FR3037453A1 - Convertisseur continu-continu pour le pilotage d'un onduleur de ventilateur d'aeronef, procede de commande et ventilateur associes - Google Patents

Convertisseur continu-continu pour le pilotage d'un onduleur de ventilateur d'aeronef, procede de commande et ventilateur associes Download PDF

Info

Publication number
FR3037453A1
FR3037453A1 FR1555330A FR1555330A FR3037453A1 FR 3037453 A1 FR3037453 A1 FR 3037453A1 FR 1555330 A FR1555330 A FR 1555330A FR 1555330 A FR1555330 A FR 1555330A FR 3037453 A1 FR3037453 A1 FR 3037453A1
Authority
FR
France
Prior art keywords
controllable
state
transistor
converter
controllable transistor
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
FR1555330A
Other languages
English (en)
Other versions
FR3037453B1 (fr
Inventor
Valery Chau
Philippe Preciat
Pascal Rollin
Sonia Dhokkar
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Safran Electrical and Power SAS
Original Assignee
Labinal Power Systems SAS
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Labinal Power Systems SAS filed Critical Labinal Power Systems SAS
Priority to FR1555330A priority Critical patent/FR3037453B1/fr
Priority to CN201680038689.4A priority patent/CN107852097A/zh
Priority to EP16731243.8A priority patent/EP3308455A1/fr
Priority to PCT/FR2016/051361 priority patent/WO2016198783A1/fr
Priority to US15/580,155 priority patent/US10396650B2/en
Publication of FR3037453A1 publication Critical patent/FR3037453A1/fr
Application granted granted Critical
Publication of FR3037453B1 publication Critical patent/FR3037453B1/fr
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/337—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in push-pull configuration
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/08—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters
    • H02M1/083—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters for the ignition at the zero crossing of the voltage or the current
    • B—PERFORMING OPERATIONS; TRANSPORTING
    • B64—AIRCRAFT; AVIATION; COSMONAUTICS
    • B64D—EQUIPMENT FOR FITTING IN OR TO AIRCRAFT; FLIGHT SUITS; PARACHUTES; ARRANGEMENT OR MOUNTING OF POWER PLANTS OR PROPULSION TRANSMISSIONS IN AIRCRAFT
    • B64D13/00—Arrangements or adaptations of air-treatment apparatus for aircraft crew or passengers, or freight space, or structural parts of the aircraft
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0048—Circuits or arrangements for reducing losses
    • H02M1/0054—Transistor switching losses
    • H02M1/0058—Transistor switching losses by employing soft switching techniques, i.e. commutation of transistors when applied voltage is zero or when current flow is zero
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0067—Converter structures employing plural converter units, other than for parallel operation of the units on a single load
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0067—Converter structures employing plural converter units, other than for parallel operation of the units on a single load
    • H02M1/007—Plural converter units in cascade
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0067—Converter structures employing plural converter units, other than for parallel operation of the units on a single load
    • H02M1/008—Plural converter units for generating at two or more independent and non-parallel outputs, e.g. systems with plural point of load switching regulators
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/38—Means for preventing simultaneous conduction of switches
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/02—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal
    • H02M7/04—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/06—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes without control electrode or semiconductor devices without control electrode
    • H02M7/10—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes without control electrode or semiconductor devices without control electrode arranged for operation in series, e.g. for multiplication of voltage
    • H02M7/103—Containing passive elements (capacitively coupled) which are ordered in cascade on one source
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)
  • Health & Medical Sciences (AREA)
  • General Health & Medical Sciences (AREA)
  • Pulmonology (AREA)
  • Aviation & Aerospace Engineering (AREA)

Abstract

L'invention concerne un convertisseur électrique continu-continu, adapté pour être alimenté par une source de tension primaire et pour alimenter une électronique de commande d'un onduleur triphasé, ledit onduleur triphasé étant configuré pour piloter un ventilateur d'un système de ventilation d'un aéronef. Le convertisseur continu-continu est caractérisé en ce qu'il comprend un transformateur (16), un circuit primaire (12) comprenant deux boucles formant un montage symétrique, au moins un circuit secondaire (14) comprenant un enroulement secondaire (Ls), adapté pour fournir d'une part à l'onduleur une tension de sortie égale au double de la tension crête aux bornes de l'enroulement secondaire (Ls), et d'autre part à une branche du circuit adaptée pour fournir à l'onduleur une tension de sortie égale à l'opposé de la tension crête aux bornes de l'enroulement secondaire (Ls), et en ce que les transistors pilotables (M1, M2) sont adaptés pour être chacun commutés à zéro de tension.

Description

1 CONVERTISSEUR CONTINU-CONTINU POUR LE PILOTAGE D'UN ONDULEUR DE VENTILATEUR D'AÉRONEF, PROCÉDÉ DE COMMANDE ET VENTILATEUR ASSOCIÉS 1. Domaine technique de l'invention L'invention concerne l'optimisation d'une structure d'un convertisseur électrique continu-continu. En particulier, l'invention concerne un convertisseur électrique continu-continu destinés au pilotage d'un onduleur triphasé, notamment d'un onduleur triphasé pilotant un ventilateur d'un système de ventilation d'un aéronef. 2. Arrière-plan technologique Les systèmes de ventilation pour réguler la circulation d'air au sein d'un aéronef comprennent au moins un ventilateur adapté pour assurer la circulation de l'air dans l'aéronef, notamment dans la cabine de l'aéronef. Chaque ventilateur est piloté par un onduleur triphasé. L'onduleur triphasé comprend trois bras d'alimentation, chacun de ces bras comprenant deux transistors bipolaires à grille isolée (IGBT pour insulated Gate Bipolar Transistor en anglais). Les besoins en tension de pilotage des transistors IGBT sont classiquement +15 V en tension de polarisation positive et -7,5 V en tension de polarisation négative. Ces tensions sont fournies par au moins un convertisseur continu-continu (DC-DC pour Direct Current - Direct Current en anglais) et en général un convertisseur par transistor IGBT.
Néanmoins, des nouvelles générations de ventilateur ont été développées, dont la masse et le volume ont été réduits de façon importante. Ainsi, afin de bénéficier de ces réductions de masse et de volume, il est nécessaire d'utiliser des convertisseurs continu-continu adaptés. Notamment, les convertisseurs continu-continu utilisés actuellement présentent un encombrement et un poids importants et un grand nombre de composants. Ainsi, ils ne sont plus adaptés aux nouvelles générations de ventilateur dans lesquels l'espace dédié à l'installation du convertisseur continu-continu est réduit. De plus, du fait de la réduction de cet espace, de nouvelles contraintes thermiques apparaissent, auxquelles les convertisseurs continu-continu actuels ne sont pas adaptés car leur rendement est trop faible et provoque des échauffements thermiques non acceptables dans cet espace réduit.
3037453 2 Il est donc nécessaire de proposer un nouveau type de convertisseur continu-continu adapté aux nouvelles générations de ventilateur de systèmes de ventilation d'aéronef. 3. Objectifs de l'invention 5 L'invention vise à pallier au moins certains des inconvénients des convertisseurs continu-continu connus. En particulier, l'invention vise à fournir, dans au moins un mode de réalisation de l'invention, un convertisseur continu-continu comprenant un nombre réduit de composants.
10 L'invention vise aussi à fournir, dans au moins un mode de réalisation de l'invention, un convertisseur continu-continu comprenant peu de composants complexes. L'invention vise aussi à fournir, dans au moins un mode de réalisation de l'invention, un convertisseur continu-continu présentant un encombrement et un poids 15 réduit. L'invention vise aussi à fournir, dans au moins un mode de réalisation de l'invention, un convertisseur continu-continu ayant un rendement élevé. L'invention vise aussi à fournir, dans au moins un mode de réalisation de l'invention, un convertisseur continu-continu dont l'échauffement est réduit. 20 4. Exposé de l'invention Pour ce faire, l'invention concerne un convertisseur électrique continu-continu, adapté pour être alimenté par une source de tension primaire et pour alimenter une électronique de commande d'un onduleur triphasé, ledit onduleur triphasé étant configuré pour piloter un ventilateur d'un système de ventilation d'un aéronef, 25 caractérisé en ce qu'il comprend : un transformateur, comprenant deux enroulements primaires et au moins un enroulement secondaire, un circuit primaire, comprenant une entrée d'alimentation adaptée pour être connectée à une première borne de la source de tension primaire, 30 ladite entrée d'alimentation étant reliée à deux boucles de commutation comprenant chacune un des enroulements primaires du transformateur 3037453 3 et un transistor pilotable comprenant une capacité parasite et formant ainsi un montage symétrique, au moins un circuit secondaire, comprenant un enroulement secondaire du transformateur, ledit enroulement secondaire comprenant deux 5 bornes reliées d'une part à un pont de redressement capacitif, adapté pour fournir à l'électronique de pilotage de l'onduleur une tension de sortie positive égale au double de la tension crête aux bornes de l'enroulement secondaire, et d'autre part à une branche du circuit adaptée pour fournir à l'électronique de pilotage de l'onduleur une 10 tension de sortie négative égale à l'opposé de la tension crête aux bornes de l'enroulement secondaire, et en ce que les transistors pilotables sont adaptés pour être chacun commandés par un signal de pilotage entre un état passant et un état bloqué, de sorte que lorsqu'un transistor pilotable est dans un état passant, l'autre transistor pilotable 15 est dans un état bloqué et que lorsqu'un transistor pilotable est commuté de l'état passant à l'état bloqué, les deux transistors pilotables sont maintenus dans l'état bloqué pendant un temps mort de façon à réaliser une commutation à zéro de tension. Dans la suite de la description, la tension de commande d'un transistor désigne la tension entre la grille et la source pour un transistor à effet de champ, la tension de 20 sortie aux bornes d'un transistor désigne la tension entre le drain et la source pour un transistor à effet de champ et le courant traversant le transistor désigne le courant entre le drain et la source pour un transistor à effet de champ. L'état passant des transistors pilotables correspond à un état dans lequel un courant traverse le transistor et l'état bloqué des transistors pilotables correspond à un état dans lequel le courant 25 traversant le transistor est nul ou négligeable. Les transistors pilotables se comportent donc comme des interrupteurs pilotables avec une capacité parasite en parallèle, l'état passant correspondant à un interrupteur fermé et l'état bloqué correspondant à un interrupteur ouvert. Un convertisseur continu-continu selon l'invention permet donc de piloter une 30 électronique de commande d'un onduleur triphasé avec un nombre réduit de composant. Notamment, le circuit primaire comprend un montage symétrique (aussi 3037453 4 appelé montage push-pull) comprenant uniquement deux transistors au lieu de quatre transistors dans les structures à pont complet fréquemment utilisés. En outre, la structure du circuit secondaire du convertisseur continu-continu permet d'obtenir deux tensions en sortie du circuit secondaire avec un seul enroulement secondaire. Hormis 5 les enroulements primaire et secondaire, le convertisseur continu-continu ne comprend pas de composant magnétique, qui présentent généralement un encombrement important. Le convertisseur continu-continu selon l'invention présente donc un encombrement inférieur aux solutions actuelles. Le circuit primaire comprend un montage symétrique commandé de façon à 10 réaliser une commutation des transistors pilotables à zéro de tension (ou ZVS, pour Zero Volt Switching en anglais). Ainsi, chaque transistor pilotable est alternativement dans un état passant ou bloqué, mais lorsqu'un transistor pilotable passe de l'état passant à l'état bloqué, l'autre transistor pilotable reste à l'état bloqué pendant un temps mort, puis passe dans l'état passant. Ce temps mort est un intervalle de temps qui permet de 15 minimiser les pertes de commutation, dues, dans l'art antérieur, à une commutation tension - courant à valeurs non nulles. Le temps mort pendant lequel les deux transistors sont bloqués permet une commutation tension - courant à des valeurs très faibles d'où des pertes par commutation très faibles. Ainsi, le rendement du convertisseur continu-continu est amélioré et l'échauffement est réduit.
20 La commutation à zéro de tension est assurée pendant le temps mort et par une combinaison particulière des enroulements primaires et des capacités parasites des transistors pilotables. Un premier transistor pilotable est à l'état bloqué, la tension à ses bornes est à son niveau maximum et sa capacité parasite est chargée, un deuxième transistor pilotable est à l'état passant, la tension à ses bornes est à son niveau 25 minimum et sa capacité parasite est déchargée. Lors de du temps mort, les deux transistors sont dans l'état bloqué et les enroulements primaires ne sont plus alimentés en courant par la source de tension primaire. Un courant magnétisant du transformateur permet de décharger la capacité parasite du premier transistor pilotable et de charger la capacité parasite du deuxième transistor pilotable. Une fois cette charge 30 et cette décharge des capacités parasites terminées, la commutation peut se faire sans perte : en effet, le transistor comprend une diode qui est amorcée spontanément 3037453 5 durant le temps mort. Les enroulements primaires et les transistors pilotables sont donc choisis de façon à ce que leurs caractéristiques permettent la commutation à zéro de tension. Notamment, les capacités parasites des transistors, le courant magnétisant et la durée du temps mort sont choisis de façon à obtenir la commutation à zéro de tension 5 sans ajout de composants. Le convertisseur continu-continu selon l'invention est donc, notamment grâce à la combinaison d'un montage push-pull, d'un pont de redressement capacitif et d'une commutation à zéro de tension, parfaitement adapté aux contraintes des nouvelles générations de ventilateur de système de ventilation d'aéronef, notamment en termes 10 d'encombrement, de poids et d'efficacité thermique. De plus, son coût est réduit. Avantageusement et selon l'invention, l'onduleur triphasé comprenant une pluralité de transistor bipolaires à grille isolée, le convertisseur électrique continu-continu est caractérisé en ce qu'il comprend une pluralité de circuit secondaire 15 comprenant chacun un enroulement secondaire du transformateur, chaque circuit secondaire étant adapté pour alimenter au moins un transistor bipolaire à grille isolée de l'électronique de commande de l'onduleur triphasé. Selon cet aspect de l'invention, le convertisseur continu-continu permet d'alimenter une pluralité de transistors bipolaires à grille isolée de l'onduleur triphasé 20 avec une seule source d'alimentation primaire. Chaque transistor bipolaire à grille isolée de l'onduleur triphasé nécessitant un enroulement secondaire pour obtenir une tension positive et négative, dupliquer le nombre d'enroulements secondaires sur le même transformateur permet de piloter un onduleur triphasé complet, ce qui permet une réduction de l'encombrement, du poids et du prix de l'ensemble des convertisseurs 25 continu-continu nécessaires pour le pilotage d'un ventilateur. Avantageusement et selon l'invention, les transistors pilotables sont des transistors à effet de champ. De préférence, les transistors pilotables du convertisseur continu-continu sont 30 des transistors à effet de champ à grille métal-oxyde (aussi appelés MOSFET pour Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor en anglais). D'autres composants peuvent 3037453 6 aussi être utilisés, sous condition d'être complétés par une diode de roue libre. Avantageusement et selon l'invention, chaque boucle comprend un condensateur connecté au transistor pilotable en parallèle de sa capacité parasite.
5 Selon cet aspect de l'invention, la capacité des transistors pilotables peut être réglée plus précisément par l'ajout d'un condensateur en parallèle de la capacité parasite, afin de maîtriser la dérive de la valeur de la capacité parasite du transistor Mosfet et donc d'assurer une commutation à zéro de tension dans tous les cas.
10 L'invention concerne également un ventilateur de système d'aéronef, caractérisé en ce qu'il est piloté par un onduleur triphasé comprenant une électronique de pilotage adaptée pour être alimentée par au moins un convertisseur électrique continu-continu selon l'invention. Avantageusement et selon ce dernier aspect de l'invention, l'électronique de 15 pilotage de l'onduleur triphasé comprend trois bras d'alimentation, chaque bras étant alimenté par un convertisseur électrique continu-continu selon l'invention. Avantageusement et selon l'invention, l'électronique de pilotage de l'onduleur triphasé comprend trois bras d'alimentation, et en ce qu'il comprend un convertisseur électrique selon l'invention comprenant six circuits secondaires adaptés pour alimenter 20 les trois bras d'alimentation. L'invention concerne également un procédé de commande d'un convertisseur électrique continu-continu selon l'invention, caractérisé en ce qu'il comprend la commande des deux transistors pilotables, dits premier transistor pilotable et deuxième 25 transistor pilotable, selon les étapes suivantes : - une première étape de commande du premier transistor pilotable dans l'état passant et du deuxième transistor pilotable dans l'état bloqué, - une deuxième étape de transition du premier transistor pilotable dans l'état bloqué et du maintien du deuxième transistor pilotable dans l'état 30 bloqué pendant le temps mort, - une troisième étape de commande du deuxième transistor pilotable 3037453 7 dans l'état passant et du premier transistor pilotable dans l'état bloqué, une quatrième étape de transition du deuxième transistor pilotable dans l'état bloqué et du maintien du premier transistor pilotable dans l'état bloqué pendant le temps mort.
5 Le procédé selon l'invention permet donc une commande du convertisseur continu-continu comprenant deux étapes de transition dans lesquelles les deux transistors sont dans un état bloqué afin de permettre une commutation à zéro de tension.
10 L'invention concerne également un convertisseur électrique continu-continu, un ventilateur et un procédé de commande caractérisés en combinaison par tout ou partie des caractéristiques mentionnées ci-dessus ou ci-après. 5. Liste des figures D'autres buts, caractéristiques et avantages de l'invention apparaîtront à la 15 lecture de la description suivante donnée à titre uniquement non limitatif et qui se réfère aux figures annexées dans lesquelles : - la figure 1 est une vue schématique d'un convertisseur électrique continu-continu selon un premier mode de réalisation de l'invention, - les figures 2a, 2b, 2c et 2d sont des vues schématiques d'un convertisseur 20 électrique continu-continu selon le premier mode de réalisation de l'invention durant différentes étapes d'un procédé selon un mode de réalisation de l'invention, - la figure 3 représente des courbes a, b, c représentant respectivement les tensions de commande des transistors pilotables, les tensions aux bornes des 25 transistors pilotables et les intensités traversant les transistors pilotables d'un convertisseur électrique continu-continu selon le premier mode de réalisation de l'invention, - la figure 4 est une vue schématique d'un convertisseur électrique continu-continu selon un deuxième mode de réalisation de l'invention, 30 La figure 5 est une vue schématique d'une chaine d'alimentation comprenant trois convertisseurs continu-continu selon le deuxième mode de réalisation de 3037453 8 l'invention et un ventilateur selon un mode de réalisation de l'invention. 6. Description détaillée d'un mode de réalisation de l'invention Les réalisations suivantes sont des exemples. Bien que la description se réfère à un ou plusieurs modes de réalisation, ceci ne signifie pas nécessairement que chaque 5 référence concerne le même mode de réalisation, ou que les caractéristiques s'appliquent seulement à un seul mode de réalisation. De simples caractéristiques de différents modes de réalisation peuvent également être combinées pour fournir d'autres réalisations. Sur les figures, les échelles et les proportions ne sont pas strictement respectées et ce, à des fins d'illustration et de clarté.
10 La figure 1 représente schématiquement un convertisseur 10 électrique continu-continu selon un premier mode de réalisation. Le convertisseur 10 continu-continu comprend un circuit primaire 12, un circuit secondaire 14 et un transformateur 16. Le transformateur 16 fait le lien entre le circuit primaire 12 et le circuit secondaire 14.
15 Notamment, le transformateur 16 comprend deux enroulements primaires parfaitement couplés, un premier enroulement primaire Lp1 et un deuxième enroulement primaire 42, et un enroulement secondaire L. Les enroulements primaires Lpi. et Lp2 font partie du circuit primaire 12 et l'enroulement secondaire Ls fait partie du circuit secondaire 14. Le circuit primaire 12 est alimenté par une source de tension primaire dont les 20 bornes sont respectivement connectées à une entrée d'alimentation VIN de façon à alimenter le convertisseur 10 continu-continu. L'entrée d'alimentation VIN est reliée à deux boucles de commutation parallèles, une première boucle et une deuxième boucle. La première boucle comprend le premier enroulement primaire Lp1 et un premier transistor M1 pilotable, et la deuxième boucle comprend le deuxième enroulement 25 primaire Lp2 et un deuxième transistor M2 pilotable. Les deux boucles forment ainsi un montage symétrique, aussi appelé montage push-pull. L'énergie délivrée par le circuit primaire 12 au niveau des deux enroulements primaire est transmise au circuit secondaire 14 via le transformateur 16 : l'enroulement secondaire Ls récupère un ratio de la tension primaire présente au niveau des deux 30 enroulements primaires. Notamment, l'enroulement secondaire Ls a une tension VsEc à ses bornes. Les bornes de l'enroulement secondaire Ls sont reliées d'une part à une 3037453 9 première branche comprenant un pont de redressement capacitif, comprenant deux condensateurs Cs et Cp et deux diodes D1 et D3 formant un montage appelé doubleur de Schenkel et d'autre part à une deuxième branche comprenant une diode D2 et un condensateur CN. Le condensateur Cs joue le rôle de doubleur capacitif.
5 La première branche est adaptée pour fournir à un équipement, ici représenté par une résistance Roun, une première tension de sortie VouTp égale au double de la tension crête aux bornes de l'enroulement secondaire L. En effet, comme visible sur la figure 1, la tension VouTp est égale à la somme de la tension VsEc, de la tension aux bornes du condensateur Cs et de la tension aux bornes de la diode D1. Or, la tension aux 10 bornes du condensateur Cs est égale à somme de la tension VsEc et de la tension aux bornes de la diode D3. En négligeant les tensions des diodes D1 et D3, on obtient VouTp = 2XVSEC- La deuxième branche est adaptée pour fournir à un équipement, ici représenté par une résistance RouT2, une deuxième tension de sortie VouTN égale à l'opposé de la 15 tension crête aux bornes de l'enroulement secondaire L. En effet, comme visible sur la figure 1, la tension de sortie VouTN est égale à la somme de l'opposé de la tension VsEc et de la tension aux bornes de la diode D2. En négligeant la tension de la diode D2, on obtient VouTN = -V SEC. SEC- En dimensionnant VSEC crête = 7,5 V, on obtient donc VouTp = 15V et VouTN = -7,5 V, 20 correspondant aux tensions de polarisation généralement nécessaire à des transistors de type IGBT utilisés dans les onduleurs triphasé. Pour des besoins de tension différents, il est possible d'obtenir d'autres valeurs en dimensionnant le nombre de spire de l'enroulement secondaire en conséquence.
25 Les figures 2a, 2b, 2c, 2d représentent un convertisseur 10 électrique continu- continu selon le premier mode de réalisation de l'invention durant différentes étapes d'un procédé selon un mode de réalisation de l'invention. Ces figures permettent de voir plus en détail le fonctionnement du convertisseur 10 continu-continu selon différentes étapes liées aux états des deux transistors pilotables M1, M2. Sur ces figures, les 30 transistors pilotables M1, M2 sont chacun représentés, par simplification et pour des raisons de clarté, par un interrupteur fermé (représentant un transistor pilotable dans 3037453 10 l'état passant) ou ouvert (représentant un transistor pilotable dans l'état bloqué), aux bornes duquel est connectée en parallèle une capacité parasite de chaque transistor pilotable, respectivement une première capacité parasite CDsi du premier transistor pilotable M1 et une deuxième capacité parasite CDs2 du deuxième transistor pilotable M2.
5 Le procédé comprend les étapes suivantes : une première étape de commande du premier transistor pilotable M1 dans l'état passant et du deuxième transistor pilotable M2 dans l'état bloqué, une deuxième étape de transition du premier transistor pilotable M1 10 dans l'état bloqué et du maintien du deuxième transistor pilotable M2 dans l'état bloqué pendant un temps mort, une troisième étape de commande du deuxième transistor pilotable M2 dans l'état passant et du premier transistor pilotable M1 dans l'état bloqué, 15 une quatrième étape de transition du deuxième transistor pilotable M2 dans l'état bloqué et du maintien du premier transistor pilotable M1 dans l'état bloqué pendant un temps mort. Les figures 2a et 2c représentent le convertisseur 10 continu-continu durant respectivement la première et la troisième étape, dans lesquelles un transistor pilotable 20 est dans l'état passant et l'autre transistor pilotable est dans l'état bloqué. Le montage push-pull du circuit primaire alimente alternativement le premier enroulement primaire Lp1 ou le deuxième enroulement primaire 42. Ainsi, le courant circulant dans l'enroulement secondaire Ls change de sens selon l'enroulement primaire alimenté. Le premier enroulement primaire Lp1 est alimenté par le montage push-pull 25 lorsque le premier transistor pilotable M1 est dans l'état passant et le deuxième transistor pilotable M2 est dans l'état bloqué, comme représenté en référence avec la figure 2a. Le deuxième enroulement primaire Lp2 est alimenté lorsque le premier transistor pilotable M1 est dans l'état bloqué et le deuxième transistor pilotable M2 est dans l'état passant, comme représenté en référence avec la figure 2c.
30 Un premier courant de charge traversant la résistance Roun et un deuxième courant de charge traversant la résistance Rou-r2 sont fournis différemment selon le sens 3037453 11 du courant traversant l'enroulement secondaire L. Lorsque le deuxième enroulement primaire Lp2 est alimenté, comme représenté en référence avec la figure 2c, le condensateur Cs se charge V jusqu'à - SEC crêtes le condensateur Cp fournit le premier courant de charge, le condensateur CN est chargé V jusqu'à - SEC crête et l'enroulement 5 secondaire Ls fournit le deuxième courant de charge. Lorsque le premier enroulement primaire Lp1 est alimenté, comme représenté en référence avec la figure 2a, le condensateur Cs se décharge dans le condensateur Cp et fournit le premier courant de charge, le condensateur CN fournit le deuxième courant de charge. Les figures 2b et 2d représentent le convertisseur 10 continu-continu durant 10 respectivement la deuxième et la quatrième étape, dans lesquelles les deux transistors pilotables sont dans l'état bloqué. Ces étapes sont des étapes de transition, permettant d'obtenir une commutation à zéro de tension en maintenant les deux transistors pilotables dans l'état bloqué pendant un temps mort.
15 La deuxième étape suit la première étape dans laquelle le premier transistor pilotable M1 était passant. Ainsi, au début de la deuxième étape, la première capacité parasite CDsi du premier transistor pilotable M1 est déchargée et la tension de sortie aux bornes du premier transistor pilotable M1 est à son niveau minimum, c'est-à-dire proche de zéro. Le deuxième transistor pilotable M2 étant bloqué dans la première et la 20 deuxième étape, la deuxième capacité parasite CDs2 du deuxième transistor pilotable M2 est chargée et la tension de sortie aux bornes du deuxième transistor pilotable M2 est à son niveau maximum. Les deux enroulements primaires ne sont plus alimentés par la source de tension primaire et un courant magnétisant se propage dans le sens indiqué par les flèches sur les deux boucles sur la figure 2b. Ce courant magnétisant entrainant 25 la charge de la première capacité parasite CDsi et la décharge de la deuxième capacité parasite CDs2. Ainsi, la tension de sortie aux bornes du premier transistor pilotable M1 croît progressivement et la tension de sortie aux bornes du deuxième transistor pilotable M2 décroît progressivement. Pour régler la vitesse de croissance ou de décroissance des tensions, la capacité parasite est soit seulement celle du transistor 30 pilotable, soit un condensateur supplémentaire est ajouté en parallèle avec la capacité parasite, la capacité totale étant alors la combinaison de la capacité parasite du 3037453 12 transistor pilotable et de la capacité du condensateur en parallèle. De façon symétrique, dans la quatrième étape représentée en référence avec la figure 2d, la première capacité parasite CDsi se décharge, la tension de sortie aux bornes du premier transistor pilotable M1 décroît progressivement, la deuxième capacité 5 parasite CDs2 se charge et la tension de sortie aux bornes du deuxième transistor pilotable M2 croît progressivement. La deuxième étape et la quatrième étape durent pendant un temps mort prédéfini dépendant des caractéristiques des enroulements primaires et des capacités parasites, de façon à ce que la fin du temps mort, les tensions aux bornes des transistors 10 pilotables atteignent la valeur maximale si la tension croît pendant l'étape, ou la valeur minimale si la tension décroît pendant l'étape. En pratique, le temps mort Tm optimal pour une commutation à zéro de tension optimale d'un transistor pilotable est exprimé par la formule : L Tm1i7, oN2 i _i_ uu ar .,, .1_, os - T, - TON Avec TON le temps de commande dans l'état passant du transistor pilotable, CDS 15 la capacité parasite du transistor pilotable et Lp l'inductance de l'enroulement primaire situé dans la même boucle que le transistor pilotable considéré. La figure 3 représente trois courbes a, b et c représentant respectivement en fonction du temps les tensions Vgs_mi et Vgs_m2 de commande de respectivement le 20 premier transistor pilotable M1 et le deuxième transistor pilotable M2 (courbes 30 et 32), les tensions de sortie Vds_rml et Vds_rm2 aux bornes de respectivement le premier transistor pilotable M1 et le deuxième transistor pilotable M2 (courbes 34 et 36), et les intensités Id_mi et Id_m2 traversant respectivement le premier transistor pilotable M1 et le deuxième transistor pilotable M2 (courbes 38 et 40) d'un convertisseur électrique continu-continu 25 selon le premier mode de réalisation de l'invention. Les courbes 30, 34, 38 en traits pleins sont associées au premier transistor pilotable M1, et les courbes 32, 36, 40 en traits pointillés sont associées au deuxième transistor pilotable M2. Les zones temporelles numérotées 1, 2, 3 et 4 correspondent respectivement à 30 la première, la deuxième, la troisième et la quatrième étape du procédé de commande 3037453 13 selon l'invention. La courbe a représente ainsi les commandes envoyées aux transistors pilotables, le niveau haut représentant une commande du transistor pilotable dans l'état passant et le niveau bas représentant une commande du transistor pilotable dans l'état bloqué. Les commandes sont transmises par exemple par un circuit dédié (non 5 représenté), ou bien par une carte de contrôle déjà existante, par exemple un FPGA. Lors de la première étape, dans la zone temporelle 1, le premier transistor pilotable M1 est commandé dans l'état passant : la tension de sortie Vds_mi à ses bornes est donc nulle, et l'intensité Id_mi du courant le traversant non nulle. Le deuxième transistor pilotable M2 est commandé dans l'état bloqué : la tension de sortie Vds_m2 à 10 ses bornes est donc non nulle et l'intensité Id_m2 du courant le traversant est nulle (ou négligeable). Lors de la deuxième étape, dans la zone temporelle 2 d'une durée égale au temps mort décrit précédemment, les deux transistors pilotables sont commandés à l'état bloqué : la tension de sortie Vds_mi aux bornes du premier transistor pilotable M1 15 augmente progressivement du fait de la charge de la première capacité parasite CDsi, et la tension de sortie aux bornes du deuxième transistor pilotable M2 diminue du fait de la décharge de la deuxième capacité parasite CDs2. Les intensités des courants traversant les transistors pilotables sont proches de zéro, correspondant aux courants magnétisants traversant les capacités parasites. Au début du temps mort, l'intensité 20 Id_mi du courant traversant le premier transistor pilotable M1 est amenée à une valeur nulle ou négligeable avant l'augmentation progressive de la tension de sortie Vds_mi aux bornes du premier transistor pilotable M1. Il n'y a donc pas de pertes dues à la commutation du premier transistor pilotable M1 de l'état passant à l'état bloqué à la fin de la première étape. À la fin du temps mort, l'intensité Id_m2 du courant traversant le 25 deuxième transistor pilotable M2 est nulle ou négligeable et la tension de sortie Vds_m2 aux bornes du deuxième transistor pilotable M2 a progressivement atteint une valeur nulle ou négligeable. Il n'y a donc pas de pertes dus à la commutation du deuxième transistor pilotable M2 de l'état bloqué à l'état passant au début de la troisième étape. Les commutations des deux transistors pilotables sont donc bien des commutations à 30 zéro de tension ZVS (pour Zero Voltage Switching). La troisième et la quatrième étape sont similaires aux première et deuxième 3037453 14 étapes, le rôle des deux transistors pilotables étant inversés. Grâce à cette commutation à zéro de tension, le rendement du convertisseur continu-continu selon l'invention est supérieur à 85% lorsque le convertisseur continu-continu est soumis à une température comprise entre -50°C et 115°C, ce qui est 5 supérieur aux convertisseurs de l'art antérieur. La figure 4 représente schématiquement un convertisseur 10 électrique continu-continu selon un deuxième mode de réalisation. Le convertisseur continu-continu comprend, de manière identique au premier mode de réalisation décrit 10 précédemment, un circuit primaire et un premier circuit secondaire 42 comprenant un premier enroulement secondaire, fournissant des tensions VOUTP_HS et VOUTN_HS. Dans ce mode de réalisation, le convertisseur continu-continu comprend en outre un deuxième circuit secondaire 44, identique au premier circuit secondaire 42, comprenant un deuxième enroulement secondaire. Le transformateur 16' comprend 15 ainsi les deux enroulements primaires décrits précédemment, ainsi que le premier enroulement secondaire Ls1 et le deuxième enroulement secondaire Ls2. Le deuxième circuit secondaire 44 permet l'obtention de nouvelles tensions de sorties, une tension VOUTP_LS et une tension VOUTN_LS, avec un seul circuit primaire et une seule source d'alimentation primaire. Une utilisation possible de ces nouvelles tensions de sorties est 20 décrit ci-après en référence avec la figure 5. La figure 5 représente une chaine d'alimentation comprenant trois convertisseurs 10a, 10b, 10c continu-continu selon le deuxième mode de réalisation de l'invention et un ventilateur 50 selon un mode de réalisation de l'invention. Le 25 ventilateur 50 est alimenté par un onduleur 52 triphasé comprenant trois bras 54a, 54b, 54c d'alimentation, les bras 54a, 54b, 54c d'alimentation formant une électronique de pilotage. Chaque bras 54a, 54b, 54c d'alimentation comprend deux transistors IGBT (non représentés), un transistor IGBT d'étage haut (en anglais High Side ou HS) et un transistor IGBT d'étage bas (en anglais Low Side ou LS). Dans l'art antérieur, chaque 30 transistor IGBT de chaque branche devait être alimenté par un convertisseur continu- continu, l'onduleur triphasé étant donc alimenté par six convertisseurs continu-continu.
3037453 15 Dans certaines solutions de l'art antérieur, les trois transistors IGBT d'étage bas sont alimentés par une seule alimentation, l'onduleur triphasé étant donc alimenté par quatre convertisseurs continu-continu. Le convertisseur 10' continu-continu selon le deuxième mode de réalisation décrit précédemment en référence avec la figure 4 5 permet d'alimenter simultanément un transistor IGBT d'étage haut, grâce aux tensions de sorties VOUTP_HS et VOUTN_HS. et un transistor IGBT d'étage bas d'un bras d'alimentation, grâce aux tensions de sorties VOUTP_LS et VOUTN_LS. L'onduleur triphasé nécessite donc seulement trois convertisseurs 10a, 10b, 10c continu-continu. Ainsi, chaque bras 54a, 54b, 54c d'alimentation est alimenté par un 10 convertisseur 10a, 10b, 10c continu, chaque convertisseur 10a, 10b, 10c continu-continu étant alimenté par une source 56a, 56b, 56c d'alimentation primaire. Selon un mode de réalisation alternatif non représenté, le convertisseur continu-continu comprend six circuits secondaires, permettant ainsi d'alimenter l'ensemble des bras d'alimentations de l'électronique de pilotage d'un onduleur triphasé. 15

Claims (8)

  1. REVENDICATIONS1. Convertisseur électrique continu-continu, adapté pour être alimenté par une source de tension (56a, 56b, 56c) primaire et pour alimenter une électronique de commande d'un onduleur (52) triphasé, ledit onduleur (52) triphasé étant configuré pour piloter un ventilateur (50) d'un système de ventilation d'un aéronef, caractérisé en ce qu'il comprend : - un transformateur (16, 16'), comprenant deux enroulements primaires (41, Lp2) et au moins un enroulement secondaire (Lb, Ls1, Ls2), - un circuit primaire (12), comprenant une entrée (VIN) d'alimentation adaptée pour être connectée à une première borne de la source de tension primaire, ladite entrée (VIN) d'alimentation étant reliée à deux boucles de commutation comprenant chacune un des enroulements primaires du transformateur (16, 16') et un transistor pilotable (M1, M2) comprenant une capacité parasite (Cpsi, CDs2) et formant ainsi un montage symétrique, - au moins un circuit secondaire (14, 42, 44), comprenant un enroulement secondaire (Lb, Ls1, Ls2) du transformateur, ledit enroulement secondaire (Lb, Ls1, Ls2) comprenant deux bornes reliées d'une part à un pont de redressement capacitif, adapté pour fournir à l'électronique de pilotage de l'onduleur (52) une tension de sortie égale au double de la tension crête aux bornes de l'enroulement secondaire (Lb, Ls1, Ls2) et d'autre part à une branche du circuit adaptée pour fournir à l'électronique de commande de l'onduleur (52) une tension de sortie égale à l'opposé de la tension crête aux bornes de l'enroulement secondaire (Lb, Ls1, Ls2), et en ce que les transistors pilotables (M1, M2) sont adaptés pour être chacun commandés par un signal de pilotage entre un état passant et un état bloqué, de sorte que lorsqu'un transistor pilotable est dans un état passant, l'autre transistor pilotable est dans un état bloqué et que lorsqu'un transistor pilotable est commandé de l'état passant à l'état bloqué, les deux transistors pilotables (M1, M2) sont maintenus dans l'état bloqué pendant un temps mort de façon à réaliser une commutation à zéro de 3037453 17 tension.
  2. 2. Convertisseur électrique continu-continu selon la revendication 1, l'onduleur (52) triphasé comprenant une pluralité de transistor bipolaires à grille isolée, le 5 convertisseur électrique continu-continu caractérisé en ce qu'il comprend une pluralité de circuit secondaire (42, 44) comprenant chacun un enroulement secondaire (Ls1, Ls2) du transformateur (16, 16'), chaque circuit secondaire étant adapté pour alimenter au moins un transistor bipolaire à grille isolée de l'électronique de commande de l'onduleur triphasé. 10
  3. 3. Convertisseur électrique continu-continu selon l'une des revendications 1 ou 2, caractérisé en ce que les transistors pilotables (M1, M2) sont des transistors à effet de champ. 15
  4. 4. Convertisseur électrique continu-continu selon l'une des revendications 1 à 3, caractérisé en ce que chaque boucle comprend un condensateur connecté au transistor pilotable en parallèle de sa capacité parasite.
  5. 5. Ventilateur de système d'aéronef, caractérisé en ce qu'il est piloté par un 20 onduleur (52) triphasé comprenant une électronique de pilotage adaptée pour être alimenté via au moins un convertisseur électrique (10, 10', 10a, 10b, 10c) continu-continu selon l'une des revendications 1 à 4.
  6. 6. Ventilateur de système d'aéronef selon la revendication 5, caractérisé en ce que 25 l'électronique de pilotage de l'onduleur (52) triphasé comprend trois bras (54a, 54b, 54c) d'alimentation, chaque bras étant alimenté par un convertisseur électrique (10', 10a, 10b, 10c) continu-continu selon l'une des revendications 1 à 4.
  7. 7. Ventilateur de système d'aéronef selon la revendication 5, caractérisé en ce que 30 l'électronique de pilotage de l'onduleur (52) triphasé comprend trois bras (54a, 54b, 54c) d'alimentation, et en ce qu'il comprend un convertisseur électrique (10', 10a, 10b, 3037453 18 10c) selon l'une des revendications 1 à 4 comprenant six circuits secondaires (14, 42, 44) adaptés pour alimenter les trois bras d'alimentation (54a, 54b, 54c).
  8. 8. Procédé de commande d'un convertisseur (10, 10', 10a, 10b, 10c) électrique 5 continu-continu selon l'une des revendications 1 à 4, caractérisé en ce qu'il comprend la commande des deux transistors pilotables, dits premier transistor pilotable (M1) et deuxième transistor pilotable (M2), selon les étapes suivantes : - une première étape de commande du premier transistor pilotable (M1) dans l'état passant et du deuxième transistor pilotable (M2) dans l'état 10 bloqué, - une deuxième étape de transition du premier transistor pilotable (M1) dans l'état bloqué et du maintien du deuxième transistor pilotable (M2) dans l'état bloqué pendant le temps mort, - une troisième étape de commande du deuxième transistor pilotable 15 (M2) dans l'état passant et du premier transistor pilotable (M1) dans l'état bloqué, - une quatrième étape de transition du deuxième transistor pilotable (M2) dans l'état bloqué et du maintien du premier transistor pilotable (M1) dans l'état bloqué pendant le temps mort. 20
FR1555330A 2015-06-11 2015-06-11 Convertisseur continu-continu pour le pilotage d'un onduleur de ventilateur d'aeronef, procede de commande et ventilateur associes Active FR3037453B1 (fr)

Priority Applications (5)

Application Number Priority Date Filing Date Title
FR1555330A FR3037453B1 (fr) 2015-06-11 2015-06-11 Convertisseur continu-continu pour le pilotage d'un onduleur de ventilateur d'aeronef, procede de commande et ventilateur associes
CN201680038689.4A CN107852097A (zh) 2015-06-11 2016-06-07 用于控制飞行器风机逆变器的dc‑dc转换器及其相关控制方法以及风机
EP16731243.8A EP3308455A1 (fr) 2015-06-11 2016-06-07 Convertisseur continu-continu pour le pilotage d'un onduleur de ventilateur d'aéronef, procédé de commande et ventilateur associés
PCT/FR2016/051361 WO2016198783A1 (fr) 2015-06-11 2016-06-07 Convertisseur continu-continu pour le pilotage d'un onduleur de ventilateur d'aéronef, procédé de commande et ventilateur associés
US15/580,155 US10396650B2 (en) 2015-06-11 2016-06-07 Dc-DC converter for controlling an aircraft fan inverter, and associated control method and fan

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
FR1555330A FR3037453B1 (fr) 2015-06-11 2015-06-11 Convertisseur continu-continu pour le pilotage d'un onduleur de ventilateur d'aeronef, procede de commande et ventilateur associes

Publications (2)

Publication Number Publication Date
FR3037453A1 true FR3037453A1 (fr) 2016-12-16
FR3037453B1 FR3037453B1 (fr) 2017-06-02

Family

ID=54145824

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
FR1555330A Active FR3037453B1 (fr) 2015-06-11 2015-06-11 Convertisseur continu-continu pour le pilotage d'un onduleur de ventilateur d'aeronef, procede de commande et ventilateur associes

Country Status (5)

Country Link
US (1) US10396650B2 (fr)
EP (1) EP3308455A1 (fr)
CN (1) CN107852097A (fr)
FR (1) FR3037453B1 (fr)
WO (1) WO2016198783A1 (fr)

Families Citing this family (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US10277128B2 (en) * 2015-06-29 2019-04-30 Semiconductor Components Industries, Llc Switch control circuit and buck converter comprising the same
AT518423B1 (de) * 2016-05-06 2017-10-15 Zkw Group Gmbh Kraftfahrzeug-Beleuchtungseinrichtung
CN108880257A (zh) * 2017-05-09 2018-11-23 通用电气公司 发电系统及方法
KR102569566B1 (ko) * 2018-07-18 2023-08-23 현대모비스 주식회사 저전압 직류변환장치 및 그 구동방법
US10807730B2 (en) * 2018-12-21 2020-10-20 General Electric Company Motor driven propulsor of an aircraft

Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4829415A (en) * 1987-03-17 1989-05-09 Rca Licensing Corporation Push-pull drive circuit for a power converter
US5181160A (en) * 1990-07-26 1993-01-19 Sharp Kabushiki Kaisha Driving circuit for inverter microwave oven
US5568226A (en) * 1993-05-20 1996-10-22 Kusano; Akihisa Power supply device having control transistors connected in parallel with output voltage terminals
US20060139970A1 (en) * 2004-12-23 2006-06-29 Cheng Wing L Method of operating a resonant push-pull converter in an above resonant frequency mode
US20120187869A1 (en) * 2011-01-20 2012-07-26 Osram Ag Power supply device
DE102011078579A1 (de) * 2011-07-04 2013-01-10 Robert Bosch Gmbh Ansteuerungsschaltung und Verfahren zur Ansteuerung der Eingangsschaltstufe einer Transformatorschaltung

Family Cites Families (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5790391A (en) * 1996-11-29 1998-08-04 General Signal Corporation Standby power system
US6166927A (en) * 1999-07-23 2000-12-26 Ericsson Inc. Push-pull power converter circuit
TWI243530B (en) * 2003-07-30 2005-11-11 Delta Electronics Inc Zero-voltage switching push-pull converter
US8964413B2 (en) * 2010-04-22 2015-02-24 Flextronics Ap, Llc Two stage resonant converter enabling soft-switching in an isolated stage
CN102624245A (zh) * 2011-01-28 2012-08-01 联正电子(深圳)有限公司 准谐振推挽变换器及其控制方法
CN102231595B (zh) * 2011-07-06 2013-08-07 深圳市英威腾电气股份有限公司 一种绝缘栅双极型晶体管驱动电路
AU2012299019B2 (en) * 2011-08-22 2016-11-24 Franklin Electric Company, Inc. Power conversion system
TWI456885B (zh) * 2011-12-06 2014-10-11 Ind Tech Res Inst 一種直流轉直流的電壓調節裝置及其操作方法
JP5831275B2 (ja) * 2012-02-10 2015-12-09 日産自動車株式会社 電力変換装置及びその駆動方法
CN103078514A (zh) * 2013-01-05 2013-05-01 浙江大学 一种具有倍压谐振能力的推挽变换器

Patent Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4829415A (en) * 1987-03-17 1989-05-09 Rca Licensing Corporation Push-pull drive circuit for a power converter
US5181160A (en) * 1990-07-26 1993-01-19 Sharp Kabushiki Kaisha Driving circuit for inverter microwave oven
US5568226A (en) * 1993-05-20 1996-10-22 Kusano; Akihisa Power supply device having control transistors connected in parallel with output voltage terminals
US20060139970A1 (en) * 2004-12-23 2006-06-29 Cheng Wing L Method of operating a resonant push-pull converter in an above resonant frequency mode
US20120187869A1 (en) * 2011-01-20 2012-07-26 Osram Ag Power supply device
DE102011078579A1 (de) * 2011-07-04 2013-01-10 Robert Bosch Gmbh Ansteuerungsschaltung und Verfahren zur Ansteuerung der Eingangsschaltstufe einer Transformatorschaltung

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
"PRIMARY-SIDE PUSH-PULL OSCILLATOR WITH DEAD-TIME CONTROL", 31 August 2006 (2006-08-31), XP055268363, Retrieved from the Internet <URL:http://www.ti.com/lit/ds/symlink/ucc28089.pdf> [retrieved on 20160425] *

Also Published As

Publication number Publication date
CN107852097A (zh) 2018-03-27
US10396650B2 (en) 2019-08-27
EP3308455A1 (fr) 2018-04-18
FR3037453B1 (fr) 2017-06-02
WO2016198783A1 (fr) 2016-12-15
US20180138800A1 (en) 2018-05-17

Similar Documents

Publication Publication Date Title
FR3037453A1 (fr) Convertisseur continu-continu pour le pilotage d&#39;un onduleur de ventilateur d&#39;aeronef, procede de commande et ventilateur associes
EP3748831A1 (fr) Un convertisseur et son systeme de controle de courant
FR2858136A1 (fr) Convertisseur continu-continu
FR2900513A1 (fr) Dispositif de transfert de puissance isole perfectionne
EP3605820B1 (fr) Convertisseur de tension continu-continu a resonance
EP1914871A1 (fr) Système d&#39;alimentation électrique à découpage et variateur de vitesse comportant un tel système
EP3381114B1 (fr) Systeme modulaire de conversion d&#39;une puissance electrique continue en puissance electrique triphasee
EP1959550B1 (fr) Convertisseur à découpage unipolaire ou bipolaire à trois enroulements magnétiquement couplés
FR3104846A1 (fr) Système électrique pour la conversion de tension continue et la charge de batteries d’alimentation
EP3369166B1 (fr) Système de conversion d&#39;une puissance électrique continue en puissance électrique alternative avec module récuperateur d&#39;énergie
EP3739721B1 (fr) Dispositif d&#39;alimentation en énergie électrique, chaîne de traction et véhicule électrique associés
EP3381113B1 (fr) Circuit amortisseur undeland régénerative pour demi-bras d&#39;un onduleur
WO2019110297A1 (fr) Convertisseur continu-continu avec pre-charge d&#39;un premier reseau electrique a partir d&#39;un deuxieme reseau electrique
EP3270515B1 (fr) Commutateur ultra-rapide à haute tension
EP1959549A1 (fr) Convertisseur à découpage unipolaire ou bipolaire à deux enroulements magnétiquement couplés
EP2550728B1 (fr) Convertisseur alternatif/continu a isolement galvanique
EP1685643A1 (fr) Convertisseur elevateur de tension
EP3276810B1 (fr) Convertisseur dc-dc isolé et batterie électrique comprenant un convertisseur dc-dc isolé
FR2890800A1 (fr) Commande rapprochee de convertisseurs d&#39;energie electriques.
WO2023110643A1 (fr) Module de conversion comprenant un circuit de recuperation d&#39;energie electrique
EP3276812B1 (fr) Convertisseur dc-dc isolé et batterie électrique comprenant un convertisseur dc-dc isolé
EP2751917B1 (fr) Convertisseur de puissance élevée comprenant des interrupteurs de faible puissance et un dispositif de commande des interrupteurs pour la génération d&#39;une impulsion avec une valeur de référence et au moins deux valeurs de commande
FR3082683A1 (fr) Convertisseur bidirectionnel pour vehicule electrique ou hybride
FR3029715B1 (fr) Convertisseur electrique continu-continu comprenant un circuit limiteur de tension
WO2024022713A1 (fr) Système de conversion tension/courant ou courant/tension

Legal Events

Date Code Title Description
PLFP Fee payment

Year of fee payment: 2

PLSC Publication of the preliminary search report

Effective date: 20161216

PLFP Fee payment

Year of fee payment: 3

PLFP Fee payment

Year of fee payment: 4

CA Change of address

Effective date: 20180717

CD Change of name or company name

Owner name: SAFRAN ELECTRICAL POWER, FR

Effective date: 20180717

PLFP Fee payment

Year of fee payment: 6

PLFP Fee payment

Year of fee payment: 7

PLFP Fee payment

Year of fee payment: 8

PLFP Fee payment

Year of fee payment: 9

PLFP Fee payment

Year of fee payment: 10