FR2900513A1 - Dispositif de transfert de puissance isole perfectionne - Google Patents

Abstract

Un dispositif de transfert isolé de topologie particulière, comprenant au primaire, un circuit élévateur de tension à découpage, avec une inductance d'élévation (LB) et un étage tampon actif (DT, MT, CT) fournissant une tension crête supérieure à la tension crête fournie par la source de tension d'entrée (vE) et deux paires d'interrupteurs commandés commandant l'application de la tension fournie par le circuit élévateur de tension à découpage, aux bornes (Ep1, Ep2) de l'enroulement primaire et au secondaire, un redresseur bi-alternance à diodes (Ds1, Ds2) et interrupteurs commandés (Ms1,Ms2). Au primaire, la régulation de la tension aux bornes du condensateur CT de l'étage tampon actif qui permettra d'appliquer une tension alternative contrôlée entre les bornes Ep1 et Ep2 est obtenue en contrôlant la durée pendant laquelle les interrupteurs commandés des paires sont simultanément à l'état fermé. Au secondaire, la régulation de Vs est assurée en contrôlant la durée - pendant laquelle les interrupteurs secondaires sont simultanément à l'état fermé.

Description

DISPOSITIF DE TRANSFERT DE PUISSANCE ISOLE PERFECTIONNE

La présente invention concerne un dispositif de transfert de puissance isolé perfectionné. Pour certaines applications et tout spécialement dans le domaine de l'avionique, on a besoin de dispositifs de transfert de puissance qui 5 présentent les qualités suivantes : - une tension de sortie élevée et isolée galvaniquement; -une dynamique d'entrée élevée, de préférence supérieure à deux (rapport entre tension d'entrée maximum et tension d'entrée minimum); - un rapport de transformation entre la valeur de la tension de sortie et la ~o tension d'entrée élevé; - une tension de sortie régulée à une valeur constante; en particulier peu susceptible aux variations de la source de tension d'entrée, qui peut être une batterie dont la tension est très variable en cas d'appel de courant important de la charge; 15 -un très faible encombrement ; -un rendement élevé pour minimiser les pertes et les échauffements associés. Un tel dispositif est notamment recherché pour les systèmes de démarrage des groupes auxiliaires de puissance (APU) dans les avions. 20 Les dispositifs de transfert de puissance de l'état de l'art n'offrent pas parfaitement toutes ces qualités. Notamment, on connaît de la demande de brevet français publiée sous le numéro 2 786 339, un dispositif de transfert de puissance de type à coupleur magnétique, avec un pont redresseur double alternance côté secondaire qui forme un circuit de 25 régulation de la tension de sortie. Pour obtenir un convertisseur à partir d'une source continue, le dispositif doit en pratique être associé avec deux paires d'interrupteurs en série formant un pont en H. La source de tension alternative crée par le pont en H est directement connectée aux bornes de l'enroulement primaire du coupleur magnétique. Le coupleur magnétique 30 permet l'utilisation de l'inductance de fuite du transformateur comme tout ou partie de l'inductance de stockage. Le rendement du dispositif de transfert de puissance en est amélioré. Plus précisément, et comme illustré sur la figure

2 la, on note A une borne de la charge et B l'autre borne de la charge, Cs, le condensateur de filtrage de sortie connecté entre A et B, Np et Ns le nombre de spires des enroulements primaire et secondaire du transformateur, Lf l'inductance de fuite du transformateur, ramenée en série avec l'enroulement secondaire. Le pont redresseur comprend deux diodes 1 et 2, chaque diode connectée entre une extrémité respective de l'ensemble série enroulement secondaire plus inductance de fuite, et la borne A de la charge. Il comprend encore deux interrupteurs 3 et 4, chacun connecté entre une extrémité respective de l'enroulement secondaire et la borne B de la charge. Les éléments 1 et 3, respectivement 2 et 4, sont en série entre A et B. Ces éléments 1 à 4 forment un pont redresseur double alternance. Les deux interrupteurs 3 et 4 sont commandés simultanément à l'état passant pendant une phase de durée prédéterminée, qui permet de stocker de l'énergie dans l'inductance de fuite Lf. Plus précisément, pendant cette phase, l'inductance de stockage se trouve connectée à la source de tension primaire et peut donc emmagasiner de l'énergie. La durée de cette phase peut être plus ou moins longue en fonction de l'application, c'est à dire selon les besoins en courant dans la charge en sortie. Les deux diodes sont naturellement bloquées pendant la phase de stockage d'énergie, de manière à empêcher tout transfert d'énergie vers la charge. Un tel coupleur magnétique offre un bon rendement de l'ordre de 95%, mais il est limité en dynamique de tension d'entrée. II faut en effet que le rapport de l'amplitude maximum sur l'amplitude minimum de la tension d'entrée soit inférieur ou égal à deux, pour que ce dispositif fonctionne de façon optimale, c'est à dire pour conserver un rendement important. En outre, lorsque la tension d'entrée fournie par la source de tension du primaire est faible, les courants efficaces augmentent, et avec eux, le contenu spectral du courant absorbé. Ceci a pour conséquence des pertes supplémentaires dans les semi-conducteurs et les éléments inductifs et implique la nécessité de réaliser un filtrage sévère du courant d'entrée, ce qui est aussi source de pertes d'énergie. En pratique, ces dispositifs sont à leur optimum tant sur le plan du rendement que sur le plan du design, lorsque le rapport de la tension d'entrée et de la tension de sortie est égal au rapport de transformation du transformateur Np/Ns.

3 On connaît par ailleurs des convertisseurs élévateurs à découpage, encore appelé "boosts" suivant la terminologie anglo-saxonne usuelle, qui peuvent être associés à un montage qui réalise l'isolation galvanique, Ces convertisseurs boosts ont une topologie simple. Sur la figure 1 b, on considère un convertisseur à découpage non isolé de l'état de l'art. II comprend une inductance d'élévation 5 en série avec la source de tension continue VE, et à la suite de l'inductance, d'une part une diode 6 connectée entre l'inductance et une borne A de la charge, d'autre part un interrupteur commandé 7 connecté en série entre l'inductance et l'autre borne B de la charge. L'interrupteur commandé et la diode sont ainsi connectés en série entre la borne B et la borne A de la charge, et le point milieu de cet ensemble série est connecté à l'inductance. Une capacité de filtrage de sortie Cs est prévue en parallèle entre les bornes B et A. Un convertisseur de ce type ne présente pas les différentes qualités recherchées dans l'invention. Outre l'isolation galvanique qui n'est pas présente dans un tel convertisseur, le rapport d'élévation de tension (tension de sortie divisée par la tension d'entrée minimum) que l'on peut envisager est limité, pour que les composants du convertisseur ne subissent pas un stress trop important qui limiterait leur durée de vie. En pratique ce rapport d'élévation est limité entre 5 et 10, alors que l'on cherche à obtenir un rapport entre tension de sortie et tension d'entrée compris entre 20 et 30. La figure 1c représente un convertisseur à découpage isolé basé sur le même principe que la topologie boost. II se distingue du convertisseur non isolé illustré à la figure 1 b, par un transformateur, deux interrupteurs 7a et 7b au primaire, et deux diodes 6a et 6b au secondaire. Le transformateur comprend deux enroulements primaires Npl et Np2 et deux enroulements secondaires Nsl et Ns2. Les enroulements primaires sont bobinés en opposition et ont le même nombre de spires. De même les enroulements secondaires sont bobinés en opposition et ont le même nombre de spires.

Dans l'exemple illustré, l'interrupteur 7a est en série avec le premier enroulement primaire et l'interrupteur 7b est en série avec le deuxième enroulement primaire. La diode 6a est en série avec le premier enroulement secondaire et la diode 6b est en série avec le deuxième enroulement secondaire. Le principe de fonctionnement est de commuter à l'état fermé les interrupteurs 7a et 7b pour stocker l'énergie dans l'inductance LB comme

4 dans un boost, puis de commuter l'interrupteur 7b à l'état ouvert ouvert, pour appliquer une tension positive sur le premier enroulement primaire Npl. Cette tension est la tension de sortie multipliée par le rapport de transformation Npl/Nsl. Le courant dans LB passe à travers l'enroulement primaire Npl du transformateur et l'interrupteur 7a. Le courant dans l'inductance de stockage LB est directement transféré sur l'enroulement Nsl et à travers la diode 6a pendant que l'interrupteur 7b est ouvert. Ensuite une nouvelle phase de stockage dans LB est réalisée en fermant les interrupteurs 7a et 7b. Puis l'interrupteur 7a est ouvert, une tension négative sur le deuxième enroulement primaire du transformateur est appliquée et le courant dans l'inductance LB est transféré à travers la diode 6b. Avec un tel convertisseur, la tension Vs obtenue en sortie est isolée de la tension primaire. Un convertisseur de ce type permet grâce au transformateur la réalisation d'un rapport de tension élevé, mais il est limité en dynamique de tension d'entrée (rapport entre la tension d'entrée minimum et la tension d'entrée maximum) par les éléments parasites intrinsèques à la structure. Le transformateur pour isoler la tension de sortie a une inductance de fuite qui modifie la forme des courants et qui génère du stress sur les interrupteurs et les diodes. L'inductance de fuite provoque un stress en tension à l'ouverture des interrupteurs qui peut être compensé par l'ajout d'éléments d'aide à la commutation mais qui sont eux-mêmes générateurs de pertes. L'invention a pour objet un dispositif de transfert de puissance isolé perfectionné, qui n'a pas ces différents inconvénients, et présente toutes les qualités précédemment énumérées.

Une idée à la base de l'invention est de combiner le dispositif décrit dans la demande de brevet français précitée, qui assure une régulation au secondaire, avec un convertisseur à découpage par lequel une régulation au primaire est obtenue, indépendamment de la régulation au secondaire. Le principe d'une mise en série d'un convertisseur de topologie boost (fig.l b) et d'un coupleur magnétique (fig.la) est illustré sur la figure 1d, avec deux paires d'interrupteurs en série formant un pont en H entre les deux. Toute la puissance doit passer par le convertisseur boost au primaire et le pont redresseur bi-alternance au secondaire. Mais la traversée des différents composants entraîne des pertes d'énergie, notamment dans la diode 6du convertisseur boost. Il faudrait donc prévoir en pratique de réaliser un tel dispositif avec des gros composants actifs, interrupteurs commandés et diodes. On ne répond alors plus à la demande de faible encombrement requis, et le dispositif devient aussi plus coûteux. Un autre inconvénient est que l'interrupteur 7 du convertisseur boost est alors commandé en 5 commutation dure, c'est à dire alors que la tension n'est pas nulle aux bornes de l'interrupteur lors des phases de commutation. Pour optimiser au mieux l'utilisation du coupleur magnétique au secondaire et du convertisseur à découpage au primaire, l'idée à la base de l'invention est de modifier la structure du convertisseur et du coupleur, notamment pour obtenir un meilleur rendement du convertisseur, et des commutations douces, à zéro de tension à leurs bornes, donc sans stress pour les composants. Dans l'invention, on va au-delà d'une simple mise en série d'un convertisseur à découpage et d'un coupleur magnétique à régulation. On réalise une hybridation à la fois de la puissance et de la loi de commande, qui permet d'obtenir de meilleures performances, avec un volume matériel moindre, donc des composants plus petits, notamment moins de surface silicium, un dispositif moins lourd et moins de chaleur dissipée. Le convertisseur à découpage permet d'obtenir une tension optimale fixe indépendante des variations de la tension d'entrée, et la régulation du coupleur permet d'obtenir au secondaire la tension de sortie voulue en fonction de la charge de sortie. Plus précisément l'invention propose une topologie particulière d'un dispositif de transfert isolé, avec au primaire, un circuit élévateur de tension à découpage fournissant une tension supérieure à la tension nominale fournie par la source de tension d'entrée et deux paires d'interrupteurs commandés commandant l'application de la tension fournie par le circuit élévateur de tension à découpage sur l'enroulement primaire et au secondaire, un redresseur bi-alternance comme décrit en relation avec la figure la, qui utilise l'inductance de fuite du transformateur et une éventuelle inductance externe pour stocker de l'énergie. Ainsi l'invention concerne un dispositif de transfert de puissance isolé sur une charge en sortie connectée entre une première borne de sortie et une deuxième borne de sortie, comprenant une source de tension continue et un coupleur magnétique comprenant : -un transformateur avec un enroulement primaire entre deux bornes primaires, un enroulement secondaire en série avec une inductance coupleur entre deux bornes secondaires, ladite inductance coupleur comprenant au moins l'inductance de fuite dudit transformateur; -un pont redresseur comprenant deux diodes, chaque diode connectée entre une borne secondaire respective et la première borne de sortie, et deux interrupteurs commandés, chaque interrupteur commandé étant connecté entre une borne secondaire respective et la deuxième borne de sortie, et -un circuit de commande desdits interrupteurs commandés apte à les mettre simultanément à l'état fermé pendant une durée prédéterminée. Selon l'invention, ce dispositif comprend en outre côté primaire un circuit élévateur de tension comprenant : -une inductance d'entrée en série avec la source de tension continue; - un étage tampon actif en parallèle sur l'ensemble série formé de la source de tension d'entrée et de l'inductance série, ledit étage comprenant un interrupteur commandé avec une diode d'écrêtage en parallèle, connecté en série avec un condensateur, ledit interrupteur étant connecté à l'inductance et ledit condensateur à la source de tension d'entrée, - une première et une deuxième paires d'interrupteurs commandés en série, chaque paire connectée en parallèle sur l'étage tampon actif et le point de connexion entre les deux interrupteurs de chaque paire étant relié à une borne primaire respective, et - un circuit de commande des interrupteurs desdites paires apte à les mettre simultanément à l'état fermé pendant une durée déterminée.

Dans une variante, l'inductance coupleur comprend l'inductance de fuite du transformateur et une inductance supplémentaire qui peut être sur l'enroulement primaire et/ou secondaire. D'autres avantages et caractéristiques de l'invention sont détaillés dans la description suivante en référence aux dessins illustrés d'un mode de réalisation de l'invention, donné à titre d'exemple non limitatif. Dans ces dessins : la figure la est un schéma électrique d'un coupleur magnétique selon l'état de l'art; - la figure 1 b est un schéma électrique d'un convertisseur à 35 découpage non isolé de l'état de l'art; la figure 1c est un schéma électrique d'un convertisseur à découpage isolé de l'état de l'art; - la figure 1.d est une illustration de la mise en série du convertisseur de la figure 1 b et du coupleur de la figure 1.a ; - la figure 2 illustre un dispositif de transfert de puissance isolé selon l'invention; - la figure 2a est un chronogramme des courants circulant dans le dispositif de la figure 2; - la figure 3 est un chronogramme illustrant les différentes phases de fonctionnement du dispositif de la figure 1, avec la forme des différents signaux correspondants; - les figures 4 à 17 illustrent chacune des phases topologiques du dispositif illustré à la figure 2; - les figures 18 et 19 montrent respectivement la forme d'onde du courant et le contenu spectral du courant dans l'invention et dans un dispositif selon la demande de brevet français FR 2 786 339; et les figures 20 et 21 illustrent respectivement un exemple de contrôleur primaire et de contrôleur secondaire 20 correspondants.

La figure 2 montre un schéma électrique d'un dispositif de transfert de puissance isolé sur une charge en sortie Z selon l'invention. La charge Z est connectée entre une première borne de sortie A et une 25 deuxième borne de sortie B. Le dispositif comprend une source de tension continue VE et un coupleur magnétique cm qui comprend: - un transformateur comprenant entre deux bornes primaires Epi, Ep2, un enroulement primaire Np, et entre deux bornes secondaires Est, Est un enroulement secondaire Ns en série avec une inductance coupleur Lc, 30 ladite inductance coupleur comprenant au moins l'inductance de fuite Lf dudit transformateur; - un pont redresseur comprenant deux diodes Dsi, 0s2, chaque diode connectée entre une borne secondaire respective Est, E_s2 et la première borne de sortie A et deux interrupteurs commandés M5i, Ms2, chaque 10 15 interrupteur étant connecté entre une borne secondaire respective Est, Est et la deuxième borne de sortie B. Le dispositif de transfert de puissance isolé selon l'invention comprend en outre côté primaire un circuit élévateur de tension comprenant : - une inductance d'entrée LB connectée en série par une première borne à la source de tension continue VE. L'autre borne de l'inductance LB est notée F sur la figure; - un étage tampon actif en parallèle sur l'ensemble formé de ladite source VE et de l'inductance série LB. Cet étage comprend en série, un interrupteur commandé MT et un condensateur CT. L'interrupteur est connecté à l'inductance LB. II est associé à une diode d'écrêtage DT en parallèle. Le condensateur est connecté à la source de tension continue d'entrée VE; et un pont en H comprenant une première et une deuxième paires d'interrupteurs commandés, connectées en parallèle sur l'étage tampon actif, le point milieu de connexion entre les interrupteurs commandés de chaque paire étant connecté à une borne primaire respective Ep0, Ep2. La première paire comprend un premier interrupteur MPH1 et un deuxième interrupteur MPB1 en série, le point milieu de connexion entre les deux interrupteurs étant relié à une borne primaire, dans l'exemple Epi. La deuxième paire comprend un troisième interrupteur MPH2 et un quatrième interrupteur MPB2, le point milieu de connexion entre les deux interrupteurs étant relié à l'autre borne primaire, dans l'exemple Ep2.

Les interrupteurs commandés au primaire et au secondaire sont avantageusement des interrupteurs de type semi-conducteur. Ils peuvent par exemple être des interrupteurs de type bipolaire, MOSFET, IGBT, GTO... sans que cette liste soit limitative. On a vu que l'inductance coupleur L, est formée de l'inductance de fuite Lf du transformateur. Elle peut comprendre en outre une inductance supplémentaire, notée Lsc sur la figure 2, qui peut être en pratique une inductance supplémentaire placée sur l'enroulement primaire et/ou secondaire (pour simplifier la représentation l'inductance est représentée uniquement du coté secondaire sur la figure 2). On a aussi représenté sur la figure 2 les capacités de résonance primaire Crp et secondaire Cr,. Côté primaire, la capacité de résonance Crp

9 en parallèle sur les bornes primaires Epi et Ep2, correspond aux capacités équivalentes parasites des interrupteurs commandés primaires MPH1, MPB1, MPH2, MPB2. Côté secondaire, la capacité de résonance Crs en parallèle sur les bornes secondaires Esi et Est, correspond aux capacités équivalentes parasites des interrupteurs commandés secondaires Ms1, Ms2. Des capacités externes supplémentaires peuvent être prévues. Au primaire, la fonction de l'étage tampon actif est de fixer la tension appliquée au pont en H (soit aux paires d'interrupteurs en série) au primaire du transformateur à une valeur choisie supérieure au maximum de la tension d'entrée fournie par la source. L'étage tampon actif permet ainsi d'élargir la plage de la tension d'entrée, par la charge du condensateur CT de l'étage tampon à un niveau de tension supérieur à la tension crête de la source de tension d'entrée. Plus précisément, après une phase de court-circuit sur l'inductance LB, la tension aux bornes de MT s'annule naturellement, la diode DT (ou diode de "clamp") se met en conduction, puis l'interrupteur MT de l'étage tampon actif est fermé et la source charge le condensateur CT. Dans le cas où l'interrupteur commandé MT est un transistor Mosfet, la diode d'écrêtage peut être la diode parasite source-drain intrinsèque au Mosfet.

L'ensemble formé par les deux paires d'interrupteurs commandés disposées entre l'étage tampon actif et l'enroulement primaire permet la régulation séparée de la tension au primaire et au secondaire, et la fourniture aux bornes de l'enroulement primaire d'une tension ayant une bonne forme d'onde.

Un dispositif tel que représenté sur la figure 2 permet de fournir en sortie une tension élevée, isolée à partir de la tension régulée disponible aux bornes de l'étage tampon actif. Plus précisément, la valeur optimum de tension au primaire est régulée par le temps pendant lequel les quatre interrupteurs commandés du primaire sont maintenus simultanément à l'état fermé, c'est à dire le temps pendant lequel l'inductance d'entrée est en court-circuit avec la source de tension d'entrée et stocke de l'énergie. En pratique la commande des paires d'interrupteurs commandés est déterminée pour que la tension aux bornes du condensateur CT de l'étage tampon actif ait une valeur sensiblement égale à la tension de sortie Vs disponible sur la charge, au rapport de

10 transformation près Np/Ns. Cette régulation peut être effectuée en mode tension, ou en mode courant, au moyen d'un circuit de contrôle. Ainsi la régulation au primaire et au secondaire repose principalement sur le temps de commande à l'état fermé des interrupteurs commandés du primaire et sur le temps de commande à l'état fermé des interrupteurs commandés du secondaire. Par simplification, on utilise les notations Np et Ns dans le texte et les dessins à la fois pour désigner l'enroulement primaire ou secondaire, et leur nombre de spires qui conditionne le rapport de transformation.

Et on utilise les autres notations suivantes : VcT : Tension aux bornes du condensateur CT de l'étage tampon actif; VLp : Tension entre les bornes secondaires Est et Est, (donc entre l'ensemble série inductance secondaire et inductance coupleur); ILp : Courant d'entrée dans l'enroulement primaire Np ; Vis : Tension aux bornes de l'enroulement secondaire Ns; ILs : Courant de sortie de l'enroulement secondaire NS et de l'inductance coupleur Lc; VLC : Tension aux bornes de l'inductance coupleur L,; Vsec : Tension secondaire, entre les bornes Est et Est; Vs : Tension de sortie, aux bornes de sortie A et B de la charge. Le courant de sortie ILS est égal au rapport du nombre de spire Np de l'enroulement primaire au nombre de spires Ns de l'enroulement secondaire, fois le courant d'entrée ILp. Ce courant ILS est le courant passant dans l'inductance coupleur Lc. Il a une forme trapézoïdale, à 3 paliers, dont un palier nul, en sorte que la valeur moyenne du courant est nulle. son contenu spectral est bien meilleur que dans les dispositifs de l'état de l'art. En particulier, il est bien meilleur que celui obtenu dans l'inductance coupleur du coupleur magnétique seul tel que décrit dans la demande FR précitée, comme illustré sur les figures 18 et 19. En trait continu, sont représentés la forme d'onde du courant en fonction du temps, figure 18 et son contenu spectral (figure 19). En traits pointillés, on a les courbes correspondantes pour un dispositif suivant la demande de brevet FR 2 786 339. Ceci met clairement en évidence les avantages obtenus selon l'invention. Ces avantages sont obtenus par une régulation séparée au 35 primaire et au secondaire, et plus particulièrement par le contrôle de la durée du temps de commande à l'état fermé simultané des interrupteurs des paires du primaire d'une part, et des interrupteurs du redresseur au secondaire. Ce contrôle est réalisé de façon séparée au primaire et au secondaire, au moyen d'un contrôleur primaire et d'un contrôleur secondaire correspondants comme schématiquement illustré sur la figure 2. Le contrôle primaire est basé sur la régulation de la tension aux bornes de CT. Le contrôle secondaire est basé sur la régulation de la tension V. S'agissant de la régulation au primaire, la tension VCT aux bornes du condensateur CT de l'étage tampon actif est régulée à une valeur proche de Vs*Np/Ns, en régime stabilisé, par contrôle de la phase de stockage d'énergie dans l'inductance d'entrée. Cette phase de stockage est obtenue par la mise en court-circuit de l'inductance d'entrée sur la source d'entrée VE, en mettant simultanément tous les interrupteurs commandés à l'état fermé. Cette régulation peut-être obtenue en mode tension ou en mode courant. Plus précisément et comme illustré sur la figure 20, au primaire, la tension VT est mesurée et comparée à une référence Ref1. La différence rentre dans un correcteur qui génère une tension de consigne. Dans le cas d'une régulation en mode tension, la consigne sera comparée à une rampe qui entraîne l'ouverture des interrupteurs MPH1 et MPB1 ou MPH2 et MPB2 suivant la phase. Dans le cas d'une régulation en mode courant, la consigne sera comparée à une mesure de courant dans l'inductance LB qui entraîne l'ouverture des interrupteurs MPH1 et MPB1 ou MPH2 et MPB2 suivant la phase.

L'interrupteur MT est commandé à la fermeture par détection d'un zéro de tension à ses bornes (tension VT-VF) ou après un temps d'attente déterminé fixe. L'interrupteur MT est commandé à l'ouverture par un front montant d'une horloge de découpage. Cette horloge de découpage correspond une horloge de période égale à la période T de fonctionnement du convertisseur divisée par 2. Les interrupteurs MPH1 et MPB1 et MPH2 et MPB2 sont commandés à l'état fermé par la détection de zéro de tension en F, correspondant à la borne de l'inductance LB qui est connectée à l'interrupteur MT ou après un délai maximum après l'ouverture de MT. La régulation primaire détermine le rapport cyclique ap en régime 35 stabilisé (égal à (VT-VE)NT) qui correspond au temps ap*T/2 de mise en conduction simultanée des interrupteurs commandés des paires du primaire MPTH1, MPTB1 MPTH2, MPTB2, alors que l'interrupteur MT est à l'état ouvert, qui correspond à une phase de stockage d'énergie dans l'inductance d'entrée LB, où T est la période de découpage. En d'autres termes, la régulation de la tension sur la capacité tampon est obtenue en contrôlant la durée ap*T/2 pendant laquelle les interrupteurs commandés des paires sont simultanément à l'état fermé. Dès que la valeur de régulation est atteinte, on applique une commande de commutation à l'état ouvert (ou OFF) sur les interrupteurs d'une des paires, par exemple sur MPH1 et MPB2. C'est ce qui marque la fin de la phase de stockage d'énergie. Cette régulation primaire, indépendante de la régulation secondaire, est avantageusement contrôlée pour que la tension VT chargée par le condensateur CT de l'étage tampon actif soit supérieure à la valeur crête de la tension d'entrée, soit VT>VE_MAX, et de préférence à une valeur égale ou proche de Vs*Np/Ns. La chute de tension VD des diodes de redressement secondaires doit être prise en compte pour avoir un convertisseur conçu de manière optimale. Cette prise en compte entraîne un ajustement de la tension VT. En pratique, il existe un temps mort entre le moment ou l'interrupteur MT est commandé à l'état ouvert et le moment où les interrupteurs MPTH1, MpTB1 MPTH2, MPTB2 sont commandés à l'état fermé. Ce retard entre la commande de commutation à l'état ouvert de l'interrupteur MT de l'étage tampon actif, pour passer en phase de stockage d'énergie dans l'inductance d'entrée LB, et la commande de commutation à l'état fermé des interrupteurs commandés primaires pour court-circuiter l'entrée du transformateur primaire, permet d'assurer la commutation des interrupteurs de l'état ouvert à l'état fermé à zéro de tension aux bornes de ces interrupteurs, c'est à dire une commutation douce, sans stress sur les interrupteurs, ce qui réduit les pertes de commutation.

Côté secondaire, la régulation de la tension de sortie Vs est assurée en contrôlant la durée as*T/2 de mise en conduction simultanée des interrupteurs commandés du secondaire Ms1 et Ms2 pendant laquelle la valeur du courant dans Ls est non nulle. Ceci est avantageusement obtenu en fonction de la mesure du courant prélevé par la charge de sortie parune cellule de contrôle correspondante. Cette régulation au secondaire est

13 assurée par un contrôleur de régulation comme illustré schématiquement sur la figure 21, sur la base de l'observation des courants Lts1, IMs2 dans les interrupteurs secondaires, des tensions VEs1, VEs2 aux bornes Es1 et Es2, et de la tension de sortie Vs. Dans un tel contrôleur, la tension de sortie Vs est mesurée et comparée à une référence Ref2. La différence rentre dans un correcteur qui génère une tension de consigne. Dans le cas d'une régulation en mode tension, la consigne sera comparée à une rampe (forme en dent de scie) qui entraîne l'ouverture des interrupteurs MS1 et MS2 suivant la phase. Dans le cas d'une régulation en mode courant comme illustré, la consigne sera comparée à une mesure de courant IMs2 pour la commande d'ouverture de Ms1, et (Ms1 pour la commande d'ouverture de Ms2. L'interrupteur MS1 est commandé à la fermeture par la détection de zéro de tension en Es1 et l'interrupteur Ms2 est commandé à la fermeture par la détection de zéro de tension en Es2.

De manière générale, l'étude précise de la topologie implique le rajout d'un contrôle de valeur maximum de rapport cyclique et de courant crête pour éviter de passer dans des modes de réduction de la puissance de sortie lorsque le rapport cyclique est trop élevé. En effet, la courbe représentant la puissance de sortie en fonction du rapport cyclique as passe par un maximum pour une valeur de as inférieure à 1 (courbe en forme de parabole inversée) donc il faut pour garantir la stabilité du convertisseur que le rapport cyclique soit limité à la valeur de as permettant d'obtenir la puissance maximum. Les schémas de contrôle proposés en exemple permettent de montrer que le convertisseur peut être asservi sans problème mais ne sont pas exhaustifs. L'invention permet de s'affranchir de la diode de la topologie BOOST qui est génératrice de pertes. Elle assure sur tous les interrupteurs des commutations à zéro de tensions. De telles commutations permettent de s'affranchir des influences néfastes des éléments parasites dont les capacités qui dégradent le rendement du BOOST isolé de la figure 1c. De plus, les inductances (LB et Lc/Lsc) se trouvent toujours prises entre deux points qui forment un circuit à impédance quasi nulle en haute fréquence (capacités de sortie et de tampon) ce qui empêche la génération de surtensions transitoires. L'invention en réduisant la valeur des courants efficaces dans les semi-conducteurs permet d'optimiser les besoins en surface de ce composant.

Le détail du fonctionnement est décrit en référence au chronogramme illustré sur la figure 3 et aux schémas électriques à chaque phase de fonctionnement illustrée sur les figures 4 et suivantes. Dans ces schémas, les interrupteurs commandés à l'état fermé ou "ON" sont représentés par un court-circuit et ceux à l'état ouvert ou OFF, par un circuit ouvert. Par convention retenue dans ces figures, l'état fermé des interrupteurs est obtenu par une commande d'activation à l'état haut, et l'état fermé de ces interrupteurs est obtenu par une commande à l'état bas. Dans le cas où ces interrupteurs sont des transistors Mosfet, la commande d'activation est un signal de tension appliqué sur leur grille, et l'état fermé ou "ON" signifie que ces interrupteurs sont à l'état passant, et l'état ouvert ou "OFF" signifie qu'ils sont à l'état bloqué. Cette figure 3 montre clairement que toutes les commutations ont lieu à zéro de tension (interrupteurs commandés) ou de courant (diodes). Le chronogramme sur la figure 3 présente les 14 phases topologiques d'un dispositif selon l'invention. Ces phases 1 à 14 sont décrites successivement ci-après, en relation avec les figures 4 à 17 correspondantes.

Phase 1 Commande par rapport à la phase précédente (phase 14) : Fermeture de Mss. Etat des interrupteurs (figure 4) : -côté primaire : MPH1, MPH2, MPB1, MPB2 sont tous Fermés; MT est Ouvert. -côté secondaire : Ms1 et Ms2 sont Fermés. Dans cette phase 1, le comportement (Figure 3) du dispositif est le suivant : Côté primaire, l'inductance d'entrée LB est en court-circuit sur la source de tension VE. Le courant ILB dans l'inductance croît linéairement en VE=LBdi/dt, jusqu'à une valeur crête qui marque la fin de la phase 1: La tension aux bornes de l'enroulement primaire VRP et la tension aux bornes de l'enroulement secondaire sont égales, et nulles : VLP=O=VAS. La tension VSEc est égale à la tension aux bornes du coupleur, qui est également nulle : VSEC=o=VLC.

Phase OO Modification par rapport à la phase précédente : Ouverture de MPH1 et MPB2. Cette commande d'ouverture a lieu à zéro de tension, c'est à dire qu'au moment de la commutation, la tension VRP aux bornes de l'enroulement primaire est nulle. Etat des interrupteurs (figure 5) : -Côté primaire : MpH2, MPB1 sont Fermés, et MT, MPH1 et MPB2 sont Ouverts. -Côté secondaire : Ms1 et Ms2 sont Fermés. Dans cette phase O, la tension aux bornes de l'enroulement primaire VRP, précédemment nulle descend jusqu 'à une valeur ùVT à laquelle la diode DT de l'étage tampon actif se met à conduire . La tension VLp est alors fixe et égale à -VT, et entraîne la montée du courant dans l'inductance coupleur Lc.

Phase Modification par rapport à la phase précédente : Fermeture de l'interrupteur MT.

Etat des interrupteurs (figure 6): -Côté primaire : MpH2, MF>B1, MT Fermés ; MPH1, MpB2 Ouverts. -Côté Secondaire : Ms1 et Ms2 Fermés. Le changement de phase, pour passer de la phase O à la phase doit se produire à la détection à zéro de tension de la tension VLP et/ou au bout d'un temps d'attente suffisant qui permet d'être sûr que la tension aux bornes de l'interrupteur MT est nulle au moment où il est commuté à l'état fermé. La fermeture de MT permet d'assurer la bidirectionnalité du courant, en sorte que la capacité CT peut se charger et se décharger. La tension VT peut ainsi rester fixe.

La tension V[P au primaire du transformateur est toujours égale à VT. Cela entraîne la descente du courant dans l'inductance coupleur Lc.

Phase Modification par rapport à la phase précédente : Ouverture Ms2 35 Etat des interrupteurs (figure 7):

16 - Côté primaire : MPH2, MPB1, MT Fermés ; MPH,, MPB2 Ouverts. - Côté secondaire : Ms1 Fermé ; Ms2 Ouvert La commande d'ouverture appliquée sur l'interrupteur commandé Ms2 met fin à la phase de stockage d'énergie dans l'inductance coupleur L. Elle permet donc de contrôler la quantité d'énergie disponible au secondaire, par contrôle du courant dans l'inductance coupleur. La diode Ds2 se met à conduire. Le courant est distribué à la charge. La tension Vsec appliquée entre les bornes secondaire E51 et Est atteint la valeur -Vs-VD, où VD est la chute de tension dans la diode passante (et Vs ~o la tension de sortie distribuée à la charge).

Phase OO Modification par rapport à la phase précédente : Ouverture MT Etat des interrupteurs (figure 8): 15 -Côté primaire : MPH2, MPB1, MT Fermés ; MPH,1, MPB2 Ouverts -Côté secondaire : Ms1 Fermé ; Ms2 Ouvert. Cette phase OO est une phase de résonance entre la capacité de résonance primaire Crp et l'inductance coupleur L. A l'ouverture de l'interrupteur MT la tension VT n'est plus appliquée directement sur Crp. La tension aux bornes de 20 Crp n'est plus fixe et peut donc varier. Le circuit équivalent est alors l'inductance LB en parallèle avec C-p. Le courant présent dans l'inductance LB permet de démarrer une phase de résonance classique lorsque l'on associe un condensateur et une inductance. Pour que cette phase de résonance se produise, il faut au départ une valeur de courant non nulle et négative dans 25 MT. On note 'LB la valeur du courant dans l'inductance LB, Ip la valeur du courant entrant dans le pont en H, IT la valeur du courant dans le condensateur tampon CT comme décrit figure 2. On a IT=ILB-IP. 30 La figure 2a est une représentation graphique de la forme des courants ILB et Ip. 11 est la valeur de courant atteinte dans le pont à l'ouverture d'un des interrupteurs M3i, Ms2 secondaires. La valeur moyenne du courant d'entrée ILBMoyen est PoutNin si l'on considère pour la démonstration que le rendement est proche de 1, c'est à dire que 35 Pout=Pin.

La puissance de sortie de l'étage Boost est Pout=VT*IPmoyen. La valeur moyenne du courant délivrée à la charge IPMoyen est inférieure à 11*(1-ap). Donc ILBMoyen=PoutNIn et avec la relation connue dans un boost en conduction continue VT=Vin/(1-ap). On obtient ILBMoyen=Pout/VT*(1-ap). Donc IPMoyen<11 *(1-ap). Soit avec (1-ap)>O, Il >Ipmoyen/( -op), I 1 >Pout/VT*(1-ap), et PoutNT*(1-ap)=ILBMoyen.

Donc I1> ILBmoyen• Ce qui montre que la valeur de courant dans l'interrupteur MT sera négative, car IT=ILB-11. Avec ILBMoyen>ILBMin, ILBMoyen-11 <O, donclLB-11 <O. La phase de résonance va se traduire par le passage à zéro de la tension VLp. Au passage à zéro de tension de la tension VLP aux bornes de l'enroulement primaire, on commande la fermeture des interrupteurs commandés MPH1, MPB2 (phase 6).

Phase Modification par rapport à la phase précédente : Fermeture de MPH1, MPB2. 20 Etat des interrupteurs (figure 9): -Côté primaire : MpH2, MpB1, MPH1, MpB2 Fermés, MT Ouvert. -Côté secondaire : MS1 Fermé ; Ms2 Ouvert . Cette phase est le début de la phase de stockage d'énergie dans l'inductance d'entrée au primaire, court-circuitée sur la source de tension 25 d'entrée. Le courant ILB dans l'inductance décroît avec une pente en -VE/LB. La tension VLP aux bornes de l'enroulement primaire est nulle.

Phase O Modification par rapport à la phase précédente : Ouverture de la diode DS2 30 Etat des interrupteurs (figure 10): -Côté primaire : MPH2, MPB1, MPH1, MPB2 Fermés et MT Ouvert. -Côté secondaire : Ms1 Fermé ; MS2 Ouvert. A l'ouverture naturelle de la diode (puisque le courant la traversant s 'annule), on retrouve un circuit équivalent associant en parallèle une 35 inductance Lc et un condensateur Cr,. Le condensateur étant chargé à -Vs,

18 il se produit une phase de résonance qui va permettre à VsEC entre les bornes secondaire Esi et ES2 de repasser par zéro. La tension VsEC appliquée entre les bornes secondaire Est et Est repasse à zéro et la commutation de l'interrupteur MS2 est réalisée à zéro de tension, ce qui permet d'avoir des pertes nulles en commutation (phase 8).

Phase Modification par rapport à la phase précédente : fermeture Ms2 Etat des interrupteurs (figure 11): -Côté primaire MPH2, MPB1, MpHl, MPB2 Fermés et MT Ouvert. -Côté secondaire : Msi et Ms2 Fermés. Au primaire, le courant log dans l'inductance décroît linéairement avec une pente en ûVE/LB jusqu'à une valeur crête qui marque la fin de la phase de stockage d'énergie débutée à la phase : La tension aux bornes de l'enroulement primaire VLP et la tension aux bornes de l'enroulement secondaire sont égales, et nulles : VLP=O=VLS. La tension Vsec est égale à la tension aux bornes du coupleur, qui est également nulle : VSeC=O=VLC. Cet état est stable les tensions sont nulles sur les inductances du transformateur et sur Lc.

Phase OO Modification par rapport à la phase précédente : Ouverture de MPH2, MPB1• Etat des interrupteurs (figure 12): -Côté primaire : MPH1, MPB2 Fermés, MPH2, MPB1 et MT Ouverts. -Côté secondaire : Ms, et MS2 Fermés Dans cette phase e, la tension aux bornes de l'enroulement primaire VLP, précédemment nulle monte jusqu 'à une valeur +VT à laquelle la diode DT de l'étage tampon actif se met à conduire naturellement.. La tension VLP appliquée au primaire du transformateur entraîne la montée du courant dans l'inductance coupleur L.

Phase @ Modification par rapport à la phase précédente : Fermeture de MT Etat des interrupteurs (figure 13): Côté primaire : MPH1, MP32 et MT Fermés et MPH2, MPB1 Ouverts Côté secondaire : Ms1 et Ms2 Fermés. Le changement de phase, pour passer de la phase OO à la phase @ doit se produire à la détection à zéro de tension de la tension VLP et/ou au bout d'un temps adéquat pour assurer une faible tension aux bornes de l'interrupteur MT avant sa fermeture. (Sur la figure 13, la fermeture de MT est obtenue après un temps d'attente suffisant qui permet d'être sûr que la tension à ses bornes est nulle). La fermeture de MT permet de réduire les pertes par rapport à l'utilisation uniquement de la diode DT. La tension VLP au primaire du transformateur est toujours égale à VT. Cela entraîne la montée du ~o courant dans l'inductance coupleur Lp.

Phase 11 Modification par rapport à la phase précédente : Ouverture de Msi Etat des interrupteurs (figure 14): 15 -Côté primaire : MPH1, MPB2 et MT Fermés et MPH2, MPB1 Ouverts -Côté secondaire : Msi Ouvert et Ms2 Fermé La commande d'ouverture appliquée sur l'interrupteur commandé Ms1 met fin à la phase de stockage d'énergie dans l'inductance coupleur Lp. Elle permet donc de contrôler la quantité d'énergie disponible au secondaire, par contrôle 20 du courant dans l'inductance coupleur. La diode Dsi se met à conduire. Le courant est distribué à la charge. La tension Vsec appliquée entre les bornes secondaire Esi et Est atteint +Vs+VD, où VD est la chute de tension dans la diode passante (et Vs la tension de sortie distribuée à la charge). 25 Phase 12 Modification par rapport à la phase précédente : Ouverture de MT Etat des interrupteurs (figure 15): -Côté primaire MPH1, MP62 Fermés et MPH2, MPB1 et MT Ouverts 30 -Côté secondaire : Msi Ouvert et M52 Fermé Cette phase 12 est une phase de résonance entre la capacité de résonance primaire Crp et l'inductance coupleur Lp comme décrit dans la phase (5). Au passage à zéro de tension de la tension VRP aux bornes de l'enroulement primaire, on commande la fermeture des interrupteurs commandés ouverts 35 du primaire, c'est à dire MPH2, MPBi (phase 13). 20 Phase 13 Modification par rapport à la phase précédente : Fermeture de MPB1 et MPH2 5 Etat des interrupteurs (figure 16): -Côté primaire : MPB1et MPH2 Fermés et MPH1, MPB2 et MT Ouverts - Côté secondaire : Ms1 Ouvert et MS2 Fermé Cette phase est le début de la phase de stockage d'énergie dans l'inductance d'entrée au primaire, court-circuitée sur la source de tension 10 d'entrée. Le courant lLB dans l'inductance croît avec une pente en VE/LB. La tension VRP aux bornes de l'enroulement primaire est nulle.

Phase 14 15 Modification par rapport à la phase précédente : Ouverture de la Diode Ds1 Etat des interrupteurs (figure 17): -Côté primaire : MPB1et MPH2 Fermés et MPH1, MPB2 et MT Ouverts -Côté secondaire : Ms1 et MS2 Fermés A l'ouverture naturelle de la diode DST (puisque le courant la traversant 20 s 'annule), on retrouve un circuit équivalent associant en parallèle une inductance Lc et un condensateur Cr,. Le condensateur étant chargé à vs, il se produit une phase de résonance qui va permettre à la tension VSec entre les bornes secondaire Est et Es2de repasser par zéro. La commutation à l'état fermé de MSI se fait à zéro de tension, ce qui permet d'avoir des pertes 25 nulles en commutation (phase 1). Un dispositif de transfert de puissance selon l'invention qui vient d'être décrite permet une réduction des pertes de l'ordre de 15 à 30% par rapport aux structures de l'état de l'art, grâce à la régulation au secondaire utilisant l'inductance de fuite du transformateur comme élément de stockage 30 d'énergie, tout en conservant une grande dynamique de tension d'entrée de l'ordre de 2 à 5 et un rapport de transformation entre tension de sortie et tension d'entrée élevé de l'ordre de 20 à 30 grâce à l'étage élévateur de tension du primaire. Ceci est obtenu sans stresser les composants, en particulier par des commutations à zéro de tension des interrupteurs 35 commandés, et à zéro de courant dans les diodes.

Claims (7)

REVENDICATIONS

1. Dispositif de transfert de puissance isolé sur une charge en sortie (Z) connectée entre une première borne de sortie (A) et une deuxième borne de sortie (B), comprenant une source de tension continue (VE) et un coupleur magnétique (cm) comprenant un transformateur avec un enroulement primaire (Np) entre deux bornes primaires (E2i, Ep2), un enroulement secondaire (Ns) en série avec une inductance coupleur (Lc) entre deux bornes secondaires (Esi,Es2), la dite inductance coupleur comprenant au moins l'inductance de fuite (Lf) du transformateur; un pont redresseur comprenant deux diodes (Dsl, Ds2), chaque diode connectée entre une borne secondaire respective (Est, Es2) et la première borne de sortie (A), et deux interrupteurs commandés, chaque interrupteur commandé étant connecté entre une borne secondaire respective (Es1, Es2) et la deuxième borne de sortie (B), et des moyens de commande des dits interrupteurs commandés apte à les mettre simultanément à l'état fermé pendant une durée de stockage d'énergie (as), caractérisé en ce qu'il comprend en outre côté primaire un circuit élévateur de tension (4) comprenant : une inductance d'entrée (LB) en série avec la source de tension continue (VE); un étage tampon actif (5) en parallèle sur l'ensemble série formé de la source de tension d'entrée et de l'inductance série, ledit étage comprenant un interrupteur commandé (MT) avec une diode d'écrêtage (Dl-) en parallèle, connecté en série avec un condensateur (CT), ledit interrupteur étant connecté à l'inductance et ledit condensateur à la source, une première et une deuxième paires d'interrupteurs commandés en série, chaque paire connectée en parallèle sur l'étage tampon actif et le point de connexion entre les deux interrupteurs de chaque paire étant relié à une borne primaire respective, et des moyens de commande des interrupteurs desdites paires apte à les mettre simultanément à l'état fermé pendant unedurée de stockage d'énergie (ap), pour court-circuiter l'inductance sur la source de tension d'entrée.

2. Dispositif de transfert de puissance isolé selon la revendication 1, caractérisé en ce que ladite inductance coupleur (Lc) comprend l'inductance de fuite du transformateur et une inductance supplémentaire (LSc) qui peut être sur l'enroulement primaire et/ou secondaire.

3. Dispositif selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce que lesdits circuits de commande appliquent les commandes de commutation des interrupteurs à zéro de tension.

4. Dispositif selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce que diodes commutent à zéro de courant.

5. Dispositif de transfert de puissance selon la revendication 1, caractérisé en ce que lesdits moyens de commande associés aux interrupteurs des première et deuxième paire comprennent une cellule de détection d'une chute de tension aux bornes de l'interrupteur (MT) de l'étage tampon actif. 20

6. Dispositif de transfert de puissance selon la revendication 1, caractérisé en ce que lesdits moyens de commande associés aux interrupteurs des première et deuxième paire comprennent une cellule de détection d'une valeur de courant crête dans l'inductance d'élévation (LB).

7. Dispositif de transfert isolé selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce que lesdits interrupteurs commandés sont des interrupteurs de type semi-conducteur. 25