DE69502283T2

DE69502283T2 - Weggeber

Info

Publication number: DE69502283T2
Application number: DE69502283T
Authority: DE
Inventors: Andrew Dames; David Ely; Andrew Howe
Original assignee: Scientific Generics Ltd
Current assignee: Synaptics UK Ltd
Priority date: 1994-05-14
Filing date: 1995-05-15
Publication date: 1998-11-05
Anticipated expiration: 2015-05-16
Also published as: EP0760087B1; DK0760087T3; JPH10500481A; CN1085332C; US5815091A; AU679378B2; CA2189959C; SI0760087T1; HK1010796A1; ES2115382T5; DK0760087T4; DE69502283T3; BR9507650A; DE69502283D1; EP0760087B2; EP0760087B9; CA2189959A1; CN1152954A; WO1995031696A1; ES2115382T3

Description

FELD DER ERFINDUNG

Die vorliegende Erfindung betrifft im allgemeinen lineare, Dreh- und Radius-Positionskodierer. Die Erfindung hat besondere Relevanz, wenn auch nicht ausschließlich, für nichtkontaktierende Linear-, Dreh- und Radius-Positionskodierer. Die Erfindung ist insbesondere für den Gebrauch in Systemen geeignet, in denen elektromagnetische Interferenz vorhanden sein kann.

DISKUSSION DES STANDES DER TECHNIK

Viele Typen von nichtkontaktierenden linearen Positionssensoren wurden vorgeschlagen. Ein der vorliegenden Erfindung ähnliches System ist das System vom "Inductosyn"-Typ, das in der US 4005396 beschrieben ist. Insbesondere beschreibt die US 4005396 ein System, das eine Anzahl von Quadratwellenwicklungen verwendet, die auf der Oberfläche eines stationären Elementes montiert sind, und eine Spule, die mit einer Wechselstromversorgungsquelle verbunden ist, die auf einem bewegbaren Element montiert ist. Die Quadratwellenwicklungen umfassen jeweils eine Anzahl von "Hoch"- und "Tief"-Teilen und haben unterschiedliche Perioden. Das System bestimmt die Position des bewegbaren Elementes relativ zu dem stationären Element durch Verwendung der Variation der gegenseitigen Induktanz zwischen der Spule und der Anzahl von Quadratwellenwicklungen. Insbesondere wenn die Versorgungsquelle die Spule speist, wird ein großer Strom in einer Quadratwellenwicklung induziert, wenn die Spule angrenzend an ein Hoch-Teil davon ist. Nur ein geringer Strom wird in einer Wicklung induziert, wenn die Spule angrenzend an einem Ihrer Tief-Teile ist. Somit kann die Position des bewegbaren Elementes entlang der Länge des stationären Elementes aus den Signalen auf den Wicklungen bestimmt werden.
Dieses System hat jedoch eine Anzahl von Nachteilen. Zunächst ist das System nicht "ausgeglichen", d.h. es ist nicht immun gegen elektromagnetische Interferenzen. Die Erfinder haben realisiert, daß dies deshalb so ist, weil die Massenverbindung über eine Basisplatte oder dergleichen erfolgt und keine Symmetrie in dem System vorhanden ist. Tatsächlich erwähnt die US 4005396 das Interferenzproblem und versucht, es durch eine zusätzliche Wicklung zu lösen, die zur Erfassung elektromagnetischer Interferenz ausgelegt ist. Das Signal von dieser Zusatzwicklung wird dann verwendet, um die Signale von den Quadratwellenwicklungen einzustellen. Eine solche Lösung erfordert jedoch eine zusätzliche "Interferenz"-Wicklung, die die Komplexität des Systems und damit die Herstellungskosten erhöht.
Zweitens ist das System empfindlich auf Variationen im Spannungspegel der Versorgungsquelle und ist relativ empfindlich gegen Änderungen in der Trennung zwischen dem bewegbaren Element und dem stationären Element. Die Erfinder haben realisiert, daß dies so ist, weil das System auf Amplitudenmodulation des Signals von der Versorgungsquelle beruht und keine Verhältnisberechnung durchgeführt wird. Dieses Dokument bietet jedoch eine Lösung für das Separationsproblem, die die Beschränkung der Bewegung des bewegbaren Elementes durch Vorsehen von Führungsschienen vorsieht, entlang derer das bewegbare Element läuft. Obwohl diese Lösung bei manchen Anwendungen arbeitet, arbeitet sie nicht in allen Anwendungen. Beispielsweise arbeitet sie nicht in einem Aufzugsystem, da es unpraktisch ist, den Aufzug derart zu beschränken, daß im wesentlichen keine seitliche Bewegung innerhalb des Aufzugsschachtes auftritt.
Drittens gibt die Anwendung von Quadratwellenwicklungen Anlaß für das Problem, daß, falls Messungen nahe der Wicklungen gemacht werden (d.h. in einem Abstand von typischerweise weniger als 1/8 der Periode der Wicklungen), dann gibt die Form der Wicklungen, wie sie von der Aufnehmervorrichtung gesehen wird, Anlaß zu Harmonischen, d.h. dritten, fünften, siebten etc. Harmonischen, die die erhaltenen Meßergebnisse verzerren.
Der Anmelder hat bereits einen Drehpositionskodierer in WO94/25829 (veröffentlicht am 10.11.94) vorgeschlagen, der eine Anregungsspule, zwei Empfangsspulen und eine Resonanzschaltung anwendet, die auf dem drehbaren Element montiert ist. Die Anordnung ist so getroffen, daß in Abhängigkeit von einem Anregungsstrom in der Anregungsspule die Resonanzschaltung Signale in den Empfangsspulen erzeugt, deren Amplitude von der Orientierung des drehbaren Elementes abhängt. Somit kann durch eine geeignete Verarbeitung die Orientierung des drehbaren Elementes bestimmt werden. Die Offenbarung dieser Druckschrift geht jedoch nicht über Drehpositionskodierung hinaus.
Die EP-A-0182085 beschreibt einen Positionsdetektor in Übereinstimmung mit dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1, der einen leitenden Schirm als Wechselwirkungsmittel des Anspruchs einsetzt.

ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG

Gemäß einem Aspekt schafft die Erfindung einen Positionsdetektor mit einem ersten und einem zweiten Element, die für eine Relativbewegung entlang eines Meßweges montiert sind, wobei das erste Element eine erste Schaltung mit zumindest zwei Schleifen aufweist, die aufeinanderfolgend entlang des Meßweges angeordnet sind, wobei jede Schleife sich entlang des Weges erstreckt und die Schleifen in Reihe geschaltet sind und so angeordnet sind, daß die in angrenzenden Schleifen durch ein gemeinsames magnetisches Hintergrundwechselfeld induzierten elektromotorischen Kräfte einander entgegengesetzt sind, und eine zweite Schaltung, die sich entlang des Meßweges erstreckt, wobei das zweite Element Mittel aufweist zum Wechselwirken mit den Schaltungen derart, daß in Abhängigkeit von einem Eingabetreibersignal, das an eine der Schaltungen angelegt wird, in der anderen der Schaltungen ein Ausgabesignal induziert wird, wobei die Wechselwirkungsmittel und die zumindest zwei Schleifen so angeordnet sind, daß das Ausgabesignal kontinuierlich als Funktion ihrer Relativposition entlang des Weges variiert, dadurch gekennzeichnet, daß die Wechselwirkungsmittel eine elektromagnetische Resonanzvorrichtung aufweisen, die so angeordnet ist, daß in Betrieb ein Zwischensignal (Ir) darin durch das Eingabetreibersignal induziert wird, das an die eine Schaltung angelegt wird, so daß das Zwischensignal das Ausgabesignal in der anderen Schaltung induziert.
Durch Vorsehen einer Resonanzschaltung auf dem zweiten Element erfordert das zweite Element keinerlei externe Verbindungen oder elektrischen oder mechanischen Kontakt mit dem ersten Element. Vorzugsweise sind die Schleifen der ersten Schaltung von gegenüberliegenden sinusartigen Abwicklungen des Leiters abgeleitet, da dies sowohl eine Interpolation unter Verwendung der empfangenen Signale ermöglicht, um eine höhere Meßgenauigkeit zu liefern, als auch den Empfang sinusartiger Signale ermöglicht, selbst wenn der Raum zwischen der ersten Schaltung und der Resonanzvorrichtung klein ist. Die Verwendung von Schleifen, die in Reihe geschaltet sind und derart angeordnet sind, daß die in angrenzenden Schleifen durch ein gemeinsames Hintergrundwechselmagnetfeld induzierten elektromotorischen Kräfte einander entgegengesetzt sind, reduziert nicht nur die Empfindlichkeit des Positionsdetektors auf das gemeinsame Hintergrundmagnetfeld, sondern auch auf andere externe Störungen wie Metallkörper, die nahe der ersten Schaltung angeordnet sind.
Vorzugsweise sind zwei oder mehrere erste Schaltungen vorgesehen, wobei die Schleifen der jeweiligen Schaltungen räumlich in dem Meßweg getrennt sind. Dies ermöglicht die Bestimmung der Relativpositionen des ersten und des zweiten Elementes durch Durchführung einer Verhältnisberechnung mit dem Ergebnis, daß die Ausgabe unempfindlich gegen Abstände zwischen der ersten Schaltung und der Resonanzvorrichtung ist.
Wenn die Erfindung als Translationspositionskodierer verwendet wird, kann die Erfindung einen Fahrstuhl umfassen mit einem Mittel zum Anzeigen der Position in einem Fahrstuhlschacht, wobei das Mittel der vorgenannte Positionsdekoder ist. Der Translationspositionskodierer kann verwendet werden, um die Relativposition anderer fixierter und bewegbarer Elemente in den Ingenieurwissenschaften oder der Meteorologie zu bestimmen, beispielsweise die Position eines bewegbaren Druckerkopfes einer Nadelmatrix oder eines Tintenstrahldruckers oder ähnlicher Vorrichtungen relativ zur Trägerstruktur, innerhalb der sich der Druckerkopf hin und her bewegt.
Die Erfindung schafft weiterhin einen Flüssigkeitspegelsensor mit einem Schwimmer, einem Träger, in dem oder auf dem der Schwimmer verschiebbar geführt ist, und einen linearen Positionskodierer in Form des obengenannten Relativpositionsmeßgerätes.
Die Erfindung ist auch für Wellenpositionskodierer anwendbar, beispielsweise für ein Ventil oder eine Drossel mit einer Drehwelle und einem Postitionkodierer für jede Welle, wobei der Kodierer ein vorgenannter Drehkodierer ist. Solch ein Kodierer wird vorteilhafterweise für die Überwachung von Wellen mit begrenztem Winkelausschlag verwendet, zum Beispiel weniger als 180º, und insbesondere nicht mehr als 120º. Solche Wellen mit begrenzter Bewegung können beispielsweise zur Steuerung von Torventilen verwendet werden, die mit einer 90º-Drehbewegung ein- oder ausgeschaltet werden können, und Fahrzeugdrosselwellen, bei denen normalerweise die Winkelbewegung nicht mehr als 120º beträgt.
Die Erfindung ist für industrielle Prozeßsteuerung geeignet, beispielsweise für einen Fluidflußmesser mit einem verjüngten Rohr und einem Schwimmer in dem Rohr, der in einer Längsposition verschoben wird, die durch den Fluidfluß bestimmt ist, wobei ein vorgenannter Positionsdetektor zum Anzeigen der Relativposition des Schwimmers in dem Rohr vorgesehen ist. Ein solches Gerät kann zusätzlich mit Mitteln versehen sein, durch die die Drehung des Schwimmers, der einen oder mehrere Resonatoren enthalten kann, überwacht oder kompensiert werden kann.
Die vorliegende Erfindung schaft weiterhin ein Verfahren zur Erfassung der Position eines ersten und eines zweiten Elementes, die für eine Relativbewegung entlang eines Meßweges montiert sind, wobei das Verfahren die Schritte aufweist: Vorsehen einer ersten Schaltung auf dem ersten Element, wobei die erste Schaltung zumindest zwei Schleifen aufweist, die in Folge entlang des Weges angeordnet sind, wobei jede Schleife sich entlang des Weges erstreckt und die Schleifen in Reihe geschaltet sind und derart angeordnet sind, daß die elektromotorischen Kräfte, die in aneinandergrenzenden Schleifen durch ein gemeinsames magnetisches Wechselfeld induziert werden, einander entgegengesetzt sind, Vorsehen einer zweiten Schaltung, die sich entlang des Meßweges auf dem ersten Element erstreckt, Vorsehen einer elektromagnetischen Resonanzvorrichtung auf dem zweiten Element zum Wechselwirken mit den Schaltungen derart, daß in Abhängigkeit von einem Eingabetreibersignal, das an eine der ersten und zweiten Schaltungen angelegt wird, ein Zwischensignal in der elektromagnetischen Resonanzvorrichtung induziert wird, welches Zwischensignal in der anderen Schaltung ein Ausgangssignal induziert, das kontinuierlich als Funktion der Position entlang des Weges der Resonanzvorrichtung relativ zu den zumindest zwei Schleifen der ersten Schaltung variiert, Anlegen des Treibersignals an die eine Schaltung und Detektieren des in der anderen Schaltung induzierten Signals und daraus Ableiten der Relativposition des ersten und des zweiten Elementes.
Die Erfindung schafft weiterhin einen ähnlichen Positionsdetektor zu dem oben beschriebenen, der jedoch einen Harmonischengenerator oder einen elektronischen Transponder anstatt der Resonanzvorrichtung aufweist.

KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN

Nunmehr wird im Wege eines Beispiels mit Bezug auf die beigefügten Zeichnungen erläutert, wie die Erfindung umgesetzt wird. Es zeigen:
Fig. 1 schematisch ein Aufzugssystem mit einem Positionskodierer als Ausführung der Erfindung,
Fig. 2a eine isometrische Ansicht eines linearen Positionskodierers als Ausführung der Erfindung, der in dem in Fig. 1 dargestellten Aufzugssystems verwendet wird,
Fig. 2b eine Endansicht eines dünnen Schlittenausschnitts einer Positionskodierspur, die einen Teil des Kodierers der Fig. 2a bildet,
Fig. 2c und 2d Schichten gedruckter Leitungen, aus denen eine tatsächliche Kodierspur geformt werden kann,
Fig. 2e eine diagrammartige Ansicht der resultierenden zweischichtigen gedruckten Kodierspur,
Fig. 2f, 2g und 2h alternative Aufbauten der Leitungen, die die Kodierspur bilden,
Fig. 3 eine einzelne Periode einer "Spiralwicklung" und den Effekt, den elektromagnetische Fernfeldinterferenz auf sie hat,
Fig. 4a schematisch einen Teil des in Fig. 2a dargestellten linearen Positionskodierers und enthält eine Darstellung seiner magnetischen Empfindlichkeit gegen die Resonatorpositionen, Fig. 4b ein Diagramm zur Erläuterung eines Speisepulses und Fig. 4c ein Diagramm des Stromes, der in Abhängigkeit vom Anregungsstrom in der Resonanzschaltung induziert wird,
Fig. 5a eine schematische Darstellung bevorzugter Anregungs- und Verarbeitungsschaltungen, die für den Positionskodierer der Fig. 2a und 4a die Position der Resonanzschaltung feststellen,
Fig. 5b ein Graph der Ausgangsspannung gegen die Zeit für einen Integrator, der einen Teil der Schaltung der Fig. 4a bildet,
Fig. 6a eine dreidimensionale Darstellung der Empfindlichkeit der Spiralwicklungen gegen externes magnetisches Feld zum Ändern der Resonatorposition,
Fig. 6b eine zweidimensionale Darstellung der Spitzengröße der Empfindlichkeit als Funktion der Trennung zwischen der Resonanzschaltung und dem Träger,
Fig. 7 schematisch ein Beispiel eines Absolutpositionskodierers zur Ausführung der Erfindung,
Fig. 8a einen weiteren Absolutpositionskodierer in Ausführung der Erfindung und die Verarbeitungsschaltung, die zur Bestimmung der Resonanzschaltungsposition erforderlich ist, und Fig. 8b zeigt noch eine weitere Form des Absolutpositionstransducers und der Verarbeitungsschaltung,
Fig. 9 zeigt einen weiteren Absolutpositionskodierer in Ausführung der Erfindung und die Verarbeitungsschaltungen, die zur Feststellung der Resonanzschaltung erforderlich ist,
Fig. 10 zeigt einen weiteren Absolutpositionstransducer in Ausführung der Erfindung,
Fig. 11 zeigt schematisch einen alternativen Linearpositionskodierer in Ausführung der Erfindung,
Fig. 12a und 12b zeigen alternative Formen einer dreiphasigen Spiralwicklung zusammen mit der zugeordneten Anregungs- und Verarbeitungsschaltung, die sich jedoch durch die Weise unterscheidet, in der Energie angelegt wird und das Positionssignal empfangen wird, und Fig. 12c zeigt eine vierphasige Spiralwicklung und ihre zugeordnete Verarbeitungsschaltung,
Fig. 13a zeigt schematisch einen Flüssigpegelsensor in Ausführung der Erfindung,
Fig. 13b zeigt, wie der in Fig. 13a dargestellte Transducer um einen Träger in Wendelweise gebildet werden kann,
Fig. 14a zeigt schematisch einen Transducer, der für die Verwendung in einem Rotationspositionskodierer in Ausführung der Erfindung geeignet ist,
Fig. 14b erläutert schematisch eine Resonanzschaltung, die für die Verwendung in der Rotationsausführungsform gemäß Fig. 14a geeignet ist,
Fig. 15 erläutert schematisch einen Linearpositionskodierer mit einer einzelnen Periode einer Spiralwicklung in Quadratform,
Fig. 16 ist ein Graph einer typischen Resonanzcharakteristik für eine Resonanzschaltung,
Fig. 17 und 18 erläutern schematisch weitere Formen eines Linearpositionskodierers,
Fig. 19 ist eine schematische Darstellung von bevorzugten Anregungs- und Verarbeitungsschaltungen, die für den Positionskodierer der Fig. 18 die Position des Harmonischengenerators bestimmt,
Fig. 20 ist eine isometrische Darstellung einer bevorzugten Schwimmeranordnung zur Verwendung des in Fig. 13 dargestellten Flüssigkeitspegelsensorsystems,
Fig. 21 ist eine Aufsicht auf eine weitere Schwimmeranordnung, die in einem Flüssigkeitspegelsensorsystem der Fig. 13a verwendet werden kann,
Fig. 22 erläutert schematisch ein Fluidflußratensensorsystem unter Einsatz eines Transducers gemäß der vorliegenden Erfindung,
Fig. 23a zeigt schematisch einen Schwimmer, der zur Verwendung in dem in Fig. 22 dargestellten Fluidflußratensystem geeignet ist,
Fig. 23b erläutert schematisch eine bevorzugte Form des Schwimmers, der in dem Fluidflußratensystem gemäß Fig. 22 verwendet wird,
Fig. 23c zeigt im Schnitt ein weiteres Fluidflußratensystem unter Einsatz zweier Transducer in Ausführung der Erfindung,
Fig. 23d erläutert schematisch die Form des Schwimmers, der in dem in Fig. 22 gezeigten Fluidflußratensensorsystem verwendet wird, wenn der Schwimmer sphärisch ist,
Fig. 24 ist eine isometrische Darstellung zur Erläuterung, wie orthogonale Anregungsspulen um den Träger in dem Flüssigkeitspegelsensorsystem der Fig. 13 angeordnet werden können,
Fig. 25a und 25b sind jeweilige Ansichten einer Positionskodiererspur und ausgeglichener Resonatorspulen gemäß einer weiteren Ausführungsform der Erfindung,
Fig. 26 zeigt einen Teil eines zweidimensionalen Verschiebungstransducers gemäß einem weiteren Ausführungsbeispiel der Erfindung,
Fig. 27a und 27b sind Diagramme zur Erläuterung der Beziehung zwischen einer scheinbaren Meßposition und einer tatsächlichen Meßposition für eine einzelne Spule und die Verwendung eines Paares von Spulen zur Einstellung der scheinbaren Meßposition, wodurch die nachteiligen Effekte von Spulenneigungen reduziert werden können,
Fig. 28a und 28b sind Ansichten alternativer Formen eines Radialpositionstransducers, und
Fig. 29 zeigt eine modifizierte Form des Transducers der Fig. 28b, der zur Verwendung in einem Linearpositionskodierer geeignet ist.

DETAILLIERTE BESCHREIBUNG BEVORZUGTER AUSFÜHRUNGSBEISPIELE

Fig. 1 zeigt schematisch ein Aufzugssystem mit einer Aufzugskabine 1, die in einem Aufzugsschacht 3 hoch- und herunterfährt. An einer der Seitenwandungen des Aufzugsschachts 3 ist ein Transducerträger 5 aus elektrisch isolierendem Material angebracht, das an der Wandung durch Fixierpunkte 7 befestigt ist. Auf dem Träger 5 ist ein Transducer (nicht dargestellt) montiert, der mit einer Anregungs- und Verarbeitungseinheit 11 verbunden ist. In diesem Ausführungsbeispiel ist eine Resonanzschaltung 10 am Oberteil der Aufzugskabine derart angebracht, daß, wenn sie angeregt wird, sie Signale in dem Transducer (nicht dargestellt) erzeugt, die von der Position der Aufzugskabine innerhalb des Schachtes 3 abhängen. Diese Signale werden dann durch die Anregungs- und Verarbeitungseinheit 11 verarbeitet, die die Position der Aufzugskabine bestimmt und Signale 12 an die Aufzugssteuerung (nicht dargestellt) abgibt. Die Verarbeitungsschaltung kann weiterhin die Geschwindigkeit und die Beschleunigung der Aufzugskabine von Vergangenheitspositionsanzeigen ermitteln, welche Information von der Aufzugssteuerung (nicht dargestellt) zur optimalen Steuerung der Aufzugskabine verwendet werden kann.
Um effektiv in der Aufzugsumgebung zu arbeiten, muß das Sensorsystem relativ unempfindlich gegen den Abstand zwischen dem Transducerträger 5 und der Resonanzschaltung 10 sein, da Aufzüge sich häufig seitlich bewegen. Tatsächlich sollte das System typischerweise gegen Verschiebungen in seitlichen Bewegungen von etwa ± 8mm in jeder Richtung tolerant sein.
Heutige Aufzugssysteme verwenden eine Kombination aus Seil und Rollensensoren, optischen Zerhackersensoren und Wellenkodierern auf dem Motor und dem Wicklungsgetriebe. Diese Sensoren haben jedoch die folgenden Nachteile. Bei dem Seil- und Scheibensystem ist das Seil mit der Aufzugskabine verbunden und läuft über ein Scheibenrad, auf dem ein Drehkodierer montiert ist. Dieses System leidet am Seilschlupf über die Scheibe und schlecht definierte Dynamiken, falls die Länge des Aufzugsschachtes groß ist. Mechanischer Verschleiß ist ebenso ein Problem. Bei dem optischen Zerhakkersystem unterbricht eine Rippe in jeder Etage einen optischen Strahlunterbrechungssensor, der an dem Aufzug montiert ist. Dieses System kann zur Kompensation des Schlupfes des Seil- und Scheibensystems verwendet werden. Da jedoch die Aufzugssteuerung am Aufzugsschacht montiert ist und mit dem Sensor kommunizieren muß, ist eine zusätzliche Kommunikationsverbindung zwischen dem Schacht und der Aufzugskabine erforderlich. Das Schachtkodiersystem leidet an dem Nachteil, daß es indirekt ist, da es auf den Motor und das Wicklungsgetriebe wirkt und nicht direkt auf die Aufzugskabine. Aufgrund dessen verliert das System an Genauigkeit, wenn zum Beispiel sich das System aufgrund von Dehnungen der Trägerseile mit Last und mit der Zeit verändert.
Fig. 2a ist eine isometrische Darstellung eines Linearpositionssensors in Ausführung der Erfindung, der in dem Aufzugssystem der Fig. 1 verwendet werden kann. Wie in Fig. 2 dargestellt ist, sind ein Paar Phasenquadraturleitungswicklungen 13 und 15 und eine Anregungsschleife 16 auf einem Träger 5 montiert. In der einfachen Form, die in Fig. 2b dargestellt ist, können die Wicklungen 13, 15 und die Anregungsschleife 16 die Form von isolierten Drähten aus Kupfer oder anderen Leitern annehmen, die zum Beispiel durch Epoxyhaftmittel in dem erforderlichen Muster auf einem Substrat 5 aus Fiberglas oder anderem flachen isolierenden Blattmaterial montiert sind. In einer weiterentwickelten Form, die in den Fig. 2c bis 2e dargestellt ist, sind Leitungsmuster in aufeinandergedruckten Schaltungsschichten ausgebildet, die in den Fig. 2c und 2d dargestellt sind, wobei jede Schicht Leiter in einem gedruckten Muster, wie dargestellt, aufweist und sich diese zwischen Durchgangslöchern erstrecken. Wenn die beiden Schichten überlagert und durch die Durchgangslöcher verbunden werden, wie in Fig. 2e dargestellt ist, ergibt sich eine Spur der erforderlichen sinusförmigen oder "spiraligen" Konfiguration. Das gleiche Prinzip kann zur Schaffung zusätzlicher Schichten verwendet werden, d.h. anderer "Spiral"-Leiter oder Rohpositionsanzeigespuren, wie später im Detail erläutert wird.
Jede Wicklung 13 und 15 beginnt von einem Ende 5a des Trägers 5 und folgt in einem sinusförmigen Weg entlang, bis sie das andere Ende 5b erreicht, wo sie entlang des Trägers 5 einem sinusförmigen Weg zum Startende 5a zurück folgt. Die sinusförmigen Vorwärts- und Rückkehrwege, die jede Wicklung 13 und 15 bilden, haben eine Periode Ts und sind in Antiphase, d. h. sie sind im wesentlichen 180º außer Phase. Die Wicklungen 13 und 15, die in Fig. 2 dargestellt und oben erläutert sind, werden hier im folgenden als "Spiral- oder Wendelwicklungen" bezeichnet, da sie visuell einer abgeflachten Helix gleichen. Die Spiralwicklungen 13 und 15 sind voneinander isoliert, entweder durch Durchgangslöcher zur anderen Seite des Trägers 5 an den Überkreuzungspunkten oder durch Verwendung einer laminierten Leiter-Isolator-Struktur. Falls eine Laminatstruktur verwendet wird, sollte der Träger 5 nichtmagnetisch und vorzugsweise nichtleitend sein, aus Gründen, die später offensichtlich werden. Die Spiralwicklungen 13 und 15 können durch Einsatz jedes leitenden Drahtes gebildet werden, werden jedoch vorzugsweise durch Ätzen oder andere Standardtechniken zur Herstellung gedruckter Schaltungskarten gebildet. Die Anregungsschleife 16 läuft um den Umfang des Trägers 5 und kann eine einzelne Schleife eines Leiters oder alternativ mehrere Wicklungen leitfähigen Drahtes aufweisen.
Jedes Ende der Wendelwicklungen 13 und 15 und der Anregungsschleife 16 ist mit der Anregungs- und Verarbeitungseinheit 11 verbunden. Wie dem Durchschnittsfachmann geläufig ist, kann in der Praxis die Anregungs- und Verarbeitungsschaltung 11 durch eine Versorgungsquelle und einen einzelnen integrierten Halbleiterchip geschaffen werden.
Fig. 2a zeigt weiterhin eine Spule aus Draht 14 und einen Kondensator 17, die zusammen die Resonanzschaltung 10 bilden, die an der Oberkante der Aufzugskabine der Fig. 1 montiert ist. Wie durch Pfeile 19 angegeben, kann sich die Resonanzschaltung 10 frei entlang der Länge des Trägers 5, d.h. entlang der x-Achse der Fig. 2a, bewegen. Vorzugsweise ist die Achse 21 der Spule 14 orthogonal zur Oberfläche des Trägers 5, auf der die Wendelwicklungen 13 und 15 montiert sind, da die die größte magnetische Kopplung zwischen den Wendelwicklungen 13 und 15 und der Spule 14 liefert. Der Aufbau der Anregungsspule 16 ist so ausgelegt, um eine konstante Kopplung mit der Resonanzschaltung 10 unabhängig von ihrer Position entlang der Länge des Trägers 5 zu ergeben.
Der Draht, der zur Bildung der Spule 14 verwendet wird, kann aus jedem leitfähigen Material sein, ist jedoch vorzugsweise ein Litzendraht aus einem Mehrstrangdraht mit einem geringen Wechselstromwiderstand. Litzendraht ist beispielsweise von Elektrisola Dr. Gerd Schildbach GmbH & Co., Inderhuvttenwiese, D-5226 Reichshof-Eckenhagen, Deutschland, erhältlich.
Die Fig. 2f, 2g und 2h zeigen alternative Aufbauten der Wicklungen. In Fig. 2f haben die Wicklungen, in Gesamtansicht, einen hexagonalen Aufbau, in Fig. 2g sind sie dreieckig und in Fig. 2h sind es Quadratwellen.
Der Betrieb des in Fig. 2 dargestellten Sensorsystems wird nunmehr kurz beschrieben. Wenn die Position der Spule 14 entlang der x-Achse relativ zum Träger 5 festzustellen ist, wird ein Bündel (burst) Anregungsstrom an die Anregungsschleife 16 angelegt. Die Frequenz des Bündels soll so sein, daß sie verursacht, daß die Schaltung 10 in Resonanz ist. Wenn das Bündel endet ist die Schaltung 10 für eine kurze Zeitspanne weiterhin in Resonanz und induziert einen Strom in jeder Wendelwicklung 13 und 15. Die Größe des induzierten Stroms ist abhängig von der Position der Resonanzschaltung 10 entlang der x-Achse. Durch geeignete Verarbeitung der in den Wendelwicklungen 13 und 15 induzierten Ströme kann somit die Position der Resonanzschaltung 10 innerhalb einer Periode der Wicklungen 13 und 15 festgestellt werden. Wie später offensichtlich wird, sind zwei Phasenquadrat-Wendelwicklungen erforderlich, um eindeutiges Erkennen über die gesamte Periode Ts der Wendelwicklungen 13 und 15 zu ergeben. In dem vorliegenden Ausführungsbeispiel wird die absolute Position unter Einsatz eines Zählers innerhalb der Anregungsverarbeitungseinheit 11 ermittelt, der die Perioden zählt, durch die die Resonanzschaltung von einem Bezugspunkt bewegt wurde. Vorzugsweise ist der Bezugspunkt durch eine zusätzliche Leiterschleife (nicht dargestellt) in einer ausgewählten Position auf dem Träger 5 definiert, die es der Anregungsverarbeitungseinheit 11 ermöglicht, die Absolutposition zu ermitteln, nachdem die Leistung entfernt wurde, durch einfaches Bewegen der Resonanzschaltung 10 bis der Signalpegel in dieser Zusatzschleife maximiert ist. Zusätzlich kann eine für die Genauigkeit durch Mitteln von Werten erzielt werden, die über einige solcher Anregungs- und Verarbeitungsstufen erhalten wurden.
Obwohl der Betrieb der beschriebenen Schaltungen in einigen Aspekten ähnlich dem eines "Inductosyn"-Typs mit variabler Phasenwandlung zum Erfassung von Linearverschiebung ist, gibt der Einsatz der Wendelwicklungen 13 und 15 verschiedene Vorteile. Da insbesondere die Wicklungen 13 und 15 von ihrer Natur her nicht digital sind, d.h. sie sich kontinuierlich entlang der Länge des Trägers 5 variieren, ist die Auflösung des Systems theoretisch unendlich. In der Praxis werden jedoch die Ausgabesignale digital verarbeitet, und die Auflösung des Analog-Digital-Wandlers (ADC) in der Verarbeitungsschaltung, der die Signale der Wicklungen 13, 15 digitalisiert, wird die Auflösung des Systems bestimmen. Ein weiterer Vorteil der Wendelwicklungen besteht darin, daß, da die sinusförmigen Vorwärts- und Rückkehrwege, die jede Wicklung 13 und 15 bilden, in Antiphase stehen, die induzierten Ströme, die in jeder Schleife und in ihrer angrenzenden Schleife fließen, in entgegengesetzten Richtungen sind, so daß die entsprechenden Magnetfelder von entgegengesetzter Polarität sind und effektiv ausgeglichen sind. Aufgrund dessen sind sie relativ immun gegen elektromagnetische Interferenz. Dies ergibt sich daraus, daß, wie in Fig. 3 dargestellt ist, jeder in einer Schleife A einer Wicklung aufgrund von magnetischer Hintergrundstrahlung 23 induzierter Strom durch den durch dasselbe elektromagnetische Hintergrundfeld induzierte Strom in der angrenzenden Schleife B der Wicklung ausgelöscht wird. Noch ein weiterer Vorteil der Wendelwicklungen besteht darin, daß ihre magnetische Feldempfindlichkeit, gemessen an irgendeinem Abstand der Wicklungen in einer Linie parallel zu ihrer Achse, sinusförmig ist. Als Ergebnis kann das System toleranter gegen Änderungen im Abstand zwischen der Resonanzschaltung 10 und dem Träger 5 sein, d.h. gegen eine Bewegung entlang der y-Achse, als das vorbekannte Inductosynsystem. Insbesondere verbleibt die Empfindlichkeit der Wendelwicklung sinusförmig, selbst für geringe Abstände zwischen der Resonanzschaltung 10 und den Wicklungen 13 und 15. Des weiteren ist das System relativ unempfindlich gegen Schmutz, Staub, Fette etc., die den fehlerfreien Betrieb optischer Positionssensoren beeinträchtigen.
Es soll festgestellt werden, daß, da die Anregungsschleife 16 ein gerades Magnetfeld entlang der Länge der Wicklungen 13 und 15 erzeugt, und da die Wicklungen ausgeglichen sind, die Anregungsschleife und die Wicklungen 13 und 15 effektiv orthogonal sind. Mit anderen Worten induziert theoretisch die Anregungsschleife 16 keinen Strom in den Wicklungen 13 und 15, und somit kann das System im Dauerstrichbetrieb (continuous waves mode; (CW)) betrieben werden, d.h. mit Anregung und Empfang von Signalen zur gleichen Zeit. In der Praxis wird jedoch aufgrund von Unzulänglichkeiten der Wendelwicklungen, insbesondere an ihren Enden, etwas Strom in ihnen durch den Anregungsschleifenstrom induziert. Aufgrund dessen ist, zumindest in diesem Ausführungsbeispiel, der bevorzugte Betriebsmodus ein Puls-Echo, d.h. Übermittlung und dann Empfang und Verarbeitung, nachdem die Anregung entfernt wurde.
Das Betriebsprinzip des in Fig. 2 dargestellten Systems wird nun im einzelnen mit Bezug auf die Fig. 4, 5 und 6 erläutert. Fig. 4a ist ein schematisches Diagramm und zeigt einen Teil der Wendelwicklungen 13 und 15, der Anregungsschleife 16 und der Resonanzschaltung 10. Wie durch Pfeile 19 dargestellt ist, ist die Resonanzschaltung 10 in jeder Richtung entlang der Achse der Wendelwicklungen 13 und 15, d.h. entlang der x-Achse, frei beweglich. Fig. 4a zeigt auch eine Darstellung der Empfindlichkeitsfunktion S(x) jeder Wendelwicklungen auf Magnetflußdichte, die durch die Resonanzschaltung 10 erzeugt wird, als Funktion der Position x der Resonanzschaltung 10 entlang des Trägers 5. Wenn sich die Resonanzschaltung 10 entlang der Wendelwicklungen 13 und 15 bewegt, variieren die entsprechenden Empfindlichkeitsfunktionen S&sub1;&sub3;(x) und S&sub1;&sub5;(x) in sinusförmiger Phasenquadraturweise und sind gegeben durch:
(wobei x und Ts wie oben definiert sind und A die Spitzenamplitude der Empfindlichkeitsfunktion ist).
Fig. 4b zeigt das Bündel des Anregungsstroms, der an die in Fig. 4a dargestellte Anregungsschleife 16 angelegt wird. Jedes Bündel umfaßt eine Anzahl von Zyklen eines Anregungsstroms Die Anzahl der übermittelten Zyklen hängt von der Resonanzfrequenz und dem Gütefaktor (Q) der Resonanzschaltung 10 ab. In diesem Ausführungsbeispiel wird ein Bündel von 64 Zyklen eines Dreieckwellensignals mit einer Periode von 6 us an die Anregungsspule 16 angelegt, was ausreicht, die Schaltung 10 in Resonanz zu bringen. Fig. 4c zeigt, daß der Strom Ir in der Resonanzschaltung 10 in der Größe ansteigt und gesättigt wird, kurz bevor der Anregungsstrom entfernt wird. Nach dem Ende des Bündels schwingt die Schaltung 10 noch, aber die Amplitude des Strom Ir vermindert sich mit der Zeit exponentiell. Um zu ermöglichen, daß sich die Signalzeit ausgleicht, wartet die Anregungs- und Verarbeitungseinheit 11 für eine kurze Zeitspanne, etwa 4 Anregungszyklen in diesem Ausführungsbeispiel, bevor sie die Signale der Wicklungen 13 und 15 verarbeitet.
Deshalb kann, nachdem das Bündel des Anregungsstroms entfernt wurde, der in der Schaltung 10 fließende Strom wiedergegeben werden durch:
wobei fr die Resonanzfrequenz der Schaltung 10 ist, die in diesem Ausführungsbeispiel etwa 166 kHz beträgt, und wobei der exponentielle Term, der die Zeit t und die Abschwingzeit T wiedergibt, den exponentiellen Abfall der Stromamplitude mit der Zeit angibt.
Der Strom Ir, der in der Resonanzschaltung 10 fließt, erzeugt eine magnetische Flußdichte Br in Richtung der Achse der Spule 14, die einen Teil der Resonanzschaltung bildet, und dieser kann wiedergegebenen werden durch:
wobei K&sub1; eine Proportionalitätskonstante ist, die von der physikalischen Natur der Spule 14 abhängt, d.h. die Anzahl der Wicklungen, der Radius, etc. Die wechselnde Magnetflußdichte Br induziert eine elektrornotorische Kraft (EMF) in jeder Wendelwicklung 13 und 15, die proportional zur Änderungsrate der Magnetflußdichte Br ist und die amplitudenmoduliert durch die jeweilige Empfindlichkeitsfunktion S&sub1;&sub3;(x) und S&sub1;&sub5;(x) der entsprechenden Wendelwicklung 13 und 15 ist. Wenn somit die Resonanzschaltung 10 in der in Fig. 4 dargestellten Position ist, ist die in der Wendelwicklung 13 induzierte EMF gegeben durch:
und die in der Wendelwicklung 15 induzierte EMF ist gegeben durch:
wobei K&sub2; eine Proportionalkonstante ist, die von K&sub1; abhängt und von der Fläche, die durch jede Wendelwicklung eingeschlossen ist.
In dem vorliegenden Ausführungsbeispiel kann eine Spitzen- EMF von etwa 180 mV pro Ampère Anregungsstrom in den Wendelwicklungen erzeugt werden, wenn jede Wendelwicklung 13 und 15 einen Spitzen-zu-Spitzen-Abstand von ungefähr 35 mm und eine Periode von 200 mm aufweisen und wobei die Spule 14 der Schaltung 10 eine Länge von 100 mm (in der z-Richtung der Fig. 4a), eine Breite von 50 mm (in der x-Richtung der Fig. 4a) und einen Abstand von 10 mm vom Träger 5 aufweist und wobei die Anregungsschleife 16 eine Breite von 45 mm (in z-Richtung der Fig. 4a) aufweist.
Um festzustellen, wo entlang der Länge der Wendelwicklugen die Resonanzschaltung 10 ist, d.h. um den Wert von d innerhalb der Periode Ts zu ermitteln, werden die Signale der Wendelwicklungen 13 und 15 in der Anregungs- und Verarbeitungseinheit 11 verarbeitet. Fig. 5a zeigt schematisch die Anregungs- und Verarbeitungsschaltungen, die zum Berechnen der Position der Resonanzschaltung 10 innerhalb der Periode Ts der Wendelwicklungen 13 und 15 verwendet werden kann. Wie in Fig. 5a dargestellt ist, gibt es einen Signalgenerator 41, der den Anregungstrom erzeugt, der der Anregungsschleife 16 über einen Schalter 42, einen Verstärker 23 und einen Transformator 24a angelegt wird. Wie oben dargestellt, ist in dem vorliegenden Ausführungsbeispiel der Anregungsstrom eine Dreieckswelle mit einer Periode von 6 us, und er wird an die Anregungsschleife 16 mit einem Bündel einer Dauer von 384 us angelegt. Nachdem das Anregungssignal von der Anregungsschleife 16 entfernt wurde, d.h. wenn der Schalter 42 öffnet, werden die Signale der Wendelwicklung 13 in einen Anschluß eines Zweiwegeschalters 26 über einen Transformator 24b angelegt, der gemeinsames Modusrauschen entfernt und einen Mixer 27a, der die eingehenden Signale demoduliert.
In ähnlicher Weise werden Signale von der Wendelwicklung 15 in den anderen Anschluß des Zweiwegeschalters 26 über einen weiteren Transformator 24c und einen Mischer 27b eingegeben. Jeder Mischer 27a und 27b demoduliert die eingehenden Signale durch Multiplikation mit einer phasenverschobenen Version 39 des Übermittlungssignals. Insbesondere einer +90º phasenverschobenen Version oder einer -90º phasenverschobenen Version. Eine -90º-Phasenverschiebung ist erforderlich, da die Resonanzschaltung 10 eine -90º-Phasenverschiebung auf das Anregungssignal ausübt. Der Grund für die +90º-Alternative wird später beschrieben. Dementsprechend sind die Signale am Ausgang des Mischers 27a gegeben durch:
V&sub1;&sub3; = K&sub3;S&sub1;&sub3;(d) + K&sub3;S&sub1;&sub3;(d)cos4πfrt (7)
und die Signale am Ausgang des Mischers 27b sind gegeben durch:
V&sub1;&sub5; = K&sub3;S&sub1;&sub5;(d) + K&sub3;S&sub1;&sub5;(d)cos4πfrt (8)
Diese Signale werden dann durch den Schalter 26 multiplext und durch das Tiefpaßfilter 29 gefiltert, um die Hochfreqenzkomponenten zu entfernen und zu ergeben:
Die gefilterten Signale werden dann durch einen Analog-Digital-Wandler vom Zweisteigungstyp (dual slope type) in Digitalsignale gewandelt, der angepaßt wurde, um als Eingaben die beiden Signale in Quadratur zu verwenden und das Verhältnis der beiden gefilterten Signale auszugeben. Dies wird in der folgenden Weise erzielt. Zunächst wird das Signal &sub1;&sub3; der Wendelwicklung 13 einem Integrator 31 (mit der Zeitkonstante RC) für eine feststehende Zeit to angelegt. Die Ausgabe des Integrators 31 wird mit einer Steigung &sub1;&sub3;/RC ansteigen, falls &sub1;&sub3; positiv ist, und wird mit der Steigung &sub1;&sub3;/RC abfallen, falls &sub1;&sub3; negativ ist. Wenn der Integrator 31 ansteigt oder gegebenenfalls abfällt, zählt ein Zähler (nicht dargestellt) in einem Mikroprozessor 33 mit einer fixen Rate (fc) hoch. Am Ende der festen Zeit to speichert der Mikroprozessor 33 den Wert N&sub1;&sub3;, den der Zähler (nicht dargestellt) erreicht hat, und betätigt den Schalter 26, so daß das Signal &sub1;&sub5; der Wendelwicklung 15 dem Integrator 31 angelegt wird. Wenn der Schalter 26 betätigt wird, aktiviert der Mikroprozessor 33 den +90º-Phasenschiebeblock 35, falls das Zeichen des Signals von der Wicklung 15 das gleiche ist wie das Zeichen des Signals der Wicklung 13, anderenfalls behält er die -90º-Phasenverschiebung. Dies stellt sicher, daß der Integrator 31 immer in der Gegenrichtung in Abhängigkeit von &sub1;&sub5; ansteigt bzw. abfällt als er es in Abhängigkeit von &sub1;&sub3; tut. Falls somit die Signale von den beiden Wicklungen beide positiv sind, wird die +90º-Phasenverschiebung angelegt und V&sub1;&sub5; wird invertiert, so daß der Integrator 31 mit der Steigung &sub1;&sub5;/RC abfällt. Während der Integrator 31 abfällt, zählt der Zähler innerhalb des Mikroprozessors 33 mit derselben Rate fc hoch wie während des Ansteigezustandes. Wenn die Ausgabe des Integrators 31 Null erreicht, kippt der Ausgang des Komparators 37 und stoppt den Zähler im Mikroprozessor 33.
Fig. 5b zeigt im Detail die Signalausgabe des Integrators 31, wenn die Signale von beiden Wicklungen positiv sind. Der Wert von N&sub1;&sub3; ist durch die Zeit to multipliziert mit der Rate fc gegeben, mit der der Zähler hochzählt. Aus Fig. 5b ist jedoch offensichtlich, daß bei to die Spannung Vm durch to mal der Rate ist, mit der die Integratorspannung ansteigt. Aufgrund dessen ist N&sub1;&sub3; gegeben durch:
In gleicher Weise ist der Wert von N&sub1;&sub5; gegeben durch die Zeit, die der Integrator 31 benötigt, um auf Null zurückzuzählen, d.h. t&sub1; multipliziert mit der Rate fc, mit der der Zähler hochzählt. Aus Fig. 5b ist es jedoch offensichtlich, daß t&sub1; gleich Vm dividiert durch die Rate ist, mit der die Integratorspannung abfällt, d.h.
Durch Dividieren von N&sub1;&sub3; durch N&sub1;&sub5; ist somit das resultierende Digitalsignal äquivalent zu &sub1;&sub5;/ &sub1;&sub3;, gegeben durch:
Aufgrund dessen kann der Wert von d durch den Mikroprozessor 33 durch Durchführung einer inversen Tangensfunktion bestimmt werden und durch Verwendung einer geeigneten Verschiebung abhängig vom Vorzeichen der demodulierten Signalausgabe der Mischer 27a und 27b. Insbesondere ist d bestimmt durch die folgende Gleichung:
Wie dem Durchschnittsfachmann klar ist, kann die Gleichung 14 dadurch umgesetzt werden, daß N&sub1;&sub5; zur Adressierung einer Nachschlagtabelle verwendet wird, da der Wert N&sub1;&sub5; sich direkt auf die Position der Resonanzschaltung 10 bezieht.
In diesem Ausführungsbeispiel werden die Vorzeichen der Signalausgabe der Mischer 27a und 27b durch Vergleich mit Masse unter Verwendung des Komparators 37 bestimmt. Um dies zu erzielen ist ein Schalter 28 vorgesehen, der durch den Mikroprozessor 33 gesteuert wird, der es ermöglicht, daß Signale des Filters 29 den Integrator 31 umgehen.
Angenommen, die Verarbeitungsschaltung benötigt näherungsweise 400 us zur Bestimmung der Position der Schaltung 10 innerhalb der Periode der Wendelwicklung, kann eine Auslesung ungefähr jede Millisekunde vorgenommen werden. Somit kann, falls die Absolutposition verloren geht, die Geschwindigkeit der Aufzugskabine immer noch bestimmt werden, vorausgesetzt sie bewegt sich nicht schneller als 100 ms&supmin;¹, wobei anderenfalls Ausgleichsfehler auftreten.
Die in Fig. 5a dargestellte und oben beschriebene Anregungs- und Verarbeitungsschaltung ist nur als Beispiel angegeben und soll nicht in irgendeiner Weise als beschränkend angesehen werden.
In dem obenstehenden Ausführungsbeispiel wird die Resonanzschaltung 10 durch ein Bündel eines Anregungsstroms von einem lokalen Oszillator 41 angeregt, der auf die Resonanzfrequenz der Schaltung 10 abgestimmt ist. Die Resonanzfrequenz fr ist vorzugsweise in der Größenordnung von 10 kHz bis 1 MHz. Deutlich tiefer als dies, d.h. etwa 100 Hz, resultiert in niedrigen reduzierten EMF-Amplituden in den Wicklungen und einer schlechten Antwortzeit. Deutlich höher, beispielsweise etwa 100 MHz, führt zu einem Verlust der Genauigkeit aufgrund von Kreuzkopplung zwischen den Wendelwicklungen 13 und 15 und vergrößerter Komplexität und Kosten in der Verarbeitungselektronik.
Es wurde vorstehend erwähnt, daß das in der Fig. 2 dargestellte System relativ tolerant gegen Änderungen in dem Abstand oder der Lücke zwischen den Wendelwicklungen 13 und 15 und der Resonanzschaltung 10 ist. Der Grund dafür wird nun mit Bezug auf die Fig. 6a und 6b erläutert. Fig. 6a ist eine dreidimensionale Darstellung der Empfindlichkeitsfunktion S(x,y) für eine Periode der Wendelwicklung. Die x- Achse der Fig. 6a gibt die Position der Resonanzschaltung entlang der Wendelwicklung 13, die y-Achse betrifft den Abstand der Resonanzschaltung 10 von der Wendelwicklung 13 und die z-Achse gibt die Größe der Empfindlichkeitsfunktion S(x,y) der Wendelwicklung 13 auf die Magnetflußdichte, die durch die Resonanzschaltung 10 erzeugt wird. Fig. 6b ist eine zweidimensionale Darstellung der Spitzengröße (y) der Empfindlichkeitsfunktion als Funktion des Abstandes zwischen der Resonanzschaltung 10 und dem Träger 5. Der Spitzenwert (y) der Empfindlichkeitsfunktion ist abfallend dargestellt, wenn sich die Resonanzschaltung 10 von der Wendelwicklung 13 entfernt, d.h. mit ansteigendem y. Fig. 6a zeigt jedoch, daß die Empfindlichkeitsfunktion S(x,y) sinusförmig mit einer Änderung der Position der Resonanzschaltung 10 entlang des Trägers variiert, unabhängig von der Trennung y zwischen der Resonanzschaltung 10 und dem Träger 5. Mit anderen Worten kann bei einer sinusförmigen Wendelwicklung das Problem der harmonischen Verzerrung, das sich bei vorbekannten Vorrichtungen ergibt, entfernt oder zumindest minimiert werden.
Aufgrund dessen ist die Empfindlichkeitsfunktion der Wendelwicklung 3 gegeben durch:
Die Empfindlichkeitsfunktion der Wendelwicklung 15, die in Fig. 1 dargestellt ist, hat ebenfalls einen Spitzenwert, der durch (y) gegeben ist. Wenn somit verhältnismäßige Rechnungen, die in Gleichung 13 gegeben sind, durchgeführt werden, kann die Abhängigkeit des Abstandes y entfernt werden. Die Erfinder haben bestätigt, daß die Systemleistungen nicht beeinträchtigt werden, wenn Abstände zwischen Null und zumindest einem Viertel der Wendelperiode Ts vorhanden sind. Die Wendelwicklungen, die in dem vorliegenden Ausführungsbeispiel verwendet werden, haben eine Periode von 200 mm. Somit kann das System Trennungen von bis zu 50 mm widerstehen und somit die Anforderung von ± 8 mm seitlicher Bewegung mit Leichtigkeit erfüllen.
Des weiteren ist es möglich, die Größe der Signale, die in den Wendelwicklungen induziert werden, zur Bestimmung des Abstandes zwischen der Resonanzschaltung 10 und dem Träger 5 zu verwenden. Da jedoch die Größe durch andere Systemvariable, wie die Anregungsleistung etc., beeinträchtigt werden, können die Berechnungen des Abstandes nicht genau sein.
Theoretisch können die Wendelwicklungen irgendeine Periode Ts aufweisen, und dementsprechend kann der Sensor von irgendeiner Länge sein. Wenn die Periode Ts der Wicklungen ansteigt, fällt jedoch die Auflösung, in der der Detektor Änderungen der Position feststellen kann. Der Grund besteht darin, daß geringe Änderungen der Position der Resonanzschaltung 10 innerhalb der Periode Ts der Wendelwicklungen nur geringe Änderungen der Sensorsignale erzeugen. Ob diese geringen Änderungen erfaßt werden oder nicht hängt von der Auflösung des Analog-Digital-Wandlers ab, der in der Verarbeitungsschaltung verwendet wird, dem Signal-Rausch-Verhältnis des empfangenen Signals und der räumlichen Genauigkeit der Wicklungen. Normalerweise ist für eine gegebene Anwendung die Auflösung des ADC durch andere Systemparameter oder durch Kosten fixiert und kann typischerweise ein 8-Bit-ADC sein. Die Erfinder haben bestätigt, daß für einen 8-Bit-ADC die mit dem Wendelsensor erzielbare Auflösung etwa 1/400 der Periode Ts der Wendelwicklungen beträgt. Wenn somit ein Systemkonstrukteur die Auflösung, die erforderlich ist, angibt, gibt er tatsächlich die Periode der Wendelwicklungen an.
In dem ersten Ausführungsbeispiel wurde ein Zähler verwendet, um dem System zu ermöglichen, die Spur der Absolutposition der Resonanzschaltung zu halten. Eine andere Lösung des Problems liegt in der Schaffung eines rohen und eines feinen Satzes von Wendelwicklungen entlang des Sensors. Ein Beispiel einer solchen Anordnung ist schematisch in Fig. 7 dargestellt, die einen Teil eines 2,4 m langen Trägers 5 zeigt, der einen Satz von feinen Quadratwendelwicklungen 13 und 15 mit einer Periode von 200 mm und einen Satz von rohen Quadratwendelwicklungen 43 und 45 mit einer Periode von 2,4 m zeigt, die darauf montiert sind. Die Signale von den feinen Wendelwicklungen werden verwendet, um die Position der Resonanzschaltung innerhalb der feinen Wendelperiode festzustellen, und die Signale der groben Wicklungen werden verwendet, um zu bestimmen, welche Periode der feinen Wicklungen angrenzend an die Resonanzschaltung ist. Wie in Fig. 7 dargestellt, sind die feinen und groben Sätze von Wicklungen 13, 15 und 43, 45 an ihrer Oberkante einander überlagert, und, wie im ersten Ausführungsbeispiel, sind Durchlässe oder dergleichen an Leitungskreuzungsstellen vorgesehen. Diese Anordnung ist bevorzugt, da sie die Symmetrie des Systems maximiert, was andererseits die Linearität und die Unempfindlichkeit gegen Interferenzen maximiert. Damit diese Lösung arbeitet, sollten die groben Wicklungen in der Lage sein, zwischen den Perioden der feinen Wicklungen zu unterscheiden. Falls dies nicht möglich ist, sollten eine oder mehrere Wicklungen mit Zwischenperiodizitäten verwendet werden.
Alternative Lösungen für das Problem der Periodenuneindeutigkeit sind in Fig. 8 dargestellt. Insbesondere zeigt Fig. 8a eine erste Wendelwicklung 13 mit einer Periode T&sub1; und eine zweite Wendelwicklung 47 mit einer etwas größeren Periode von T&sub1; + Δ&sub1;. Zusätzliche Quadraturwicklungen sind ebenso erforderlich, aber aus Gründen der Klarheit sind sie nur an dem Verarbeitungsende 5a des Trägers 5 dargestellt. Der Phasenunterschied zwischen den Ausgabesignalen der beiden Sätze der Quadraturwicklungen 13, 47 zeigt, welche Periode der Resonanzschaltung angrenzend ist, und die Signale von einem der Sätze der Quadraturwendelwicklungen kann zur Bestimmung der Position innerhalb der Periode in der oben beschriebenen Weise verwendet werden. Beispielsweise können die Signale I&sub1; und Q&sub1; des ersten Satzes der Quadraturwendelwicklungen verwendet werden, um die Position der Resonanzschaltung 10 innerhalb der Periode festzustellen, und die Signale I&sub1; und Q&sub1;; I&sub2; und Q&sub2; von allen Wicklungen können verwendet werden, um eine Nachschlagtabelle (look-up table; LUT) von Phasendifferenzen zu adressieren, die ausgibt, welche Periode der Resonanzschaltung 10 angrenzend ist. Die Nachschlagtabelle ist für einen bestimmten Sensor speziell, in dem die Wicklungen eine Periode T&sub1; und eine Periode T&sub1; + Δt&sub1; aufweisen und muß für einen anderen Sensor, in dem diese Perioden geändert sind, erneut berechnet werden. Nach einer bestimmten Anzahl von Wendelwicklungsperioden geht diese Lösung jedoch fehl, da sich das Muster wiederholt. Fig. 8b zeigt einen Weg, die Musterperiode auszudehnen. Insbesondere ist in Fig. 8b eine dritte Wendelwicklung 48 verwendet, die eine Periode T&sub1; + Δt&sub2; aufweist, unterschiedlich zu der Periode der Wicklung 47. Die Ausgaben der drei Wendelwicklungen (und auch die Ausgaben der entsprechenden Quadraturwicklungen (nicht dargestellt)) können dann zur Ermittlung der korrekten Periode verwendet werden.
Noch eine weitere Lösung zum Problem der Periodenuneindeutigkeit ist in Fig. 9 dargestellt, die einen Satz von Gray- Code-Wicklungen 51 verwendet, ähnlich denen, die in US 4005396 verwendet werden, in Kombination mit den Quadraturwendelwicklungen 13 und 15. Die Gray-Code-Wicklungen 15 sind an die Wendelwicklungen 13 und 15 aus Gründen der Klarheit liegend dargestellt. Vorzugsweise werden die Gray- Code-Wicklungen 51 an der Oberkante der Wendelwicklungen 13 und 15 für eine maximale Symmetrie und eine minimale Anfälligkeit gegen Hintergrundinterferenz überlagert. In diesem Ausführungsbeispiel werden die Signale der Gray-Code-Scala einem Periodendetektor 53 angelegt, der feststellt, welche Periode der Wendelwicklungen der Resonanzschaltung (nicht dargestellt) angrenzend ist, und die Feinpositionierung innerhalb einer einzelnen Periode wird, wie oben beschrieben, erfaßt. Dieses Ausführungsbeispiel leidet jedoch an dem Nachteil, daß es relativ kompliziert und in der Herstellung teuer ist, da viele zusätzliche Drähte erforderlich sind, um die Gray-Code-Wicklungen 51 zu schaffen.
Die Erfinder berücksichtigen auch andere Lösungen des Problems der Phasenuneindeutigkeit, beispielsweise Vorsehen eines Identifizierers vom digitalen Strichcode-Typ entlang der Länge der Sensorspur, der eindeutig identifizieren kann, welche Periode der Resonanzschaltung 10 angrenzend ist. In Fig. 10 ist dieser Strichcode durch die dargestellte separate untere Spur 44 gegebenen, der eine pseudofreie Digitaldatenspur ist (pseudo-random digital data track), die die Perioden der Wendelwicklungen 13 und 15 codiert. Wie im Ausführungsbeispiel der Fig. 9 ist der Strichcode-Identifizierer aus Einfachheitsgründen angrenzend der Spur dargestellt, er ist vorzugsweise jedoch an der Oberkante der Wicklungen 13 und 15 überlagert.
In den obenstehenden Ausführungsbeispielen sind zwei Phasenquadraturwendelwicklungen 13 und 15 vorgesehen, um Quadratursignale zu erzeugen, aus denen die Position der Schaltung 10 innerhalb einer Periode Ts eindeutig bestimmt werden kann. Fig. 11 zeigt einen weiteren Weg, in dem Quadratursignale erzeugt werden können, wobei hier aber nur eine einzige Wendelwicklung 13 verwendet wird. Insbesondere zeigt Fig. 11 eine mehrperiodische Wendelwicklung 13, eine Anregungsschleife 16 und zwei Resonanzschaltungen 10a und 10b mit unterschiedlichen Resonanzfrequenzen f&sub1; bzw. f&sub2;. Die beiden Resonanzschaltungen 10a und 10b sind relativ zueinander mit einem Abstand von einem Viertel der Wendelwicklungsperiode Ts fixiert. Wie durch den Pfeil 19 angegeben, können sich die beiden Resonanzschaltungen 10a und 10b frei entlang der Länge des Trägers (nicht dargestellt) in jeder Richtung bewegen. Wenn ein Anregungsstrom mit einer Frequenz f&sub1; der Schleife 16 angelegt wird, wird die Schaltung 10a schwingen und ein Signal in der Wendelwicklung 13 abhängig von sin[2πd/Ts] erzeugen, wobei d die Position der Schaltung 10a innerhalb einer Wendelperiode ist. In gleicher Weise wird die Schaltung 10b schwingen und ein Signal in der Wendelwicklung 13 abhängig von sin[2π(d+Ts/4)Ts], d.h. cos[2πd/Ts] erzeugen, wenn ein Anregungsstrom mit einer Frequenz von f&sub2; der Anregungsschleife 16 angelegt wird. Auf diese Weise werden Quadratursignale erzeugt, aus denen die Position der Schaltung 10a (und damit der Schaltung 10b) innerhalb einer Wendelperiode festgestellt werden kann.
In den obigen Ausführungsbeispielen wird das Anregungssignal der Anregungsschleife 16 um den Umfang des Trägers 5 angelegt. Ein Nachteil des Einsatzes solch einer Anregungsschleife besteht darin, daß sie nicht ausgeglichen ist und somit an elektromagnetischen Interferenzen leidet und solche erzeugt. Fig. 12a zeigt ein Dreiphasen-Wendelwicklungssystem, das eine der Wicklungen zur Anregung der Resonanzschaltung 10 verwendet, aufgrund dessen die Anregungsschleife ebenfalls ausgeglichen ist. Insbesondere zeigt Fig. 12a drei Wendelwicklungen 53, 55 und 57, die jeweils 120º außer Phase zu den anderen beiden stehen, und eine Vektorwiedergabe der Signale, die durch die Resonanzschaltung 10 in den Wicklungen erzeugt werden. In diesem Ausführungsbeispiel wird die Wicklung 43 verwendet, um die Resonanzschaltung 10 anzuregen, und die Signale auf der Wicklung 53 und die Vektorsubtraktion der Signale auf den Wicklungen 55 und 57 werden verwendet, um die Position der Resonanzschaltung festzustellen. Die Vektorsubtraktion der Signale auf den Wicklungen 55 und 57 erzeugt ein Signal, das in Phasenquadratur mit dem Signal auf Wicklung 53 ist und in der Vektorwiedergabe durch den gepunkteten Pfeil 59 wiedergegeben ist. In diesem Ausführungsbeispiel wird jedoch, wenn die Resonanzschaltung 10 angrenzend an einem Kreuzungspunkt der Wicklung 53 ist, das Anregungssignal der Wicklung 55 anstatt der Wicklung 53 angelegt. Des weiteren werden das Signal auf der Wicklung 55 und das Signal, das die Vektorsubtraktion der Signale auf den Wicklungen 53 und 57 repräsentiert, zur Bestimmung der Position der Resonanzschaltung verwendet. Auf diese Weise stellt das System sicher, daß die Resonanzschaltung 10 für alle Positionen entlang des Trägers angeregt wird und stellt sicher, daß die Anregungs- und Empfangswicklungen ausgeglichen sind.
In Fig. 12b werden drei Wendelwicklungen 53, 55, 57 an einem Ende mit der jeweiligen Phase eines dreiphasigen Wechselstromanregungsstroms über die Anregungs- und Verarbeitungseinheit 11 eingegeben. Die Wicklungen sind am anderen Ende miteinander verbunden, um die neutrale Leitung des Dreiphasensystems zu schaffen, und das an der neutralen Linie erscheinende Signal wird zur Verarbeitungsschaltung 11 zurückgeführt. Die Resonanzschaltung 10 bringt die neutrale Leitung außer Balance und gibt Grund für ein Signal, dessen Amplitude von der Trennung der Resonanzschaltung 10 von den Wicklungen 53, 55, 57 abhängt und dessen Phase von der Position der Schaltung 10 innerhalb einer Periode der Wicklungen abhängt.
Fig. 12c zeigt noch einen weiteren Aufbau, den die Wendelwicklungen einnehmen können. Insbesondere sind in Fig. 12c vier Wendelwicklungen 63, 65, 67 und 69, die jeweils voneinander durch 1/8 der Periode der Wicklungen getrennt sind. Wie in den anderen Ausführungsbeispielen, ist eine Anregungschleife 16 um den Umfang des Trägers 5 vorgesehen und die Anregungsschleife 16 und die Enden der Wendelwicklungen 63, 65, 67 und 69 werden in die Anregungs- und Verarbeitungseinheit 11 geführt. Die Erfinder haben bestätigt, daß durch Einsatz eines Vierphasensystems alle erzeugten räumlichen Harmonischen, die in den Wicklungen erzeugt werden, unterdrückt werden.
In den obigen Ausführungsbeispielen liegen die Wendelwicklungen 13 und 15 im wesentlichen in einer einzelnen Ebene. Es ist jedoch auch möglich, die Wendelwicklungen um einen Träger in einem Helixmuster zu wickeln und den gleichen Vorteil wie in einem flachen Muster zu erzielen. Diese Form der Erfindung ist insbesondere zur Verwendung bei der Erfassung eines Fluidpegels geeignet. Fig. 13a zeigt schematisch einen Flüssigkeitspegelsensor, der die Wendelwicklungen gemäß der Erfindung einsetzt. In Fig. 13a hat ein Träger 1305 eine zylindrische Form, um den die Wendelwicklungen 1313 und 1315 in Helixweise gewickelt sind. Wie dem Durchschnittsfachmann geläufig ist, muß der Träger 1305 für das Magnetfeld, das durch die Resonanzschaltung 1310 erzeugt wird, transparent sein, weil er anderenfalls den korrekten Betrieb des Sensors beeinträchtigt. Auch, wie in Fig. 13a dargestellt, ist die Anregungsschleife 1316, die die auf einem Schwimmer 1320 montierte Anregungsschaltung 1310 speist. Vorzugsweise ist der Schwimmer 1320 in Toroidform und paßt über den Träger 1305 und Wicklungen 1313 und 1315 und kann frei am zylindrischen Träger 1305 schweben, wenn der Pegel der Flüssigkeit (nicht dargestellt) innerhalb des Behälters (nicht dargestellt) steigt oder fällt, wie durch den Pfeil 1319 dargestellt ist. In diesem Ausführungsbeispiel ist der Schwimmer 1320 eingeengt, so daß er nicht bezüglich des Trägers 1305 rotiert. Wie dem Durchschnittsfachmann geläufig ist, falls der Schwimmer 1320 sich drehen kann, wird sich die Position, die durch die Verarbeitungseinheit 1311 angezeigt wird, bei derselben Höhe ändern. Falls eine flache Wendel entlang der Seite des Trägers 1305 verwendet wird, wird dieses Drehproblem nicht dasselbe Problem verursachen. Dieses Problem wird im einzelnen später diskutiert.
Fig. 13b zeigt, wie die Wendelwicklungen 1313 und 1315 um den Träger 1305 gewickelt werden sollten. Insbesondere sind die Wendelwicklungen 1313 und 1315 aus vier Drähten 1313a, 1313b und 1315a, 1315b gebildet, die an der Außenseite des Trägers 1305 beginnen, in 90º-Intervallen beabstandet sind und in Helixmuster entlang der Länge des Trägers 1305 gedreht sind. Am entfernten Ende (nicht dargestellt) des Trägers 1305 sind die Drähte, die um 180º beabstandet sind, miteinander verbunden, so daß die Drähte 1313a und 1313b eine Wendelwicklung 1313 und die Drähte 1315a und 1315b die zweite Quadraturwendelwicklung 1315 bilden. Zusätzliche Wicklungen können um den Träger 1305 gewickelt sein, um einen Periodenkodierer zu schaffen, wenn es eine Anzahl von Perioden der Wendelwicklungen gibt. Der Betrieb dieses Ausführungsbeispiels entspricht dem Betrieb des ersten Ausführungsbeispiels. Ein Vorteil bei dieser Helixausführung besteht darin, daß sie deutlich einfacher herzustellen ist als die flache Ausführung, da die Drähte lediglich um den Träger gewickelt werden.
Die Fig. 14a und 14b zeigen, wie der "Wendel"-Transducer modifiziert werden kann, um für den Gebrauch in einem Rotationspositionskodierer geeignet zu sein. Insbesondere zeigt Fig. 14a einen fixierten Kreisträger 1405, auf dem Wendelwicklungen 1413 und 1415 in Kreisform gewickelt werden. In diesem Ausführungsbeispiel gibt es drei Perioden jeder Wendelwicklung 1413 und 1415 um einen Träger. Wie in dem linearen Beispiel, werden Leiterüberkreuzungen durch Einsatz von Durchführungen zur anderen Seite des Trägers oder durch Einsatz einer Leiter-Isolator-Laminatstruktur vermieden. Es gibt ebenfalls eine Anregungsschleife 1416, die auf dem Träger 1405 montiert ist und zum Anregen der Resonanzschaltung, die auf dem bewegbaren Element montiert ist, verwendet wird, das frei um die Trägerachse drehbar ist. Um die Linearität des Systems beizubehalten, sollte die Resonanzschaltung so symmetrisch wie möglich sein.
Fig. 14b zeigt das drehbare Element 1401, das relativ zum Träger 1405, der in Fig. 14a dargestellt ist, um den Mittelpunkt 1491 drehbar ist, wie durch die Pfeile 1419 angezeigt ist. Auf dem drehbaren Element 1401 ist eine Resonanzschaltung 1410 montiert, die zur Maximierung der Linearität des Systems ausgelegt ist. Der Betrieb dieses Drehausführungsbeispiels entspricht dem Betrieb des linearen Ausführungsbeispiels.
In den vorstehenden Ausführungsbeispielen sind entlang des Trägers des Positionskodierers Wendelwicklungen vorgesehen. In einigen Anwendungen kann jedoch ein Träger mit kürzerer Länge ausreichend sein, bei dem nur ein einzelner Periodensatz von Wendelwicklungen vorgesehen sein muß. Fig. 15 zeigt einen Träger 1505, der eine Anregungsspule 1516 trägt, und zwei Wendelwicklungen 1513 und 1515 in Phasenquadratur, die eine einzelne Periode Ts besitzen. Die Wicklungen sind mit einer Anregungs- und Verarbeitungseinheit 1511 wie vorher verbunden. Obwohl diese Form der Vorrichtung für einige Anwendungen geeignet sein kann, ist sie weniger bevorzugt, da Enddefekte die Genauigkeit vermindern.
In den vorstehenden Ausführungsbeispielen war eine Resonanzschaltung auf dem bewegbaren Objekt montiert. Dies hat den Vorteil, daß sie noch ein Magnetfeld erzeugt, nachdem das Anregungssignal entfernt wurde, was bedeutet, daß keine Versorgungsquelle an dem bewegbaren Objekt erforderlich ist. Es ist jedoch in gleicher Weise möglich, die Position der Resonanzschaltung zu fixieren und zu ermöglichen, daß sich der Träger bewegt. Des weiteren ist es auch möglich, die Position einer Anzahl von bewegbaren Objekten durch Einsatz einer Resonanzschaltung mit einer unterschiedlichen Resonanzfrequenz in jedem Objekt festzustellen. Fig. 16 zeigt die Resonanzcharakteristik einer Resonanzschaltung. Idealerweise, falls die Resonanzfrequenzen nahe aneinander sind, sollte diese Charakteristik einen hohen Maximalwert aufweisen, einen tiefen Minimalwert und eine geringe Spitzenbreite δw oder, mit anderen Worten, sollte der Resonator einen hohen Gütefaktor (Q) aufweisen. Ein Verfahren zur Verbesserung dieser Charakeristik ist der Einsatz eines Quarz- oder Keramikresonators in Reihe mit der Spule 14 und dem Kondensator 17. In einer solchen Ausführungsform sind der Wert der Induktanz der Spule 14 und der Wert der Kapazität des Kondensators 17 vorzugsweise derart gewählt, daß ihre Impedanz bei der Resonanzfrequenz des Quarz- oder Keramikresonators auslöscht, weil dieses die Schärfe der Resonanzcharakteristik maximiert. Die Quarz- oder Keramikresonatoren sind vorzugsweise für Oberflächenbefestigung auf gedruckten Schaltungskarten geeignet, weil diese den für sie erforderlichen Raum minimiert. Geeignete Keramikresonatoren sind von AVX Kyocera, Stafford House, Station Road, Aldershot, Hants, Vereinigtes Königreich, oder Murata, vertrieben von Cirkit, Mercury House, Calleza Park, Aldermaston, Reading, Berkshire, Vereinigtes Königreich, erhältlich.
In Fig. 17 sind die Anordnung des Trägers 1705, der Anregungsspule 1716 und der Wicklungen 1715 und 1713 wie vorher. In diesem Ausführungsbeispiel sind jedoch zwei bewegbare Objekte (nicht dargestellt) mit jeweils einer Resonanzschaltung 1710A und 1710B mit unterschiedlichen Resonanzfrequenzen vorgesehen. Die Position jedes bewegbaren Objektes, das den jeweiligen Resonanzschaltungen 1710A und 1710B zugeordnet ist, kann durch Anregung wechselweise jeder Resonanzschaltung oder durch Anregung aller Resonanzschaltungen gleichzeitig unter Verwendung eines "Weiß- Rausch"-Signals bestimmt werden, d.h. durch ein Signal, das alle Frequenzen enthält, und unter Einsatz bekannter Signalverarbeitungstechniken zur Bestimmung der Position jedes bewegbaren Objekts. Obwohl die Resonanzfrequenzen, die jedem Objekt zugeordnet sind, jeden Wert aufweisen können, sind sie vorzugsweise relativ nahe beeinander ausgewählt, so daß die Bandbreite des Systems nicht zu groß ist. Anderenfalls wird die Elektronik komplex und damit teurer.
In den obenstehenden Ausführungsbeispielen werden die Signale auf den Wendelwicklungen nur verarbeitet, nachdem das Anregungssignal entfernt wurde. Der Grund dafür liegt in der Reduktion von Interferenz aufgrund der Kreuzkopplung mit dem Anregungssignal. Falls jedoch ein Harmonischengenerator anstatt der Resonanzschaltung verwendet wird, ist es möglich, die Signale, die vom Harmonischengenerator erzeugt werden, von dem Anregungssignal zu unterscheiden. Falls somit eine seperate Anregungsspule vorgesehen ist, wird es möglich, die Position des Harmonischengenerators zu bestimmen, während das Anregungssignal noch an die Anregungsspule angelegt wird. Dies ist möglich, da der Harmonischengenerator eine nichtlineare magnetische Charakteristik aufweist, die in Abhängigkeit von einem Anregungssignal ein Magnetfeld mit Komponenten einschließlich Harmonischen der Anregungsfrequenz erzeugt. Diese höherfrequenten Harmonischen können von dem Anregungssignal unterschieden werden und somit zum Bestimmen der Position des Harmonischengenerators verwendet werden, während das Anregungssignal noch an die Anregungsspule angelegt wird.
Fig. 18 zeigt ein Ausführungsbeispiel, bei dem ein Harmonischengenerator 1901 auf einem bewegbaren Element (nicht dargestellt) anstatt einer Resonanzschaltung montiert ist. Dieses Ausführungsbeispiel wird mit Bezug auf eine flache Wendelausführung erläutert, ist aber auch für die anderen oben beschriebenen Ausführungsbeispiele anwendbar. Fig. 18 zeigt einen Träger 1905, auf dem Wendelwicklungen 1913 und 1915 und eine Anregungsschleife 1916 montiert sind. Die Anregungsschleife 1916 muß in der Lage sein, den Harmonischengenerator 1901 in seinem nichtlinearen Bereich anzuregen, wenn er in einem seiner erlaubten Positionen ist, d.h. entlang der gesamten Länge des Trägers 1905. Die Anregungsspule 1916, die um den Umfang des in Fig. 17 dargestellten Trägers 1905 montiert ist, ist ein Beispiel einer geeigneten Anregungsschleife.
Fig. 19 zeigt ein Beispiel des Signalgenerators, der das Anregungssignal erzeugt, und die Verarbeitungsschaltung in dem Anregungs- und Verarbeitungsblock 1911, der in Fig. 18 dargestellt ist. Insbesondere erzeugt ein Pseudo-Quadratwellengenerator 2061 ein Anregungssignal mit einer Grundfrequenz f aber ohne Harmonische mit 3f, 9f, 15f, das kontinuierlich an die Anregungsspule 1916 angelegt wird. Die Signale von den Quadraturwendelwicklungen 1913 und 1915 (und von anderen Wicklungen 1971, falls die Absolutposition erforderlich ist) werden in einen Analogmultiplexer 2026 geführt, der durch einen Mikroprozessor 2033 gesteuert wird. Das Signal von jeder Wicklung wird durch einen Verstärker 2073 verstärkt und in einem Mixer 2027 mit einem Signal 2039 gemischt, dessen Frequenz das dreifache der Frequenz der Grundfrequenz f des Anregungssignals ist, d.h. der dritten Harmonischen. Somit wird die Komponente des empfangenen Signals mit der Frequenz 3f (die die interessierende Komponente ist, die durch den Harmonischengenerator 2001 erzeugt wird) demoduliert, während die anderen Komponenten nicht. Die demodulierte Komponente wird dann von den Hochfrequenzkomponenten durch das Tiefpaßfilter 2029 entfernt, in ein Digitalsignal durch einen ADC 2075 gewandelt und in den Mikroprozessor 2033 geführt, wo es zeitweilig gespeichert wird. Sobald die Signale von allen Wicklungen in dieser Weise verarbeitet sind, berechnet der Mikroprozessor 2033 die Absolutposition des bewegbaren Objekts unter Verwendung der obengenannten Gleichung 14.
Der Harmonischengenerator 1901 ist typischerweise aus nichtlinearem Magnetmaterial gefertigt, das über seinen Sättigungspunkt in seinen nichtlinearen Bereich durch das Anregungssignal getrieben werden kann, beispielsweise Vakuumschmelze 6025 Spinmelt Ribbon. Alternativ kann auch eine Spule, die mit einem nichtlinearen elektrischen Element verbunden ist, wie eine Spule, ein geeigneter Harmonischengenerator 1901, verwendet werden (in welchem Fall die Verarbeitungsschaltung auf die zweite Harmonische des Anregungssignals abgestimmt ist).
Ein Problem mit dem Ausführungsbeispiel mit Harmonischengenerator, wie oben beschrieben, besteht darin, daß die Anwesenheit anderen Ferromaterials innerhalb des Systems auch harmonische Hintergrundsignale erzeugen kann. Diese Verzerrung kann jedoch minimiert werden durch (i) Reduzieren der Koerzitivität und der Permeabilität des Harmonischengenerators 1901 derart, daß er Harmonische mit geringeren Transmitterfeldpegeln als das umgebende Ferromaterial erzeugt, d.h. deutlich unterhalb 50 A/m; und/oder (ii) Verwenden von Materialien mit scharfem Sättigungspunkt derart, daß hohe Pegel der hochfrequenten Harmonischen gemessen werden, die typischerweise nicht in Ferromaterialien auftreten. Geeignete Materialien, die diese Merkmale aufweisen, sind lange, dünne, amorphe, drehgeschmolzene Metalle (Metglass), vertrieben von Allied Signal, 6 Eastmans Road, Persippany, NJ 07054, New Jersey, Vereinigte Staaten von Amerika, und gesputterte Magnetmaterialien wie Nickellegierungen. Des weiteren sollte der Formfaktor des Materials hoch sein, um hohe zu erreichende Permeabilität zu ermöglichen. Dies kann durch die Verwendung von langen, dünnen Proben oder sehr dünnen flachen Proben erzielt werden.
Magnetmaterialien, die mit einem einfrequenten Wechselstromfeld ohne Gleichstromkomponente in den nichtlinearen Bereich angeregt werden, erzeugen ungerade Harmonische des Treiberstroms. Falls jedoch Material mit sehr geringer Permeabilität verwendet wird, kann das Erdmagnetfeld ausreichend sein, die Erzeugung ungerader Harmonischer zu verschlechtern durch Vorspannen des Harmonischengenerators außerhalb des nichtlinearen Bereichs. Eine mögliche Lösung für ein solches System liegt in der Anlegung eines Gleichstromvorspannfeldes, um dem Erdmagnetfeld entgegenzuwirken. Die erforderliche Gleichspannung kann durch Minimieren des Erfassungspegels von geraden Harmonischen oder durch Maximieren des Erfassungspegels von ungeraden Harmonischen bestimmt werden.
Eine weitere Möglichkeit mit der Verwendung eines Harmonischengenerators ist dessen Anregung mit zwei unterschiedlichen Anregungsfrequenzen F&sub1; und F&sub2;. In einem solchen Ausführungsbeispiel wird der Harmonischengenerator ein Magnetfeld mit Zwischenmodulationskomponenten erzeugen, d.h. Komponenten bei F&sub1;±F&sub2;.
Das Ausführungsbeispiel mit Harmonischengenerator ist sehr geeignet für Messung der Position eines Schwimmers, da es sehr widerstandsfähig gegen Schmutz, Salzwasser etc. ist, was eine elektrische Dämpfung eines Induktor-/Kondensator- Resonators verursachen kann, und kann mit großen Lücken zwischen dem Schwimmer und dem Träger arbeiten. Des weiteren hat der Harmonischengenerator den Vorteil gegenüber der Resonanzschaltung, daß er mit den Wendelwicklungen unabhängig von seiner Orientierung koppelt. Dies gilt selbst dann, wenn der Harmonischengenerator aus einem amorphen Metall besteht, das eine bevorzugte Magnetachse aufweist, da es möglich ist, das Material in wechselnden Orientierungen aufzuschichten und so eine geeignete isotrope Vorrichtung zu schaffen.
Eine weitere komplexere Alternative zu der Resonanzschaltung ist ein elektronischer Transponder, der durch ein in der Ermittlungsspule erzeugtes Magnetfeld gespeist wird, das ein Signal oder einen Code erzeugt, der von dem Anregungssignal unterschieden werden kann. Dieses Ausführungsbeispiel bietet erhöhte Benutzerflexibilität auf Kosten einer größeren Komplexität des Systems und höherer Kosten.
Andere einfachere Alternativen existieren, die anstatt der Resonanzschaltung arbeiten können. Beispielsweise ein Stück magnetischen Materials, das das in der Anregungsspule erzeugte magnetische Wechselfeld konzentriert, beispielsweise Ferrit, oder einen Leiter, der das durch die Anregungsspule erzeugte magnetische Wechselfeld verzerrt, beispielsweise ein Blatt Aluminium. Diese Alternativen erlauben jedoch nicht die Erfassung der Position von mehr als einem bewegbaren Element.
In den Ausführungsbeispielen, in denen eine Resonanzschaltung verwendet wird, wird ihre Form, Masse, Resonanzfrequenz etc. durch die spezielle Anwendung diktiert und ebenso bestimmen sie bis in einen gewissen Grad die Genauigkeit des Systems. Die Erfinder haben bestätigt, daß ein hoher Genauigkeitsgrad erhalten wird, wenn der Durchmesser der Spule, die einen Teil der Resonanzschaltung bildet, ungefähr das Doppelte der Breite der Wendelwicklungen beträgt und ungefähr gleich die Hälfte der Periode der Wendelwicklungen.
Fig. 20 ist eine isometrische Darstellung einer Luftkernresonatorausführung, die geeignet ist für den in Fig. 13a dargestellten Schwimmerresonator. Der Schwimmer 2120 ist ein Rohr aus nichtmagnetischem, vorzugsweise nichtleitendem Material, beispielsweise Kunststoff oder Glas, hat eine Länge l und einen Innendurchmesser, der groß genug ist, um über den Träger 1305 und Wendelwicklungen 1313 und 1315, die in Fig. 13a dargestellt sind, zu passen. Eine Spule aus Draht 2114 ist um das Äußere des Schwimmers 2120 in solcher Weise gewickelt, daß ihre Magnetachse radial mit Bezug auf den Schwimmer 2120 gerichtet ist. In diesem Ausführungsbeispiel wird dies durch Wickeln eines ersten Teils 2114a der Spule 2114 um den Schwimmer in einem ersten ebenen Satz mit einem ersten Winkel zur Ebene des Rohres selbst erzielt und dann Wickeln eines zweiten Teils 2114b der Spule 2114 um den Schwimmer 2120 in einem zweiten unterschiedlichen ebenen Satz mit einem zweiten Winkel zur Ebene des Rohrs selbst derart, daß der kombinierte Effekt der beiden Teile 2114a und 2114b der Spule 2114 in einer Spule resultiert, die eine radiale Achse aufweist. Ein Kondensator (nicht dargestellt) wird mit den beiden Enden der Spule 2114 verbunden, um eine Resonanzschaltung mit der Spule 2114 zu bilden.
In einigen Anwendungen ist jedoch eine geringe Schwimmerlänge l Vorbedingung. In solch einem Ausführungsbeispiel ist der in Fig. 20 dargestellte Aufbau nicht angemessen, und ein anderer Aufbau wie der, der in Fig. 21 dargestellt ist, ist erforderlich. Insbesondere zeigt Fig. 21 in Aufsicht einen flachen, scheibenähnlichen Schwimmer 2220 mit wieder einem Innendurchmesser, der groß genug ist, um über den Träger 1305 und Wendelwicklungen 1313 und 1315, die in Fig. 13a dargestellt sind, zu passen. Zwei Abschnitte 2214a und 2214b der einen Spule 2214 werden auf dem Schwimmer 2220 in der dargestellten Weise derart montiert, daß die Achse der Spule 2214 radial mit Bezug auf den Schwimmer 2220 ist. Die Enden der Spule 2214 sind mit einem Kondensator 2217 verbunden, so daß eine Resonanzschaltung gebaut wird. Die Spulenteile 2214a und 2214b sind vorzugsweise um Ferritstäbe 2281 und 2283 gewickelt, weil die das Magnetfeld, das durch die Spule 2214 erzeugt wird, konzentriert, wenn die Resonanzschaltung resonant schwingt.
In den vorstehenden Ausführungsbeispielen war angenommen, daß die Achse der Resonanzschaltung fixiert war. In einigen Anwendungen, wie Fluidflußmessern, kann die Resonanzschaltung drehen. Fig. 22 zeigt, wie eine Form des Transducers der vorliegenden Erfindung in einem Fluidflußratensensor verwendet werden kann. Fluid passiert eine vertikale Leitung 2385 aus nichtmagnetischem vorzugsweise nichtleitendem Material, die intern, wie dargestellt, verjüngt ist, nach oben. Die vom Schwimmer 2320 eingenommene Vertikalposition hängt von der Rate des Fluidflusses ab. Fig. 23a zeigt mit größerem Detail den in Fig. 22 dargestellten Schwimmer 2320. Innerhalb des Schwimmers 2320 befindet sich eine Resonanzschaltung 2410, deren Achse horizontal ist. Der Schwimmer 2320, der in diesem Fall im wesentlichen konisch ist, tendiert jedoch dazu, in dem Fluidfluß zu rotieren, so daß die Achse 2421 der Resonanzschaltung 2410 sich ändert. Dementsprechend wird sich das vom Transducer abgegebene Signal bei einer gegebenen Höhe mit der Zeit ändern. Im vorliegenden Ausführungsbeispiel verbleibt der Schwimmer 2320 aufgrund seiner wesentlichen konischen Form vertikal und dreht nur um seine vertikale Achse. Wenn die Schaltung 2410 resonant schwingt und wenn der Schwimmer sich dreht, wird die in beiden Wendelwicklungen des Transducers induzierte EMF durch cosθ moduliert, wobei θ die Winkelorientierung des Schwimmers ist, und Null ist, wenn die Achse 2421 der Schaltung 2410 rechtwinklig zur Oberfläche des Trägers 2305 ist. Der Effekt der Drehung auf die induzierten Signale kann jedoch durch die in der obenstehenden Gleichung 13 durchgeführte Verhältnisrechnung entfernt werden, da die in beide Wendelwicklungen induzierte EMF durch dieselbe Modulation beeinflußt wird. Dementsprechend verhindert die Drehung des Schwimmers 2320 um eine vertikale Achse nicht die Bestimmung seiner vertikalen Position. Falls jedoch aus anderen Gründen der Schwimmer aufhört zu rotieren, wenn die Achse der Resonanzschaltung orthogonal zur Oberfläche des Trägers 2305 ist, d.h. wenn θ = 90º oder 270º, kann die Höhe nicht festgestellt werden, da es keine Kopplung zwischen der Resonanzschaltung 2410 und den Wendelwicklungen (nicht dargestellt) mehr gibt.
Fig. 23b zeigt, wie der Schwimmer 2320 der Fig. 23a modifiziert werden kann, um dieses Problem zu lösen. In Fig. 23b hat der Schwimmer 2320 Resonanzschaltungen 2410a und 2410b mit horizontalen aber rechtwinkligen Achsen und jeweils vorzugsweise mit einer unterschiedlichen Resonanzfrequenz f&sub1; und f&sub2;. Aufgrund dessen wird in diesem Ausführungsbeispiel immer ein Ausgangssignal in den Wendelwicklungen (nicht dargestellt) aufgrund des Magnetfelds von zumindest einer der Resonanzschaltungen vorhanden sein, aus dem die Höhe des Schwimmers unabhängig von dessen Winkelorientierung bestimmt werden kann.
Des weiteren, wie dem Durchschnittsfachmann klar ist, ist es auch möglich, die Winkelorientierung θ des Schwimmers 2220 aus den Signalen, die durch irgendeine der Wendelwicklungen erzeugt werden, zu bestimmen. Dies ist für den Durchschnittsfachmann klar, da das in einer Wendelwicklung aufgrund einer Resonanzschaltung induzierte Signal (nach Demodulierung und Filterung) gegeben ist durch:
f1 = S(x,y)cosθ (18)
und das in der gleichen Wendelwicklung aufgrund der anderen Resonanzschaltung induzierte Signal (nach Demodulation und Filterung) gegeben ist durch:
f2 = S(x,y)sinθ (19)
Demensprechend kann die Winkelorientierung θ aus der inversen Tangensfunktion und des Verhältnisses f2/ f1 bestimmt werden. Des weiteren kann die Drehrate des Schwimmers auch durch Verfolgen von θ bestimmt werden, wenn es sich ändert. Dies ist vorteilhaft, da die Drehrate ebenfalls von der Fluidflußrate abhängt.
Fig. 23c zeigt im Querschnitt eine alternative Lösung des Problems. Insbesondere zeigt Fig. 23c das Rohr 2385, durch das das Fluid fließt, den Schwimmer 2320 innerhalb der Rohrleitung 2385 und zwei Träger 2405a und 2405b, die in rechtwinkligen Ebenen angrenzend an das Rohr 2385 liegen, mit jeweils einem Satz Wendelwicklungen (nicht dargestellt) darauf montiert. In diesem Ausführungsbeispiel ist nur eine Resonanzschaltung (nicht dargestellt) mit einer Horizontalachse in dem Schwimmer 2320 montiert. Dem Durchschnittsfachmann ist es klar, daß immer ein Ausgangssignal von den Wendelwicklungen zumindest eines der Träger vorhanden ist und somit die Höhe des Schwimmers immer bestimmt werden kann, unabhängig von seiner Winkelorientierung. Wie in dem Ausführungsbeispiel der Fig. 23b ist es auch möglich, die Winkelorientierung des Schwimmers 2320 zu bestimmen. Dem Durchschnittsfachmann ist jedoch offensichtlich, daß in diesem Ausführungsbeispiel Signale von den beiden Trägern 2405a und 2405b verwendet werden müssen, um die Winkelorientierung zu bestimmen.
In den obigen Ausführungsbeispielen, die einen Fluidflußratensensor beschreiben, war der Schwimmer insbesondere dazu ausgelegt, um nur eine Vertikalachse zu drehen. Fig. 23d zeigt ein weiteres Ausführungsbeispiel eines Fluidflußratensensors, bei dem der Schwimmer 2420 sphärisch ist und der damit um jede Achse rotieren kann. In diesem Ausführungsbeispiel ist ein einzelner Satz von Wendelwicklungen (nicht dargestellt) auf einem Träger 2305 angrenzend an das Rohr 2385 montiert. Der Schwimmer 2420 kann innerhalb des Rohres 2385, das wie vorstehend verjüngt ist, frei schweben und enthält drei Resonanzschaltungen 2410a, 2410b und 2410c mit orthogonalen Achsen und vorzugsweise mit unterschiedlichen Resonanzfrequenzen. In diesem Ausführungsbeispiel wird immer eine gewisse Kupplung zwischen zumindest einer der Resonanzschaltungen 2410a, 2410b oder 2410c innerhalb des Schwimmers 2420 und dem Satz der Wendelwicklungen (nicht dargestellt) vorhanden sein. Somit kann die Höhe des Schwimmers 2420 immer bestimmt werden, unabhängig von seiner Winkelorientierung. Des weiteren kann es auch möglich sein, die Drehrate des Schwimmers 2420 um seine Achsen zu bestimmen, da die in den Wendelwicklungen (nicht dargestellt) erzeugten Signale mit den drei Resonanzfrequenzen von der Drehrate des Schwimmers 2420 um die Achse entsprechend der Resonanzschaltung abhängen.
Einer der Hauptvorteile des Wendelsensorsystems in bezug auf existierende Fluidflußratensensoren (die einen magnetischen Schwimmer und magnetische Verfolgungsvorrichtung aufweisen) besteht darin, daß es keine Kraft auf den Schwimmer ausübt. Dementsprechend ist das System genauer als existierende Fluidflußratensensorsysteme. Des weiteren, durch Messung sowohl der Schwimmerhöhe als auch der Drehrate, ergibt sich ein vergrößerter dynamischer Bereich, über den eine genaue Flußanzeige möglich ist.
In dem in Fig. 13a dargestellten Ausführungsbeispiel wurde angenommen, daß der Schwimmer 1320 sich nicht um eine vertikale Achse drehen kann. Falls jedoch der Schwimmer 1320 drehen kann, um sicherzustellen, daß die Resonanzschaltung immer angeregt wird, unabhängig von der Winkelorientierung des Schwimmers, müssen jeweils zwei orthogonale Anregungsspulen und ein Horizontalachsenresonator vorgesehen sein oder eine einzelne Anregungsspule und zwei Resonanzschaltungen mit horizontalen aber orthogonalen Achsen müssen vorgesehen sein, so daß die Winkelorientierung des Schwimmers festgestellt werden kann. Die Winkelorientierung des Schwimmers muß festgestellt werden, so daß eine geeignete Korrektur der angezeigten Position durchgeführt werden kann.
Fig. 24 zeigt, wie zwei orthogonale Anregungsschleifen 2516a und 2516b um den Träger 1305 montiert werden, der in dem in Fig. 13a dargestellten Flüssigkeitspegelsensorsystem verwendet wird. Die beiden Anregungsspulen 2516a und 2516b müssen nicht in orthogonalen Ebenen liegen, dies ist aber bevorzugt, da es die Verarbeitung erleichtert, die zur Bestimmung der Position und der Winkelorientierung des Schwimmers 13 der Fig. 13a erforderlich ist.
Die Fig. 25a und 25b zeigen eine weitere Form der Wicklungen und der Resonanzschaltung. In Fig. 25a trägt ein Träger 2605 Wicklungen 2653, 2655 und 2657, die in einem Dreiphasenaufbau angeordnet sind. Die zugeordnete Resonanzschaltung 2610 zeigt Spulen 2614, die in einer Wendelanordnung derart aufgebaut sind, daß sie eine ausgeglichene Resonanzschaltung bilden mit einer Mehrzahl von Schleifen, die sich entlang der Meßrichtung erstrecken. Dieser Mehrschleifenaufbau hat den Vorteil der Mittelung des Signals über eine Anzahl von Wicklungen und dabei der Minimierung von Fehlern aufgrund von Fehlern bei der Herstellung der Wicklungen 2653, 2655 und 2657.
Fig. 26 zeigt eine der Wicklungen, die in einem Zweidimensionspositionskodierer verwendet werden, der die Wendelwicklungen gemäß der Erfindung einsetzt. Insbesondere zeigt Fig. 26 eine Wendelwicklung 2815, deren Spulendichte in sinusförmiger Weise entlang der x-Achse der Fig. 26 sich ändert. Als Ergebnis variiert die Empfindlichkeit der Wicklung 2815 auf eine nahe Quelle eines magnetischen Feldes in sinusförmiger Weise mit dem Abstand x. Eine Phasenquadraturwendelwicklung (nicht dargestellt) wird auch erforderlich, deren Spulendichte in sinusförmiger Weise mit dem Abstand entlang der x-Achse variiert. Dies liefert eine eindimensionale Linearverschiebungsvorrichtung. Falls jedoch ein weiterer Satz von Phasenquadraturwicklungen in Überlagerung über die Wicklungen 2815 und die korrespondierenden Quadraturwicklungen (nicht dargestellt) vorgesehen sind, deren Wicklungsdichten in sinusförmiger Weise pro Einheitsabstand in y-Richtung variieren, kann damit ein zweidimensionaler Transducer geschaffen werden. Zur Klarheit sind in Fig. 26 einige der Wicklungen nicht dargestellt. Fig. 26 zeigt auch eine Resonanzschaltung 2810, deren Position in x- und y-Richtung variieren kann. Falls eine Anregungsspule (nicht dargestellt) vorgesehen ist, um den Resonator 2810 anzuregen, kann die Position des Resonators in x- und y- Richtung mit Bezug auf den Ursprung O aus den Signalen bestimmt werden, die in den vier Wendelwicklungen in der oben beschriebenen Weise induziert werden.
Die Erfinder haben auch festgestellt, daß durch vorsichtige Ausgestaltung der Resonanzschaltung es möglich ist, den augenscheinlichen Effekt einer geneigten Resonanzschaltung (in Grenzen) zu reduzieren. Fig. 27a zeigt schematisch eine Spule aus Draht 2914 mit einer Achse 2921, die einen Teil der Resonanzschaltung bildet, die auf dem drehbaren Element (nicht dargestellt) montiert ist. Fig. 27a zeigt weiterhin den Träger 2905, auf dem die Wendelwicklungen (nicht dargestellt) montiert sind. Das System ist zur Ausgabe der Position der Resonanzschaltung entlang der Länge des Trägers ausgelegt. Falls die Resonanzschaltung sich neigt, d.h. die Achse 2921 der Resonanzschaltung um T Rad verschoben wird, sollte der Positionskodierer die Position wie am Punkt 2988 ausgeben. Durch Experimente haben jedoch die Erfinder festgestellt, daß dies nicht der Fall ist. Tatsächlich zeigt der Positionskodierer an, daß die Resonanzschaltung angrenzend an Punkt 2989 ist, der etwa halbwegs zwischen der tatsächlichen Position 2987 und der erwarteten Position 2988 liegt. Dies bedeutet, daß die Resonanzschaltung am Punkt 2990 zu sein scheint und sich entlang einer augenscheinlichen Meßebene 2992 bewegt, die sich von der tatsächlich Ebene 2991 unterscheidet, in der die Resonanzschaltung liegt. Des weiteren haben die Erfinder erkannt, daß durch Verwendung einer Resonanzschaltung mit zwei Spulenteilen, die in Serie geschaltet sind und räumlich entlang der Meßrichtung getrennt sind, es möglich ist, die augenscheinliche Meßebene 2992 von dem Träger 2905 weg oder dorthin zu bewegen. Dies hat wichtige Folgen bei Anwendungen wie bei der Messung der Position von Tintenstrahldruckköpfen, wo es unmöglich sein kann, die Spulen in der erforderlichen Meßebene aufgrund von Raumbeschränkungen zu plazieren.
Fig. 27b zeigt ein Ausführungsbeispiel, bei dem der Resonator zwei elektrisch verbundene Spulen aufweist und wobei der Abstand zwischen den jeweiligen Achsen 2921 2D beträgt. Die beiden Spulen sind mit dem bewegbaren Objekt derart verbunden, daß, falls das bewegbare Objekt kippt, zwei Resonanzschaltungen um den Punkt 2982 kippen. Die Erfinder haben festgestellt, daß sie die augenscheinliche Ebene der Messung 2992, wie durch den Pfeil 2983 dargestellt ist, durch Ändern des Abstandes 2D zwischen den Spulen 2914a und 2914b variieren können. Vorzugsweise beträgt der Abstand zwischen den beiden Spulen nicht exakt ein Vielfaches der Wicklungsperiode. In einem Experiment (i) umfaßte jeder Spulenteil 2914a und 2914b vierzig Wicklungen von 0,2 mm Kupferdraht um einen Ferritkern mit 8 mm Querschnitt und 18 mm Länge; (ii) ein geeigneter Kondensator wurde ausgewählt, um die Resonanzschaltung bei 150 kHz resonant schwingen zu lassen; (iii) wurde eine tatsächliche Trennung von 25 mm zwischen der Mitte der Spulen und Fläche des Trägers 2905 ausgewählt; (iv) eine Wicklungsperiode von 50 mm Versatz und 20 mm Spitze-Spitze wurde verwendet; und (v) eine Trennung zwischen den Spulen (d.h. 2D) von 116 mm wurde verwendet. Die erhaltenen Resultate zeigen, daß die effektive Meßebene 2992 120 mm oberhalb der Spur angeordnet war, und die durch das Positionskodiersystem angezeigte Position ist Punkt 2987 bis innerhalb ±0,4 mm mit Winkeländerungen von ±4º betrug. Für dieselben Winkeländerungen und eine Einzelspule zeigte der Positionskodierer im Punkt 2987 innerhalb von ±8 mm. Dies gibt eine Genauigkeitsverbesserung um den Faktor 20 an. In einem zweiten Experiment mit einem ähnlichen Aufbau aber mit einer Trennung (2D) zwischen den Spulen von 100 mm betrug die scheinbare Meßebene 2992 des Systems 10 mm oberhalb der Spur. In einem dritten Experiment mit einem ähnlichen Aufbau aber mit einer Trennung (2D) von 96 mm wurde die scheinbare Meßebene 2992 auf der Oberfläche des Trägers 2905 gefunden. Aufgrund dessen wäre es bei einer Tintenstrahldruckeranwendung, bei der die Düse, von der Tinte auf das Papier gerichtet wird, sich leicht neigen kann, vorteilhaft, falls die scheinbare Meßebene gleich der Papierebene wäre. Dies kann durch Wahl einer geeigneten Trennung D erzielt werden. Bei dieser Anordnung wird die Genauigkeit des Systems erhöht, da auf der scheinbaren Meßebene die Position sich für kleine Neigungsänderungen nicht viel ändert.
Fig. 28a zeigt einen Weg, auf dem die in Fig. 2 dargestellten Wendelwicklungen modifiziert werden können, um einen Transducer zu schaffen, der zur Verwendung in einem Radiuskodierer geeignet ist. Insbesondere zeigt die Fig. 28a eine Wicklung 3013, die an einem Punkt 3008a beginnt und um eine Spirale im Uhrzeigersinn bis zum Punkt 3008b gewickelt ist, wobei sie ihre Richtung ändert und in umgekehrter Richtung bis zum Punkt 3008c gewickelt ist, wo sie sich wieder ändert etc. Aufgrund dessen hat in diesem Aufbau die Wicklung 3013 eine sinusförmige Magnetempfindlichkeitsfunktion, die als Funktion des Radius sich ändert. Mit anderen Worten hat die Wicklung ein "multipoles" Magneterfassungsmuster in jeder Radialrichtung. Eine zweite Quadraturspiralwicklung 3015 kann ebenso erforderlich sein, aber nur ihr Beginn ist aus Klarheitsgründen dargestellt. Der Betrieb dieses Ausführungsbeispiels ist ähnlich zum Betrieb der linearen Ausführungsbeispiele und wird nicht erneut beschrieben.
Fig. 28b zeigte eine Modifikation des Spiraltransducersystems in der Fig. 28a. Insbesondere vollführt in dem Aufbau der Fig. 28b jeder Teil einer Wicklung mehrere Umdrehungen, bevor die Richtung geändert wird. Des weiteren wird die Wicklungsdichte der Wicklungen zwischen den Richtungsänderungen derart variiert, daß die Magnetempfindlichkeit der Wicklung sinusförmig in jeder Radialrichtung ist.
Falls das bewegbare Element sich nur entlang der x-Achse der Fig. 28b ändern kann, ist nur ein Linearkodierer erforderlich. In so einem Ausführungsbeispiel ist es möglich, die Wicklungen durch gedankliches Schneiden entlang der gestrichelten Linien 3081 und 3083 und durch Verbinden entsprechender Teile der Wicklungen, die sich links befinden, zu modifizieren. Fig. 29 zeigt das resultierende Wicklungsmuster, falls dies getan wird. Insbesondere variiert die Wicklungsdichte der Wicklung 3113 in sinusförmiger Weise mit dem Abstand entlang der Länge des Trägers 3105. Die gestrichelte Linie, die durch die Bezugsziffer 3185 angegeben ist, repräsentiert die Verbindungen mit entsprechenden Teilen der Wicklung. Es gibt auch eine Quadraturwicklung, diese ist aber aus Klarheitsgründen nicht dargestellt.
Der Transducer gemäß der Erfindung kann für eine Anzahl von Anwendungen verwendet werden. Die Ausführungsformen wurden bereits mit der Verwendung des Transducers in Anwendungen, wie Aufzugspositionssteuerung, Flüssigpegelerfassung und Fluidflußratenerfassung, beschrieben. Andere Anwendungen umfassen Ventilpositionserfassung, Positionieren des Druckkopfes in einem Printer, Graphikstifteingabevorrichtungen, Kräne, Drosseldrehsensoren, ABS-Drehsensoren, Stoßdämpfer- /Fahrhöhensensoren und Warenhauspositionssensorspuren.
Zusätzlich können die Wendelwicklungstransducer auch in anderen Kodiersystemen verwendet werden, beispielsweise in einem Halleffekt-Meßkopf. In solch einem System liest der Kopf eine Gleichstrommagnetskala, um eine Position anzuzeigen. Falls jedoch Sinus- und Quadraturspuren verwendet werden und weitere Spuren, falls Absolutposition zu bestimmen ist, müssen mehrere Leseköpfe vorgesehen sein. Ein geringerer Symmetriegrad wird somit erzielt und mit dem System unter Verwendung des Wendeltransducers, und höhere Kosten. Geringere Symmetrie bedeutet, daß die Gesamtleistungsfähigkeit nicht so gut ist. Des weiteren haben Hall-Sensoren inhärente Offsets, die in Gleichspannungssystemen kompensiert werden müssen. Durch Verwendung von Wechselstromfeldern werden diese Effekte effektiv eliminiert.
Wenn sie bei einer solchen Anwendung verwendet werden, können die Wendelwicklungen verwendet werden, um ein räumlich sinusförmiges Feldmuster zu erzeugen, durch Anlegung eines Stroms. Das räumliche Muster des Feldes kann durch Anordnung von getrennten Leitern, die sinusförmige Felder mit unterschiedlichem Versätzen erzeugen, gesteuert werden. Die räumliche Phase des Feldmusters kann geändert werden durch Leiter mit unterschiedlichen Phasen und demselben Versatz und Änderung des Verhältnisses der Ströme in jedem. Normale Sinus- und Kosinusspuren sind als Mehrphasenspuren möglich. Der magnetische Hall-Effektsensor wird dann verwendet, um das durch die Wendelwicklungen erzeugte Magnetfeld zu messen.
Des weiteren kann die auf dem bewegbaren Element montierte Resonanzschaltung Information zurück zur Verarbeitungsschaltung übertragen. Beispielsweise könnte diese Information die Temperatur oder der Druck eines Fluids in einem Flußmesser sein. Dies wird dadurch erzielt, daß die Eigenschaft des Resonators abhängig von der Meßquantität variiert. Beispielsweise kann die Frequenz eines Resonators abhängig von Änderungen der Temperatur gestaltet werden durch Anbringen eines Widerstandsnetzwerkes, das einen Thermistor enthält, an der Resonanzschaltung. Eine weitere Möglichkeit ist die Änderung der Resonanzfrequenz mit Druck unter Verwendung von beispielsweise einer piezoelektrischen Zelle, deren Kapazität sich mit Druck ändert, als Resonanzschaltung. Solch ein Eigenschaftsmeßsystem hat den Vorteil, daß keine elektrischen Verbindungen zur Meßvorrichtung erforderlich sind.

Claims

1. Positionsdetektor mit:

einem ersten und einem zweiten Element (5, 1), die für eine Relativbewegung entlang eines Meßweges montiert sind,

wobei das erste Element (5) eine erste Schaltung (13) mit zumindest zwei Schleifen (A, B) aufweist, die aufeinanderfolgend entlang des Meßweges angeordnet sind, wobei jede Schleife sich entlang des Weges erstreckt und die Schleifen in Reihe geschaltet sind und so angeordnet sind, daß die in angrenzenden Schleifen durch ein gemeinsames magnetisches Hintergrundwechselfeld (23) induzierten elektromotorischen Kräfte einander entgegengesetzt sind, und eine zweite Schaltung (16), die sich entlang des Meßweges erstreckt,

wobei das zweite Element (1) Mittel (10) aufweist zum Wechselwirken mit den Schaltungen derart, daß in Abhängigkeit von einem Eingabetreibersignal, das an eine der Schaltungen angelegt wird, in der anderen der Schaltungen ein Ausgabesignal induziert wird, wobei die Wechselwirkungsmittel und die zumindest zwei Schleifen so angeordnet sind, daß das Ausgabesignal kontinuierlich als Funktion ihrer Relativposition entlang des Weges variiert, dadurch gekennzeichnet, daß die Wechselwirkungsmittel (10) eine elektromagnetische Resonanzvorrichtung (14, 17) aufweisen, die so angeordnet ist, daß in Betrieb ein Zwischensignal (Ir) darin durch das Eingabetreibersignal induziert wird, das an die eine Schaltung angelegt wird, so daß das Zwischensignal das Ausgabesignal in der anderen Schaltung induziert.

2. Positionsdetektor nach Anspruch 1, wobei die Schleifen im wesentlichen quadratische Form aufweisen.

3. Positionsdetektor nach Anspruch 1, wobei die Schleifen im wesentlichen diamantartige Form aufweisen.

4. Positionsdetektor nach Anspruch 1, wobei die Schleifen im wesentlichen hexagonale Form aufweisen.

5. Positionsdetektor nach Anspruch 1, wobei die Schleifen durch entgegengesetzt sinusförmige Wicklungen von Leitern gebildet sind.

6. Positionsdetektor nach einem der vorstehenden Ansprüche, wobei das erste Element eine Anzahl der ersten Schaltungen (13, 15) aufweist, die elektrisch voneinander getrennt sind und aufeinander angeordnet sind, und wobei die Anzahl von Schleifen der jeweiligen ersten Schaltungen räumlich entlang des Weges voneinander getrennt sind.

7. Positionsdetektor nach Anspruch 6, wobei das erste Element zwei der ersten Schaltungen (13, 15) aufweist und wobei die Schleifen der jeweiligen ersten Schaltungen räumlich entlang des Weges um die Hälfte der Ausdehnung (Ts/2) jeder der Schleifen getrennt sind.

8. Positionsdetektor nach Anspruch 6, wobei das erste Element drei der ersten Schaltungen (53, 55, 57) aufweist und wobei die Schleifen der jeweiligen ersten Schaltungen räumlich entlang des Weges um ein Drittel der Ausdehnung (Ts/2) jeder der Schleifen voneinander getrennt sind.

9. Positionsdetektor nach Anspruch 6, wobei das erste Element vier der ersten Schaltungen (63, 65, 67, 69) aufweist und wobei die Schleifen der jeweiligen ersten Schaltungen räumlich entlang des Weges um ein Viertel der Ausdehnung (Ts/2) jeder der Schleifen voneinander getrennt sind.

10. Positionsdetektor nach einem der vorstehenden Ansprüche, wobei die erste Schaltung mehr als zwei der Schleifen aufweist, die nacheinander entlang des Weges angeordnet sind.

11. Positionsdetektor nach Anspruch 10 mit weiterhin Rohpositionsleitermittel (43, 45; 47; 57, 48; 51; 44) zum Identifizieren, innerhalb welcher angrenzender zweier Schleifen der ersten Schaltung die Resonanzvorrichtung angeordnet ist.

12. Positionsdetektor nach Anspruch 10 oder 11, wobei das erste Element zwei (13, 47; 13, 45) der ersten Schaltungen aufweist und wobei die Ausdehnung jeder Schleife, die eine (47; 45) der ersten Schaltungen bildet, größer ist als die Ausdehnung jeder Schleife, die die andere (13) der ersten Schaltungen bildet.

13. Positionsdetektor nach Anspruch 12, wobei die ersten Schaltungen aufeinander, aber elektrisch voneinander isoliert, angeordnet sind.

14. Positionsdetektor nach einem der vorstehenden Ansprüche mit weiterhin einer zweiten elektromagnetischen Resonanzvorrichtung (10b), die separat von und in einem ersten Abstand entlang des Weges von der ersten elektromagnetischen Resonanzvorrichtung (10a) angeordnet ist, und wobei die räumliche Trennung zwischen den beiden elektromagnetischen Resonanzvorrichtungen (10a, 10b) derart ist, daß das Ausgabesignal, das in der anderen Schaltung durch die erste elektromagnetische Resonanzvorrichtung (10a) induziert wird, in Phasenquadratur mit dem Ausgabesignal ist, das in der anderen Schaltung durch die zweite elektromagnetische Resonanzvorrichtung (10b) induziert wird.

15. Positionsdetektor nach einem der vorstehenden Ansprüche mit einer Anzahl der elektromagnetischen Resonanzvorrichtung (1710a, 1710b), wobei jede eine unterschiedliche jeweilige Resonanzfrequenz aufweist und in Betrieb derart angeordnet ist, daß jede elektromagnetische Resonanzvorrichtung (1710a, 1710b) ein Wechselsignal bei der entsprechenden Resonanzfrequenz in der anderen Schaltung induziert, dessen Amplitude mit ihrer Position relativ zu den Schleifen der ersten Schaltung variiert.

16. Positionsdetektor nach einem der vorstehenden Ansprüche mit weiterhin einem Treibermittel (41) zum Anlegen des Eingabetreibersignals an eine der ersten und zweiten Schaltungen und einem Verarbeitungsmittel (33) zum Verarbeiten des Signals, das in der anderen Schaltung induziert wird, und zum Liefern einer Anzeige daraus der Relativposition des ersten und des zweiten Elementes.

17. Positionsdetektor nach Anspruch 16, wobei das Treibermittel betreibbar ist, um das Eingabetreibersignal an die zweite Schaltung (16) anzulegen.

18. Positionsdetektor nach Anspruch 16, wobei das Treibermittel betreibbar ist, um das Eingabetreibersignal an die erste Schaltung anzulegen, und wobei die zweite Schaltung zumindest zwei Schleifen (A, B) aufweist, die aufeinanderfolgend entlang des Weges angeordnet ist, wobei sich jede Schleife entlang des Weges erstreckt und so angeordnet ist, daß die in angrenzenden Schleifen durch ein gemeinsames magnetisches Hintergrundwechselfeld induzierten elektromotorischen Kräfte einander entgegengesetzt sind.

19. Positionsdetektor nach Anspruch 16, 17 oder 18, wobei das Treibermittel (41) betreibbar ist, um einen Puls des Treibersignals während eines ersten Zeitintervalls anzulegen, und wobei die Verarbeitungsmittel (33) betreibbar sind, um das induzierte Signal während eines folgenden zweiten Zeitintervalls nach dem ersten Zeitinterval zu verarbeiten.

20. Positionsdetektor nach einem der Ansprüche 16 bis 19, wobei das Verarbeitungsmittel (33) einen Demodulator (27) aufweist, der an die Phase des in der anderen Schaltung durch die Resonanzvorrichtung induzierten Signals angepaßt ist.

21. Positionsdetektor nach einem der Ansprüche 16 bis 20, wobei das erste Element zwei oder mehr der ersten Schaltungen aufweist, wobei die Schleifen der jeweiligen ersten Schaltungen räumlich entlang des Weges getrennt sind und wobei das Verarbeitungsmittel (33) betreibbar ist, um eine Trigonemetrieverhältnisberechnung der Signale durchzuführen, die in den zwei oder mehr ersten Schaltungen induziert werden.

22. Positionsdetektor nach einem der vorstehenden Ansprüche, wobei das in der anderen Schaltung induzierte Ausgabesignal sinusförmig als Funktion der Position entlang des Weges der Resonanzvorrichtung relativ zu den zumindest zwei Schleifen variiert und wobei eine Periode (Ts) der Sinusvariation einer Relativbewegung bis zur Ausdehnung von zwei der reihengeschalteten Schleifen entspricht.

23. Positionsdetektor nach einem der vorstehenden Ansprüche, wobei die elektromagnetische Resonanzvorrichtung eine Spule (14) und einen Kondensator (17) aufweist.

24. Positionsdetektor nach einem der vorstehenen Ansprüche, wobei die Schleifen der ersten Schaltung von einer im wesentlichen ebenen Fläche des ersten Elementes (5) getragen werden.

25. Positionsdetektor nach Anspruch 24, wenn von Anspruch 23 abhängig, wobei die Achse der Spule (14) im wesentlichen rechtwinkelig zur ebenen Fläche des ersten Elementes (15) ist.

26. Positionsdetektor nach Anspruch 25, wobei die erste Schaltung 13, mehr als zwei der Schleifen aufweist, die aufeinanderfolgend über den Weg angeordnet sind, und wobei die Spule (2614) eine Anzahl von den Schleifen der ersten Schaltung (13) gleichen Schleifen aufweist, wobei sich die Schleifen über den Meßweg erstrecken und so angeordnet sind, daß, wenn die Resonanzvorrichtung resonant schwingt, das in der anderen Schaltung induzierte Ausgabesignal eine mittlere Position der Resonanzvorichtung (10) relativ zu der ersten Schaltung (13) über eine Anzahl der Schleifen der ersten Schaltungen wiedergibt.

27. Positionsdetektor nach Anspruch 25, wobei die Resonanzvorrichtung (10) zumindest zwei reihengeschaltete Spulen (2914a, 2914b) aufweist, die voneinander in dem Weg um einen Abstand getrennt sind, der variert werden kann, um die Wirkung einer Neigung zu variieren.

28. Positionsdetektor nach einem der vorstehenden Ansprüche, wobei die Resonanzvorrichtung eine Spule (14), einen Kondensator (17) und einen Quarz- oder Keramikresonator aufweist, der in Reihe mit der Spule und dem Kondensator geschaltet ist.

29. Positionsdektor nach einem der vorstehenden Ansprüche, wobei das erste Element (5) fixiert ist und wobei das zweite Element (1) mit Bezug auf das erste Element bewegbar ist.

30. Positionsdetektor nach Anspruch 29, wobei die erste und die zweite Schaltung im wesentlichen in der gleichen Ebene liegen und wobei die Resonanzvorrichtung (10) relativ zur ersten und zur zweiten Schaltung in einer Ebene bewegbar ist, die im wesentlichen parallel zu der Ebene liegt, in der die ersten und zweiten Schaltungen liegen.

31. Positionsdetektor nach einem der vorstehenden Ansprüche, wobei der Meßweg linear ist.

32. Positionsdetektor nach einem der Ansprüche 1 bis 30, wobei der Meßweg kreisförmig ist.

33. Positionsdetektor nach einem der Ansprüche 1 bis 27, wobei die erste und die zweite Schaltung von einer zylindrischen Oberfläche des ersten Elementes (1305) getragen werden.

34. Positonsdetektor nach Anspruch 33, wobei der Meßweg linear ist.

35. Aufzug mit einer Aufzugskabine (1) und einem Aufzugsschacht (3) und einem Positionsdetektor nach einem der Ansprüche 1 bis 31 zum Feststellen der Position der Aufzugskabine (1) innerhalb des Aufzugsschachts (3).

36. Flüssigkeitspegelsensor mit einem Schwimmer (1320), einem Träger (1305), auf dem oder in dem der Schwimmer verschiebbar geführt ist, und einem Positionsdetektor nach einem der Ansprüche 1 bis 31 oder 33 zum Anzeigen der Relativposition des Schwimmers (13, 120) und des Träger (1305).

37. Ventil oder Drossel mit einer Drehwelle und einem Positionsdetektor nach Anspruch 32 zum Feststellen der Winkelposition der Welle.

38. Ventil oder Drossel nach Anspruch 37, wobei der Winkelumlauf der Welle weniger als 180º beträgt.

39. Ventil oder Drossel nach Anspruch 37, wobei der Winkelumlauf der Welle nicht mehr als 120º beträgt.

40. Fluidflußmesser mit einem verjüngtem Rohr (23, 85) und einem Schwimmer (23, 20) in dem Rohr, der in einer Längsposition verschoben ist, die durch den Fluß des Fluids bestimmt ist, und einem Detektor nach einem der Ansprüche 1 bis 31 oder 33 zum Anzeigen der Relativposition des Schwimmers (23, 20) und des Rohrs (23, 85).

41. Fluidflußmesser nach Anspruch 40, wobei der Schwimmer sich drehen kann und eine Anzahl von elektromagnetischen Resonanzvorrichtungen (2410a, 2410b, 2410c) trägt, wobei jede eine Spule und einen Kondensator aufweist und wobei die Achsen der Spulen der Anzahl von Resonanzvorrichtungen rechtwinkelig zueinander stehen.

42. Fluidflußmesser nach Anspruch 41, wobei der Schwimmer sich drehen kann und wobei zwei im wesentlichen ebene erste Schaltungen in gegenseitig rechtwinkligen Ebenen liegen.

43. Verfahren der Erfassung der Position eines ersten und eines zweiten Elementes (5, 1), die für eine Relativbewegung entlang eines Meßweges montiert sind, wobei das Verfahren die Schritte aufweist:

Vorsehen einer ersten Schaltung (13) auf dem ersten Element (5), wobei die Schaltung zumindest zwei Schleifen (A, B) aufweist, die aufeinanderfolgend entlang des Weges angeordnet sind, wobei jede Schleife sich entlang des Weges erstreckt und die Schleifen in Reihe geschaltet sind und so angeordnet sind, daß die in aneinandergrenzenden Schleifen durch ein gemeinsames magnetisches Wechselfeld (23) induzierten elektromotorischen Kräfte einander entgegengesetzt sind,

Vorsehen einer zweiten Schaltung (16), die sich entlang des Meßweges auf dem ersten Element erstreckt,

Vorsehen einer elektromagnetischen Resonanzvorrichtung (10) auf dem zweiten Element (1) zum Wechselwirken mit den Schaltungen (13, 16) derart, daß in Abhängigkeit von einem Eingabetreibersignal, das einer der ersten und zweiten Schaltungen angelegt wird, ein Zwischensignal (IR) in der elektromagnetischen Resonanzvorichtung induziert wird, wobei das Zwischensignal in der anderen Schaltung ein Ausgabesignal induziert, wobei die Resonanzvorrichtung und die zumindest zwei Schleifen derart angeordnet sind, daß das Ausgabesignal kontinuierlich als Funktion der Relativposition entlang des Weges variiert,

Anlegen des Treibersignals an die eine Schaltung und

Erfassen des Signals, das in der anderen Schaltung induziert wurde, und ableitend daraus der Relativposition des ersten und des zweiten Elementes.

44. Verfahren nach Anspruch 43, wobei das Treibersignal ein Wechselsignal mit einer Frequenz in dem Bereich von 10 kHz bis 1 MHz aufweist.

45. Verfahren nach Anspruch 43 oder 44, wobei der Schritt des Anlegens des Treibersignals ein Burst des Treibersignals anlegt und wobei der Erfassungsschritt die Signale erfaßt, die in der anderen Schaltung induziert werden, nachdem der Burst des Treibersignals angelegt wurde.

46. Positionsdetektor mit:

einem ersten und einem zweiten Element, die für eine Relativbewegung entlang eines Meßweges montiert sind,

wobei das erste Element eine erste Schaltung (1913) aufweist, mit zumindest zwei Schleifen, die aufeinanderfolgend entlang des Meßweges angeordnet sind, wobei jede Schleife sich entlang des Weges erstreckt und die Schleifen in Reihe geschaltet sind und so angeordnet sind, daß die in angrenzenden Schleifen durch ein gemeinsames magnetisches Hintergrundwechselfeld induzierten elektromotorischen Kräfte einander entgegengesetzt sind, und einer zweiten Schaltung (1916), die sich entlang des Meßweges erstreckt,

wobei das zweite Element Mittel (1901) aufweist, zum Wechselwirken mit den Schaltungen derart, daß in Abhängigkeit von einem Eingabetreiberwechselsignal, das an einer der ersten und zweiten Schaltungen angelegt wird, ein Ausgabewechselsignal in der anderen Schaltung induziert wird, das als Funktion der Position entlang des Weges der Wechselwirkungsmittel relativ zu den zumindest zwei Schleifen der ersten Schaltung variiert, dadurch gekennzeichnet, daß die Wechselwirkungsmittel einen elektromagnetischen Harmonischen-Generator aufweist, der derart angeordent ist, daß in Betrieb in Abhängigkeit von dem Treiberwechselsignal der Harmonischen-Generator das Ausgabewechselsignal in der anderen Schaltung induziert, und wobei die Frequenz des induzierten Signals sich von dem des Treibersignals unterscheidet.

47. Positionsdetektor mit:

einem ersten und einem zweiten Element (5, 1) die für eine Relativbewegung entlang eines Meßwegs angeordnet sind,

wobei das erste Element (5) eine erste Schaltung (13) mit zumindest zwei Schleifen (A, B) aufweist, die aufeinanderfolgend entlang des Meßweges angeordnet sind, wobei jede Schleife sich entlang des Weges erstreckt und die Schleifen in Reihe geschaltet sind und so angeordnet sind, daß die aneinander angrenzenden Schleifen durch ein gemeinsames magnetisches Hintergrundwechselfeld (23) induzierten elektromotorischen Kräfte einander entgegengesetzt sind, und einer zweiten Schaltung (16) die sich entlang des Meßweges erstreckt,

wobei das zweite Element (1) Mittel (10) aufweist zum Wechselwirken mit den Schaltungen derart, daß in Abhängigkeit von einem Eingabetreibersignal, das an eine der ersten und zweiten Schaltungen angelegt wird, in der anderen Schaltung ein Ausgabesignal induziert wird, das als Funktion der Position entlang des Weges der Wechselwirkungsmittel relativ zu dem zumindest zwei Schleifen der ersten Schaltung variiert, dadurch gekennzeichnet, daß die Wechselwirkungsmittel einen elektronischen Transponder aufweisen, der in Betrieb angeordnet ist, um von einem Magnetfeld gespeist zu werden, das durch das Eingabetreibersignal, das der einen Schaltung angelegt wird, erzeugt wird, und zum Induzieren des Ausgabesignals in der anderen Schaltung, wobei das Ausgabesignal von dem Treibersignal unterscheidbar ist.