CN107852097A - 用于控制飞行器风机逆变器的dc‑dc转换器及其相关控制方法以及风机 - Google Patents

用于控制飞行器风机逆变器的dc‑dc转换器及其相关控制方法以及风机 Download PDF

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Abstract

本发明涉及一种DC‑DC电源转换器，其适于由初级电压源供电并且适于给三相逆变器的电子控制系统供电，所述三相逆变器被配置成控制飞行器通风系统的风机。该DC‑DC转换器的特征在于，包括变压器(16)、初级电路(12)和至少一个次级电路(14)，该初级电路包括形成推挽式配置的两个回路，该至少一个次级电路包括次级绕组(LS)，适于给逆变器提供输出电压，该输出电压等于次级绕组(LS)的端子处的峰值电压的两倍，以及适于为给逆变器供电的电路支路提供输出电压，该输出电压等于次级绕组(LS)的端子处的峰值电压的相反数，并且可控晶体管(M1，M2)每一个适于被切换至零电压。

Description

用于控制飞行器风机逆变器的DC-DC转换器及其相关控制方 法以及风机
技术领域
本发明涉及对DC-DC电源转换器结构的优化。特别地，本发明涉及一种用于对三相逆变器、尤其是控制飞行器通风系统的风机的三相逆变器进行控制的DC-DC电源转换器。
背景技术
用于调节飞行器内空气流通的通风系统包括至少一个适于使空气在飞行器内、尤其是在机舱内流通的风机。每个风机由三相逆变器控制。三相逆变器包括三个供电臂，这些供电臂中的每一个包括两个绝缘栅双极型晶体管(IGBT)。用于控制IGBT晶体管的电压要求通常为+15V正偏置电压和-7.5V负偏置电压。这些电压由至少一个DC-DC(直流-直流)转换器来提供并且通常每个IGBT晶体管一个转换器。
然而，已经研发出新一代风机，其质量和体积均有显著的减小。因此，为了从这些质量和体积的减小中获得益处，需要使用合适的DC-DC转换器。特别是，当前使用的DC-DC转换器具有很大空间需求和重量以及大量的部件。因此，它们不再适用于其中为安装DC-DC转换器所预留的空间减小的新一代风机。此外，由于该空间减小，出现了新的热限制，因此，当前的DC-DC转换器不再适合，因为它们的输出太低并会在该减小的空间中导致难以接受的热加热。
因此，需要提出一种新型的适用于飞行器通风系统的新一代风机的DC-DC转换器。
发明目的
本发明的目的在于克服已知的DC-DC转换器的缺陷中的至少一些缺陷。
特别地，本发明的目的在于在本发明的至少一个实施例中提供一种包括数量减少的部件的DC-DC转换器。
本发明的另一目的在于在本发明的至少一个实施例中提供一种包括极少复杂部件的DC-DC转换器。
本发明的还一目的在于在本发明的至少一个实施例中提供一种具有减小的空间需求和重量的DC-DC转换器。
本发明的又一目的在于在本发明的至少一个实施例中提供一种具有高输出的DC-DC转换器。
本发明的再一目的在于在本发明的至少一个实施例中提供一种具有减少的发热的DC-DC转换器。
发明内容
为此，本发明涉及一种DC-DC电源转换器，其适于由初级电压源供电并且适于给三相逆变器的控制电子器件供电，所述三相逆变器被配置成控制飞行器通风系统的风机，其特征在于，所述转换器包括：
变压器，该变压器包括两个初级绕组和至少一个次级绕组；
初级电路，该初级电路包括适于被连接到初级电压源的第一端子的供电输入，所述供电输入被连接到两个开关回路，每个开关回路包括变压器的初级绕组之一和具有寄生电容的可控晶体管，并因此形成对称组件；
至少一个次级电路，该至少一个次级电路包括变压器的次级绕组，所述次级绕组包括两个端子，该两个端子首先连接到适于给逆变器的控制电子器件提供正输出电压的电容式整流桥，所述正输出电压等于次级绕组的端子处的峰值电压的两倍，其次连接到适于给逆变器的控制电子器件提供负输出电压的电路支路，所述负输出电压等于次级绕组的端子处的峰值电压的相反数，
并且其特征在于，每一个可控晶体管适于由在导通状态和关断状态之间切换的控制信号来控制，使得当一个可控晶体管处于导通状态时，另一可控晶体管处于关断状态，并且使得当可控晶体管从导通状态切换到关断状态时，这两个可控晶体管在死区时间期间都保持在关断状态，以实现零电压开关。
在说明书的其余部分中，晶体管的控制电压指的是场效应晶体管的栅极和源极之间的电压，晶体管的端子处的输出电压指的是场效应晶体管的漏极和源极之间的电压，而流经晶体管的电流指的是场效应晶体管的漏极和源极之间的电流。可控晶体管的导通状态对应于电流正在流经晶体管的状态，而可控晶体管的关断状态对应于流经晶体管的电流为零或可忽略不计的状态。因此，可控晶体管用作具有并联的寄生电容的可控开关，其中导通状态对应于闭合的开关，而关断状态对应于打开的开关。
因此，根据本发明的DC-DC转换器使得能够通过数量减少的部件来控制三相逆变器的控制电子器件。特别地，初级电路包括对称组件(又称为推挽式组件)，该对称组件仅包括两个晶体管而不是通常所使用的全桥结构中的四个晶体管。此外，DC-DC转换器的次级电路的结构使得能够借助于单个次级绕组来获得该次级电路的两个输出电压。除了初级绕组和次级绕组之外，DC-DC转换器不包括通常具有很大空间需求的任何磁性部件。因此，根据本发明的DC-DC转换器具有比目前的方案更低的空间需求。
初级电路包括对称组件，该对称组件被控制成实现可控晶体管的零电压开关(ZVS)。因此，每个可控晶体管交替处于导通状态或关断状态，而在死区时间期间当一可控晶体管从导通状态进入到关断状态时，另一可控晶体管保持在关断状态，然后进入导通状态。该死区时间是使现有技术中由于在非零值处的电压-电流切换而造成的开关损耗最小化的时间间隔。在其期间两个晶体管关断的死区时间使得在极低的值处发生电压-电流切换，因此产生很低的开关损耗。因此，改进了DC-DC转换器的输出，并降低了发热。
在死区时间期间以及通过可控晶体管的初级绕组和寄生电容的特别组合来提供零电压开关。第一可控晶体管处于关断状态，其端子处的电压处于最大水平并且其寄生电容被充电，第二可控晶体管处于导通状态，其端子处的电压处于最小水平并且其寄生电容放电。在死区时间期间，两个晶体管均处于关断状态并且初级电压源不再给初级绕组提供电流。来自变压器的磁化电流使第一可控晶体管的寄生电容放电并且使第二可控晶体管的寄生电容充电。一旦寄生电容的该充电和放电完成，就可以无损耗地进行开关：事实上，晶体管包括在死区时间期间自发通电的二极管。因此，初级绕组和可控晶体管被选择成使得它们的特性允许零电压开关。特别地，晶体管的寄生电容、磁化电流以及死区时间的时长被选择成使得可以不添加任何部件而获得零电压开关。
因此，根据本发明的DC-DC转换器尤其是由于推挽式组件、电容式整流桥和零电压开关的组合而非常适合于飞行器通风系统的新一代风机的约束，特别是在空间需求、重量和热效率方面。此外，该DC-DC转换器的成本得到降低。
有利地并且根据本发明，三相逆变器包括多个绝缘栅双极型晶体管，其特征在于，DC-DC电源转换器包括多个次级电路，每个次级电路包括变压器的次级绕组，每个次级电路适于给三相逆变器的控制电子器件的至少一个绝缘栅双极型晶体管供电。
根据本发明的这一方面的DC-DC转换器使得能够通过单个初级供电电源给三相逆变器的多个绝缘栅双极型晶体管供电。利用三相逆变器的每个绝缘栅双极型晶体管需要次级绕组以获得正电压和负电压，将同一变压器上的次级绕组的数量翻倍使得能够控制整个三相逆变器，这使得能够减小控制风机所需的所有DC-DC转换器的空间需求、重量以及价格。
有利地并且根据本发明，可控晶体管是场效应晶体管。
优选地，DC-DC转换器的可控晶体管是金属-氧化物栅极场效应晶体管(又称为MOSFET(金属-氧化物半导体场效应晶体管))。也可以使用其他部件，但需要它们由续流二极管来补充。
本发明还涉及一种用于飞行器系统的风机，其特征在于，所述风机由三相逆变器控制，该三相逆变器包括控制电子器件，所述控制电子器件适于由根据本发明的至少一个电源DC-DC转换器来供电。
有利地并且根据本发明的后一方面，三相逆变器的控制电子器件包括三个供电臂，每个供电臂由根据本发明的电源DC-DC转换器来控制。
有利地并且根据本发明，三相逆变器的控制电子器件包括三个供电臂，并且所述电子器件包括根据本发明的电源转换器，该电源转换器包括适于控制该三个供电臂的六个次级电路。
本发明还涉及一种用于控制根据本发明的DC-DC电源转换器的方法，其特征在于，所述方法包括根据以下步骤来控制被称为第一可控晶体管和第二可控晶体管的两个可控晶体管：
第一步，控制使第一可控晶体管处于导通状态并且使第二可控晶体管处于关断状态；
第二步，在死区时间期间使第一可控晶体管转变为关断状态并且使第二可控晶体管保持在关断状态；
第三步，控制使第二可控晶体管处于导通状态并且使第一可控晶体管处于关断状态；
第四步，在死区时间期间使第二可控晶体管转变为关断状态并且使第一可控晶体管保持在关断状态。
根据本发明的方法因此使得能够对包括两个转变步骤的DC-DC转换器进行控制，在这两个转变步骤中，两个晶体管处于关断状态以允许零电压开关。
本发明还涉及一种DC-DC电源转换器，一种风机以及一种控制方法，以由上文或下文中提及的特征中的全部或一些特征的组合来表征。
附图说明
通过阅读仅作为非限制性示例并参照附图给出的以下说明，本发明的其他目的、特征和优点将变得明显，在附图中：
-图1为根据本发明的第一实施例的DC-DC电源转换器的示意图；
-图2a、图2b、图2c和图2d为在根据本发明的一实施例的方法的各个步骤期间根据本发明的第一实施例的DC-DC电源转换器的示意图；
-图3示出了曲线a、b、c，其分别示出了用于控制根据本发明的第一实施例的DC-DC电源转换器的可控晶体管的电压、可控晶体管的端子处的电压和流过可控晶体管的强度；
-图4为根据本发明的第二实施例的DC-DC电源转换器的示意图；
-图5为包括三个根据本发明的第二实施例的DC-DC转换器和根据本发明的一实施例的风机的供电链的示意图。
具体实施方式
以下实施例是示例。尽管说明书涉及一个或多个实施例，但是这不一定意味着每个标记涉及同一实施例或者特征仅适用于单个实施例。也可以将不同实施例的主要特征进行组合来提供其他实施例。在附图中，为了说明和清楚起见，尺度和比例没有严格地遵循所观察到的。
图1为根据第一实施例的DC-DC电源转换器10的示意图。DC-DC转换器10包括初级电路12、次级电路14和变压器16。变压器16形成初级电路12和次级电路14之间的链接。特别地，变压器16包括两个完全耦合的初级绕组，即第一初级绕组LP1和第二初级绕组LP2、以及次级绕组LS。初级绕组LP1和LP2形成初级电路12的一部分，而次级绕组LS形成次级电路14的一部分。
初级电路12由初级电压源来供电，初级电路的每个端子被连接到电源输入VIN以便给DC-DC转换器10供电。电源输入VIN连接到两个并联的开关回路，即第一回路和第二回路。第一回路包括第一初级绕组LP1和第一可控晶体管M1，第二回路包括第二初级绕组LP2和第二可控晶体管M2。这两个回路因此形成对称组件，又称为推挽式组件。
初级电路12提供给两个初级绕组的电能经由变压器16传送到次级电路14：次级绕组LS按比例恢复在两个初级绕组处呈现的初级电压。特别地，次级绕组LS在其端子处具有电压VSEC。次级绕组LS的端子首先连接到第一支路，其次连接到第二支路，第一支路包括电容式整流桥，该电容式整流桥包括两个电容CS和CP以及两个二极管D1和D3，形成被称为申克尔电压倍增器的组件，第二支路包括二极管D2和电容CN。电容CS用作电容倍增器。
第一支路适于给一设备供电，此处设备表示为电阻ROUT1，其中第一输出电压VOUTP等于次级绕组LS的端子处的峰值电压的两倍。事实上，由图1可以看出，电压VOUTP等于电压VSEC、电容CS的端子处的电压和二极管D1的端子处的电压之和。然而，电容CS的端子处的电压等于电压VSEC和二极管D3的端子处的电压之和。忽略不计二极管D1和D3的电压，得到VOUTP＝2xVSEC。
第二支路适于给一设备供电，在此处该设备表示为电阻ROUT2，其中第二输出电压VOUTN等于次级绕组LS的端子处的峰值电压的相反数。事实上，由图1可以看出，输出电压VOUTN等于电压VSEC的相反数和二极管D2的端子处的电压之和。忽略不计二极管D2的电压，得到VOUTN＝-VSEC。
通过设定VSEC峰值＝7.5V，由此得到VOUTP＝15V且VOUTN＝-7.5V，对应于三相逆变器中所使用的IGBT晶体管通常所需的偏置电压。针对不同的电压需求，可以通过相应地设定次级绕组的匝数而得到其他值。
图2a、图2b、图2c、图2d示出了在根据本发明一实施例的方法的各个步骤期间根据本发明的第一实施例的DC-DC电源转换器10。这些图更详细地示出了根据与两个可控晶体管M1、M2的状态相关联的各个步骤的DC-DC转换器10的操作。在这些图中，为了简化和清晰起见，可控晶体管M1、M2分别由闭合的开关(表示导通状态的可控晶体管)或断开的开关(表示关断状态的可控晶体管)来表示，在可控晶体管的端子处，每个可控晶体管的寄生电容，即第一可控晶体管M1的第一寄生电容CDS1和第二可控晶体管M2的第二寄生电容CDS2并联连接。
该方法包括以下步骤：
-第一步骤，控制使第一可控晶体管M1处于导通状态并且使第二可控晶体管M2处于关断状态；
-第二步骤，在死区时间期间，使第一可控晶体管M1转变为关断状态并且使第二可控晶体管M2保持在关断状态；
-第三步骤，控制使第二可控晶体管M2处于导通状态并且使第一可控晶体管M1处于关断状态；
-第四步骤，在死区时间期间，使第二可控晶体管M2转变为关断状态并且使第一可控晶体管M1保持在关断状态。
图2a和图2c分别示出了在第一步骤和第三步骤期间的DC-DC转换器10，在这两个步骤中，一个可控晶体管处于导通状态，另一可控晶体管处于关断状态。
初级电路的推挽式组件交替地给第一初级绕组LP1或第二初级绕组LP2供电。因此，流经次级绕组LS的电流根据被供电的初级绕组而改变方向。如图2a所示，当第一可控晶体管M1处于导通状态而第二可控晶体管M2处于关断状态时，推挽式组件给第一初级绕组LP1供电。如图2c所示，当第一可控晶体管M1处于关断状态而第二可控晶体管M2处于导通状态时，给第二初级绕组LP2供电。
根据流经次级绕组LS的电流的方向，以不同方式提供流经电阻ROUT1的第一充电电流和流经电阻ROUT2的第二充电电流。如图2c所示，当给第二初级绕组LP2供电时，电容CS充电至VSEC峰值，电容CP提供第一充电电流，电容CN充电至VSEC峰值并且次级绕组LS提供第二充电电流。如图2a所示，当给第一初级绕组LP1供电时，电容CS向电容CP放电并提供第一充电电流，电容CN提供第二充电电流。
图2b和图2d分别示出了在第二步骤和第四步骤期间的DC-DC转换器10，在这两个步骤中，两个可控晶体管均处于关断状态。
上述步骤是使得能够通过使两个可控晶体管在死区时间期间都保持在关断状态而获得零电压开关的转变步骤。
第二步骤在第一步骤之后，在第一步骤中，第一可控晶体管M1导通。因此，在第二步骤开始处，使第一可控晶体管M1的第一寄生电容CDS1放电，因此第一可控晶体管M1的端子处的输出电压处于其最小水平，即接近于零。通过在第一步骤和第二步骤中使第二可控晶体管M2关断，第二可控晶体管M2的第二寄生电容CDS2被充电，因此第二可控晶体管M2的端子处的输出电压处于其最大水平。初级电压源不再给两个初级绕组供电，并且磁化电流沿图2b中的两个回路上箭头所指示的方向传播。该磁化电流致使第一寄生电容CDS1充电并使第二寄生电容CDS2放电。因此，第一可控晶体管M1的端子处的输出电压逐渐上升，而第二可控晶体管M2的端子处的输出电压逐渐下降。为了设定电压的上升或下降速度，寄生电容仅由可控晶体管的寄生电容形成。
类似地，在图2d所示的第四步骤中，第一寄生电容CDS1放电，因此第一可控晶体管M1的端子处的输出电压逐渐下降，第二寄生电容CDS2充电，因此第二可控晶体管M2的端子处的输出电压逐渐上升。
第二步骤和第四步骤持续一段预定的死区时间，该死区时间取决于初级绕组和寄生电容的特性，使得在死区时间结束时，如果在该步骤期间峰值电压上升，则可控晶体管的端子处的电压到达最大值，或者如果在该步骤期间电压下降，则可控晶体管的端子处的电压到达最小值。
实际上，可控晶体管的最佳零电压开关的最佳死区时间TM用以下公式来表示：
其中，TON是可控晶体管被控制在导通状态的时间，CDS是可控晶体管的寄生电容，LP是与正在讨论的可控晶体管位于相同回路中的初级绕组的电感。
图3示出了三个曲线a、b和c，其分别示出了根据本发明第一实施例的DC-DC电源转换器随时间而变化的下述值：分别用于控制第一可控晶体管M1和第二可控晶体管M2的电压Vgs_M1和Vgs_M2(曲线30和曲线32)，分别在第一可控晶体管M1和第二可控晶体管M2的端子处的输出电压Vds_M1和Vds_M2(曲线34和曲线36)，以及分别流经第一可控晶体管M1和第二可控晶体管M2的电流Id_M1和Id_M2(曲线38和曲线40)。
实线30、34、38与第一可控晶体管M1有关，而虚线32、36、40与第二可控晶体管M2有关。
编号为1、2、3和4的时区分别对应于根据本发明的控制方法的第一步骤、第二步骤、第三步骤和第四步骤。因此，该曲线表示发送给可控晶体管的控制操作，上水平线表示控制使可控晶体管处于导通状态，而下水平线表示控制使可控晶体管处于关断状态。例如，通过专用电路(未示出)或通过现有的控制卡(例如FPGA)来传送命令。
在第一步骤期间，在时区1中，第一可控晶体管M1被控制在导通状态：第一可控晶体管M1的端子处的输出电压Vds_M1因此为零，而流过所述晶体管的电流强度Id_M1为非零。第二可控晶体管M2被控制在关断状态：第二可控晶体管M2的端子处的输出电压Vds_M2因此为非零，而流过所述晶体管的电流强度Id_M2为零(或可忽略不计)。
在第二步骤期间，在与上文描述的死区时间时长相等的时区2中，这两个可控晶体管被控制在关断状态：第一可控晶体管M1的端子处的输出电压Vds_M1由于第一寄生电容CDS1充电而逐渐上升，而第二可控晶体管M2的端子处的输出电压由于第二寄生电容CDS2放电而逐渐下降。流经两个可控晶体管的电流强度都接近于零，对应于流经两个寄生电容的磁化电流。在死区时间开始时，在第一可控晶体管M1的端子处的输出电压Vds_M1逐渐上升之前，流经第一可控晶体管M1的电流强度Id_M1降为零或可忽略不计。因此，由于在第一步骤结束时第一可控晶体管M1从导通状态切换到关断状态，所以不会造成损失。在死区时间结束时，流经第二可控晶体管M2的电流强度Id_M2为零或可忽略不计，因此第二可控晶体管M2的端子处的输出电压Vds_M2逐渐降为零或可忽略不计。因此，由于在第三步骤开始时第二可控晶体管M2从关断状态切换到导通状态，所以不会造成损失。因此，这两个可控晶体管的开关操作涉及零电压开关(ZVS)。
第三步骤和第四步骤类似于第一步骤和第二步骤，其中两个可控晶体管的作用相反。
通过使用该零电压开关，当根据本发明的DC-DC转换器曝露于介于-50℃和115℃之间的温度时，该DC-DC转换器的输出大于85％，这超过了现有技术的转换器。
图4为根据第二实施例的DC-DC电源转换器10’的示意图。以与上文描述的第一实施例相同的方式，DC-DC转换器包括初级电路和第一次级电路42，该第一次级电路42包括提供电压VOUTP_HS和VOUTN_HS的第一次级绕组。
在该实施例中，DC-DC转换器还包括第二次级电路44，该第二次级电路44与第一次级电路42相同，包括第二次级绕组。因此，变压器16’包括两个上文描述的初级绕组以及第一次级绕组LS1和第二次级绕组LS2。第二次级电路44使得能够通过单个初级电路和单个初级电源获得新的输出电压，即电压VOUTP_LS和VOUTN_LS。下文中将参照图5来描述这些新的输出电压的一种可能的用途。
图5示出了一供电链，包括三个根据本发明的第二实施例的DC-DC转换器10a、10b、10c和根据本发明的一实施例的风机50。通过包括三个供电臂54a、54b、54c的三相逆变器52来给风机50供电，该供电臂54a、54b、54c形成控制电子器件。每个供电臂54a、54b、54c包括两个IGBT晶体管(未示出)、高边(HS)IGBT晶体管和低边(LS)IGBT晶体管。在现有技术中，每个支路的每个IGBT晶体管都必须由DC-DC转换器来供电，因此三相逆变器由六个DC-DC转换器供电。在现有技术的一些方案中，三个低边IGBT转换器由单个电源供电，三相逆变器因此由四个DC-DC转换器供电。根据上文中参照图4描述的第二实施例的DC-DC转换器10’使得能够通过输出电压VOUTP_HS和VOUTN_HS来同时给供电臂的高边IGBT晶体管供电，并通过输出电压VOUTP_LS和VOUTN_LS来同时给供电臂的低边IGBT晶体管供电。因此，三相逆变器仅需要三个DC-DC转换器10a、10b、10c。
因此，每个供电臂54a、54b、54c由DC-DC转换器10a、10b、10c来供电，其中每个DC-DC转换器10a、10b、10c由初级供电电源56a、56b、56c来供电。
根据替选实施例(未示出)，DC-DC转换器包括六个次级电路，因此能够给三相逆变器的控制电子器件的全部供电臂供电。

Claims (7)

1.一种DC-DC电源转换器，适于由初级电压源(56a，56b，56c)供电并且适于给三相逆变器(52)的控制电子器件供电，所述三相逆变器(52)被配置成控制飞行器通风系统的风机(50)，其特征在于，所述转换器包括：
变压器(16，16’)，所述变压器包括两个初级绕组(LP1，LP2)和至少一个次级绕组(LS，LS1，LS2)；
初级电路(12)，所述初级电路包括适于连接到所述初级电压源的第一端子的供电输入(VIN)，所述供电输入(VIN)连接到两个开关回路，每个开关回路包括所述变压器(16，16’)的初级绕组之一和具有寄生电容(CDS1，CDS2)的可控晶体管(M1，M2)，并因此形成对称组件；
至少一个次级电路(14，42，44)，所述至少一个次级电路包括所述变压器的次级绕组(LS，LS1，LS2)，所述次级绕组(LS，LS1，LS2)包括两个端子，所述两个端子首先连接到适于给所述逆变器(52)的控制电子器件提供正输出电压的电容式整流桥，所述正输出电压等于所述次级绕组(LS，LS1，LS2)的端子处的峰值电压的两倍，其次连接到适于给所述逆变器(52)的控制电子器件提供负输出电压的电路支路，所述负输出电压等于所述次级绕组(LS，LS1，LS2)的端子处的峰值电压的相反数，
并且其特征在于，每一个所述可控晶体管(M1，M2)适于由在导通状态和关断状态之间切换的控制信号来控制，使得当一个可控晶体管处于导通状态时，另一可控晶体管处于关断状态，并且使得当可控晶体管从导通状态被控制到关断状态时，所述两个可控晶体管(M1，M2)在死区时间期间都保持在关断状态，以实现零电压开关。
2.根据权利要求1所述的DC-DC电源转换器，所述三相逆变器(52)包括多个绝缘栅双极型晶体管，其特征在于，所述DC-DC电源转换器包括多个次级电路(42，44)，每个次级电路包括所述变压器(16，16’)的次级绕组(LS1，LS2)，每个次级电路适于给所述三相逆变器的所述控制电子器件的至少一个绝缘栅双极型晶体管供电。
3.根据权利要求1或2所述的DC-DC电源转换器，其特征在于，所述可控晶体管(M1，M2)是场效应晶体管。
4.一种飞行器系统的风机，其特征在于，所述风机由三相逆变器(52)来控制，所述三相逆变器包括控制电子器件，所述控制电子器件适于由根据权利要求1至3中任一项所述的至少一个DC-DC电源转换器(10，10’，10a，10b，10c)来供电。
5.根据权利要求4所述的飞行器系统的风机，其特征在于，所述三相逆变器(52)的所述控制电子器件包括三个供电臂(54a，54b，54c)，每个供电臂由根据权利要求1至3中任一项所述的DC-DC电源转换器(10’，10a，10b，10c)来控制。
6.根据权利要求4所述的飞行器系统的风机，其特征在于，所述三相逆变器(52)的所述控制电子器件包括三个供电臂(54a，54b，54c)，并且其特征在于，所述电子器件包括根据权利要求1至3中任一项所述的DC-DC电源转换器(10’，10a，10b，10c)，所述DC-DC电源转换器包括适于控制所述三个供电臂(54a，54b，54c)的六个次级电路(14，42，44)。
7.一种用于控制根据权利要求1至3中任一项所述的DC-DC电源转换器(10，10’，10a，10b，10c)的方法，其特征在于，所述方法包括根据以下步骤来控制分别被称为第一可控晶体管(M1)和第二可控晶体管(M2)的两个可控晶体管：
第一步，控制使所述第一可控晶体管(M1)处于导通状态并且使所述第二可控晶体管(M2)处于关断状态；
第二步，在死区时间期间使所述第一可控晶体管(M1)转变为关断状态并且使所述第二可控晶体管(M2)保持在关断状态；
第三步，控制使所述第二可控晶体管(M2)处于导通状态并且使所述第一可控晶体管(M1)处于关断状态；
第四步，在死区时间期间使所述第二可控晶体管(M2)转变为关断状态并且使所述第一可控晶体管(M1)保持在关断状态。
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