JP2013158224A

JP2013158224A - 電力伝送装置

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Publication number: JP2013158224A
Application number: JP2012019467A
Authority: JP
Inventors: Kota Kitamine; 康多北峯
Original assignee: Denso Corp
Current assignee: Denso Corp
Priority date: 2012-02-01
Filing date: 2012-02-01
Publication date: 2013-08-15
Anticipated expiration: 2032-02-01
Also published as: JP5831261B2; US20130193910A1

Abstract

【課題】昇圧チョッパ回路２８に出力用コンデンサを備える場合、電源側開閉要素ＳｓｐＳｓｎを閉状態に切り替えることで、出力用コンデンサから中継用コンデンサ２６に大電流が流れるおそれがある。
【解決手段】インダクタＬｃ、チョッパ制御用スイッチング素子ＳｃおよびダイオードＤｃを備える昇圧チョッパ回路２８の出力側コンデンサを、フライングキャパシタとしての中継用コンデンサ２６とする。昇圧チョッパ回路２８は、ＰＦＣ回路を構成するものであり、中継用コンデンサ２６の充電エネルギは、蓄電側開閉要素Ｓｂｐ，Ｓｂｎを介して高電圧バッテリ１０に出力される。
【選択図】図１

Description

本発明は、中継用コンデンサを備えて電力を伝送する電力伝送装置に関する。

この種の電力伝送装置としては、たとえば下記特許文献１に見られるように、商用電源から供給される交流電力を整流する整流部にＰＦＣ制御のための昇圧チョッパ回路を接続し、昇圧チョッパ回路の出力用コンデンサに、スイッチング素子を介して中継用コンデンサを接続するとともに、中継用コンデンサをスイッチング素子を介して車載バッテリに接続するものも提案されている。これにより、商用電源と車載バッテリとの間を絶縁しつつも商用電源の電力を車載バッテリに供給することができるとしている。

特許第４６５５２５０号公報

ただし、上記の場合、昇圧チョッパ回路の出力用コンデンサと中継用コンデンサとの間のスイッチング素子をオン状態に切り替えることで、出力用コンデンサから中継用コンデンサに大電流が流れ、ひいてはスイッチング素子の信頼性を低下させるおそれがある。

本発明は、上記課題を解決する過程でなされたものであり、その目的は、中継用コンデンサを備えて電力を伝送する新たな電力伝送装置を提供することにある。

以下、上記課題を解決するための手段、およびその作用効果について記載する。

請求項１記載の発明は、電源の電力が充電される中継用コンデンサと、前記電源および前記中継用コンデンサ間を開閉する電源側開閉要素と、前記電源の電力の供給対象としての蓄電手段と前記中継用コンデンサとの間を開閉する蓄電側開閉要素と、を備え、前記電源側開閉要素の開閉経路の端部のうち前記中継用コンデンサの接続されていない側には、前記電源側開閉要素が閉状態とされることで前記中継用コンデンサに短絡される別のコンデンサが接続されていないことを特徴とする。

上記発明では、上記別のコンデンサが接続されていないため、電源側開閉要素が閉状態とされる場合であっても、別のコンデンサから中継用コンデンサに突入電流が流れることはない。このため、電源側開閉要素に流れる電流が過度に大きくなることもないため、その信頼性の低下を招く事態を回避することができる。

なお、本発明にかかる以下の代表的な実施形態に関する概念の拡張については、代表的な実施形態の後の「その他の実施形態」の欄に記載してある。

第１の実施形態にかかるシステム構成図。同実施形態にかかる電力伝送処理を示すタイムチャート。同実施形態にかかる充電開始時の処理の手順を示す流れ図。第２の実施形態にかかるシステム構成図。同実施形態にかかる電力伝送処理を示すタイムチャート。第３の実施形態にかかるシステム構成図。上記各実施形態の変形例にかかる開閉手段の構成を示す図。

＜第１の実施形態＞
以下、本発明にかかる電力伝送装置を車載電力伝送装置に適用した第１の実施形態について、図面を参照しつつ説明する。

図１に示す高電圧バッテリ１０は、車載主機のための電気エネルギの貯蔵手段であり、端子電圧がたとえば百Ｖ以上となるものである。詳しくは、高電圧バッテリ１０は、インバータ１２を介して車載主機としての回転機（モータジェネレータ１４）に接続されており、モータジェネレータ１４の回転子が駆動輪１６に機械的に連結されている。

高電圧バッテリ１０は、車体に対して高インピーダンスを保つようにして配置されている。また、本実施形態では、高電圧バッテリ１０の正極および負極間の中央値が車体電位となるように設定されている。これは、高電圧バッテリ１０に並列接続された抵抗体１８，２０の接続点の電位を車体電位とすることで実現することができる。ちなみに、抵抗体１８，２０は、高電圧バッテリ１０と車体との間のインピーダンスを十分に大きくすることができるように大きな抵抗値を有するものとされている。

本実施形態では、車両の外部の交流電源（商用電源４０）の電力を高電圧バッテリ１０に伝送する伝送装置を備えている。すなわち、商用電源４０が接続されるコネクタＣには、フィルタ３２を介して全波整流回路３０が接続されている。全波整流回路３０は、ダイオード３０ａ，３０ｂの直列接続体と、ダイオード３０ｃ，３０ｄの直列接続体とを備えている。そして、ダイオード３０ａ，３０ｂの接続点と、ダイオード３０ｃ，３０ｄの接続点とが入力端子となり、ダイオード３０ａ，３０ｃのカソードと、ダイオード３０ｂ，３０ｄのアノードとが出力端子となる。

全波整流回路３０には、昇圧チョッパ回路２８が接続されている。昇圧チョッパ回路２８は、全波整流回路３０から出力される電力を蓄えるインダクタＬｃと、インダクタＬｃの両端に全波整流回路３０の出力電圧を印加するためのチョッパ制御用スイッチング素子Ｓｃと、インダクタＬｃに蓄えられた電力を出力するダイオードＤｃとを備えている。

昇圧チョッパ回路２８には、電源側開閉要素Ｓｓｐ，Ｓｓｎを介して中継用コンデンサ２６が接続されている。ここで、電源側開閉要素Ｓｓｐ，Ｓｓｎは、電子制御によって開操作される場合、開閉操作対象となる流通経路の一対の端部の一方から他方および他方から一方のいずれの方向にも電流を流さないものである。本実施形態では、電源側開閉要素Ｓｓｐ，Ｓｓｎを、互いにソース同士を短絡させた一対のＮチャネルＭＯＳ電界効果トランジスタによって構成する。ここで、ソース同士を短絡させたのは、一対のＮチャネルＭＯＳ電界効果トランジスタのオン・オフ操作を容易とするための設定である。すなわち、ＮチャネルＭＯＳ電界効果トランジスタは、ソースに対するゲートの電位によってオン・オフ操作されるものであるため、ソース同士を短絡させることで、一対のトランジスタのソースの電位を同一とすることができ、ひいてはオン・オフ操作を単一の電圧信号によって行なうことができる。

中継用コンデンサ２６は、蓄電側開閉要素Ｓｂｐ，Ｓｂｎを介して平滑フィルタ２４に接続されている。ここで、蓄電側開閉要素Ｓｂｐ，Ｓｂｎは、電子制御によって開操作される場合、開閉操作対象となる流通経路の一対の端部の一方から他方および他方から一方のいずれの方向にも電流を流さないものである。本実施形態では、蓄電側開閉要素Ｓｂｐ，Ｓｂｎを、互いにソース同士を短絡させた一対のＮチャネルＭＯＳ電界効果トランジスタによって構成する。この設定の狙いは、電源側開閉要素Ｓｓｐ，Ｓｓｎの設定の狙いと同一である。一方、平滑フィルタ２４は、エネルギ蓄積用インダクタ２４ａと、中継用コンデンサ２６に並列接続されるダイオード２４ｂと、エネルギ蓄積用インダクタ２４ａを介して中継用コンデンサ２６に並列接続されるコンデンサ２４ｃとを備える。平滑フィルタ２４は、蓄電側開閉要素Ｓｂｐ，Ｓｂｎの間歇的な閉操作に関わらず、高電圧バッテリ１０側に出力される電流の急激な変化を回避するための回路である。

平滑フィルタ２４には、フィルタ２２を介して高電圧バッテリ１０が接続されている。フィルタ２２は、たとえばコモンモードチョークコイルと、Ｘコンデンサ、Ｙコンデンサを備えて構成される。

上記電源側開閉要素Ｓｓｂ，Ｓｓｎと蓄電側開閉要素Ｓｂｐ，Ｓｂｎとは、インターフェース５０を介して制御装置５２によって操作される。ここで、制御装置５２は、高電圧バッテリ１０の負極とは相違する電位を基準電位とするものである。特に本実施形態では、車体電位を基準電位とする。一方、インターフェース５０は、制御装置５２側と高電圧バッテリ１０側とを絶縁しつつ信号を伝達する絶縁通信手段を備えて構成される。ここで、絶縁通信手段としては、たとえばパルストランス等を用いることができる。

上記昇圧チョッパ回路２８は、出力側に設けられるコンデンサを備えない。換言すれば、周知の昇圧チョッパ回路における出力側のコンデンサを中継用コンデンサ２６で代用している。これにより、電源側開閉要素Ｓｓｐ，Ｓｓｎの閉状態時において、電源側開閉要素Ｓｓｐ，Ｓｓｎを介して中継用コンデンサ２６に短絡されるコンデンサを備えないこととなる。これは、短絡されるコンデンサを備える場合、電源側開閉要素Ｓｓｐ，Ｓｓｎの閉操作に伴って、そのコンデンサから中継用コンデンサ２６へと過度に大きい電流が流れる事態が生じうることに鑑み、これを回避するための設定である。

ここで、上記過度に大きい電流が流れる事態を回避するためには、他にもたとえば、（ア）中継用コンデンサ２６の静電容量を小さくすることや、（イ）電源側開閉要素Ｓｓｐ，Ｓｓｎのオン抵抗等、昇圧チョッパ回路２８および中継用コンデンサ２６間の電気抵抗を大きくすることが考えられる。しかし、（ア）の手法の場合、電源側開閉要素Ｓｓｐ，Ｓｓｎの開閉の１周期の間に伝送可能な電力が過度に小さくなるため、伝送速度が低下しやすい。これに対し、電源側開閉要素Ｓｓｐ，Ｓｓｎの開閉速度を大きくする場合には、スイッチング損失が大きくなりやすくなる。また（イ）の手法の場合、損失が大きくなり、伝送効率が低下する。

これに対し、昇圧チョッパ回路２８の出力側のコンデンサを中継用コンデンサ２６とすることで、電源側開閉要素Ｓｓｐ，Ｓｓｎの閉操作に伴って中継用コンデンサ２６に流出する電流の変化速度をインダクタＬｃによって制限することができる。すなわち、まずチョッパ制御用スイッチング素子Ｓｃがオン操作される場合、全波整流回路３０、インダクタＬｃおよびチョッパ制御用スイッチング素子Ｓｃを備えるループ経路（第１ループ経路）に電流が流れることで、インダクタＬｃにエネルギが蓄積される。そして、チョッパ制御用スイッチング素子Ｓｃがオフ操作されることで、全波整流回路３０、インダクタＬｃおよび中継用コンデンサ２６を備えるループ経路（第２ループ経路）に電流が流れる。この際、中継用コンデンサ２６に流入する電流の増加速度は、インダクタＬｃのインダクタンスによって制限される。このため、ダイオードＤｃのカソード側から中継用コンデンサ２６までの間の電気経路の抵抗値を小さくしたり、中継用コンデンサ２６の静電容量をある程度大きくしたりすることができる。

ただし、この場合、チョッパ制御用スイッチング素子Ｓｃをオン状態からオフ状態に切り替える際に電源側開閉要素Ｓｓｐ，Ｓｓｎが開状態となっていると、ダイオードＤｃのアノード側の電圧が過度に高くなるおそれがある。

そこで本実施形態では、図２に示すように電源側開閉要素Ｓｓｐ，Ｓｓｎや蓄電側開閉要素Ｓｂｐ，Ｓｂｂを操作する。すなわち、チョッパ制御用スイッチング素子Ｓｃをオフ状態に切り替えるに先立って電源側開閉要素Ｓｓｐ，Ｓｓｎを閉状態とし、チョッパ制御用スイッチング素子Ｓｃをオン状態に切り替えた後に電源側開閉要素Ｓｓｐ，Ｓｓｎを開操作する。ここで、本実施形態では便宜上、電源側開閉要素Ｓｓｐ，Ｓｓｎの閉操作への切替タイミングおよびチョッパ制御用スイッチング素子Ｓｃのオフ操作への切替タイミング間の時間間隔Ｔｍ１や、チョッパ制御用スイッチング素子Ｓｃのオン操作への切替タイミングおよび電源側開閉要素Ｓｓｐ，Ｓｓｎの開操作への切替タイミング間の時間間隔Ｔｍ１を、互いに等しいとしている。そしてこれら時間間隔Ｔｍ１を、チョッパ制御用スイッチング素子Ｓｃや電源側開閉要素Ｓｓｐ，Ｓｓｎのスイッチング状態の切替に要する時間以上に設定する。

また、蓄電側開閉要素Ｓｂｐ，Ｓｂｎは、蓄電側開閉要素Ｓｂｐ，Ｓｂｎと電源側開閉要素Ｓｓｐ，Ｓｓｎとの双方が閉状態となることで、高電圧バッテリ１０側と商用電源４０側との絶縁が保てなくなる事態を回避するように操作される。換言すれば、電源側開閉要素Ｓｓｐ，Ｓｓｎが開状態となっている期間に閉状態とされる。これは、蓄電側開閉要素Ｓｂｐ，Ｓｂｎを閉状態に切り替えるに先立って電源側開閉要素Ｓｓｐ，Ｓｓｎを開状態とし、蓄電側開閉要素Ｓｂｐ，Ｓｂｎを開状態に切り替えた後に電源側開閉要素Ｓｓｐ，Ｓｓｎを閉操作することで実現することができる。ここで、本実施形態では便宜上、電源側開閉要素Ｓｓｐ，Ｓｓｎの開操作への切替タイミングおよび蓄電側開閉要素Ｓｂｐ，Ｓｂｎの閉操作への切替タイミング間の時間間隔Ｔｍ２や、蓄電側開閉要素Ｓｂｐ，Ｓｂｎの開操作への切替タイミングおよび電源側開閉要素Ｓｓｐ，Ｓｓｎの閉操作への切替タイミング間の時間間隔Ｔｍ２を、互いに等しいとしている。そしてこれら時間間隔Ｔｍ２を、蓄電側開閉要素Ｓｂｐ，Ｓｂｎや電源側開閉要素Ｓｓｐ，Ｓｓｎのスイッチング状態の切替に要する時間以上に設定する。これは、いわゆるデッドタイム設定である。

なお、上記チョッパ制御用スイッチング素子Ｓｃのオン・オフ操作は、昇圧チョッパ回路２８をＰＦＣ回路として利用するために行う。このため、オン・オフの１周期に対するオン期間の時比率は、全波整流回路３０の出力電流位相に応じて可変操作される。もっとも、スイッチング周波数自体を可変とすることも可能である。

図３に、電力伝送の開始時の処理の手順を示す。この処理は、制御装置５２によってたとえば所定周期でくり返し実行される。この処理は、同期手段を構成する。

この一連の処理では、まずステップＳ１０において、商用電源４０がコネクタＣに接続されたときであるか否かを判断する。そして接続されたときであると判断される場合、ステップＳ１２において、全波整流回路３０の出力電圧Ｖが規定電圧Ｖｔｈ以下であるか否かを判断する。この処理は、全波整流回路３０の出力電流のゼロクロスタイミングであるか否かを判断するためのものである。そして、ステップＳ１２において肯定判断されることで、電源側開閉要素Ｓｓｐ，Ｓｓｎの閉操作の禁止状態を解除する。

なお、ステップＳ１０において否定判断される場合や、ステップＳ１４の処理が完了する場合には、この一連の処理を一旦終了する。

上記処理によって、中継用コンデンサ２６に突入電流が流れる事態を回避することができる。このため、全波整流回路３０と中継用コンデンサ２６との間に、プリチャージ用の高インピーダンス経路を設ける必要が生じない。

以上説明した本実施形態にかかる構成によれば、高電圧バッテリ１０と商用電源４０とを絶縁しつつ、高電圧バッテリ１０に商用電源４０の電力を伝送することができる。これにより、たとえば、全波整流回路３０の低電位側の出力端子（ダイオード３０ｂ，３０ｄのアノード）側と車体との間に接触する部材が生じたとしても、この部材を介して高電圧バッテリ１０の充放電がなされる事態を好適に回避することができる。ここで、電源側開閉要素Ｓｓｐ，Ｓｓｎや蓄電側開閉要素Ｓｂｐ，Ｓｂｎを正負両極に設けたことと、それらを全て電子制御による開操作に伴っていずれの方向の電流をも阻止する設定としたこととが、高電圧バッテリ１０と商用電源４０との絶縁性能を高めることに大きく寄与している。

また、この電力伝送処理に伴う損失は、トランスを備える電力変換回路を用いる場合よりも低減することが容易である。これは、トランスによる電力損失が生じないためである。特に、近年、ＭＯＳ電界効果トランジスタのオン抵抗を低減する技術の開発が進歩しているため、電源側開閉要素Ｓｓｂ，Ｓｓｎや蓄電側開閉要素Ｓｂｐ，Ｓｂｎの導通損失を低減することができることから、損失の低減は容易となっている。このため、通常、水冷を用いる伝送装置の冷却装置を、空冷にすることも可能である。

なお、中継用コンデンサ２６の充電エネルギを平滑フィルタ２４側に出力可能な期間は、蓄電側開閉要素Ｓｂｐ，Ｓｂｎが閉状態である期間に限られるものの、蓄電側開閉要素Ｓｂｐ，Ｓｂｎが開状態とされる場合、エネルギ蓄積用インダクタ２４ａに蓄えられたエネルギは、エネルギ蓄積用インダクタ２４ａおよびダイオード２４ｂを備えるループ経路を流れることが可能である。このため、蓄電側開閉要素Ｓｂｐ，Ｓｂｎが開状態とされる期間においても、エネルギ蓄積用インダクタ２４ａに蓄えられたエネルギを高電圧バッテリ１０に出力することができる。ちなみに、インダクタ２４ａのインダクタンスは、電力の伝送量がある程度大きい場合、蓄電側開閉要素Ｓｂｐ，Ｓｂｎが開状態とされる期間において、インダクタ２４ａを流れる電流が漸減しつつもゼロとならないように設定することが望ましい。
＜第２の実施形態＞
以下、第２の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図４に、本実施形態にかかる電力伝送装置の構成を示す。なお、図４において、先の図１に示した部材に対応するものについては、便宜上同一の符号を付している。

図示されるように、本実施形態では、電源側開閉要素、中継用コンデンサおよび蓄電側開閉要素を２組備える。すなわち、図示されるように、電源側開閉要素Ｓｓｐａ，Ｓｓｎａ、中継用コンデンサ２６ａおよび蓄電側開閉要素Ｓｂｐａ，Ｓｂｎａと、電源側開閉要素Ｓｓｐｂ，Ｓｓｎｂ、中継用コンデンサ２６ｂおよび蓄電側開閉要素Ｓｂｐｂ，Ｓｂｎｂとを備える。

図５に、本実施形態にかかる電力伝送処理を示す。

図示されるように、本実施形態では、チョッパ制御用スイッチング素子Ｓｃがオフ状態となる期間を、電源側開閉要素Ｓｓｐａ，Ｓｓｎａが閉状態となる期間と、電源側開閉要素Ｓｓｐｂ，Ｓｓｎｂが閉状態となる期間とで交互に包含するようにする。これにより、電源側開閉要素Ｓｓｐａ，Ｓｓｎａが開状態とされる期間が長くなることから、蓄電側開閉要素Ｓｂｐａ，Ｓｂｎａを閉状態にできる期間が長くなり、電源側開閉要素Ｓｓｐｂ，Ｓｓｎｂが開状態とされる期間が長くなることから、蓄電側開閉要素Ｓｂｐｂ，Ｓｂｎｂを閉状態にできる期間が長くなる。このため、中継用コンデンサ２６ａ，２６ｂの充電エネルギを平滑フィルタ２４側に出力することのできる時間を伸長することができ、ひいては、電力伝送速度を向上させることができる。

なお、蓄電側開閉要素Ｓｂｐａ，Ｓｂｎａ（蓄電側開閉要素Ｓｂｐｂ，Ｓｂｎｂ）を閉状態とすることができる期間は、電源側開閉要素Ｓｓｐａ，Ｓｓｎａ（電源側開閉要素Ｓｓｐｂ，Ｓｓｎｂ）が開状態となる期間内で任意の長い時間とすることができる。ただし、本実施形態では、蓄電側開閉要素Ｓｂｐａ，Ｓｂｎａが閉状態とされる期間および電源側開閉要素Ｓｓｐｂ，Ｓｓｎｂが閉状態とされる期間を一致させて且つ、蓄電側開閉要素Ｓｂｐｂ，Ｓｂｎｂが閉状態とされる期間および電源側開閉要素Ｓｓｐａ，Ｓｓｎａが閉状態とされる期間を一致させた。これは、蓄電側開閉要素Ｓｂｐａ，Ｓｂｎａの操作信号と電源側開閉要素Ｓｓｐｂ，Ｓｓｎｂの操作信号とを一致させ、蓄電側開閉要素Ｓｂｐｂ，Ｓｂｎｂの操作信号と電源側開閉要素Ｓｓｐａ，Ｓｓｎａの操作信号とを一致させることで、構成を簡素化するための設定である。
＜第３の実施形態＞
以下、第３の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図６に、本実施形態にかかる電力伝送装置の構成を示す。なお、図６において、先の図１に示した部材に対応するものについては、便宜上同一の符号を付している。

本実施形態では、ダイオードＤｃ１，Ｄｃ２を、全波整流回路３０と昇圧チョッパ回路とで共有する。詳しくは、昇圧チョッパ回路を、ダイオードＤｃ１およびチョッパ制御用スイッチング素子Ｓｃ１の直列接続体、ならびにそれらの接続点に接続されるインダクタＬｃ１からなるものと、ダイオードＤｃ２およびチョッパ制御用スイッチング素子Ｓｃ２の直列接続体、ならびにそれらの接続点に接続されるインダクタＬｃ２からなるものとの２組備える。また、全波整流回路３０は、ダイオードＤｃ１，Ｄｃ２と、チョッパ制御用スイッチング素子Ｓｃ１，Ｓｃ２とによって構成される。なお、インダクタＬｃ１，Ｌｃ２のそれぞれには、ノイズを抑制する目的で、ダイオードＤｃ３，Ｄｃ４が接続されている。

このように本実施形態では、ブリッジレスブーストを採用することで、先の図１に示した構成と比較して、商用電源４０からの電流が中継用コンデンサ２６ａ，２６ｂに流れる際に損失を生じる要素（半導体デバイス）の数を１つ低減することができ、ひいては伝送効率を向上させることができる。
＜その他の実施形態＞
なお、上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。

「電源側開閉要素、蓄電側開閉要素について」
一対のＮチャネルＭＯＳ電界効果トランジスタのソース同士を短絡したものに限らない。たとえば、一対のＮチャネルＭＯＳ電界効果トランジスタのドレイン同士を短絡させてもよい。ただしこの場合、一対のトランジスタのそれぞれを駆動する各別の駆動回路を設ける。また、ＭＯＳ電界効果トランジスタとしては、Ｎチャネルのものに限らず、Ｐチャネルのものであってもよい。

開状態に電子操作される場合に双方向の電流の流れをともに遮断する手段としては、一対のＭＯＳ電界効果トランジスタを備えるものに限らない。たとえば図７（ａ）に示されるように、電源側開閉要素Ｓｓ＃（＃＝ｐ，ｎ）や蓄電側開閉要素Ｓｂ＃を、単一のＭＯＳ電界効果トランジスタとダイオードとの直列接続体によって構成してもよい。この際、ダイオードは、ＭＯＳ電界効果トランジスタの寄生ダイオードとは逆方向を順方向とするものとする。なお、電源側開閉要素Ｓｓｐについてはダイオードを備えず、昇圧チョッパ回路２８のダイオードＤｃによって代用してもよい。

またたとえば、図７（ｂ）に示されるように、電源側開閉要素Ｓｓ＃（＃＝ｐ，ｎ）や蓄電側開閉要素Ｓｂ＃を、開状態に電子操作されることで単一の方向にのみ電流を流す素子を用いて構成してもよい。図７（ｂ）では、こうした素子として絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）を例示している。なお、ＩＧＢＴには、ダイオードを逆並列接続して且つ、このダイオードと逆方向を順方向とするダイオードをさらに直列接続することが望ましい。

さらに、開状態に電子操作される場合に双方向の電流の流れをともに遮断する手段にも限らない。たとえば上記第１の実施形態（図１）の構成において、電源側開閉要素Ｓｓ＃や蓄電側開閉要素Ｓｂ＃を単一のＮチャネルＭＯＳ電界効果トランジスタによって構成したとしても、トランスを用いる場合と比較して、電力伝送に伴う発熱を低減することが容易であることに替わりはない。これは、電源側開閉要素として、先の第１の実施形態（図１）にかかる電源側開閉要素Ｓｓｐ，Ｓｓｎのいずれか一方のみを備えたり、蓄電側開閉要素として、先の第１の実施形態（図１）にかかる蓄電側開閉要素Ｓｂｐ，Ｓｂｎのいずれか一方のみを備えたりする場合についてもいえることである。

「インダクタについて」
たとえば、上記第１の実施形態（図１）において、チョッパ制御用スイッチング素子Ｓｃと、ダイオード３０ｂ，３０ｄのアノードとの間に接続してもよい。

昇圧チョッパ回路２８を構成するものに限らない。たとえば、全波整流回路３０に並列接続される一対のスイッチング素子の直列接続体と、中継用コンデンサ２６に並列接続される一対のスイッチング素子の直列接続体と、それら一対の直列接続体のスイッチング素子のそれぞれの接続点同士を接続するインダクタとを備える昇降圧回路を構成するインダクタであってもよい。

「開閉制御手段について」
上記実施形態では、チョッパ制御用スイッチング素子Ｓｃのオフ操作指令への切り替えに先立ち電源側開閉要素Ｓｓ＃（＃＝ｐ，ｎ）の閉操作指令への切り替えを行なって且つ、チョッパ制御用スイッチング素子Ｓｃのオン操作指令への切り替え後に電源側開閉要素Ｓｓ＃の開操作指令への切り替えを行なったがこれに限らない。たとえば、電源側開閉要素Ｓｓ＃へのスイッチング状態の切り替え指令の伝達時間の方がチョッパ制御用スイッチング素子Ｓｃのそれよりも短い場合等において、チョッパ制御用スイッチング素子Ｓｃのオフ操作指令への切り替えと電源側開閉要素Ｓｓ＃の閉操作指令への切り替えとを同期させてもよい。

上記第２の実施形態（図５）では、電源側開閉要素Ｓｓ＃ａ（＃＝ｐ，ｎ）のスイッチング状態の切替と、蓄電側開閉要素Ｓｂ＃ｂのスイッチング状態の切替とを同期させ、電源側開閉要素Ｓｓ＃ｂのスイッチング状態の切替と、蓄電側開閉要素Ｓｂ＃ａのスイッチング状態の切替とを同期させたが、これに限らない。たとえば、蓄電側開閉要素Ｓｂ＃ａのオン期間が電源側開閉要素Ｓｓ＃ｂのオン期間を包含してもよい。これにより、中継用コンデンサ２６ａ，２６ｂのいずれか一方を平滑フィルタ２４と必ず導通状態とすることも可能となる。もっとも、電源側開閉要素Ｓｓ＃ｂのオン期間が蓄電側開閉要素Ｓｂ＃ａのオン期間を包含する設定も可能ではある。

「中継用コンデンサ、電源側開閉要素、蓄電側開閉要素の複数組について」
２組に限らず、３組以上であってもよい。この際、チョッパ制御用スイッチング素子Ｓｃのオフ期間に閉状態となる電源側開閉要素Ｓｓ＃を、周期的に相違する組に属するものとするなら、電源側開閉要素Ｓｓ＃の単位時間当たりのスイッチング損失を低減することなどができる。

「整流手段について」
たとえば、上記第３の実施形態（図６）において、ダイオードＤｃ３，Ｄｃ４を削除してもよい。またたとえば、上記第１の実施形態（図１）において、全波整流回路３０に代えて、半波整流回路を備えてもよい。

「同期手段について」
上記第１の実施形態（図３）では、整流手段の出力電流のゼロクロスタイミングを、出力電圧Ｖが規定電圧Ｖｔｈ以下となるタイミングとして把握したがこれに限らない。たとえば整流手段の出力電圧が低下から上昇に転じるタイミングとして把握してもよい。

なお、プリチャージ回路等を備えるなら、同期手段は必須ではない。

「エネルギ蓄積用インダクタ２４ａについて」
高電圧バッテリ１０側への出力電流が不連続となることが許容されるなら、これは不要である。また、たとえば平滑コンデンサ２４ｃによって出力電流の平滑化が十分になされうる場合にもこれは不要である。こうした状況は、たとえば、上記第２の実施形態（図４）において、中継用コンデンサ２６ａ，２６ｂのいずれか一方を平滑フィルタ２４と必ず導通状態とする設定によって実現しやすい。

「流通規制要素について」
ダイオード２４ｂに限らない。たとえば、同期整流用のスイッチング素子としてもよい。すなわち、蓄電側開閉要素Ｓｂ＃が開となる期間に同期してオン状態とされるスイッチング素子としてもよい。

「蓄電手段について」
車載主機としての回転機の電気エネルギを貯蔵する高電圧バッテリ１０に限らない。たとえば、住宅内に備えられるバッテリであってもよい。

「そのほか」
フィルタ２２，３２等は必須ではない。

１０…高電圧バッテリ（蓄電手段の一実施形態）、２６…中継用コンデンサ、Ｓｓｐ，Ｓｓｎ，Ｓｓｐａ，Ｓｓｎａ，Ｓｓｐｂ，Ｓｓｎｂ…電源側開閉要素、Ｓｂｐ，Ｓｂｎ，Ｓｂｐａ，Ｓｂｎａ，Ｓｂｐｂ，Ｓｂｎｂ…蓄電側開閉要素。

Claims

電源（４０）の電力が充電される中継用コンデンサ（２６，２６ａ，２６ｂ）と、
前記電源および前記中継用コンデンサ間を開閉する電源側開閉要素（Ｓｓｐ，Ｓｓｎ，Ｓｓｐａ，Ｓｓｎａ，Ｓｓｐｂ，Ｓｓｎｂ）と、
前記電源の電力の供給対象としての蓄電手段（１０）と前記中継用コンデンサとの間を開閉する蓄電側開閉要素（Ｓｂｐ，Ｓｂｎ，Ｓｂｐａ，Ｓｂｎａ，Ｓｂｐｂ，Ｓｂｎｂ）と、
を備え、
前記電源側開閉要素の開閉経路の端部のうち前記中継用コンデンサの接続されていない側には、前記電源側開閉要素が閉状態とされることで前記中継用コンデンサに短絡される別のコンデンサが接続されていないことを特徴とする電力伝送装置。
前記電源側開閉要素および前記電源の間には、前記電源の電力を蓄えるインダクタ（Ｌｃ）とチョッパ制御用スイッチング素子（Ｓｃ）とが備えられ、
前記チョッパ制御用スイッチング素子のオン・オフ操作に応じて、前記電源から前記インダクタに流れる電流を漸増させる第１ループ経路（Ｌｃ，Ｓｃ，３０）と、前記インダクタを流れる電流を漸減させる第２ループ経路（Ｌｃ，Ｄｃ，Ｓｓｐ，２６，Ｓｓｎ，３０）とが形成され、
前記第２ループ経路には、前記中継用コンデンサが備えられ、
前記第１ループ経路は、前記中継用コンデンサを備えないことを特徴とする請求項１記載の電力伝送装置。
前記中継用コンデンサには、前記電源側開閉要素を介して前記チョッパ制御用スイッチング素子が並列接続されており、
前記インダクタは、前記チョッパ制御用スイッチング素子の電流の流通経路の一対の端部のうちの一方と電源との間に接続されていることを特徴とする請求項２記載の電力伝送装置。
前記チョッパ制御用スイッチング素子がオフ状態となる期間、前記電源側開閉要素を閉状態として且つ、前記電源側開閉要素の開閉対象とする経路の一対の端部のうち前記中継用コンデンサに接続されない側と前記蓄電側開閉要素の開閉対象とする経路の一対の端部のうち前記中継用コンデンサに接続されない側とが導通状態とならないことを条件に、前記蓄電側開閉要素を閉状態とする開閉制御手段を備えることを特徴とする請求項２または３記載の電力伝送装置。
前記開閉制御手段は、前記チョッパ制御用スイッチング素子がオフ状態に切り替えられるに先立ち前記電源側開閉要素を閉状態に切り替えて且つ、前記チョッパ制御用スイッチング素子がオン状態に切り替えられた後に前記電源側開閉要素を開状態に切り替えることを特徴とする請求項４記載の電力伝送装置。
前記中継用コンデンサ（２６ａ，２６ｂ）、前記電源側開閉要素（Ｓｓｐａ，Ｓｓｎａ，Ｓｓｐｂ，Ｓｓｎｂ）および前記蓄電側開閉要素（Ｓｂｐａ，Ｓｂｎａ，Ｓｂｐｂ，Ｓｂｎｂ）を複数組備え、
前記開閉制御手段は、少なくとも２組のそれぞれに含まれる前記電源側開閉要素の開閉タイミングを相違させることで、前記チョッパ制御用スイッチング素子がオフ状態とされる期間において前記電源側開閉要素が閉状態とされない側の組における前記蓄電側開閉要素を閉状態とすることを特徴とする請求項４または５記載の電力伝送装置。
前記電源は交流電源であり、
前記電源と前記電源側開閉要素との間に、前記交流電源の交流電力を整流する整流手段（３０）を備えることを特徴とする請求項３〜６のいずれか１項に記載の電力伝送装置。
前記整流手段の少なくとも一部（Ｄｃ１，Ｄｃ２）が前記インダクタよりも前記電源側開閉要素側に接続されていることを特徴とする請求項７記載の電力伝送装置。
前記中継用コンデンサの充電電圧が規定値以下となる状況下、前記電源側開閉要素を閉状態に切り替えるタイミングを前記整流手段の出力電流のゼロクロスタイミングに同期させる同期手段を備えることを特徴とする請求項７または８記載の電力伝送装置。
前記蓄電側開閉要素と前記蓄電手段との間に、
エネルギ蓄積用インダクタ（２４ｃ）と、
前記蓄電側開閉要素が開状態とされる場合に前記エネルギ蓄積用インダクタのエネルギを前記蓄電手段に出力可能なループ経路を閉状態とする流通規制要素（２４ｃ）と、
を備えることを特徴とする請求項１〜９のいずれか１項に記載の電力伝送装置。
前記電源側開閉要素および前記蓄電側開閉要素は、前記中継用コンデンサの両端のそれぞれに設けられることを特徴とする請求項１〜１０のいずれか１項に記載の電力伝送装置。
前記電源側開閉要素および前記蓄電側開閉要素は、電子制御によって開操作される場合、電流の流通経路の双方向の電流の流れを阻止するものであることを特徴とする請求項１１記載の電力伝送装置。
前記蓄電手段は、車載主機としての回転機の電気エネルギを貯蔵する手段であることを特徴とする請求項１〜１２のいずれか１項に記載の電力伝送装置。