claquage même si la tension d'entrée augmente rapidement. L'ordre de modulation PWM comprenant un rapport cyclique à l'état conducteur requis pour la commande de modulation PWM, lequel est déterminé par le contrôleur 500 ou bien par une unité de commande extérieure, est limité par les traitements du 5 contrôleur 500 représentés sur la figure 17. L'ordre de modulation PWM limité est fourni en sortie par l'intermédiaire des circuits d'attaque 600 et 700 au circuit principal 300 (le premier circuit de conversion 11) et au circuit secondaire 400 (le circuit de redressement synchrone 21), respectivement. L'ordre de modulation PWM amène chacun des éléments de commutation Q1 à Q4 à être commandés. Il est souhaitable que le contrôleur 500 exécute les traitements indiqués sur la figure 17 aussi rapidement qui possible, et aussi fréquemment que possible. En outre, ces traitements représentés sur la figure 17 sont exécutés par le circuit logique programmé tel que le contrôleur 500, mais ils peuvent être exécutés par au moins l'un des circuits logiques câblés à la place du contrôleur 500. La figure 19 est un graphe représentant un exemple de la 20 forme d'onde de la valeur maximum Vdsmax de la tension Vds par rapport à la tension d'entrée Vin lorsque le rapport cyclique à l'état conducteur maximum Dmax n'est pas limité en fonction de la tension d'entrée Vin. La figure 20 est un graphe représentant un exemple de la 25 forme d'onde de la valeur maximum Vdsmax de la tension Vds par rapport à la tension d'entrée Vin lorsque le rapport cyclique à l'état conducteur maximum Dmax est limité conformément à la tension d'entrée Vin sur la base des traitements indiqués sur la figure 17. Comme représenté sur la figure 20, ,la valeur maximum Vdsmax de la tension drain-source Vds est maintenue de façon à être plus basse que la tension de claquage Vdsth même si la tension d'entrée Vin augmente rapidement pour atteindre la tension d'entrée de crête. [Huitième mode de réalisation] Un convertisseur continu vers continu conforme à un huitième mode de réalisation de la présente invention sera décrit conformément aux figures 21 à 24. La figure 21 est un schéma de circuit illustrant une 40 structure de circuit d'un convertisseur continu vers continu 1E conforme au huitième mode de réalisation de la présente invention. Dans le huitième mode de réalisation, le convertisseur continu vers continu 1E est en outre muni d'un capteur de 5 courant 71 relié à l'élément de commutation Q1 en série. Le capteur de courant 71 fonctionne pour détecter un courant iql circulant au travers du premier élément de commutation Q1 et du capteur de courant 71 en plus de la structure du convertisseur continu vers continu 1 illustré sur la figure 1. A ce propos, 10 sur la figure 21, le caractère de référence 3 représente une batterie à basse tension et une charge L est reliée à la batterie à basse tension 3, laquelle constitue le second système de tension 2050. En tant que capteur de courant 71, divers types de capteurs 15 de courant bien connus peuvent être appliqués, tels qu'un transformateur de courant CT, qui est particulièrement préférable pour permettre au courant circulant au travers de l'élément de commutation Q1 d'être détecté indépendamment du côté primaire du transformateur CT c'est-à-dire le premier 20 circuit de conversion 11. A ce propos, le huitième mode de réalisation a été créé à partir de la technique d'arrière-plan, comme suit. On notera que, dans un circuit de redressement synchrone, le courant de charge devient nul ou pratiquement nul, la tension 25 induite dans les premier et second enroulements secondaires W3 et W6 est pratiquement identique à la tension de la batterie dans le second système de tension 2050. Cet état peut rendre facile de transférer de façon inverse l'énergie depuis le second système de tension 2050 vers le 30 premier système de tension 1050 dans le cas où des transistors de type MOS bidirectionnels sont utilisés comme éléments de commutation Q3 et Q4. Le transfert d'énergie depuis le second système de tension 2050 vers le premier système de tension peut s'écarter du but du convertisseur continu vers continu 1E pour 35 transférer le premier système de tension 1050 vers le second système de tension 2050. De manière à éviter le transfert d'énergie inverse, une interruption des fonctionnements de redressement synchrones du circuit de redressement synchrone peut être nécessaire à la condition que le courant du secondaire 40 soit très faible. L'interruption de l'opération de redressement synchrone peut être préférable pour réduire les pertes de commutation. Une première manière pour déterminer s'il faut interrompre l'opération de redressement synchrone peut être envisagée pour 5 détecter le courant de sortie provenant du circuit de redressement synchrone, afin de déterminer ainsi s'il faut exécuter l'interruption de l'opération de redressement synchrone sur la base du courant de sortie détecté. Cette manière peut imposer une résistance pour détecter le courant de sortie. Dans 10 un cas où le convertisseur continu vers continu sert de convertisseur abaisseur de tension, il est nécessaire de réduire beaucoup la valeur ohmique de la résistance. Il peut être difficile de fabriquer la résistance pour détecter un courant, présentant une résistance extrêmement basse avec une haute 15 précision. * En outre, il peut être préférable d'interrompre l'opération de redressement synchrone lorsque la valeur du courant de charge est suffisamment faible. Dans ce but, une autre manière est envisagée pour détecter le courant inversé au travers des 20 éléments de commutation Q3 et Q4 afin d'interrompre l'opération de redressement synchrone conformément au résultat détecté. Cette manière peut permettre au courant inversé de circuler au travers des éléments de commutation Q3 et Q4, et le courant inversé peut présenter des effets indésirables sur la charge en 25 tant que second système de tension 2050. Donc, le huitième mode de réalisation a pour caractéristique de commander les opérations de redressement synchrone du circuit de conversion 21 conformément au courant détecté par le capteur de courant 71. C'est-à-dire que les opérations de commande du convertisseur continu vers continu 1E seront expliquées conformément à l'organigramme représenté sur la figure 22. Lorsque l'ordre d'opération Vgql pour rendre conducteur le premier élément de commutation Q1, tel que la tension de grille, 35 passe au niveau haut dans les traitements de commande de modulation PWM conformément au programme principal, le contrôleur 4a, conformément au sous-programme inclus dans le programme principal, commence à faire compter un temporisateur en nombre entier TM en partant de zéro (étape S300 de la figure 40 22). Ensuite, le contrôleur 4a mesure la valeur du courant iql circulant au travers du premier élément de commutation Q1 depuis le capteur de courant 71 (étape S302). Le contrôleur 4a détermine si la valeur de comptage du temporisateur TM atteint une valeur prédéterminée, laquelle 5 correspond à un temps de seuil prédéterminé Tth depuis que le traitement de comptage a débuté à l'étape S302 (étape S304). Lorsque l'on détermine que la valeur de comptage en cours du temporisateur TM n'atteint pas la valeur prédéterminée, le contrôleur 4a détermine que le temps de seuil prédéterminé Tth 10 ne s'est pas écoulé depuis le début du traitement de comptage à l'étape S302 (la détermination de l'étape S304 reçoit une réponse NON), en poursuivant le traitement à l'étape S302 et en répétant les traitements des étapes S302 et S304. Lorsque l'on détermine que la valeur de comptage en cours du 15 temporisateur TM atteint la valeur prédéterminée (la détermination de l'étape S304 reçoit une réponse OUI), le contrôleur 4a détermine que le temps de seuil prédéterminé Tth s'est écoulé depuis le début du traitement de comptage à l'étape S302. Donc, le contrôleur 4a détermine si la valeur actuellement détectée du courant iql dans le sens direct est plus grande qu'une valeur de seuil prédéterminée ith du courant à l'étape S306. Lorsque l'on détermine que la valeur actuellement détectée 25 du courant iql dans le sens direct est plus grande que la valeur de seuil prédéterminée ith, le contrôleur 4a détermine qu'aucun courant inverse n'apparaît dans le circuit de redressement synchrone (le second circuit de conversion) 21, en mettant fin aux traitements. C'est-à-dire que le contrôleur 4a autorise le 30 redressement synchrone. Lorsque l'on détermine que la valeur détectée actuellement du courant iql dans le sens direct est inférieure à la valeur de seuil prédéterminée ith, le contrôleur 4a détermine qu'il existe une possibilité que le courant inverse apparaisse dans le 35 circuit de redressement synchrone 21. Donc, le contrôleur 4a bloque les troisième et quatrième éléments de commutation Q3 et Q4, en suspendant ainsi temporairement les traitements de redressement synchrone à l'étape S308. Il peut être préférable de choisir une valeur de seuil 40 prédéterminée ith du courant qui soit plus grande dans le sens direct d'une valeur prédéterminée que le niveau zéro du premier élément de commutation Q1. Ce choix peut être déterminé à la condition que les composantes du courant de charge du premier élément de commutation Q1, c'est-à-dire les composantes de 5 courant excessives circulant en sens inverse au travers de l'élément de commutation Q1, soient générées en raison des pertes d'énergie dans les ensembles de transformateurs même si le courant de charge est fourni en sortie depuis le second circuit de conversion 21 vers le second système de tension 2050.
10 Il peut être préférable de régler le temps de seuil Tth au temps jusqu'à ce que la valeur détectée du courant iql au travers du premier élément de commutation Q1 en l'absence de charge atteint la valeur de seuil ith.
En tant que modification du huitième mode de réalisation, le 15 contrôleur 4a peut suspendre les opérations du premier circuit de conversion 11 pendant une période prédéterminée simultanément tout en maintenant l'interrupteur du redressement synchrone.
Dans le huitième mode de réalisation ci-dessus, le contrôleur 4a détermine si la valeur détectée actuellement du 20 courant iql dans le sens direct est plus grande que la valeur de seuil prédéterminée ith en déterminant ainsi la probabilité pour que le courant inverse apparaisse dans le circuit de redressement synchrone 21 (voir les traitements représentés sur la figure 22).
En tant qu'autre modification du huitième mode de réalisation, le contrôleur 4a exécute des traitements indiqués sur la figure 23, lesquels sont partiellement modifiés dans les traitements représentés sur la figure 22.
C'est-à-dire que, lorsque l'ordre d'opération Vgql pour 30 rendre conducteur le premier élément de commutation Q1 passe au niveau haut dans les traitements de commande de modulation PWM conformément au programme principal, le contrôleur 4a, conformément au sous-programme inclus dans le programme principal, commence à faire compter un temporisateur de nombres 35 entiers TM en partant de zéro (étape S300 sur la figure 23).
Ensuite, le contrôleur 4a mesure la valeur du courant iql circulant au travers du premier élément de commutation Q1 à partir du capteur de courant 71 (étape S302).
Le contrôleur 4a détermine si la valeur actuellement détectée du courant iql dans le sens direct atteint la valeur de seuil prédéterminée ith du courant à l'étape S314.
Lorsque l'on détermine que la valeur actuellement détectée 5 du courant iql dans le sens direct est inférieure à la valeur de seuil prédéterminée ith, le contrôleur 4a continue le traitement à l'étape S302 et répète les traitements S302 et 314.
Lorsque l'on détermine que la valeur actuellement détectée du courant iql dans le sens direct atteint la valeur de seuil 10 prédéterminée ith, c'est-à-dire que la valeur actuellement détectée n'est pas inférieure à la valeur de seuil prédéterminée ith (la détermination de l'étape S314 reçoit une réponse OUI), le contrôleur 4a passe au traitement de l'étape suivante S316.
C'est-à-dire que le contrôleur 4a arrête de faire compter le 15 temporisateur de nombres entiers TM, et compare la valeur de comptage actuelle au moment de l'arrêt, c'est-à-dire le temps écoulé Tc depuis que le premier élément de commutation Q1 est conducteur, au temps de seuil prédéterminé Tth à l'étape S316.
Lorsque le temps écoulé Tc depuis le passage à l'état 20 conducteur du premier élément de commutation Q1 ne dépasse pas le temps de seuil prédéterminé Tth, le contrôleur 4a détermine qu'aucun courant inverse n'apparaît dans le circuit de redressement synchrone (second circuit de conversion) 21, et met fin aux traitements. Lorsque le temps écoulé Tc depuis le passage à l'état conducteur du
premier élément de commutation Q1 est inférieur au temps de seuil prédéterminé Tth, le contrôleur 4a détermine qu'il existe une possibilité que le courant inverse apparaisse dans le circuit de redressement synchrone 21. Donc, le 30 contrôleur 4 bloque les troisième et quatrième éléments de commutation Q3 et Q4, afin de suspendre ainsi temporairement les traitements de redressement synchrone à l'étape S318.
Ces traitements représentés sur la figure 22 ou 23 sont exécutés par le circuit logique programmé, tel que le contrôleur 35 4a, mais ils peuvent être exécutés par au moins l'un des circuits logiques câblés à la place du contrôleur 4a.
La raison pour laquelle ces traitements expliqués dans le huitième mode de réalisation et les modifications de ceux-ci déterminent s'il existe une possibilité que le courant inverse apparaisse dans le circuit de redressement synchrone 21 et conforme à la figure 24.
La figure 24 représente les formes d'onde du courant iql circulant au travers du premier élément de commutation Q1 par 5 rapport aux courants de charge présentant diverses amplitudes, respectivement, et les formes d'onde de la tension de grille du premier élément de commutation Q1.
Sur la figure 24, la composante de courant iqlM du courant iql est une composante de courant de magnétisation, qui est 10 composante en courant alternatif, et une composante de courant de charge iqlL, qui est une composante en courant continu dont la valeur varie suivant la charge. A ce propos, la composante de courant de magnétisation de la composante de courant iqlM du courant iql représente une composante de courant qui circule au 15 travers des enroulements primaires lorsqu'il n'y a pas de charge.
La somme de la composante de courant de magnétisation iqlM et de la composante de courant de charge iqlL devient le courant iql circulant au travers du premier élément de commutation Q1.
Par comparaison au fait que les inductances de magnétisation des enroulements W2 et W5 agissent dans le sens tel que le premier élément de commutation Q1 est dans l'état conducteur, lorsque le premier élément de commutation Q1 est dans un état bloqué sans charge, les inductances de magnétisation des 25 enroulements primaires W2 et W5 agissent en sens inverse (se reporter aux figures 7 et 8).
Des inductances de magnétisation amènent, lorsque le premier élément de commutation Q1 est rendu conducteur, la composante de courant de magnétisation iqlM à circuler dans le sens inverse 30 par rapport à la flèche iql illustrée sur la figure 21 (se reporter à la forme d'onde de iqlM sur la figure 24). Après cela, la composante de courant inversée de iqlM est atténuée pendant un moment de sorte que le courant de magnétisation iqlM devient nul au point milieu du temps de conducteur du premier 35 élément de commutation Q1. Après cela, la composante du courant de magnétisation iqlM circule dans le sens direct (la flèche iql) avec une amplitude croissante. C'est-à-dire que la composante dans le sens direct et la composante inversée de la composante du courant de magnétisation iqlM sont en moyenne 40 nulles à l'intérieur du temps de conduction du premier élément 2858136 de commutation Q1 (se reporter à la forme d'onde de iqlM sur la figure 24).
Lorsque le courant de charge augmente, la forme d'onde de la composante du courant de magnétisation iqlM est décalée de 5 l'amplitude de la composante du courant de charge iqlL pour se décaler dans le sens direct.
Si de ce fait la composante du courant de charge iqlL est nulle (en ampère) (comme iqiL(A) sur la figure 24), la forme d'onde du courant iql(A) coïncide avec la composante du courant 10 de magnétisation iqlM, laquelle est représentée par une courbe à doubles tirets L(A). Si la composante du courant de charge iqlL est X (ampères) (comme iqiL(B) sur la figure 24), la forme d'onde du courant iql(B) se décale dans le sens direct du courant décalé X, qui est représenté par une ligne en tirets 15 L(B).
Si la composante du courant de charge iqlL est Y (ampères), laquelle est plus grande que l'amplitude X, (comme iqlL(C) sur la figure 24), la forme d'onde du courant iql se décale dans le sens direct du courant décalé Y, qui est représenté par une 20 ligne continue L(C).
En supposant que la valeur de seuil prédéterminée ith est établie comme indiqué sur la figure 24, de ce fait, plus précoce est l'instant auquel le courant iql dans le sens direct est plus élevé que la valeur de seuil ith, plus l'amplitude du courant de 25 charge est grande. Au contraire, plus tardif est l'instant auquel le courant iql dans le sens direct est plus élevé que la valeur de seuil ith, plus l'amplitude du courant de charge est petite.
Par exemple, comme le courant iql(C) dépasse très rapidement 30 la valeur de seuil ith par rapport aux autres courants iql(B) et iqil(A), l'amplitude de la composante du courant de charge iqlL(C) est la plus grande dans les composantes de courant de charge iqlL(A) à iqilL(C).
C'est-à-dire qu'on notera que l'amplitude du courant de 35 charge au moment du passage à l'état conducteur du premier élément de commutation Q1 indique qu'il existe une possibilité que le courant inverse apparaisse dans le circuit de redressement synchrone 21.
C'est-à-dire que le fait de déterminer que la valeur 40 actuellement détectée du courant iql dans le sens direct est plus grande que la valeur de seuil prédéterminée ith donne la possibilité que l'amplitude du courant de charge immédiatement au moment du passage à l'état conducteur du premier élément de commutation Q1 génère le courant inverse dans le circuit de redressement synchrone 21 à déterminer.
A ce propos, si la valeur de seuil ith est établie à une valeur négative, il est possible d'obtenir l'amplitude du courant de charge immédiatement après le passage à l'état conducteur du premier élément de commutation Q1, en d'autres 10 termes la possibilité qu'un courant inverse apparaisse dans le circuit de redressement synchrone 21.
Lors de l'exécution de la "commutation progressive" du premier élément de commutation Q1, le circuit LC présentant une inductance de fuite et la capacité de sortie amènent le courant 15 à passer au travers du premier élément de commutation Ql pour circuler en sens inverse.
De manière à éviter l'effet de la "commutation progressive", en tant que huitième mode de réalisation ainsi que les modifications de celui-ci, il est préférable de déterminer si le 20 temps de seuil prédéterminé Tth s'est écoulé depuis le début du passage à l'état conducteur du premier élément de commutation Qt.
Dans ce cas, uniquement lorsque le temps de seuil prédéterminé Tth s'est écoulé depuis le début du passage à 25 l'état conducteur du premier élément de commutation Q1, et lorsque la valeur actuellement détectée du courant iql dans le sens direct est plus grande que la valeur de seuil prédéterminée ith, il est possible de déterminer que le courant inverse apparaît dans le circuit de redressement synchrone 21. Ceci rend 30 possible de déterminer avec précision si le courant inverse apparaît dans le circuit de redressement synchrone 21 indépendamment des traitements de "commutation progressive".
[Neuvième mode de réalisation] Un convertisseur continu vers continu conforme à un neuvième 35 mode de réalisation de la présente invention sera décrit conformément aux figures 25 et 26.
Le convertisseur continu vers continu conforme au neuvième mode de réalisation adopte une structure spécifique du premier ensemble de transformateur Tl et du second ensemble de 40 transformateur T2. D'autres structures des convertisseurs continu vers continu sont sensiblement identiques à celles du convertisseur continu vers continu 1 représenté sur la figure 1, de sorte que les explications des autres structures sont omises.
Comme représenté sur la figure 25 et 26, les premier et 5 second ensembles de transformateurs Tl et T2 sont intégrés l'un à l'autre pour former un ensemble de transformateur intégré 1005.
L'ensemble de transformateur intégré 1005 est muni d'un ensemble de noyau (corps de noyau) 1005a composé d'éléments de 10 noyau munis de fentes 1006 et 1007. Chacun des éléments de noyau munis de fentes 1006 et 1007 est constitué d'une partie moulée en ferrite. Les premier et second enroulements primaires W1 et W2, les troisième et quatrième enroulements primaires W4 et W5, et les premier et second enroulements secondaires W3 et W6 sont 15 enroulés dans l'ensemble de noyau 1005a. C'est-à-dire que les éléments de noyau munis de fentes 1006 et 1007 constituent un premier noyau du premier ensemble de transformateur Tl et un second noyau du second ensemble de transformateur T2.
L'ensemble de transformateur intégré 1005 est muni d'une 20 plaque de base 1008 constitué par exemple d'aluminium sur lequel l'ensemble de noyau intégré 1005a est placé. La plaque de base 1008 sert de dissipateur de chaleur et de plaque d'électrode mise à la masse.
L'élément de noyau muni de fente 1006 comporte un élément de 25 plaque de base 1010, appelé élément de traverse, qui est monté de façon fixe au niveau de sa première surface sur la plaque de base 1008.
L'élément de noyau muni de fente 1006 comporte une pluralité, par exemple, une paire, de parties polaires 1011 et 30 1012 présentant chacune des arrondis rectangulaires ou une forme circulaire en coupe transversale latérale. Les parties polaires 1011 et 1012 s'étendent parallèlement par rapport à l'autre surface de l'élément de plaque de base 1010. Les parties polaires 1011 et 1012 sont alignées le long du côté longitudinal 35 de l'élément de plaque de base 1010 séparément l'une de l'autre.
Les parties polaires 1011 et 1012 sont disposées pour être séparées des bords latéraux de l'élément de plaque de base 1010, respectivement.
Les longueurs en extension des parties polaires 1011 et 1012 40 sont mutuellement les mêmes.
L'élément de noyau muni de fente 1006 est également muni de parties de parois extérieures 1013al et 1013a2 et s'étendant parallèlement par rapport aux autres surfaces des côtés latéraux de l'élément de plaque de base 1010, respectivement. Les parties 5 de parois extérieures 1013al et 1013a2 sont disposées de façon à être séparées des parties polaires 1011 et 1012, respectivement.
Les parties de parois extérieures 1013al et 1013a2 comportent également les surfaces intérieures opposées aux parties polaires 1011 et 1012, respectivement.
Chacune des surfaces intérieures des parties de parois extérieures 1013al et 1013a2 comporte une paire de bords. Les bords appariés de chacune des parties de parois extérieures 1013al et 1013a2 sont opposées aux parties de coins arrondis des parties polaires 1011 et 1012 pour être incurvées vers 15 l'intérieur en direction des parties de coins arrondis correspondantes, respectivement.
Les longueurs en extension des parties de parois 1013al et 1013a2 sont mutuellement les mêmes.
L'élément de noyau muni de fente 1006 est muni d'une partie 20 de paroi de séparation intérieure 1014 disposée entre les parties polaires 1011 et 1012 et s'étendant depuis l'autre surface de la partie intermédiaire de l'élément de plaque de base 1010.
La partie de paroi de séparation 1014 est disposée de façon 25 à être séparée des parties polaires 1011 et 1012, respectivement. La partie de paroi de séparation 1014 comporte également des surfaces extérieures opposées aux parties polaires 1011 et 1012, respectivement. Chacune des surfaces extérieures de la partie de paroi de séparation 1014 comporte une paire de 30 bords. Les bords appariés de chacune des surfaces extérieures de la partie de paroi de séparation 1014 sont opposées aux parties de coins arrondis des parties polaires 1011 et 1012 pour être incurvées vers l'extérieur en direction des parties de coins arrondis correspondantes, respectivement.
Un circuit pratiquement annulaire formé par la surface latérale extérieure de la partie polaire 1011, la surface intérieure de la partie de paroi extérieure 1013al, et l'une des surfaces extérieures de la partie de paroi de séparation 1014 sert de fente FS1. D'une manière similaire, un circuit 40 pratiquement annulaire formé par la surface latérale extérieure de la partie polaire 1012, la surface intérieure de la partie de paroi extérieure 1013a2 et l'autre des surfaces extérieures de la partie de paroi de séparation 1014 sert de fente FS2.
D'une manière similaire, l'élément de noyau muni de fente 5 1007 comporte un élément de plaque de base 1020, appelé élément de traverse, qui est disposé de façon à être opposé à l'élément de plaque de base 1010.
L'élément de noyau muni de fente 1007 comporte une pluralité, par exemple une paire de parties polaires 1021 et 10 1022 présentant chacune des arrondis rectangulaires en coupe transversale latérale ou bien une forme circulaire en coupe transversale latérale. Les parties polaires 1021 et 1022 s'étendent parallèlement par rapport à l'élément de plaque de base 1020 vers l'élément de noyau muni de fente 1006. Les 15 parties polaires 1021 et 1022 sont alignées le long du côté longitudinal de l'élément de plaque de base 1020 séparées l'une de l'autre, de sorte que les parties polaires 1021 et 1022 sont opposées aux parties polaires 1011 et 1012, respectivement. Les parties polaires 1021 et 1022 sont disposées de façon à être 20 séparées des faces latérales de l'élément de plaque de base 1020, respectivement.
Les longueurs en extension des parties polaires 1021 et 1022 sont mutuellement les mêmes.
L'élément de noyau muni de fente 1007 est également muni de 25 parties de parois extérieures 1023al et 1023a2 et s'étendant parallèlement par rapport aux bords latéraux de l'élément de plaque de base 1020, respectivement. Les parties de parois extérieures 1023al et 1023a2 sont disposées de façon à être séparées des parties polaires 1021 et 1022, respectivement, de 30 sorte que les parties de parois extérieures 1023al et 1023a2 sont opposées aux parties de parois extérieures 1013al et 1023a2, respectivement. Les parties de parois extérieures 1023al et 1023a2 présentent également des surfaces intérieures opposées aux parties polaires 1021 et 1022, respectivement.
Chacune des surfaces intérieures des parties de parois extérieures 1023al et 1023a2 comporte une paire de bords. Les bords appariés de chacune des parties de parois extérieures 1023al et 1023a2 sont opposées aux parties de coins arrondis des parties polaires 1021 et 1022 pour être incurvées vers l'intérieur en direction des parties de coins arrondis correspondantes, respectivement.
Les longueurs en extension des parties de parois 1013al et 1013a2 sont mutuellement les mêmes.
L'élément de noyau muni de fente 1007 est muni d'une partie de paroi de séparation intérieure 1024 disposée entre les parties polaires 1021 et 1022 et s'étendant depuis la partie intermédiaire de l'élément de plaque de base 1020 pour être opposée à la partie de paroi de séparation 1024.
La partie de paroi de séparation 1024 est disposée de façon à être séparée des parties polaires 1021 et 1022, respectivement. La partie de paroi de séparation 1024 comporte également des surfaces extérieures opposées aux parties polaires 1021 et 1022, respectivement. Chacune des surfaces extérieures 15 de la partie de paroi de séparation 1024 comporte une paire de bords. Les bords appariés de chacune des surfaces extérieures de la partie de paroi de séparation 1024 sont opposées aux parties de coins arrondis des parties polaires 1021 et 1022 pour être incurvées vers l'extérieur en direction des parties de coins 20 arrondis correspondantes, respectivement.
Un circuit pratiquement annulaire formé par la surface latérale extérieure de la partie polaire 1021, la surface intérieure de la partie de paroi extérieure 1023al, et l'une des surfaces extérieures de la partie de paroi de séparation 1024 25 sert de fente FS3. D'une manière similaire, un circuit pratiquement annulaire formé par la surface latérale extérieure de la partie polaire 1022, la surface intérieure de la partie de paroi extérieure 1023a2 et l'autre des surfaces extérieures de la partie de paroi de séparation 1024 sert de fente FS4.
Les extrémités en extension des parties polaires 1011 et 1021 sont en butée l'une avec l'autre, et les extrémités en extension des parties polaires 1021 et 1022 sont en butée l'une avec l'autre.
Les extrémités en extension des parties de parois 35 extérieures 1013al et 1023al, sont disposées de façon à être opposées l'une à l'autre au niveau d'un intervalle étroit Gal entre celles-ci de sorte que les parties de parois extérieures 1013al et 1023al constituent un circuit magnétique commun correspondant à un circuit magnétique non bobiné.
Les extrémités en extension des parties de parois extérieures 1013a2 et 1023a2 sont disposées de façon à être opposées l'une à l'autre au niveau d'un intervalle étroit Ga2 entre celles-ci, de sorte que les parties de parois extérieures 5 1013al et 1023a2 constituent un circuit magnétique commun correspondant à un circuit magnétique non bobiné.
En outre, les extrémités en extension des parties de parois de séparation 1014 et 1024 sont disposées de façon à être opposées l'une à l'autre au niveau d'un entrefer étroit G entre 10 celles-ci de sorte que les parties de parois de séparation 1014 et 1024 constituent un circuit magnétique commun correspondant à un circuit magnétique non bobiné.
Ces entrefers Gal, Ga2 et G servent à éviter une saturation magnétique de l'ensemble de noyau 1005a. Dans le cas où le total 15 des surfaces en section transversale des circuits magnétiques de l'ensemble de noyau 1005a est suffisamment grand pour que la saturation magnétique de l'ensemble de noyau 1005a soit négligeable, les entrefers Gal, Ga2 et G peuvent être inutiles pour l'ensemble de noyau 1005a. En outre, dans le cas où une 20 unité de limitation de courant appropriée est prévue pour empêcher le flux magnétique généré dans l'ensemble de noyau 1005a d'être saturé, les entrefers Gal, Ga2 et G peuvent être inutiles pour l'ensemble de noyau 1005a. Un autre entrefer étroit peut être prévu pour les parties polaires 1011 et 1021 25 et/ou 1012 et 1022.
Les parties polaires 1011 et 1012 constituent un premier ensemble de pôles correspondant à un circuit magnétique bobiné du premier noyau, et les parties polaires 1012 et 1022 constituent un second ensemble de pôles correspondant à un 30 circuit magnétique bobiné du second noyau.
Les parties de parois extérieures 1013al, 1013a2, 1023al et 1023a2 entourent les parties polaires 1011, 1012, 1021 et 1022 pour empêcher des bruits magnétiques de fuir vers l'extérieur de l'ensemble de noyau 1005a.
Le premier enroulement primaire W1 est enroulé autour de la partie polaire 1021 pour être installé dans la fente FS3, et le second enroulement primaire W2 est enroulé autour de la partie polaire 1011 pour être installé dans la fente FS1. Le premier enroulement secondaire W3 est enroulé autour de la partie en butée des parties polaires 1011 et 1021 pour être installé dans les fentes FS1, FS3 et l'entrefer Gal.
D'une manière similaire, le troisième enroulement primaire W4 est enroulé autour de la partie polaire 1022 pour être 5 installé dans la fente FS4, et le quatrième enroulement primaire W5 est enroulé autour de la partie polaire 1012 pour être installé dans la fente FS2. Le second enroulement secondaire W6 est enroulé autour de la partie en butée des parties polaires 1012 et 1021 pour être installé dans les fentes FS2, FS4 et 10 l'entrefer Ga2.
Dans le neuvième mode de réalisation, les nombres de tours des enroulements W1 et W4 sont égaux l'un à l'autre, et les nombres de tours des enroulements W2 et W5 sont égaux l'un à l'autre. Le nombre de tours de chacun des enroulements W3 et W7 15 est établi à un tour.
Trois bornes 1131, 1132 et 1133 des premier et second enroulements secondaires W3 et W6 sortent et dépassent de ceuxci dans un sens. La borne 1131 est une borne mise à la masse du premier enroulement secondaire W3 et la borne 1133 est une borne 20 mise à la masse du second enroulement secondaire W6. Les bornes 1131 et 1133 sont mises à la masse par l'intermédiaire des troisième et quatrième éléments de commutation Q3 et Q4.
La borne 1132 est une borne de sortie du second circuit de conversion 21. Chacun des éléments de commutation Q3 et Q4, 25 comportant une module de pratiquement en carte, est pris en sandwich entre chacune des bornes 1131 et 1133 et une barre bus en cuivre, en d'autres termes, une électrode mise à la masse 1137.
Les premier et troisième enroulements primaires W1 et W4 30 sont enroulés dans un sens, et les second et quatrième enroulements primaires W2 et W5 sont enroulés dans un sens.
C'est-à-dire que, lorsque l'on amène un courant à circuler dans chacun des enroulements W1 et W4, le flux magnétique engendré dans les parties polaires 1012 et 1022 par l'enroulement W1 est 35 de sens opposé au flux magnétique généré dans les parties polaires 1012 et 1022 par l'enroulement W4. Le flux magnétique généré dans les parties polaires 1011 et 1021 par l'enroulement W4 est de sens opposé au flux magnétique généré dans les parties polaires 1011 et 1021 par l'enroulement W1.
D'une manière similaire, lorsque l'on amène un courant à circuler dans chacun des enroulements W2 et W5, le flux magnétique généré dans les parties polaires 1012 et 1022 grâce à l'enroulement W2 est de sens opposé au flux magnétique généré 5 dans les parties polaires 1012 et 1022 en raison de l'enroulement W5. Le flux magnétique généré dans les parties polaires 1011 et 1021 dû à l'enroulement W5 est de sens opposé au flux magnétique généré dans les parties polaires 1011 et 1021 dû à l'enroulement W2.
Les parties polaires 1011 et 1021 constituant le circuit magnétique bobiné du premier ensemble de transformateur Ti et les parties polaires 1012 et 1022 constituant le circuit magnétique bobiné du second ensemble de transformateur T2 engendrent des flux magnétiques dans les parties de parois 15 extérieures 1013al, 1023al, 1013a2 et 1023a2 constituant le circuit magnétique non bobiné dans le même sens.
Dans ce cas, il peut être préférable que le total des surfaces en section transversale des circuits magnétiques dans les parties polaires 1011, 1021, 1012 et 1022 soit sensiblement 20 égal au total des surfaces en section transversale des parties de parois extérieures 1013al, 1023al, 1013a2, 1023a2.
Comme on l'a décrit ci-dessus, l'ensemble de transformateur intégré 1050 conforme au neuvième mode de réalisation comporte les circuits magnétiques communs (les parties de parois de 25 séparation 1014 et 1024, et les parties de parois extérieures 1013al et 1023al) entre les premier et second ensembles de transformateurs Tl et T2, en rendant possible de miniaturiser l'ensemble de noyau 1005a, c'est-à-dire l'ensemble de transformateur intégré 1050 lui-même.
En outre, dans l'ensemble de transformateur intégré 1050 conforme au neuvième mode de réalisation, comme l'ensemble de noyau 1005a est composé des parties polaires 1011, 1012, 1021 et 1022 en tant que circuit magnétique bobiné, les parties de parois de séparation intérieures 1014, 1024 et les parties de 35 parois extérieures 1013al, 1023al, 1013a2 et 1023a2 qui constituent les circuits magnétiques non bobinés, il est possible de simplifier la structure de l'ensemble de noyau 1005a.
De plus, dans l'ensemble de transformateur intégré 1050 40 conforme au neuvième mode de réalisation, lorsque l'on amène un courant à circuler dans chacun des enroulements W1 et W4, le flux magnétique engendré dans les parties polaires 1012 et 1022 par l'enroulement W1 est de sens opposé au flux magnétique généré dans les parties polaires 1012 et 1022 par l'enroulement 5 W4. Cette configuration permet que les flux magnétiques fondés sur les enroulements W1 et W2 n'interfèrent pas avec les flux magnétiques fondés sur les enroulements W4 et W5.
En outre, dans l'ensemble de transformateur intégré 1050 conforme au neuvième mode de réalisation, les trois bornes 1131, 10 1132 et 1133 des premier et second enroulements secondaires W3 à W6 sortent et dépassent de ceux-ci, et il est possible d'intégrer les premier et second enroulements secondaires W3 et W6 l'un à l'autre, en rendant ainsi compacte la taille de l'ensemble de transformateur intégré 1005.
Lorsque le nombre de tours de chacun des enroulements W3 à W6 est établi à un tour, il peut être préférable que les trois bornes 1131, 1132 et 1133 des premier et second enroulements secondaires W3 à W6 sortent et dépassent de ceux-ci dans un sens pour améliorer le couplage magnétique entre les premier et 20 second enroulements secondaires W3 et W6.
De plus l'ensemble de noyau 1005a est monté de façon fixe sur la plaque de base 1008 qui sert de dissipateur de chaleur et de plaque d'électrode mise à la masse, en permettant que le chauffage provenant de l'ensemble de noyau 1005a et celui 25 provenant des enroulements soit diffusé régulièrement dans la plaque de base 1008, en refroidissant ainsi l'ensemble de noyau 1005a.
En particulier, comme chacun des éléments de commutation Q3 et Q4 est pris individuellement en sandwich entre chacune des 30 bornes 1131 et 1133 et l'électrode mise à la masse 1137, il est possible de réduire l'inductance parasite du câblage et la résistance du câblage entre chaque élément de commutation Q3, Q4 et chaque enroulement secondaire W3, W6, en diminuant ainsi la tension de pointe de commutation et les pertes des câblages. En 35 outre, il est possible de diffuser le chauffage provenant de chaque élément de commutation Q3, Q4 dans la plaque de base 1008.
[Dixième mode de réalisation] Un convertisseur continu vers continu conforme au dixième mode de réalisation sera décrit en fonction des figures 27 et 28.
Le convertisseur continu vers continu conforme au dixième mode de réalisation adopte une structure spécifique du premier ensemble de transformateur T1 et du second ensemble de transformateur T2. Les autres structures de convertisseurs continu vers continu sont sensiblement identiques à celles du 10 convertisseur continu vers continu 1 représenté sur la figure 1, de sorte que les explications des autres structures sont omises.
Comme indiqué sur la figure 27, les premier et second ensembles de transformateurs Tl et T2 sont intégrés l'un à l'autre pour former un ensemble de transformateur intégré 1900.
L'ensemble de transformateur intégré 1900 est muni d'un ensemble de noyau 1910 composé d'un noyau pratiquement en forme de E 2000, d'un premier noyau pratiquement en forme de I 3000, et d'un second noyau pratiquement en forme de I 4000.
Le noyau en forme de E 2000 est muni d'une plaque de base 20 2001, d'une partie polaire centrale 2002 s'étendant depuis une surface de la plaque de base 2001 de façon orthogonale à la première direction de la surface de la plaque de base.
Le noyau en forme de E 2000 est muni d'une première partie de paroi latérale 2003 s'étendant depuis un bord latéral de la 25 plaque de base 2001 parallèlement à la partie polaire centrale 2002 et une seconde partie de paroi latérale 2004 s'étendant depuis l'autre bord latéral de la plaque de base 2001 parallèlement à la partie polaire centrale 2002. Le noyau en forme de E 2000 présente une forme pratiquement en E suivant sa 30 direction en extension. Le premier noyau en forme de I 3000 est disposé sur une face supérieure de
la partie polaire centrale 2002 et la première partie de paroi latérale 2003 pour pouvoir être repositionné dans la surface supérieure de la partie polaire centrale 2002. 35 C'est-à-dire que le noyau en forme de I 3000 est monté sur la première partie de paroi latérale 2003 pour former un entrefer G1 entre le premier noyau en forme de I 3000 et la partie polaire centrale 2002. Cette structure procure un premier circuit magnétique fermé 6000 avec l'entrefer G1 passant par le 40 premier noyau en forme de I 3000, la première partie de paroi latérale 2003, la plaque de base 2001, la partie polaire centrale 2002 et l'entrefer G1.
Le second noyau en forme de I 4000 est disposé sur une face supérieure de la partie polaire centrale 2002 et la seconde 5 partie de paroi latérale 2004 pour pouvoir être repositionné dans la surface supérieure de la partie polaire centrale 2002.
C'est-à-dire que le noyau en forme de I 4000 est monté sur la seconde partie de paroi latérale 2004 pour former un entrefer G2 entre le noyau en forme de I 4000 et la partie polaire centrale 10 2002. Cette structure procure un second circuit magnétique fermé 7000 avec l'entrefer G2, passant par le second noyau en forme de I 4000, la seconde partie de paroi latérale 2004, la plaque de base 2001, la partie polaire centrale 2002 et l'entrefer G2. A ce propos l'un des premier et second noyaux en forme de I 3000 15 et 4000 peuvent être repositionnables à la surface supérieur des première et seconde parties de parois latérales 2003 et 2004.
Un entrefer G3 est formé entre le premier noyau en forme de I 3000 et le second noyau en forme de I 4000. L'entrefer G3 communique avec les entrefers G1 et G2 pour former une forme 20 pratiquement en T en section transversale parallèlement à la direction axiale de la partie polaire centrale 2002.
Le premier enroulement primaire W1 et le troisième enroulement primaire W4 sont intégrés l'un à l'autre et enroulés autour de la partie polaire centrale 2002 d'un nombre de tours 25 prédéterminé. Le second enroulement primaire W2 et le quatrième enroulement primaire W5 sont intégrés l'un à l'autre et enroulés autour de la partie polaire centrale 2002 d'un nombre de tours prédéterminé.
Les enroulements secondaires W3 et W6 sont enroulés autour 30 de la partie polaire centrale 2002 d'un demi-tour en sens inverse, respectivement.
Chacun des enroulements W3 et W6, comme indiqué sur la figure 8, est fait d'une plaque conductrice de bobinage 8000 qui est estampée à partir d'une seule plaque de cuivre mince.
Le premier enroulement secondaire W3 est disposé entre la première partie de paroi latérale 2003 et la partie polaire centrale 2002, et le second enroulement secondaire W6 est disposé entre la première partie de paroi latérale 2003 et la partie polaire centrale 2002. Des parties à une extrémité 8001 40 des enroulements secondaires W3 et W6 sont formées ensemble et la partie d'autre extrémité 8002 de l'enroulement W3 et la partie d'autre extrémité 8003 de l'enroulement W6 sont séparées l'une de l'autre.
En adoptant l'ensemble de transformateur intégré configuré 5 1900 dans le convertisseur continu vers continu on réduit la taille et le poids du convertisseur continu vers continu.
La totalité des enroulements W1 à W6 sont enroulés autour de la partie polaire centrale 2002, ce qui permet aux conductances de fuite de diminuer.
En outre, les premier et second noyaux en forme de I 3000 et 4000 sont disposés sur un côté supérieur de la partie polaire centrale 2002 pour être mobiles dans la surface supérieure de la partie polaire centrale 2002. De ce fait, le déplacement des premier et second noyaux en forme de I 3000 et 4000 15 parallèlement à une surface d'extrémité de la partie polaire centrale 2002 permet que les surfaces des circuits magnétiques dans les entrefers G1 et G2 soient aisément réglées.
La modification de la surface du circuit magnétique dans chacun des entrefers G1 et G2 permet que les résistances 20 magnétiques des premier et second ensembles de transformateurs, en d'autres termes, les inductances de magnétisation soient modifiées en ajustant la caractéristique de sortie du convertisseur continu vers continu.
A ce propos, il peut être préférable que l'entrefer G3 soit 25 plus long que les autres entrefers G1 et G2. Le fait d'établir l'entrefer G3 pour qu'il soit plus grand que chacun des entrefers G1 et G2 permet que les inductances reliées de façon équivalente aux enroulements secondaires W3 et W6 en série diminuent, en rendant possible de réduire les tensions de pointe 30 de commutation dues aux inductances.
[Onzième mode de réalisation] Un convertisseur continu vers continu conformément à un onzième mode de réalisation de la présente invention sera décrit en fonction de la figure 29.
Dans un transformateur intégré selon le onzième mode de réalisation, les enroulements secondaires W3 à W6 sont enroulés séparément autour des première et seconde parois latérales 2003 et 2004, respectivement. C'està-dire que le premier enroulement secondaire W6 est enroulé autour de la première paroi latérale 40 2003 afin de constituer une liaison mutuelle avec le premier circuit magnétique fermé 6000 et que le second enroulement secondaire est enroulé autour de la seconde paroi latérale 2004 afin de constituer une liaison mutuelle avec le second circuit magnétique fermé 7000. Cette configuration permet que les 5 nombres de tours des enroulements secondaires W3 et W6 augmentent facilement tout en conservant les effets du dixième mode de réalisation.
De plus, cette configuration permet d'augmenter facilement le nombre de tours des enroulements secondaires W3 et W6 tout en 10 conservant les effets du dixième mode de réalisation.
De plus, cette configuration permet d'enrouler facilement les enroulements secondaires W3 et W6 autour des première et seconde parois latérales 2003 et 2004 respectivement.
Dans le onzième mode de réalisation, les enroulements 15 secondaires W3 et W6 sont disposés de façon à être enroulés autour des première et seconde parois latérales 2003 et 2004 respectivement. Cependant, la présente invention n'est pas limitée à cette structure.
C'est-à-dire que le second enroulement secondaire W3 peut 20 être disposé de manière à être enroulé autour d'une partie de l'ensemble de noyau 1910 afin de réaliser une liaison mutuelle avec le premier circuit magnétique fermé 6000, comme la plaque de base 2001 ou le noyau en forme de I 3000. De façons similaires, le second enroulement W6 peut être disposé de 25 manière à être enroulé autour d'une partie de l'ensemble de noyau 1910 afin de réaliser une liaison mutuelle avec le second circuit magnétique fermé tel que la plaque de base 2001 ou le noyau en forme de I 4000.
[Douzième mode de réalisation] Un convertisseur continu vers continu selon un douzième mode de réalisation de la présente invention.
Le convertisseur continu vers continu conforme au douzième mode de réalisation adopte une structure spécifique du premier ensemble de transformateur T1 et du second ensemble de 35 transformateur T2. Les autres structures des convertisseurs continu vers continu sont pratiquement identiques à celles du convertisseur continu vers continu 1 représenté sur la figure 1 de sorte que les explications des autres structures sont omises.
Comme indiqué sur la figure 30, les premier et second ensembles de transformateurs T1 et T2 sont intégrés l'un à l'autre pour former un ensemble de transformateur intégré 1900B.
L'ensemble de transformateur intégré 1900B est muni d'un 5 ensemble de noyaux 1910 comprenant le noyau en forme de E 2000, qui présente la même forme de noyau en forme de E que celle des dixième et onzième modes de réalisation.
L'ensemble de transformateur intégré 1900B est également muni d'un noyau en forme de I 5000.
Le noyau en forme de I 5000 est disposé sur un côté supérieur de la partie polaire centrale 2002, des première et seconde parties de parois latérales 2003 et 2004 pour être mobile dans la surface supérieure de la partie polaire centrale 2002. C'est-à-dire que le noyau en forme de I 3000 est monté sur 15 une surface d'extrémité de la partie polaire centrale 2002 pour former un entrefer Gla entre le noyau en forme de I 5000 et la première partie de paroi latérale 2003, et pour former un entrefer G2a entre le noyau en forme de I 5000 et la seconde partie de paroi latérale 2004.
Ces structures procurent un premier circuit magnétique fermé 6000 muni de l'entrefer Gla, passant par le noyau en forme de I 5000, l'entrefer Gla, la première partie de paroi latérale 2003, la plaque de base 2001, la partie polaire centrale 2002, et le noyau en forme de I 5000.
D'une manière similaire, cette structure procure un second circuit magnétique fermé 7000 muni de l'entrefer G2a, passant par le noyau en forme de I 5000, l'entrefer G2a, la seconde partie de paroi latérale 2004, la plaque de base 2001, la partie polaire centrale 2002, et le noyau en forme de I 5000.
Le premier enroulement primaire W1 et le troisième enroulement primaire W4 sont intégrés l'un à l'autre et enroulés autour de la partie polaire centrale 2002 d'un nombre de tours prédéterminé. D'une manière similaire, le second enroulement primaire W2 et le quatrième enroulement primaire W5 sont 35 intégrés l'un à l'autre et enroulés autour de la partie polaire centrale 2002 d'un nombre de tours prédéterminé. Les enroulements secondaires W3 et W6 sont enroulés séparément autour des première et seconde parties de parois latérales 2003 et 2004, respectivement.
Cette configuration permet que le nombre de tours des enroulements secondaires W3 à W6 augmente facilement tout en conservant les effets du dixième mode de réalisation.
L'adoption de l'ensemble de transformateur intégré configuré 5 1900B dans le convertisseur continu vers continu rend compact le convertisseur continu vers continu.
En outre, le noyau en forme de I 5000 est disposé sur un côté supérieur de la partie polaire centrale 2002 pour être mobile dans la surface supérieure de la partie polaire centrale 10 2002. De ce fait, le déplacement des premier et second noyaux en forme de I 3000 et 4000 parallèlement à une surface d'extrémité de la partie polaire centrale 2002 permet que les surfaces des circuits magnétiques dans les entrefers Gl et G2 soient aisément ajustées.
Le changement de la surface du circuit magnétique dans chacun des entrefers Gi et G2 permet que les résistances magnétiques des premier et second ensembles de transformateurs, en d'autres termes, les inductances de magnétisation, soient modifiées, en ajustant la caractéristique de sortie du 20 convertisseur continu vers continu.
Le noyau en forme de I 5000 est disposé sur un côté supérieur de la partie polaire centrale 2002 pour être mobile dans la surface supérieure de la partie polaire centrale 2002.
De ce fait, en déplaçant le noyau en forme de I 5000 25 parallèlement à une surface d'extrémité de la partie polaire centrale 2002, on permet que les surfaces des circuits magnétiques dans les entrefers Gla et G2a soient facilement ajustées.
[Modification] En tant que modification du convertisseur continu vers continu, les entrefers Gla et G2a servent à empêcher des saturations magnétiques d'être générées.
Une partie de l'entrefer Gla et/ou une partie de l'entrefer G2a peut présenter une longueur d'intervalle qui est nulle.
Dans la modification, lorsqu'un fort courant est appliqué à l'ensemble de transformateur intégré 1900B, le fort courant amène les parties ayant chacune une longueur d'intervalle nulle à être magnétiquement saturées. Les parties au niveau desquelles la saturation magnétique est générée peuvent être considérées comme des entrefers qui sont similaires aux parties restantes des entrefers Gla et G2a.
[Autre modification] Dans un ensemble de transformateur intégré 190C conforme à 5 une autre modification de l'ensemble de transformateur intégré 190A, le premier noyau en forme de I 3000a comporte une surface latérale 3000b qui est opposée à une surface latérale 4000b du second noyau en forme de I 4000a au travers de l'entrefer G3.
Comme indiqué sur la figure 31, la surface latérale 3000b du 10 premier noyau en forme de I 3000a est chanfreinée de sorte que la surface opposée à la première surface d'extrémité de la partie polaire centrale 2002 soit aussi grande que possible.
D'une manière similaire, la surface latérale 4000b du second noyau en forme de I 4000a est chanfreinée de sorte que la 15 surface opposée à la première surface d'extrémité de la partie polaire centrale 2002 soit aussi grande que possible.
Ces configurations des premier et second noyaux en forme de I 3000 et 4000 permettent que le flux magnétique augmente dans le circuit magnétique fermé avec l'entrefer G3, et que le flux 20 magnétique passant par l'entrefer G3 diminue. A ce propos, les surfaces chanfreinées 3000b et 4000b peuvent être des surfaces courbées ou des surfaces planes.
En outre, une augmentation supplémentaire de l'entrefer G3 permet que la tension de pointe diminue davantage.
Comme décrit ci-dessus, les modes de réalisation et modifications de ceuxci obtiennent les effets suivants.
Pour commencer, le flux magnétique (en ampères-tours) généré dans chacun des enroulements primaires W1, W2, W4 et W5 de chacun des premier et second ensembles de transformateurs T1 et 30 T2 est inversé conformément à la commutation des premier et second éléments de commutation Q1 et Q2. En particulier, le sens de circulation du courant d'entrée il est commandé de façon à être orienté vers le côté du premier élément de commutation Q1 (Q1 est dans l'état conducteur) ou vers les enroulements 35 primaires W5 et W2 (Q1 est dans l'état bloqué). Ces opérations de commutation permettent que le sens du courant par rapport au premier condensateur C1 soit inversé, c'est-à-dire i2 ≤> i2'.
Ceci permet que le courant d'entrée il circule de façon stable depuis l'alimentation en courant continu d'entrée 2 jusque dans le premier enroulement primaire W1 et le troisième enroulement primaire W4 dans tous les modes de fonctionnement.
C'est-à-dire que, par comparaison à la structure représentée sur la figure 32, les convertisseurs continu vers continu 5 conformes aux modes de réalisation décrits ci-dessus et à leurs modifications empêchent le courant d'entrée il de circuler dans l'alimentation en courant continu d'entrée 2, en réduisant ainsi les composantes d'ondulation incluses dans le courant d'entrée il. Ceci rend possible d'omettre un condensateur de filtrage à 10 grande capacité, qui doit être relié à l'alimentation en courant continu d'entrée 102 en parallèle sur la figure 32. En outre, la réduction de la capacité du premier condensateur Cl par comparaison au condensateur de filtrage relié en parallèle à l'alimentation en courant continu d'entrée 102 sur la figure 32, 15 rend compact le convertisseur continu vers continu.
L'importance de la réduction des composantes d'ondulation dans le courant d'entrée dans les convertisseurs continu vers continu était bien connue, et donc il est possible de réduire les bruits électromagnétiques dans les convertisseurs continu 20 vers continu et de miniaturiser les convertisseurs continu vers continu.
En rendant conducteur en alternance les troisième et quatrième éléments de commutation Q3 et Q4 en synchronisme avec la mise en conduction et à l'arrêt du premier élément de 25 commutation Q1, on permet que le courant de sortie soit fourni en permanence en sortie par l'intermédiaire de l'un des éléments de commutation Q3 et Q4. Ceci résulte en ce que les composantes d'ondulation contenues dans le courant de sortie soient réduites, en permettant d'omettre une bobine d'arrêt de sortie.
Par comparaison avec un convertisseur continu vers continu dans lequel deux éléments de redressement exécutent un redressement à double alternance des tensions de sortie entre une première extrémité de l'enroulement secondaire et la prise centrale, et l'autre extrémité de celui-ci et la prise centrale, 35 les convertisseurs continu vers continu conformes à ces modes de réalisation et leurs modifications permettent que la tension de claquage de l'élément de redressement, tel que le condensateur de filtrage, diminue.
Comme les composantes en courant continu d'excitation 40 générées dans le second ensemble de transformateur T2, c'est-à- dire les composantes en courant continu contenues dans la valeur totale de variation du courant dans chacun des enroulements primaires W4 et W5 sont réduites, il est possible de réduire le champ magnétique de polarisation en courant continu et la 5 saturation magnétique dans le second ensemble de transformateur T2. Ces réductions du champ magnétique de polarisation en courant continu et de la saturation magnétique permettent que la largeur de l'entrefer du noyau dans le second ensemble de transformateur T2 soit courte, ce qui résulte en une 10 miniaturisation du noyau du second ensemble de transformateur T2.
Il est possible de réguler les composantes d'ondulation contenues dans le courant de sortie, en réduisant ainsi les composantes d'ondulation dans une plage utilisable appropriée.
En outre, la réduction des composantes d'ondulation dans chacun du courant d'entrée et du courant de sortie, permettant d'obtenir la commutation progressive et la réduction des pertes dans le cuivre dans les ensembles de transformateurs Tl et T2, permet que le rendement énergétique des convertisseurs continu 20 vers continu conformes à la présente invention soit amélioré.
En outre, le fait d'avancer les instants de passage à l'état conducteur du troisième élément de commutation Q3 et du quatrième élément de commutation Q4 pour les court-circuiter permet que les tensions de pointe engendrées aux instants de 25 commutation soient réduites, et que l'énergie générée aux instants de commutation soit recueillie électromagnétiquement par les ensembles de transformateurs Tl et T2.
En outre, il est possible que le contrôleur simplifié change le sens de transfert de l'énergie.
Bien que l'on ait décrit ce qui est à présent considéré comme constituant les modes de réalisation et les modifications de l'invention, on comprendra que diverses modifications qui ne sont pas encore décrites peuvent lui être apportées, et il est prévu de couvrir dans les revendications annexées la totalité de 35 telles modifications qui relèvent de l'esprit et de la portée réels de l'invention.
REVENDICATIONS
1. Convertisseur de courant continu vers courant continu relié à des premières lignes d'alimentation positive et négative 5 et à des secondes lignes d'alimentation positive et négative pour transférer une tension en courant continu entre les premières lignes d'alimentation positive et négative et les secondes lignes d'alimentation positive et négative, ledit convertisseur continu vers continu comprenant: un circuit magnétique comportant un premier enroulement primaire, un second enroulement primaire, un troisième enroulement primaire, un quatrième enroulement primaire, un premier enroulement secondaire et un second enroulement secondaire, lesdits premier et second enroulements primaires 15 étant couplés magnétiquement au premier enroulement secondaire, lesdits troisième et quatrième enroulements primaires étant couplés magnétiquement au second enroulement secondaire, lesdits premier et troisième enroulements primaires étant reliés en série pour former un premier élément de bobinage, lesdits second 20 et quatrième enroulements primaires étant reliés en série pour former un second élément de bobinage, une première extrémité dudit premier élément de bobinage étant reliée à la première ligne d'alimentation positive, un premier élément de commutation relié entre la première 25 ligne d'alimentation négative et l'autre extrémité du premier élément de bobinage, un premier condensateur relié entre la première borne négative et une première extrémité du second élément de bobinage.
2. Convertisseur continu vers continu selon la revendication 1, comprenant en outre un circuit de fixation de niveau comportant une première borne et l'autre borne, ladite première borne du circuit de fixation de niveau étant reliée à la 35 première extrémité du second élément de bobinage, l'autre borne du circuit de fixation de niveau étant reliée aux autres extrémités des premier et second éléments de bobinage, respectivement, dans lequel ledit circuit de fixation de niveau est configuré pour dériver un courant circulant au travers du premier élément de commutation lorsque le premier élément de commutation est bloqué.
3. Convertisseur continu vers continu selon la revendication 5 1, comprenant en outre un contrôleur relié au premier élément de commutation et configuré pour exécuter périodiquement un fonctionnement en mode de charge pour bloquer le premier élément de commutation, en permettant ainsi que le premier condensateur soit chargé, et un mode de décharge pour rendre conducteur le 10 premier élément de commutation, en permettant ainsi que le premier condensateur se décharge.
4. Convertisseur continu vers continu selon la revendication 3, dans lequel ledit circuit de fixation de niveau comprend un 15 second condensateur relié à sa première extrémité à la première extrémité du second élément de bobinage, et un second commutateur relié à sa première borne à l'autre extrémité du second condensateur et à son autre borne aux autres extrémités des premier et second éléments de bobinage, respectivement, et dans lequel ledit contrôleur est configuré pour exécuter périodiquement le fonctionnement en mode de charge pour bloquer le premier élément de commutation et pour rendre conducteur le second élément de commutation, en permettant ainsi que le premier condensateur soit chargé, et le fonctionnement en mode 25 de décharge pour rendre conducteur le premier élément de commutation et pour bloquer le second élément de commutation, en permettant ainsi que le premier condensateur se décharge.
5. Convertisseur continu vers continu selon la revendication 30 3, dans lequel, lorsque ladite tension en courant continu est fournie par l'intermédiaire des premières lignes d'alimentation positive et négative au circuit magnétique, ledit circuit magnétique génère un premier courant de sortie dans le second enroulement secondaire sur la base de la tension en courant 35 continu alors que le premier élément de commutation est dans l'état bloqué, ledit circuit magnétique génère un second courant de sortie dans le premier enroulement secondaire sur la base de la tension en courant continu alors que le second élément de commutation est dans l'état bloqué.
6. Convertisseur continu vers continu selon la revendication 4, comprenant en outre: un troisième élément de commutation relié à sa première extrémité à la seconde ligne négative et à son autre extrémité à 5 une première extrémité du second enroulement secondaire, l'autre extrémité dudit second enroulement secondaire étant reliée à la seconde ligne positive, et un quatrième élément de commutation relié à sa première extrémité à la seconde ligne négative et à son autre extrémité à 10 la première extrémité du premier enroulement secondaire, l'autre extrémité dudit premier enroulement secondaire étant reliée à la seconde ligne positive, dans lequel ledit contrôleur est configuré pour exécuter périodiquement le fonctionnement en mode de charge pour bloquer 15 le premier élément de commutation en synchronisme avec le blocage de l'un des troisième et quatrième éléments de commutation et le passage à l'état conducteur du second élément de commutation en synchronisme avec le passage à l'état conducteur de l'autre de ceux-ci, en permettant ainsi que le 20 premier condensateur soit chargé, et le fonctionnement en mode de décharge pour rendre conducteur le premier élément de commutation en synchronisme avec le passage à l'état conducteur de l'un des troisième et quatrième éléments de commutation, et le blocage du second élément de commutation en synchronisme avec 25 le blocage de l'autre de ceux-ci, en permettant ainsi que le premier condensateur se décharge.
7. Convertisseur continu vers continu selon la revendication 5, dans lequel ledit contrôleur est configuré pour faire varier 30 un rapport cyclique à l'état conducteur du premier élément de commutation et celui du second élément de commutation à l'intérieur d'une plage prédéterminée pour rendre les composantes d'ondulation contenues dans chacun des premier et second courants de sortie inférieures à un niveau prédéterminé. 35 8. Convertisseur continu vers continu selon la revendication 4, comprenant en outre un premier système de tension relié aux premières lignes d'alimentation positive et négative et mis en oeuvre à une première tension en courant continu prédéterminée, 40 et un second système de tension relié aux premières lignes d'alimentation positive et négative et mis en oeuvre à une seconde tension en courant continu prédéterminée, ladite première tension en courant continu étant supérieure à la seconde tension en courant continu.
9. Convertisseur continu vers continu selon la revendication 4, comprenant en outre un premier système de tension relié aux premières lignes d'alimentation positive et négative et mis en oeuvre à une première tension en courant continu prédéterminée, 10 et un second système de tension relié aux premières lignes d'alimentation positive et négative et mis en oeuvre à une seconde tension en courant continu prédéterminée, ladite première tension en courant continu étant inférieure à la seconde tension en courant continu. 15 10. Convertisseur continu vers continu selon la revendication 8, dans lequel ledit premier système de tension comprend soit une alimentation en courant continu, soit une charge en courant continu, et ledit premier condensateur ainsi 20 que ledit premier élément de commutation sont reliés soit à l'alimentation en courant continu, soit à la charge en courant continu sans intercaler de bobine d'arrêt de filtrage de courant entre celles-ci.
11. Convertisseur continu vers continu selon la revendication 8, dans lequel ledit second système de tension comprend soit une alimentation en courant continu, soit une charge en courant continu, comprenant en outre un circuit de conversion relié aux premier et second enroulements secondaires, 30 ledit circuit de conversion étant relié au second système de tension sans intercaler de bobine d'arrêt de filtrage de courant entre ceux-ci.
12. Convertisseur continu vers continu selon la 35 revendication 8, dans lequel ledit contrôleur est configuré pour faire varier un rapport cyclique à l'état conducteur du premier élément de commutation afin d'exécuter sélectivement un premier mode de transfert d'énergie pour transférer l'énergie sur la base de la première tension en courant continu depuis le premier 40 système de tension vers le second système de tension et un second mode de transfert d'énergie pour transférer l'énergie sur la base de la seconde tension en courant continu depuis le second système de tension vers le premier système de tension.
13. Convertisseur continu vers continu selon la revendication 12, dans lequel, lors de l'exécution du premier mode de transfert, ledit contrôleur est configuré pour augmenter le rapport cyclique à l'état conducteur du premier élément de commutation si la seconde tension en courant continuest 10 inférieure à une première tension cible, et pour le diminuer si la seconde tension en courant continu est supérieure à la première tension cible, et dans lequel, lors de l'exécution du second mode de transfert, ledit contrôleur est configuré pour diminuer le rapport à l'état conducteur du premier élément de 15 commutation si la première tension en courant continu est inférieure à une seconde tension cible, et pour l'augmenter si la première tension en courant continu est supérieure à la seconde tension cible.
14. Convertisseur continu vers continu selon la revendication 8, comprenant en outre un condensateur de filtrage relié aux premières lignes d'alimentation positive et négative en parallèle au premier système de tension, dans lequel ledit premier système de tension comprend une alimentation en courant 25 continu et un commutateur d'alimentation reliés l'un à l'autre en série et reliés aux premières lignes d'alimentation positive et négative en parallèle avec le condensateur de filtrage, et dans lequel, lorsque le commutateur d'alimentation est dans l'état bloqué, ledit contrôleur est configuré pour transférer de 30 l'énergie depuis le second système de tension vers le premier système de tension afin de précharger une tension sur la base de l'énergie transférée vers le condensateur de filtrage et pour fermer le commutateur d'alimentation après que la précharge est terminée.
15. Convertisseur continu vers continu selon la revendication 14, dans lequel, lors de la précharge du condensateur de filtrage, ledit contrôleur augmente progressivement la tension appliquée au condensateur de 40 filtrage.
16. Convertisseur continu vers continu selon la revendication 5, comprenant en outre: un circuit de redressement synchrone relié aux secondes lignes positive et négative pour exécuter une opération de redressement synchrone des premier et second courants de sortie, un capteur de courant configuré pour détecter un courant circulant au travers du premier élément de commutation, dans lequel ledit contrôleur est relié au circuit de redressement synchrone et configuré pour déterminer si un 10 courant de charge dans le circuit de redressement synchrone dépasse une valeur prédéterminée conformément à la valeur de courant détectée à un instant prédéterminé, en permettant ainsi l'opération de redressement synchrone lorsque l'on détermine que le courant de charge dépasse la valeur prédéterminée. 15 17. Convertisseur continu vers continu selon la revendication 16, dans lequel ledit instant prédéterminé est un instant après qu'un temps prédéterminé s'est écoulé depuis que le premier élément de commutation est passé à l'état conducteur. 20 18. Convertisseur continu vers continu selon la revendication 17, dans lequel ledit temps prédéterminé est réglé pour être plus long qu'un temps pendant lequel un courant de résonance excessif circule au travers du premier élément de 25 commutation dans le sens inverse.
19. Convertisseur continu vers continu selon la revendication 12, dans lequel, lors de l'exécution du premier mode de transfert, ledit contrôleur est configuré pour diminuer 30 une valeur maximum du rapport cyclique à l'état conducteur du premier élément de commutation avec une augmentation de la première tension en courant continu du premier système de tension.
20. Convertisseur continu vers continu selon la revendication 12, dans lequel, lors de l'exécution du second mode de transfert, ledit contrôleur est configuré pour augmenter une valeur maximum du rapport cyclique à l'état conducteur du premier élément de commutation avec une augmentation de la 40 seconde tension en courant continu du second système de tension.
o 2858136 21. Convertisseur continu vers continu intercalé entre un premier système de tension et un second système de tension afin de transférer de l'énergie entre les premier et second systèmes de tension, dans lequel ledit premier système de tension 5 comporte une alimentation en courant continu et un commutateur d'alimentation relié l'un à l'autre en série, ledit convertisseur continu vers continu comprenant: un condensateur de filtrage relié au premier système de tension, à l'alimentation en courant continu reliée en série et 10 au commutateur d'alimentation en parallèle, et un contrôleur relié au commutateur d'alimentation et configuré pour transférer, lorsque le commutateur d'alimentation est dans l'état ouvert, l'alimentation à partir de la seconde énergie transférée vers le condensateur de filtrage et pour 15 fermer le commutateur d'alimentation après que la précharge est terminée.
22. Convertisseur continu vers continu selon la revendication 21, dans lequel, lors de la précharge du 20 condensateur de filtrage, ledit contrôleur augmente progressivement la tension appliquée au condensateur de filtrage.
23. Convertisseur continu vers continu selon la 25 revendication 21, dans lequel ledit contrôleur, après que la précharge vers le condensateur de filtrage est terminée, ferme le commutateur d'alimentation pour transférer l'énergie depuis le premier système de tension vers le second système de tension.
24. Convertisseur continu vers continu comprenant: un circuit de conversion comprenant: un élément de bobinage présentant une inductance prédéterminée, un premier élément de commutation relié à l'élément de 35 bobinage et soumis par l'intermédiaire de l'élément de bobinage à une tension d'entrée en courant continu, ledit premier élément de commutation étant configuré pour amener par intermittence un courant à circuler dans l'élément de bobinage, et un circuit de fixation de niveau comportant un 40 condensateur et un second élément de commutation relié l'un à l'autre en série, ledit circuit de fixation de niveau étant relié à l'élément de bobinage en parallèle, ledit second élément de commutation et ledit premier élément de commutation fonctionnant de façon complémentaire pour atténuer l'énergie 5 magnétique générée dans l'élément de bobinage lorsque le premier élément de commutation est dans l'état bloqué, un contrôleur relié au premier élément de commutation et au second élément de commutation et les rendant conducteurs par intermittence, ledit contrôleur commandant une augmentation d'un 10 rapport cyclique à l'état conducteur du premier élément de commutation avec une tension croissante appliquée au premier élément de commutation, dans lequel ledit contrôleur commande une valeur maximum du rapport cyclique à l'état conducteur du premier élément de 15 commutation de manière à ce que la valeur maximum soit inférieure à une valeur limite prédéterminée qui diminue avec l'augmentation de la tension d'entrée en courant continu.
25. Ensemble de transformateur intégré comprenant: un premier ensemble de bobinage comportant un premier enroulement primaire, un second enroulement primaire et un premier enroulement secondaire, ledit premier enroulement primaire, ledit second enroulement primaire et ledit premier enroulement secondaire étant couplés magnétiquement les uns aux 25 autres, un second ensemble de bobinage comportant un troisième enroulement primaire, un quatrième enroulement primaire et un second enroulement secondaire, ledit troisième enroulement primaire, ledit quatrième enroulement primaire et ledit second 30 enroulement secondaire étant couplés magnétiquement les uns aux autres, et un corps de noyau muni d'une pluralité de parties de noyaux et au moins une fente pratiquement annulaire formée de façon à entourer au moins une partie de la pluralité de parties de 35 noyaux, au moins l'un desdits enroulements dans le premier ensemble de bobinage étant contenu dans la au moins une fente annulaire et enroulé autour d'au moins une partie de la pluralité de parties de noyaux, au moins l'un desdits enroulements dans le second ensemble de bobinage étant contenu 40 dans la au moins une fente annulaire et enroulé autour d'au moins l'une des parties de noyaux, au moins une partie de la pluralité des parties de noyaux constituant un circuit magnétique commun des premier et second ensembles de bobinage.
26. Ensemble de transformateur intégré selon la revendication 25, ladite pluralité de parties de noyaux comprenant: des premier et second éléments de base disposés parallèlement pour être face l'un à l'autre à un intervalle 10 prédéterminé, une première partie de paroi extérieure couplée magnétiquement entre une première extrémité du premier élément de base et celle du second élément de base, une seconde partie de paroi extérieure couplée 15 magnétiquement entre l'autre extrémité du premier élément de base et l'autre extrémité du second élément de base, des première et seconde parties polaires couplées magnétiquement entre le premier élément de base et le second élément de base, et une partie de paroi intérieure couplée magnétiquement entre le premier élément de base et le second élément de base, ladite partie de paroi intérieure constituant le circuit magnétique commun.
27. Ensemble de transformateur intégré selon la revendication 26, dans lequel lesdites première et seconde parties polaires sont disposées sur des parties pratiquement centrales des premier et second éléments de base à un intervalle prédéterminé entre celles-ci, et la partie de paroi intérieure 30 est décalée entre les première et seconde parties polaires et séparée de celles-ci, et dans lequel ladite au moins une fente est constituée des première et seconde fentes, la première fente entourant la première partie polaire, la seconde fente entourant la seconde partie polaire.
28. Ensemble de transformateur intégré selon la revendication 27, dans lequel lesdits premier et second enroulements primaires et le premier enroulement secondaire sont contenus dans la première fente de façon à être enroulés autour 40 de la première partie polaire, et lesdits troisième et quatrième enroulements primaires et le second enroulement secondaire sont contenus dans la seconde fente pour être enroulés autour de la première partie polaire, et dans lequel une direction d'un flux magnétique engendré dans 5 la première partie polaire par les premier et second enroulements primaires et le premier enroulement secondaire est opposée à celle d'un flux magnétique engendré dans la seconde partie polaire par les troisième et quatrième enroulements primaires et le second enroulement secondaire. 10 29. Ensemble de transformateur intégré selon la revendication 28, dans lequel ledit premier enroulement secondaire enroulé autour de la première partie polaire et le second enroulement secondaire enroulé autour de la seconde 15 partie polaire sont composés d'un élément de plaque conductrice intégrée, ladite première partie polaire comporte des première et seconde surfaces latérales opposées, et ladite seconde partie polaire comporte en opposition des première et seconde surfaces latérales opposées, la première face latérale de la première 20 partie polaire et la première surface latérale de la seconde partie polaire étant opposées l'une à l'autre, et où ledit élément de plaque conductrice comprend: une borne commune dépassant à l'extérieur de l'intervalle prédéterminé des première et seconde parties polaires, une première borne dépassant vers l'extérieur le long de la seconde surface latérale de la première partie polaire, et une seconde borne dépassant vers l'extérieur le long de la seconde surface latérale de la seconde partie polaire.
30. Ensemble de transformateur intégré selon la revendication 25, ladite pluralité de parties de noyaux comprenant: un élément de base, une première partie de paroi extérieure couplée 35 magnétiquement à l'élément de base et s'étendant de celui-ci dans la direction axiale de la fente, une seconde partie de paroi extérieure couplée magnétiquement à l'autre extrémité de l'élément de base et s'étendant depuis celui-ci le long de la direction axiale de la 40 fente, une partie polaire couplée magnétiquement à l'élément de base et s'étendant depuis celui-ci le long de la direction axiale de la fente, ladite au moins une fente entourant la partie polaire, un premier élément de recouvrement monté sur la première partie de paroi extérieure et couplé magnétiquement à celle-ci, ledit premier élément de recouvrement et ladite partie polaire procurant un premier entrefer entre ceux-ci, ledit premier élément de recouvrement, ledit premier entrefer, ladite partie 10 polaire, ledit élément de base et ladite première paroi extérieure constituant un premier circuit magnétique fermé avec le premier entrefer, et un second élément de recouvrement monté sur la seconde partie de paroi extérieure et couplé magnétiquement à celle-ci, 15 ledit second élément de recouvrement et ladite partie polaire procurant un second entrefer entre ceux-ci, ledit second élément de recouvrement, ledit second entrefer, ladite partie polaire, ledit élément de base et ladite seconde paroi extérieure constituant un second circuit magnétique fermé avec le second 20 entrefer.
31. Ensemble de transformateur intégré selon la revendication 30, dans lequel lesdits premier et troisième enroulements primaires sont intégrés l'un à l'autre et contenus 25 dans la au moins une fente pour être enroulés autour de la première partie polaire, et lesdits second et quatrième enroulements primaires sont intégrés l'un à l'autre et contenus dans la au moins une fente pour être enroulés autour de la partie polaire, et dans lequel ledit premier enroulement secondaire est disposé entre la première partie de paroi extérieure et la partie polaire et contenu dans la au moins une fente pour être enroulé autour de la partie polaire, et ledit second enroulement secondaire est disposé entre la 35 seconde partie de paroi extérieure et la partie polaire et contenu dans la au moins une fente pour être enroulé autour de la partie polaire.
32. Ensemble de transformateur intégré selon la revendication 31, dans lequel lesdits premier et second enroulements secondaires sont intégrés l'un à l'autre.
33. Ensemble de transformateur intégré selon la revendication 30, dans lequel ledit premier élément de recouvrement et le second élément de recouvrement procurent un troisième entrefer entre eux, lesdits premier et troisième enroulements primaires sont intégrés l'un à l'autre et contenus 10 dans la au moins une fente pour être enroulés autour de la première partie polaire, et lesdits second et quatrième enroulements primaires sont intégrés l'un à l'autre et contenus dans la au moins une fente pour être enroulés autour de la partie polaire, et dans lequel ledit premier enroulement secondaire est disposé pour réaliser une liaison mutuelle avec le premier circuit magnétique fermé avec le premier entrefer, et ledit second enroulement secondaire est disposé pour réaliser une liaison mutuelle avec le second circuit magnétique 20 fermé avec le second entrefer.
34. Ensemble de transformateur intégré selon la revendication 33, dans lequel ledit premier enroulement secondaire est enroulé autour de la première partie de paroi 25 extérieure, et ledit second enroulement secondaire est enroulé autour de la seconde partie de paroi extérieure.
35. Ensemble de transformateur intégré selon la revendication 30, dans lequel lesdits premier et second éléments 30 de recouvrement sont intégrés l'un à l'autre, lesdits premier et troisième enroulements primaires sont intégrés l'un à l'autre et contenus dans la au moins une fente pour être enroulés autour de la première partie polaire, lesdits second et quatrième enroulements primaires sont intégrés l'un à l'autre et contenus 35 dans la au moins une fente pour être enroulés autour de la partie polaire, et dans lequel ledit premier enroulement secondaire est disposé de façon à réaliser une liaison mutuelle avec le premier circuit magnétique fermé avec le premier entrefer, et ledit second enroulement secondaire est disposé pour réaliser une liaison mutuelle avec le second circuit magnétique fermé avec le second entrefer.
36. Ensemble de transformateur intégré selon la 5 revendication 35, dans lequel ledit premier enroulement secondaire est enroulé autour de la première partie de paroi extérieure, et ledit second enroulement secondaire est enroulé autour de la seconde partie de paroi extérieure.
37. Ensemble de transformateur intégré selon la revendication 25, ladite pluralité de parties de noyaux comprend: un élément de base, une première partie de paroi extérieure couplée 15 magnétiquement à l'élément de base et s'étendant depuis celui-ci dans la direction axiale de la fente, une seconde partie de paroi extérieure couplée magnétiquement à l'autre extrémité de l'élément de base et s'étendant depuis celui-ci dans la direction axiale de la fente, 20 une partie polaire couplée magnétiquement à l'élément de base et s'étendant depuis celui-ci dans la direction axiale de la fente, ladite au moins une fente entourant la partie polaire, un premier élément de couverture monté sur la première partie de paroi extérieure et couplé magnétiquement à celle-ci, 25 ledit premier élément de couverture et ladite partie polaire fournissant un premier entrefer entre-eux, ledit premier élément de couverture, ledit premier entrefer, ladite partie polaire, ledit élément de base et ladite première paroi extérieure constituant un premier circuit magnétique fermé avec le premier 30 entrefer, et un second élément de couverture monté sur la seconde partie de paroi extérieure et couplé magnétiquement à celui-ci, ledit second élément de couverture et ladite partie polaire fournissant entre-eux un second entrefer, ledit second élément 35 de couverture, ledit second entrefer, ladite partie polaire, ledit élément de base et ladite seconde paroi extérieure constituant un second circuit magnétique fermé avec le second entrefer, dans lequel ledit premier élément de couverture et ledit second élément de couverture définissent entre-eux un second entrefer.
38. Ensemble de transformateur intégré selon la revendication 37, dans lequel lesdites premier et troisième enroulements primaires sont intégrés l'un à l'autre et contenus dans la au moins une fente afin d'être enroulés autour de la partie polaire, et lesdits second et quatrième enroulements 10 primaires sont intégrés l'un à l'autre et contenus dans la au moins une fente afin d'être enroulés autour de la partie polaire, et dans lequel ledit premier enroulement secondaire est disposé entre la première partie de paroi extérieure et la partie 15 polaire et contenu dans la au moins une fente afin d'être enroulé autour de la partie polaire, et ledit second enroulement secondaire est disposé entre la seconde partie de paroi extérieure et la partie polaire et contenu dans la au moins une fente afin d'être enroulé autour de 20 la partie polaire.
39. Ensemble de transformateur intégré selon la revendication 37, dans lequel lesdits premier et troisième enroulements primaires sont intégrés l'un à l'autre et contenus 25 dans la au moins une fente afin d'être enroulés autour de la partie polaire, et lesdits second et quatrième enroulements primaires sont intégrés l'un à l'autre et contenus dans la au moins une fente afin d'être enroulés autour de la partie polaire, et où ledit premier enroulement secondaire est disposé pour réaliser une liaison mutuelle entre le premier circuit magnétique fermé et le premier entrefer, et ledit second enroulement secondaire est disposé de manière à réaliser une liaison mutuelle entre le second circuit magnétique 35 fermé et le second entrefer.
40. Ensemble de transformateur intégré selon la revendication 37, dans lequel au moins l'un dudit premier élément de couverture et dudit second élément de couverture peut être repositionné sur au moins l'une de la première paroi extérieure et de la seconde paroi extérieure.
FR0407892A 2003-07-16 2004-07-16 Convertisseur continu-continu Expired - Lifetime FR2858136B1 (fr)

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2003275643 2003-07-16

Publications (2)

Publication Number Publication Date
FR2858136A1 true FR2858136A1 (fr) 2005-01-28
FR2858136B1 FR2858136B1 (fr) 2012-09-14

Family

ID=33562738

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
FR0407892A Expired - Lifetime FR2858136B1 (fr) 2003-07-16 2004-07-16 Convertisseur continu-continu

Country Status (3)

Country Link
US (3) US7254046B2 (fr)
DE (1) DE102004033994B4 (fr)
FR (1) FR2858136B1 (fr)

Families Citing this family (61)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP4082248B2 (ja) * 2003-03-12 2008-04-30 松下電工株式会社 電源装置及び放電灯点灯装置
DE102004033994B4 (de) 2003-07-16 2017-07-27 Denso Corporation Gleichstrom-Gleichstrom-Wandler
JP2006025499A (ja) * 2004-07-06 2006-01-26 Favess Co Ltd モータ制御装置
JP4434049B2 (ja) * 2005-03-16 2010-03-17 サンケン電気株式会社 Ｄｃ／ｄｃコンバータ
US20070036171A1 (en) * 2005-08-10 2007-02-15 Magin Gregory A Bridging coaxial cable networks
JP4692154B2 (ja) * 2005-08-25 2011-06-01 サンケン電気株式会社 Ｄｃ／ｄｃコンバータ
WO2007086413A1 (fr) * 2006-01-27 2007-08-02 Sansha Electric Manufacturing Co., Ltd. Onduleur à génération photovoltaïque
JP4552904B2 (ja) * 2006-06-23 2010-09-29 トヨタ自動車株式会社 車両の電源装置およびそれを搭載する車両
US7746670B2 (en) * 2006-10-04 2010-06-29 Denso Corporation Dual-transformer type of DC-to-DC converter
JP4840071B2 (ja) * 2006-10-16 2011-12-21 株式会社豊田自動織機 Ｄｃ−ｄｃコンバータ
JP4546439B2 (ja) * 2006-10-31 2010-09-15 株式会社デンソー ２トランス型ｄｃｄｃコンバータの磁気回路
US7839025B2 (en) * 2006-11-27 2010-11-23 Xslent Energy Technologies, Llc Power extractor detecting a power change
US7960870B2 (en) * 2006-11-27 2011-06-14 Xslent Energy Technologies, Llc Power extractor for impedance matching
US9431828B2 (en) 2006-11-27 2016-08-30 Xslent Energy Technologies Multi-source, multi-load systems with a power extractor
US8013474B2 (en) * 2006-11-27 2011-09-06 Xslent Energy Technologies, Llc System and apparatuses with multiple power extractors coupled to different power sources
JP2008141801A (ja) * 2006-11-30 2008-06-19 Mitsumi Electric Co Ltd スイッチング電源回路
CA2572046A1 (fr) * 2006-12-22 2008-06-22 Jessie, Darryl Onduleur a transformateur a haute frequence a enroulements primaires multiples
EP1953909A1 (fr) * 2007-02-05 2008-08-06 Max Breitmaier Convertisseur alternatif/continu sans des éléments redresseurs sur le côté secondaire du transformateur
US7911808B2 (en) * 2007-02-10 2011-03-22 Active-Semi, Inc. Primary side constant output current controller with highly improved accuracy
JP5056149B2 (ja) * 2007-05-14 2012-10-24 サンケン電気株式会社 Ｄｃ−ｄｃコンバータ
US8040704B2 (en) * 2007-06-30 2011-10-18 Cuks, Llc Integrated magnetics switching converter with zero inductor and output ripple currents and lossless switching
US7839666B1 (en) * 2008-04-02 2010-11-23 Fairchild Semiconductor Corporation Optimizing operation of DC-to-AC power converter
US20090257254A1 (en) * 2008-04-15 2009-10-15 National Taiwan University Of Science And Technology Voltage-clamp power converters
US20110199802A1 (en) * 2008-04-15 2011-08-18 National Taiwan University Of Science And Technology Single ended power converters operating over 50% duty cycle
WO2010015105A1 (fr) * 2008-08-06 2010-02-11 Iwatt Inc. Convertisseur de puissance utilisant de l'énergie stockée dans une inductance de fuite d'un transformateur pour alimenter un dispositif de commande d'interrupteur
JP4803262B2 (ja) * 2009-01-27 2011-10-26 株式会社村田製作所 絶縁型スイッチング電源装置
US8779882B2 (en) * 2009-09-30 2014-07-15 Astec International Limited Center tapped transformers for isolated power converters
EP2509083B1 (fr) * 2009-12-04 2019-07-10 Mitsubishi Electric Corporation Transformateur de tension
GB0922381D0 (en) * 2009-12-22 2010-02-03 Gigle Networks Ltd Current measuring apparatus
DE102009055331A1 (de) * 2009-12-28 2011-06-30 Robert Bosch GmbH, 70469 Vorrichtung und Verfahren zur Erkennung einer Verpolung auf einer Niedervoltseite eines Gleichspannungswandlers in einem Zweispannungsbordnetz
US9385782B1 (en) 2010-01-08 2016-07-05 Qualcomm Incorporated Communication between network nodes
JP5857212B2 (ja) * 2010-09-15 2016-02-10 パナソニックＩｐマネジメント株式会社 Ｄｃ／ｄｃコンバータ
JP5271995B2 (ja) * 2010-12-14 2013-08-21 株式会社日本自動車部品総合研究所 トランス
JP5462216B2 (ja) * 2011-05-13 2014-04-02 新東ホールディングス株式会社 電力変換装置
JP5321651B2 (ja) 2011-07-21 2013-10-23 株式会社デンソー 電力変換装置
US9957733B2 (en) * 2011-09-18 2018-05-01 Hanchett Entry Systems, Inc. Access control devices of the electromagnetic lock module type
DE102011122197B4 (de) * 2011-12-23 2018-06-07 Albert-Ludwigs-Universität Freiburg Spannungswandler mit geringer Anlaufspannung
CN102983745B (zh) * 2012-12-12 2015-04-08 华为技术有限公司 一种电压调节方法、预稳压电源电路及系统
JP5738326B2 (ja) 2013-01-14 2015-06-24 株式会社日本自動車部品総合研究所 電源装置
GB2520037B (en) * 2013-11-07 2021-08-11 Greengage Lighting Ltd Power distribution
DE102014214542A1 (de) * 2014-07-24 2016-02-11 Rheinisch-Westfälisch-Technische Hochschule Aachen Gleichspannungswandler mit Transformator
FR3025956B1 (fr) * 2014-09-12 2018-03-02 Valeo Siemens Eautomotive France Sas Convertisseur de tension continue et procede de commande associe
KR20160031776A (ko) * 2014-09-15 2016-03-23 주식회사 솔루엠 전원장치 및 그의 구동방법
CN106329928B (zh) * 2015-06-26 2018-11-02 光宝科技股份有限公司 谐振转换器
CN106655734B (zh) * 2015-11-02 2019-03-01 南京航空航天大学 一种消除特定次谐波的微型逆变器
US10377255B2 (en) * 2016-05-13 2019-08-13 Witricity Corporation Methods and apparatus for reducing flux cancellation in ferrite of double couple inductive power transfer systems
JP6663342B2 (ja) * 2016-11-17 2020-03-11 株式会社Ｓｏｋｅｎ 制御装置
CN108736698A (zh) * 2017-04-13 2018-11-02 台达电子工业股份有限公司 电源供应器与残余电压放电方法
US10930423B1 (en) * 2017-07-05 2021-02-23 Universal Lighting Technologies, Inc. Single magnetic assembly combining three independent magnetics using a modified “E” core with four winding windows
JP6708175B2 (ja) * 2017-07-20 2020-06-10 株式会社デンソー 電力変換装置
JP2019041531A (ja) * 2017-08-28 2019-03-14 オムロン株式会社 Ｌｌｃ共振コンバータ
KR102394826B1 (ko) 2018-02-14 2022-05-04 주식회사 엘지에너지솔루션 배터리와 평활 커패시터 간의 에너지 전달을 위한 전원 회로 및 이를 포함하는 배터리 관리 시스템
US10536092B1 (en) 2018-03-02 2020-01-14 Apple Inc. Symmetric hybrid converters
JP7197608B2 (ja) * 2018-05-25 2022-12-27 オッポ広東移動通信有限公司 無線充電受信装置及び移動端末
JP7166843B2 (ja) * 2018-08-28 2022-11-08 キヤノン株式会社 電源装置及び画像形成装置
DE102018121268A1 (de) * 2018-08-31 2020-03-05 Brusa Elektronik Ag Verfahren und Vorrichtung zur Spannungsanpassung des Glättungskondensators eines DC-DC-Wandlers vor Konnektierung einer Hochvoltbatterie
DE102018221991A1 (de) * 2018-12-17 2020-06-18 Schmidhauser Ag Elektrisches Steuergerät und System
CN109995242A (zh) * 2019-04-08 2019-07-09 深圳市航嘉驰源电气股份有限公司 一种谐振变换器
US11063519B2 (en) * 2019-05-02 2021-07-13 Howard Sanders Efficient high voltage power supply for pulse capacitor discharge applications
CN110133937B (zh) * 2019-06-17 2024-09-17 深圳市光羿科技有限公司 一种电致变色控制电路及控制方法、后视镜
US11688543B2 (en) * 2020-02-10 2023-06-27 The Boeing Company Method of creating power control module

Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP0396126A2 (fr) * 1989-05-03 1990-11-07 The Lincoln Electric Company Dispositif d'alimentation de puissance
US6005780A (en) * 1997-08-29 1999-12-21 Hua; Guichao Single-stage AC/DC conversion with PFC-tapped transformers
US6304460B1 (en) * 2000-05-05 2001-10-16 Slobodan Cuk Switching DC-to-DC converter utilizing a soft switching technique
US6400582B1 (en) * 2000-11-21 2002-06-04 International Business Machines Corporation Dual forward power converter utilizing coupling capacitors for improved efficiency
EP1378988A2 (fr) * 2002-05-08 2004-01-07 Fidelix Y.K. Appareil d'alimentation de puissance à découpage

Family Cites Families (31)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US3778677A (en) * 1972-08-25 1973-12-11 Lowrance Electronics Mfg Inverter ballast circuit
JPS5944812A (ja) * 1982-09-06 1984-03-13 Tdk Corp 漏洩変圧器用コア組立体
US4914561A (en) * 1989-02-03 1990-04-03 Eldec Corporation Dual transformer device for power converters
US5291382A (en) * 1991-04-10 1994-03-01 Lambda Electronics Inc. Pulse width modulated DC/DC converter with reduced ripple current coponent stress and zero voltage switching capability
JPH0629128A (ja) * 1992-07-08 1994-02-04 Fujitsu Ltd コネクタ
US5349157A (en) * 1993-01-04 1994-09-20 The Lincoln Electric Company Inverter power supply for welding
US5555494A (en) * 1993-09-13 1996-09-10 Morris; George Q. Magnetically integrated full wave DC to DC converter
DE69627909T2 (de) * 1995-01-17 2003-11-13 Vlt Corp Regelung der in den Transformatoren von Schaltnetzteilen gepseicherten Energie
JPH0984338A (ja) 1995-09-19 1997-03-28 Omron Corp 両極性フォワードコンバータ
US5684680A (en) * 1995-12-21 1997-11-04 Delco Electronics Corp. Extended range switch mode power supply
US5710697A (en) * 1996-03-26 1998-01-20 Unitrode Corporation Power supply controller having frequency foldback and volt-second duty cycle clamp features
JPH10163044A (ja) * 1996-12-02 1998-06-19 Matsushita Electric Ind Co Ltd コンバータトランス
JPH10223457A (ja) * 1997-02-10 1998-08-21 Keiichiro Asaoka 静止磁石型発電機
US6069799A (en) * 1997-05-14 2000-05-30 Lucent Technologies Inc. Self-synchronized drive circuit for a synchronous rectifier in a clamped-mode power converter
US6128204A (en) * 1998-08-26 2000-10-03 Northrop Grumman Corporation Line power unit for micropower generation
JP2000324829A (ja) 1999-05-14 2000-11-24 Nec Corp 共振型コンバータ回路
JP3496069B2 (ja) 2000-08-07 2004-02-09 保 二宮 Ａｃ−ｄｃコンバータ
SE520771C2 (sv) * 2000-09-08 2003-08-26 Emerson Energy Systems Ab Högfrekvensinduktor
US6496392B2 (en) * 2001-04-13 2002-12-17 Power Integrations, Inc. Dissipative clamping of an electrical circuit with a clamp voltage varied in response to an input voltage
US6545883B2 (en) * 2001-05-07 2003-04-08 Artesyn Technologies, Inc. Integrated boost-asymmetrical half-bridge converter
JP3625789B2 (ja) * 2001-08-10 2005-03-02 本田技研工業株式会社 車両の電源装置
JP2003061347A (ja) 2001-08-17 2003-02-28 Tdk Corp スイッチング電源装置
JP4136342B2 (ja) 2001-08-31 2008-08-20 新電元工業株式会社 スイッチング電源装置およびこのスイッチング電源装置に設けるトランス
JP3574849B2 (ja) * 2001-09-26 2004-10-06 学校法人君が淵学園 Ｄｃ−ｄｃコンバータ装置
US6724606B2 (en) * 2002-03-08 2004-04-20 Joseph B. Seale Single-winding dual-latching valve actuation solenoid
JP2004140959A (ja) 2002-10-21 2004-05-13 Toyota Motor Corp 双方向ｄｃ−ｄｃコンバータ
US6801028B2 (en) * 2002-11-14 2004-10-05 Fyre Storm, Inc. Phase locked looped based digital pulse converter
DE102004033994B4 (de) 2003-07-16 2017-07-27 Denso Corporation Gleichstrom-Gleichstrom-Wandler
JP4542844B2 (ja) 2003-07-16 2010-09-15 株式会社日本自動車部品総合研究所 ２トランス型ｄｃ−ｄｃコンバータ
JP4446473B2 (ja) 2003-07-16 2010-04-07 株式会社日本自動車部品総合研究所 Ｄｃ−ｄｃコンバータ
US6922346B2 (en) * 2003-07-23 2005-07-26 Texas Instruments Incorporated System and method to limit maximum duty cycle and/or provide a maximum volt-second clamp

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP0396126A2 (fr) * 1989-05-03 1990-11-07 The Lincoln Electric Company Dispositif d'alimentation de puissance
US6005780A (en) * 1997-08-29 1999-12-21 Hua; Guichao Single-stage AC/DC conversion with PFC-tapped transformers
US6304460B1 (en) * 2000-05-05 2001-10-16 Slobodan Cuk Switching DC-to-DC converter utilizing a soft switching technique
US6400582B1 (en) * 2000-11-21 2002-06-04 International Business Machines Corporation Dual forward power converter utilizing coupling capacitors for improved efficiency
EP1378988A2 (fr) * 2002-05-08 2004-01-07 Fidelix Y.K. Appareil d'alimentation de puissance à découpage

Also Published As

Publication number Publication date
DE102004033994B4 (de) 2017-07-27
DE102004033994A1 (de) 2005-02-17
US20090290388A1 (en) 2009-11-26
US20050047175A1 (en) 2005-03-03
US7825765B2 (en) 2010-11-02
US7570501B2 (en) 2009-08-04
US7254046B2 (en) 2007-08-07
FR2858136B1 (fr) 2012-09-14
US20080030293A1 (en) 2008-02-07

Similar Documents

Publication Publication Date Title
FR2858136A1 (fr) Convertisseur continu-continu
KR101662360B1 (ko) 0 전압 스위칭을 이용하는 전력 변환
US10128651B2 (en) Inrush current inhibiting circuit including a control part that controls a switching element
FR2543377A1 (fr) Convertisseur continu-continu regule
EP3090482A2 (fr) Convertisseur d'energie multi-sorties a commande par dephasage
FR3004870A1 (fr) Procede et dispositif de commande d'un convertisseur multiphase courant continu-courant continu a resonance, et convertisseur multiphase correspondant
EP3346598A1 (fr) Convertisseur de puissance ac-dc
EP3748831A1 (fr) Un convertisseur et son systeme de controle de courant
FR2987521A1 (fr) Dispositif et procede de commande d'un circuit amortisseur actif pour un convertisseur de tension continue
EP1040559B1 (fr) Procede de commande d'un convertisseur de tension continu-continu a stockage inductif
EP3346597B1 (fr) Convertisseur de puissance ac-dc
CA2519074A1 (fr) Hacheur serie a commutation synchrone et faibles pertes
FR3037453A1 (fr) Convertisseur continu-continu pour le pilotage d'un onduleur de ventilateur d'aeronef, procede de commande et ventilateur associes
FR3020523A1 (fr) Alimentation electrique et procede de commande d'une alimentation electrique
WO2018073204A1 (fr) Dispositif de commande d'un transistor
ITTO950740A1 (it) Dispositivo regolatore di tensione per alternatore a magneti permanenti
KR102129813B1 (ko) Dc/dc 컨버터를 제어하기 위한 측정 회로
WO2005034320A1 (fr) Convertisseur elevateur de tension
JP4653202B2 (ja) 充電回路および充電方法
WO2017081386A1 (fr) Dispositif de conversion d'energie a tension continue reversible
FR3097384A1 (fr) Dispositif d'alimentation à partir d'une tension alternative
JP2022526704A (ja) バッテリーモジュール内のノイズフィルタ
EP3270515A1 (fr) Commutateur ultra-rapide à haute tension
FR2782206A1 (fr) Convertisseur de tension continu-continu, susceptible d'une protection contre les courts-circuits
EP2297840A1 (fr) Poste de soudage a l'arc a onduleur a commutation douce quasi resonant optimise

Legal Events

Date Code Title Description
PLFP Fee payment

Year of fee payment: 13

PLFP Fee payment

Year of fee payment: 14

PLFP Fee payment

Year of fee payment: 15

PLFP Fee payment

Year of fee payment: 17

PLFP Fee payment

Year of fee payment: 18

PLFP Fee payment

Year of fee payment: 19

PLFP Fee payment

Year of fee payment: 20