WO2014174171A1 - Procede et dispositif de commande d'un convertisseur multiphase courant continu-courant continu a resonance, et convertisseur multiphase correspondant - Google Patents

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Definitions

  • the present invention relates to a method and a device for controlling a resonant dc-to-dc multi-phase converter for supplying power equipment from a DC power source to a plurality of storers of a motor vehicle,
  • the invention also relates to the corresponding multiphase converter, as well as an ac / dc converter comprising a multiphase DC / DC converter provided with such a control device. BACKGROUND ART OF THE INVENTION.
  • DC-DC resonant converters for converting one voltage level to another are frequently used in high power density, high efficiency dc / dc conversion systems.
  • two MOSFET power field effect transistors 4, 5 are connected to a DC source 6 forming a half-bridge with a first so-called “high-side” transistor 4 connected to the potential terminal of the source 6 and a second transistor called “low-side” 5 connected to ground.
  • the resonant circuit 7 comprises in series the capacitor 3 and a first inductor 1 determining the resonance, and a second inductor 2 of a transformer 8. At the output are two rectifying diodes 9 and a filtering capacitor 10 supplying a direct current. load resistance 1 1.
  • the two power MOSFETs 4, 5 are switched in a complementary manner with a duty ratio close to 50%, leaving a time constant death to avoid a phenomenon of simultaneous conduction.
  • This known LLC converter operates in a zero-voltage switching mode of all semiconductors 4,5, in a wide range of loads, with improved EMC (electromagnetic compatibility) performance and limited switching frequency.
  • the current flowing in the primary of the transformer 8 can be reduced, and the current constraints imposed on the MOSFET transistors 4, 5 are decreased and distributed between the different power units.
  • a well known control method of the transistors 4, 5 of the half-bridges of the elementary converters of the multiphase converter consists of operating the n phases (n greater than or equal to 2) to a common switching frequency, with a phase shift ⁇ of T / n (period by number of units) between two adjacent elementary converters to obtain an output current with less impulsive transients.
  • a difference of 5% between the first inductor l_m of the first inductor 1 and another can introduce a current imbalance of up to 90%.
  • European Patent Application EP2299580 provides a method and apparatus for controlling a resonant DC-DC multiphase converter to solve the problem of unbalancing currents in LLC type elementary converters without expensive selection and pairing of components.
  • the method consists in particular in measuring the supply currents of the elementary converters (three being represented) by means of shunts 12 and in controlling the phase shifts ⁇ - ⁇ -2, ⁇ 2- 3 between the signals of commands, of the same common frequency, MOSFET transistors 4, 5 half bridges so as to achieve the balancing of these supply currents.
  • the subject of the invention is precisely a method for controlling a resonant DC-DC multiphase converter comprising a plurality of identical resonant DC-CC elementary converters connected in parallel.
  • This method is of the type consisting of measuring each of the feed currents of the elementary converters to achieve a balancing of the supply currents.
  • the method according to the invention is remarkable in that it also consists in controlling switching frequencies of the elementary converters as a function of the supply currents so as to achieve this balancing,
  • this method of controlling a resonant DC-DC multiphase converter further comprises slaving the supply currents to a common reference current determined according to a difference between an output voltage of the multiphase converter and a nominal voltage.
  • the supply currents are preferably determined by measuring potential differences across shunts inserted in series into supply circuits of the elementary converters.
  • the switching frequencies advantageously result from a voltage-frequency conversion.
  • the invention also relates to a device for controlling a resonant DC-DC multiphase converter comprising a plurality of identical resonant DC-CC elementary converters connected in parallel.
  • This control device is of the type comprising intensity measuring means for each of the feed currents of the elementary converters in order to achieve a balancing of the supply currents and suitable for implementing the method described above.
  • the control device according to the invention is remarkable in that it furthermore comprises frequency generators generating switching frequencies of the elementary converters as a function of these supply currents.
  • control device advantageously comprises:
  • a comparator between an output voltage of the multiphase converter and a nominal voltage; a regulation loop that controls the supply currents at a common reference intensity.
  • the intensity measuring means comprise:
  • a resonant DC-DC multi-phase converter having a plurality of identical resonant CC-CC elementary converters connected in parallel, and comprising the control device described above is also provided by the invention.
  • the elementary converters are advantageously of LLC type each comprising two inductances and a capacitor.
  • the switching means of each of the elementary converters consist of half-bridge connected switching elements.
  • the invention is further directed to a resonant AC-DC multiphase converter, which is advantageously an input AC-DC converter coupled to a resonant DC-DC multiphase converter having the above specifications. exit.
  • Figure 1 shows schematically a multiphase DC-DC resonance converter and its control device known from the state of the art.
  • Figure 2 is a block diagram of a control device of a multi-phase DC-DC resonance converter according to the invention.
  • Figure 3 schematically shows a preferred embodiment of a multi-phase DC-DC resonance converter and its control device according to the invention.
  • Figure 4 schematically shows a multiphase AC converter.
  • the feed streams I m , l R2,. . . Rn of the elementary converters of the multi-phase DC-DC resonance converter (n-phase) according to the invention are detected by their respective shunts 1 2 and converted into 13 potential differences V R i, V R2 , ... V Rn .
  • V R , V R 2, ... V Rn are filtered by low-pass filters 14, having a high gain in the band of the switching frequencies Fi, F 2 , ... F n of the elementary converters, for eliminate the noise provided by the switching elements 4, 5.
  • These filters 14 normally include a common-mode low-pass filter for common-mode noise filtering and a differential-mode low-pass filter for differential-mode noise filtering.
  • the order of the filters 14, determining the slope of the frequency response, does not matter.
  • the filtered signals are amplified to levels 14 l m i, l m 2, - - - lmn adapted to the current regulating loops of the individual converters.
  • the output voltage V 0 of the multiphase converter is compared with a nominal voltage V ref and an error signal e v results therefrom .
  • a voltage divider bridge is advantageously added for the measurement of the output voltage V 0 , as a function of the level of the output voltage V 0 of the multiphase converter.
  • the nominal voltage V ref is provided either by an external voltage reference constant or variable, either by an internal source, such as for example a TL431 type circuit.
  • a regulation 1 6 implemented by the method according to the invention is of any type, such as PI, PI D, etc.
  • the electrical isolation stage 1 7 can be placed anywhere in the voltage regulation loop, before regulation 1 6 or after a limiter stage 1 8.
  • the limiter stage 1 8 is intended to eliminate the outlying values of an intensity l ref , in order to avoid the risk of an overload and to improve the robustness of the multiphase converter.
  • control of the current level of each elementary converter is also interesting, or even mandatory, when the multiphase converter is located between two voltage sources of an electric vehicle or a hybrid vehicle (high voltage battery and low voltage battery).
  • a bandwidth of this voltage regulation loop is advantageously of the order of a few KHz.
  • the reference intensity Iref is common to all the current control loops which regulate the supply currents 1 R , 1 R2 , ... IR P -
  • the feed streams I R , I R2 , ... IR P being the same, because the source 6 is the same, the powers consumed are the same for all the elementary converters regardless of the tolerances on the electronic components.
  • ⁇ , ei2, .ein corresponding to a regulated intensity l reg 1 9 resulting from a comparison 20 between the reference intensity l ref and the supply currents l R , l R 2 ,. . . Rn are converted into switching frequencies Fi, F 2 , ... F n by a voltage-frequency conversion 21 to drive the elementary converters. Since the error voltages at, ei 2 , ... i n are not identical if the circuits have dissymmetries, the elementary converters operate at different switching frequencies F 1 , F 2 , ... F n .
  • the drivers 21 of the switching elements 4, 5 of the half-bridges of the elementary converters generate complementary square signals having a duty ratio close to 50%, with a constant dead time. to avoid the phenomenon of overlap, in a manner known per se.
  • control device of a multiphase converter described above has many advantages, including:
  • Figure 3 is shown schematically an n-phase converter according to the invention.
  • the resonant DC-DC elementary converters comprise LLC type cells 22, their inputs being connected in parallel on the same source 6, and their outputs being also connected in parallel, with a filter capacitor 10 and a load resistor 1 1 common.
  • the resistors R 1, F 2, - - - R n of the shunts 12 constituting the current sensors may vary between a few m ⁇ and a few hundred m ⁇ depending on the supply currents I Ri; l R2, - - - l Rn and the level of the measurement voltages VR-I, VR2,. . . V Rn required.
  • the shunts 1 2 are inserted in series on the ground side in the supply circuits of the elementary converters, so that the measurement voltages V R i, V R2 , ... V Rn are not floating.
  • Each elementary converter comprises a half bridge composed of two MOSFET switching elements 4,5.
  • MOSFETs 4, 5 are replaced by switching elements of BJT type (acronym for "Bipolar Junction Transistor” in English terminology, ie “Bipolar Junction Transistor”) or IGBT (acronym for "Insulated Bipolar Transistor Trigger ", ie” Bipolar Isolated Gate Transistor ").
  • Each LLC cell 22 comprises in series a first inductor 1 (resonant inductance) having a first inductor L m , L R2 , ... L Rn , a capacitor 3 (resonant capacitor) having a capacitance Cm, C R2 , ... C Rn , and a second inductor 2 (magnetising or primary inductance) having a second self L M i, L M 2, ⁇ L Mn -
  • the resonant capacitor 3 is advantageously divided into two capacitive elements of less than half value connected in series and connected in parallel to the half bridge 4, 5, the midpoint being connected to the transformer 8.
  • the first inductor 1 is shown as a separate component; alternatively, it is completely integrated with the transformer 8 and it is considered that it has a self-leakage.
  • the second inductor 2 is also shown as another separate component; alternatively, it is also completely integrated into the transformer 8.
  • the capacitors Cm, C R2 , ... C Rn , the first inductors L R , L R2 , ... L Rn , and the second inductors LM-I, L M2 , ... L Mn of these electronic components of the DC-DC resonance multi-phase converter do not need to be matched.
  • the diodes 9 are advantageously Schottky type diodes to reduce power losses.
  • the synchronous rectifiers in question comprise semiconductor switches connected in parallel to the diodes 9, such that these switches are on when the diodes 9 are forward biased.
  • all the elementary converters of the multiphase converter according to the invention are controlled by a control module 23 which generates the switching frequencies F ; F 2 , ... F n of the drivers 21 of the switching elements 4, 5 as a function of the measurement voltages Vm, V R2 , ... V Rn and of the output voltage V 0 according to the block diagram of FIG. 2.
  • Figure 4 shows another example of a multiphase converter in which one will benefit from the implementation of the method and the control device according to the invention.
  • AC-DC multiphase AC-DC converter
  • an AC-DC converter 24 input adapted to be connected to an AC voltage source 25;
  • a multi-phase resonant DC-DC converter comprising a plurality of resonant elementary converters 27 connected in parallel input to the output of the AC-DC converter and connected in parallel at the output;
  • control module 23 operating according to the principles of the invention.
  • the output charge 28 is constituted by one or more devices, for example a battery 29 and a resistive load 30.
  • This architecture will usefully be implemented in an electric vehicle to charge the high voltage batteries of the vehicle (for example 300 V DC) from sector 25 (in particular 220 V AC) and to charge the low voltage battery at the same time. (for example 12 V) with a good performance.
  • the architecture of the CC-CC resonant elementary converters may differ from the specified one.
  • the resonant circuits (7, 22) of the type "LLC Series " may be replaced by" LC-parallel "," LC-series "or even LCC-type circuits.
  • the feed currents of the elementary converters lm, l R2,. . . Rn can alternatively be measured by means of intensity measurement 13 different shunts 12, for example by Hall effect sensors or current transformers.

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Abstract

-Le procédé de commande selon l'invention concerne un convertisseur multiphase CC-CC à résonance comportant plusieurs convertisseurs élémentaires CC-CC identiques connectés en parallèle. Des courants d'alimentation (IR1, IR2,…IRn) sont 10 mesurés dans les convertisseurs élémentaires CC-CC afin de réaliser un équilibrage de ces mêmes courants. Conformément au procédé, des fréquences de découpage des convertisseurs élémentaires CC-CC sont contrôlées en fonction des courants d'alimentation de manière à réaliser ledit équilibrage. Selon une autre caractéristique, il est prévu un asservissement des courants d'alimentation à une 15 intensité de référence (Iref) commune déterminée en fonction d'une différence entre une tension de sortie (Vo) du convertisseur multiphase et une tension nominale (Vref).

Description

PROCEDE ET DISPOSITIF DE COMMANDE D'UN CONVERTISSEUR MULTIPHASE COURANT CONTINU-COURANT CONTINU A RESONANCE, ET
CONVERTISSEUR MULTIPHASE CORRESPONDANT DOMAINE TECHNIQUE DE L'INVENTION.
La présente invention concerne un procédé et un dispositif de commande d'un convertisseur multiphase courant continu- courant continu à résonance destiné à alimenter à partir d'une source de courant continu un équipement de puissance à plusieurs stockeurs d'un véhicule automobile,
L'invention concerne également le convertisseur multiphase correspondant, ainsi qu'un convertisseur courant alternatif- courant continu comprenant un convertisseur multiphase courant continu- courant continu muni d'un tel dispositif de commande. ARRIERE PLAN TECHNOLOGIQUE DE L'INVENTION.
Les convertisseurs courant continu- courant continu à résonance permettant de transformer un niveau de tension en un autre sont fréquemment mis en œuvre dans les systèmes de conversion courant continu- courant continu à forte densité de puissance et à haut rendement.
Une architecture de base simplifiée d'un convertisseur courant continu- courant continu (ou CC-CC selon l'acronyme correspondant) à résonance de type "LLC série" (c'est-à-dire comprenant deux inductances 1 , 2 et un condensateur 3 en série) est représentée sur la Figure 1.
En entrée, deux transistors à effet de champ de puissance 4, 5 de type MOSFET sont connectés sur une source de courant continu 6 formant un demi- pont avec un premier transistor dit "hight-side" 4 connecté à la borne de potentiel de la source 6 et un second transistor dit "low-side" 5 connecté à la masse.
Le circuit résonant 7 comporte en série le condensateur 3 et une première inductance 1 déterminant la résonance, et une seconde inductance 2 d'un transformateur 8. On trouve en sortie deux diodes 9 de redressement et un condensateur de filtrage 10 alimentant en courant continu une résistance de charge 1 1 .
Les deux MOSFET de puissance 4, 5 sont commutés de manière complémentaire selon un rapport cyclique proche de 50%, en laissant un temps mort constant pour éviter un phénomène de conduction simultanée.
Ce convertisseur LLC connu fonctionne selon un mode de commutation à zéro de tension de tous les semi-conducteurs 4,5, dans une large gamme de charges, avec des performances en CEM (compatibilité électro-magnétique) améliorées et une fréquence de découpage limitée.
Toutefois, à cause des courants impulsionnels importants au secondaire du transformateur 8 et des courants élevés au primaire, l'utilisation d'un convertisseur élémentaire de ce type est limité à des puissances faibles ou moyennes. En effet, les applications requérant des puissances élevées et de forts courants conduisent à des pertes fer et des pertes par commutation supplémentaires qui réduisent le rendement global des convertisseurs.
Pour réaliser des convertisseurs de puissance élevée, et pallier ces inconvénients, on utilise une architecture multiphase dans laquelle plusieurs convertisseurs élémentaires identiques sont connectés en entrée en parallèle sur une même source 6 et en sortie en parallèle sur une même charge 1 1 (convertisseur multiphase LLC parallèle - parallèle), comme le montre bien la Figure 1 , afin de partager la puissance totale entre chaque convertisseur élémentaire et de mieux répartir les courants entre les différentes unités de puissance pour obtenir un bon rendement.
Le courant circulant dans le primaire du transformateur 8 peut être réduit, et les contraintes en courant imposées aux transistors MOSFET 4, 5 sont diminuées et réparties entre les différentes unités de puissance.
Un procédé de commande bien connu des transistors 4, 5 des demi-ponts des convertisseurs élémentaires du convertisseur multiphase consiste à faire fonctionner les n phases (n supérieur ou égal à 2) à une fréquence de découpage commune, avec un déphasage Δφ de T/n (période par nombre d'unités) entre deux convertisseurs élémentaires adjacents pour obtenir un courant de sortie présentant moins de transitoires impulsionnelles.
Cependant, ce procédé de commande bien connu est valable seulement dans l'hypothèse où tous les convertisseurs élémentaires présentent exactement les mêmes caractéristiques électriques: même première self Lm , LR2, LR3 à la résonance de la première inductance 1 , même capacité Cm , CR2, CR3 à la résonance du condensateur 3, même seconde self LMI J LM2J LM3 de la seconde inductance 2 et mêmes paramètres en commutation QHi , QH2, QH3! QLI , QL.2, QL3 des transistors 4, 5. Ce qui revient à dire, qu'une sorte de super-symétrie doit être conservée entre tous les convertisseurs élémentaires.
En cas de dysfonctionnement, la moindre dissymétrie est susceptible de créer d'énormes problèmes d'équilibrage, la plus grande fraction du courant passant par une seule unité de puissance, laissant les autres unités fonctionner à une faible puissance de sortie, voire une puissance nulle.
Par exemple, une différence de 5% entre la première self l_m de la première inductance 1 et une autre peut introduire un déséquilibre de courant pouvant atteindre 90%.
Comme chaque paramètre d'un composant électronique présente une certaine tolérance (typiquement, dans l'industrie automobile, +- 5% pour un condensateur, +- 10% pour une inductance), ce procédé de commande bien connu est en fait totalement inefficace pour assurer l'équilibrage des courants entre les différents convertisseurs élémentaires, et donc pour maintenir un rendement global acceptable.
La demande de brevet européen EP2299580 propose un procédé et un dispositif de commande d'un convertisseur multiphase CC-CC à résonance pour résoudre le problème du déséquilibrage des courants dans des convertisseurs élémentaires de type LLC sans une sélection et un appariement coûteux des composants.
Comme le représente schématiquement la Figure 1 , le procédé consiste notamment à mesurer les courants d'alimentation des convertisseurs élémentaires (trois étant représentés) au moyens de shunts 12 et à contrôler les déphasages Δφ-ι -2, Δφ2-3 entre les signaux de commandes, d'une même fréquence commune, des transistors MOSFET 4, 5 des demi-ponts de manière à réaliser l'équilibrage de ces courants d'alimentation.
Toutefois, ce procédé est proche du procédé classique, et des simulations sur ordinateur réalisées par l'entité inventive ont montré que ce procédé n'était pas optimum. Il demeure donc des voies d'amélioration pour un procédé de commande de même type permettant de pallier les inconvénients décrits ci-dessus.
DESCRIPTION GENERALE DE L'INVENTION.
En vue d'applications dans le domaine très concurrentiel de l'automobile, le but de la présente invention est par conséquent de progresser dans cette voie. L'invention a précisément pour objet un procédé de commande d'un convertisseur multiphase CC-CC à résonance comportant plusieurs convertisseurs élémentaires CC-CC à résonance identiques connectés en parallèle.
Ce procédé est du type de ceux consistant à mesurer chacun des courants d'alimentation des convertisseurs élémentaires pour réaliser un équilibrage des courants d'alimentation.
Le procédé selon l'invention est remarquable en ce qu'il consiste en outre à contrôler des fréquences de découpage des convertisseurs élémentaires en fonction des courants d'alimentation de manière à réaliser cet équilibrage,
Fort avantageusement, ce procédé de commande d'un convertisseur multiphase CC-CC à résonance consiste en outre à asservir les courants d'alimentation à une intensité de référence commune déterminée en fonction d'une différence entre une tension de sortie du convertisseur multiphase et une tension nominale.
Dans le procédé selon l'invention, les courants d'alimentation sont déterminés de préférence en mesurant des différences de potentiel aux bornes de shunts insérés en série dans des circuits d'alimentation des convertisseurs élémentaires.
Les fréquences de découpage résultent avantageusement d'une conversion tension - fréquence.
L'invention concerne également un dispositif de commande d'un convertisseur multiphase CC-CC à résonance comportant plusieurs convertisseurs élémentaires CC-CC à résonance identiques connectés en parallèle.
Ce dispositif de commande est du type de ceux comprenant des moyens de mesure d'intensité pour chacun des courants d'alimentation des convertisseurs élémentaires pour réaliser un équilibrage des courants d'alimentation et apte à la mise en œuvre du procédé décrit ci-dessus.
Le dispositif de commande selon l'invention est remarquable en ce qu'il comprend en outre des générateurs de fréquences générant des fréquences de découpage des convertisseurs élémentaires en fonction de ces courants d'alimentation.
De plus, ce dispositif de commande comprend avantageusement:
- un comparateur entre une tension de sortie du convertisseur multiphase et une tension nominale; - une boucle de régulation asservissant les courants d'alimentation à une intensité de référence commune.
De préférence, les moyens de mesure d'intensité comprennent:
- des shunts insérés en série dans des circuits d'alimentation des convertisseurs élémentaires;
- des moyens de mesure de tension déterminant des différences de potentiel aux bornes de ces shunts.
Un convertisseur multiphase CC-CC à résonance comportant plusieurs convertisseurs élémentaires CC-CC à résonance identiques connectés en parallèle, et comprenant le dispositif de commande décrit ci-dessus est également visé par l'invention.
Les convertisseurs élémentaires sont avantageusement de type LLC comprenant chacun deux inductances et un condensateur.
De préférence, des moyens de découpage de chacun des convertisseurs élémentaires sont constitués par des éléments de commutation connectés en demi- pont.
On tire bénéfice du fait que dans le convertisseur multiphase CC-CC à résonance selon l'invention, une pluralité d'exemplaires des composants électroniques des convertisseurs élémentaires n'est pas appariée.
L'invention vise en outre un convertisseur multiphase CA-CC à résonance, remarquable en ce qu'il est constitué avantageusement d'un convertisseur CA-CC en entrée couplé à un convertisseur multiphase CC-CC à résonance ayant les spécifications ci-dessus en sortie.
Ces quelques spécifications essentielles auront rendu évidents pour l'homme de métier les avantages apportés par le procédé de commande d'un convertisseur multiphase CC-CC à résonance selon l'invention, ainsi que par le dispositif de commande et le convertisseur multiphase correspondants, par rapport à l'état de la technique antérieur.
Les spécifications détaillées de l'invention sont données dans la description qui suit en liaison avec les dessins ci-annexés.
Il est à noter que ces dessins n'ont d'autre but que d'illustrer le texte de la description et ne constituent en aucune sorte une limitation de la portée de l'invention. BREVE DESCRIPTION DES DESSINS.
La Figure 1 représente schématiquement un convertisseur multiphase CC- CC à résonance et son dispositif de commande connus de l'état de la technique.
La Figure 2 est un schéma de principe d'un dispositif de commande d'un convertisseur multiphase CC-CC à résonance selon l'invention.
La Figure 3 représente schématiquement un mode de réalisation préféré d'un convertisseur multiphase CC-CC à résonance et son dispositif de commande selon l'invention.
La Figure 4 représente schématiquement un convertisseur multiphase AC-
CC à résonance et son dispositif de commande selon l'invention.
DESCRIPTION DES MODES DE REALISATION PREFERES DE L'INVENTION.
Comme l'indique la Figure 2, les courants d'alimentation l m , l R2, . . . l Rn des convertisseurs élémentaires du convertisseur multiphase CC-CC à résonance ( à n phases) selon l'invention, sont détectés par leurs shunts respectifs 1 2 et convertis 13 en différences de potentiel VRi , VR2, ... VRn.
Ces signaux VR , VR2, ...VRn sont filtrés par des filtres passe-bas 14, présentant un gain élevé dans la bande des fréquences de découpage F-i , F2, ... Fn des convertisseurs élémentaires, pour éliminer le bruit apporté par les éléments de commutation 4, 5.
Ces filtres 14 comportent normalement un filtre passe-bas de mode commun pour le filtrage du bruit de mode commun et un filtre passe-bas de mode différentiel pour le filtrage du bruit de mode différentiel. L'ordre des filtres 14, déterminant la pente de la réponse en fréquence, importe peu.
Les signaux filtrés sont amplifiés 14 jusqu'à des niveaux lmi , lm2, - - - lmn adaptés aux boucles de régulation de courant des convertisseurs élémentaires.
Dans la boucle de régulation de tension mise en œuvre dans la présente invention, la tension de sortie V0 du convertisseur multiphase est comparée 1 5 à une tension nominale Vref et il en résulte un signal d'erreur ev.
Un pont diviseur de tension est avantageusement ajouté pour la mesure de la tension de sortie V0, en fonction du niveau de la tension de sortie V0 du convertisseur multiphase.
La tension nominale Vref est fournie soit par une référence de tension externe constante ou variable, soit par une source interne, tel que par exemple un circuit de type TL431 .
Une régulation 1 6 mise en œuvre par le procédé selon l'invention est d'un type quelconque, tel que PI, PI D, etc ..
Une d'isolation électrique 1 7 est toujours nécessaire, obtenue généralement au moyen de photodiodes. L'étage d'isolation électrique 1 7 peut être placé en n'importe endroit de la boucle de régulation de tension, avant la régulation 1 6 ou après un étage limiteur 1 8.
L'étage limiteur 1 8 est destiné à éliminer les valeurs aberrantes d'une intensité lref, afin d'écarter le risque d'une surcharge et d'améliorer la robustesse du convertisseur multiphase.
Le contrôle du niveau de courant de chaque convertisseur élémentaire est aussi intéressant, ou même obligatoire, quand le convertisseur multiphase est situé entre deux sources de tension d'un véhicule électrique ou d'un véhicule hybride (batterie haute tension et batterie basse tension).
Une bande passante de cette boucle de régulation de tension est avantageusement de l'ordre que quelques KHz.
Dans les modes de réalisation préférés de l'invention, l'intensité de référence lref est commune à toutes les boucles de régulation de courant qui régulent les courants d'alimentation lR , lR2, .. . I RP-
L'avantage de ces boucles de régulation de courant est que deux convertisseurs élémentaires peuvent partager un même courant d'entrée fourni par la même source 6, même si les paramètres électriques des convertisseurs élémentaires diffèrent, bien que leurs schémas électriques soient identiques, du fait de la dispersion des caractéristiques des composants 1 , 2, 3, 4, 5, 8.
Les courants d'alimentation lR , lR2, .. . I RP étant les mêmes, du fait que la source 6 est la même, les puissances consommées sont les mêmes pour tous les convertisseurs élémentaires quelles que soient les tolérances sur les composants électroniques.
Dans les modes de réalisation préférés de l'invention, des tensions d'erreur
Θ , ei2, .. .ein correspondant à une intensité régulée lreg 1 9 résultant d'une comparaison 20 entre l'intensité de référence lref et les courants d'alimentation lR , l R2, . . . l Rn sont converties en fréquences de découpage F-i , F2, ... Fn par une conversion tension - fréquence 21 pour piloter les convertisseurs élémentaires. Du fait que les tensions d'erreur en , ei2, .. .ein ne sont pas identiques si les circuits présentent des dissymétries, les convertisseurs élémentaires fonctionnent à des fréquences de découpage F-i , F2, ... Fn différentes.
Dans un convertisseur multiphase selon l'invention représenté sur la Figure 3, les pilotes 21 des éléments de commutation 4, 5 des demi-ponts des convertisseurs élémentaires génèrent des signaux carrés complémentaires présentant un rapport cyclique proche de 50%, avec un temps mort constant pour éviter le phénomène de chevauchement, de façon connue en soi.
Mais à la différence de l'état de la technique, aucun déphasage n'est introduit entre les signaux carrés pilotant les différents convertisseurs élémentaires.
Le dispositif de commande d'un convertisseur multiphase décrit ci-dessus présente de nombreux avantages, notamment:
- simplicité de construction et de mise en œuvre;
- équilibrage des courants d'alimentation I RI > l R2; - - - l Rn des convertisseurs élémentaires indépendamment des tolérances des composants;
- mode de commutation à tension nulle dans la limite des fréquences F ; F2, ... Fn de fonctionnement;
- répartition uniforme de la puissance entre les convertisseurs élémentaires, et par conséquent une répartition uniforme des pertes et des élévations de température;
- possibilité d'atteindre des puissances élevées en mettant en parallèle plus de convertisseurs élémentaires à haut rendement;
- amélioration de la robustesse;
- fonctionnement possible entre deux sources de tension seulement.
Tous ces avantages montrent qu'un convertisseur multiphase CC-CC à résonance comportant un tel dispositif de commande est un excellent candidat pour des systèmes de conversion de forte puissance.
Sur la Figure 3 est représenté schématiquement un convertisseur à n phases selon l'invention.
Les convertisseurs élémentaires CC-CC à résonance comprennent des cellules 22 de type LLC, leurs entrées étant connectées en parallèle sur la même source 6, et leurs sorties étant également connectées en parallèle, avec un condensateur de filtrage 10 et une résistance de charge 1 1 commune.
Les résistances R-ι, FÎ2, - - - Rn des shunts 12 constituant les capteurs de courant peuvent varier entre quelques mQ et quelques centaines de mQ selon les courants d'alimentation I Ri ; l R2, - - - l Rn et le niveau des tensions de mesure VR-I , VR2, . . . VRn requis.
Les shunts 1 2 sont insérés en série du côté de la masse dans les circuits d'alimentation des convertisseurs élémentaires, de sorte que les tensions de mesure VRi , VR2, ... VRn ne sont pas flottantes.
Chaque convertisseur élémentaire comprend un demi-pont composé de deux éléments de commutation de type MOSFET 4,5.
Alternativement, les MOSFET 4, 5 sont remplacés par des éléments de commutation de type BJT (acronyme de "Bipolar Junction Transistor" en terminologie anglaise, c'est-à-dire "Transistor Bipolaire à Jonction") ou IGBT (acronyme de "Insulated Gâte Bipolar Transistor", c'est-à-dire "Transistor Bipolaire à Porte Isolée").
Plusieurs éléments de commutation 4, 5 de même type sont avantageusement groupés en parallèle pour diminuer les pertes par conduction et augmenter les intensités admissibles.
Chaque cellule LLC 22 comporte en série une première inductance 1 (inductance résonante) présentant une première self Lm , LR2, ... LRn, un condensateur 3 (condensateur résonant) présentant une capacité Cm , CR2, ...CRn, et une seconde inductance 2 (inductance magnétisante ou primaire) présentant une seconde self LMi , LM2,■■■ LMn-
Le condensateur résonant 3 est avantageusement divisé en deux éléments capacitifs de valeur deux fois moindre connectés en série et branchés en parallèle sur le demi-pont 4, 5, le point milieu étant connecté au transformateur 8.
La première inductance 1 est représentée comme un composant séparé; alternativement, elle est complètement intégrée au transformateur 8 et l'on considère qu'elle présente une self de fuite.
La seconde inductance 2 est aussi représentée comme un autre composant séparé; alternativement, elle est aussi complètement intégrée au transformateur 8.
Du fait que les fréquences de découpage peuvent être différentes, les capacités Cm , CR2, ...CRn, les premières selfs LR , LR2, ... LRn, et les secondes selfs LM-I , LM2, ... LMn de ces composants électroniques du convertisseur multiphase CC- CC à résonance n'ont pas besoin d'être appariées.
Dans des modèles de convertisseurs élémentaires à faible tension de sortie où la chute de tension directe des diodes 9 est trop élevée pour être négligée, les diodes 9 sont avantageusement des diodes de type Schottky pour réduire les pertes de puissance.
Avec la même finalité, on utilisera alternativement fort avantageusement des redresseurs synchrones. Les redresseurs synchrones dont il s'agit comportent des commutateurs à semiconducteur connectés en parallèle sur les diodes 9, de telle sorte que ces commutateurs soient passants quand les diodes 9 sont polarisées dans le sens direct.
Comme le montre bien la Figure 3, l'ensemble des convertisseurs élémentaires du convertisseur multiphase selon l'invention est commandé par un module de commande 23 qui génère les fréquences de découpage F ; F2, ... Fn des pilotes 21 des éléments de commutation 4, 5 en fonction des tensions de mesure Vm , VR2, ... VRn et de la tension de sortie V0 selon le schéma de principe de la Figure 2.
La Figure 4 montre un autre exemple de convertisseur multiphase dans lequel on tirera bénéfice de l'implémentation du procédé et du dispositif de commande selon l'invention.
Il s'agit d'un convertisseur multiphase courant alternatif- courant continu (CA- CC) comportant:
- un convertisseur CA-CC 24 en entrée apte à être branché sur une source de tension alternative 25;
- une capacité de filtrage 26 en sortie du convertisseur CA-CC;
- un convertisseur multiphase CC-CC à résonance comprenant plusieurs convertisseurs élémentaires 27 à résonance connectés en entrée en parallèle sur la sortie du convertisseur CA-CC et connectés en parallèle en sortie;
- un module de commande 23 fonctionnant selon les principes de l'invention.
La charge 28 en sortie est constituée par un ou plusieurs équipements, par exemple une batterie 29 et une charge résistive 30.
Cette architecture sera utilement mise en œuvre dans un véhicule électrique pour charger les batteries à haute tension du véhicule (par exemple 300 V CC) à partir du secteur 25 (notamment 220 V AC) et pour charger en même temps la batterie à basse tension 29 (par exemple 12 V) avec un bon rendement.
Comme il va de soi, l'invention ne se limite pas aux seuls modes de réalisation préférentiels décrits ci-dessus.
L'architecture des convertisseurs élémentaires CC-CC à résonance peut être différente de celle spécifiée. Notamment les circuits résonants (7, 22) de type "LLC série" peuvent être remplacés par des circuits de type "LC parallèle", "LC série", voire même des circuits de type LCC.
Les courants d'alimentation des convertisseurs élémentaires lm , l R2, . . . l Rn peuvent alternativement être mesurés par des moyens de mesure d'intensité 13 différents de shunts 12, par exemple par des capteurs à effet Hall ou des transformateurs de courant.
L'invention embrasse donc toutes les variantes possibles de réalisation dans la mesure où ces variantes restent dans le cadre défini par les revendications ci- après.

Claims

REVENDICATIONS
1) Procédé de commande d'un convertisseur multiphase CC-CC à résonance comportant plusieurs convertisseurs élémentaires CC-CC à résonance identiques connectés en parallèle du type de ceux consistant à mesurer chacun des courants d'alimentation (lm, lR2,...lRn) desdits convertisseurs élémentaires pour réaliser un équilibrage desdits courants d'alimentation (lR , lR2,...lRn), caractérisé en ce qu'il consiste en outre à contrôler des fréquences de découpage (F-i, F2,...Fn) desdits convertisseurs élémentaires en fonction desdits courants d'alimentation (lR , lR2,...lRn) de manière à réaliser ledit équilibrage.
2) Procédé de commande d'un convertisseur multiphase CC-CC à résonance selon la revendication 1, caractérisé en ce qu'il consiste en outre à asservir lesdits courants d'alimentation (lm, lR2,...lRn) à une intensité de référence (lref) commune déterminée en fonction d'une différence entre une tension de sortie (V0) dudit convertisseur multiphase et une tension nominale (Vref).
3) Procédé de commande d'un convertisseur multiphase CC-CC à résonance selon l'une quelconque des revendications 1 ou 2 précédentes, caractérisé en ce que lesdits courants d'alimentation (lm, lR2,...lRn) sont déterminés en mesurant des différences de potentiel (VR , VR2,...VRn) aux bornes de shunts (12) insérés en série dans des circuits d'alimentation desdits convertisseurs élémentaires. 4) Procédé de commande d'un convertisseur multiphase CC-CC à résonance selon l'une quelconque des revendications 1 à 3 précédentes, caractérisé en ce que lesdites fréquences de découpage (F-i, F2,...Fn) résultent d'une conversion tension - fréquence (21). 5) Dispositif de commande d'un convertisseur multiphase CC-CC à résonance comportant plusieurs convertisseurs élémentaires CC-CC à résonance identiques connectés en parallèle, du type de ceux comprenant des moyens de mesure d'intensité (13) pour chacun des courants d'alimentation (lm, lR2,...lRn) desdits convertisseurs élémentaires pour réaliser un équilibrage desdits courants d'alimentation (lm , l R2, . . . l Rn) et apte à la mise en œuvre du procédé selon l'une quelconque des revendications 1 à 4 précédentes, caractérisé en ce qu'il comprend de plus des générateurs de fréquences (21 ) générant des fréquences de découpage (F ; F2, ... Fn) desdits convertisseurs élémentaires en fonction desdits courants d'alimentation (l Ri , l R2, - - - l Rn)-
6) Dispositif de commande d'un convertisseur multiphase CC-CC à résonance selon la revendication 5, caractérisé en ce qu'il comprend de plus:
- un comparateur entre une tension de sortie (Vo) dudit convertisseur multiphase et une tension nominale (Vref);
- une boucle de régulation asservissant lesdits courants d'alimentation (l Ri , lR2, . . . l Rn) à une intensité de référence commune (lref).
7) Dispositif de commande d'un convertisseur multiphase CC-CC à résonance selon l'une quelconque des revendications 5 ou 6 précédentes, caractérisé en ce que lesdits moyens de mesure d'intensité (1 3) comprennent:
- des shunts (1 2) insérés en série dans des circuits d'alimentation desdits convertisseurs élémentaires;
- des moyens de mesure de tension (1 3) déterminant des différences de potentiel (VR-I , VR2, .. . VRN) aux bornes desdits shunts (1 2).
8) Convertisseur multiphase CC-CC à résonance comportant plusieurs convertisseurs élémentaires CC-CC à résonance identiques connectés en parallèle, caractérisé en qu'il comprend un dispositif de commande (23) selon l'une quelconque des revendications 5 à 7 précédentes.
9) Convertisseur multiphase CC-CC à résonance selon la revendication 8, caractérisé en ce que lesdits convertisseurs élémentaires sont de type LLC comprenant chacun deux inductances (1 , 2) et un condensateur (3).
10) Convertisseur multiphase CC-CC à résonance selon la revendication 8, caractérisé en ce que des moyens de découpage (4, 5) de chacun desdits convertisseurs élémentaires sont constitués par des éléments de commutation (4, 5) connectés en demi-pont. 11) Convertisseur multiphase CA-CC à résonance, caractérisé en ce qu'il est constitué d'un convertisseur CA-CC (24) en entrée couplé à un convertisseur multiphase CC-CC à résonance selon l'une quelconque des revendications 8 à 10 précédentes en sortie.
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