DE60316827T2

DE60316827T2 - Messanordnung und verfahren

Info

Publication number: DE60316827T2
Application number: DE60316827T
Authority: DE
Inventors: David Alun Harston JAMES; Darran Harston KREIT; Colin Stuart Harston SILLS; Mark Anthony Harston HOWARD
Original assignee: TT Electronics Technology Ltd
Current assignee: AVX Electronics Technology Ltd
Priority date: 2002-10-16
Filing date: 2003-10-15
Publication date: 2008-07-17
Anticipated expiration: 2023-10-16
Also published as: EP1552250B1; AU2003301317A1; US20060119351A1; KR20050083773A; ATE375499T1; CN100374822C; US7514919B2; WO2004036148A1; KR101020271B1; DE60316827D1; GB0224100D0; GB2394293A; JP2006503282A; ES2295635T3; JP4749717B2; CN1705862A; EP1552250A1

Description

Diese Erfindung betrifft eine Messvorrichtung und ein Verfahren zum Bestimmen von Werten eines Parameters, insbesondere, aber nicht ausschließlich, das Messen der Position eines Elements.
Diese Erfindung betrifft eine Messvorrichtung und ein Verfahren, das insbesondere, aber nicht ausschließlich, für einen Positionssensor zum Bestimmen der Relativposition von zwei Elementen, relevant ist.
Verschiedene Arten von induktiven Sensoren sind benutzt worden, um Signale zu erzeugen, die für die Position zweier relativ zueinander beweglicher Elemente kennzeichnend sind. Typischerweise trägt ein Element eine Erregerwicklung und zwei oder mehr Sensorwicklungen, während das andere Element einen Schwingkreis trägt. Die magnetische Kopplung zwischen dem Schwingkreis und jeder der Sensorwicklungen variiert mit der Position, so dass durch Anlegen eines oszillierenden Signals bei der Resonanzfrequenz des Schwingkreises an die Erregerwicklung in jeder der Sensorwicklungen ein Signal induziert wird, das mit der Resonanzfrequenz oszilliert, aber dessen Amplitude als Funktion der Relativposition der beiden Elemente variiert.
Eine andere Form eines induktiven Sensors wird in unserer parallelen internationalen Patentanmeldung Nr. PCT GB02/1204 beschrieben, in der das Erregersignal ein Trägersignal umfasst, das mit einem niederfrequenten Signal amplitudenmoduliert wird und das Signal, das in den Sensorwicklungen induziert wird, in einer Signalverarbeitungseinheit demoduliert wird, um die Position des Elements zu bestimmen. Ein solches System hat den Vorteil, dass, da das Trägersignal eine relativ hohe Frequenz hat, die auf den Sensorwicklungen induzierten Signale aufgrund des Farradayschen Gesetzes eine relativ große Amplitude haben, während gleichzeitig das demodulierte Signal eine niedrige Frequenz hat, und somit erlaubt, dass die anschließende Signalverarbeitung mit einer relativ einfachen und preiswerten Elektronik durchgeführt werden kann. Die Erreger- und Sensorwicklungen können mittels eines Resonators gekoppelt sein, typischerweise durch einen einfachen passiven LC-Schwingkreis, der eine Resonanzfrequenz gleich der Frequenz des Trägersignals hat, was den Effekt einer Verstärkung des von den Sensorwicklungen empfangenen Signals hat. Offensichtlich ist die Verstärkung des von der Sensorwicklung empfangenen Signals umso größer, je höher der Gütefaktor Q des Schwingkreises ist.
Dieses System leidet allerdings an dem Nachteil, dass die Messbandbreite durch die relativ niedrige Modulationsfrequenz begrenzt wird. Das Frequenzspektrum des modulierten Erregersignals wird aus einer Komponente bei der Trägerfrequenz zusammen mit zwei Seitenbändern bestehen, eines auf jeder Seite der Trägerfrequenz und von der Trägerfrequenz um die Modulationsfrequenz abweichend. Wenn die Modulationsfrequenz des Erregersignals erhöht wird, um die Messbandbreite zu erhöhen, werden sich die Seitenbänder weiter vom Trägerband weg und aus der Resonanz des Schwingkreises bewegen und somit die Kopplung der Erregerwicklung und der Sensorwicklung herabsetzen. Dementsprechend gibt es einen Kompromiss zwischen der Modulationsfrequenz des Erregersignals und der Messbandbreite einerseits sowie dem Gütefaktor des Schwingkreises und der Kopplung zwischen den Wicklungen andererseits. Dieser Kompromiss kann extrem problematisch sein bei Systemen, die viele Sensoren umfassen, die durch eine einzige elektronische Anlage kontrolliert sind, und die sich daher die verfügbare Messbandbreite teilen.
Entsprechend einem Aspekt stellt die vorliegende Erfindung einen Sensor zur Bestimmung eines Parameters zur Verfügung, wobei der Sensor umfasst:

(i) eine Erregerwicklung, die eine Mehrzahl von Spulen, die verschiedene räumliche Funktionen haben, umfasst;
(ii) einen Signalgenerator, der betreibbar ist, Erregersignale zu erzeugen und eingerichtet ist, die erzeugten Erregersignale an die Erregerspulen anzulegen;
(iii) eine Messspule, die elektromagnetisch so an die Erregerwicklung gekoppelt werden kann, dass aufgrund eines Erregersignals, das vom Signalgenerator an die Erregerwicklung angelegt wird, in der Messspule ein periodisches, elektrisches Signal erzeugt wird, das eine Phase hat, die kennzeichnend für den Wert des Parameters, der vom Sensor gemessen werden soll, ist; und
(iv) einen Signalprozessor, der betreibbar ist, das periodische elektrische Signal, das in der Messspule erzeugt wird, zu verarbeiten, um einen Wert zu bestimmen, der charakteristisch für den Parameter, der gemessen wird, ist;

Gemäß einem anderen Aspekt stellt die vorliegende Erfindung eine Methode zum Bestimmen eines Parameters zur Verfügung, wobei die Methode umfasst:
Anlegen eines Erregersignals an eine Erregerwicklung; und
Verarbeiten eines Signals, das in einer Sensorwicklung, die elektromagnetisch an die Erregerwicklung gekoppelt ist, aufgrund des Anlegens des Erregersignals an die Erregerwicklung erzeugt wird, um einen für den Parameter, der gemessen wird, charakteristischen Wert zu bestimmen;
das Verarbeiten umfassend die Erzeugung eines zweiten Signals bei einer Frequenz, die sich von der des Erregersignals unterscheidet, Mischen des zweiten Signals mit dem von der Sensorwicklung empfangenen Signal, um ein drittes Signal zu erzeugen, welches eine Frequenzkomponente hat, die gleich der Differenz zwischen der Frequenz des Erregersignals und der des zweiten Signals ist, und Bestimmen des genannten Wertes des Parameters aus der Phase des dritten Signals.
Der Sensor und das Verfahren entsprechend der Erfindung haben den Vorteil, dass, da das Erregersignal ein unmoduliertes Signal sein kann und somit eine einzige Frequenzkomponente hat, ein Resonator, der einen relativ hohen Gütefaktor hat, verwendet werden kann, um die elektromagnetische Kopplung zu verbessern, ohne eine Verringerung der Messbandbreite des zu bestimmenden Parameters.
Vorzugsweise wird das Signal zwischen der Erregerwicklung und der Messspule durch eine zwischengeordnete Vorrichtung angekoppelt, die das durch die Erregerwicklung erzeugte Magnetfeld verändert. Die zwischengeordnete Vorrichtung kann eine Anzahl von Bauelementen umfassen, die z. B. aus Materialien mit hoher Permeabilität, z. B. Ferriten, oder elektrisch leitfähigen Materialien gebildet sind. Alternativ können elektrische Vorrichtungen verwendet werden, z. B. eine aktive oder passive Bandpassvorrichtung (die zur Vereinfachung im Folgenden als Resonator bezeichnet wird). Der Resonator wird vorzugsweise eine Resonanzfrequenz, die im Wesentlichen gleich der Frequenz des Erregersignals ist, haben. Auf diese Weise werden unerwünschte Oberschwingungen durch die elektromagnetische Kopplung zwischen der Erregerspule und dem Resonator effektiv ausgefiltert. Der Resonator kann einen relativ hohen Gütefaktor haben, z. B. wenigstens 5 und insbesondere wenigstens 10, wobei die Obergrenze für den Gütefaktor im Wesentlichen durch die Möglichkeit begrenzt wird, eine stabile Resonanzfrequenz in Bezug auf Veränderungen in der Umgebung, z. B. Temperatur und Luftfeuchtigkeit, und bezüglich der Toleranzen der Werte der elektrischen Parameter der Komponenten zu gewährleisten.
Es besteht nur Notwendigkeit für eine einzige Erregerwicklung und Sensorwicklung, wenn ein einziger Parameter gemessen werden soll, z. B. eine Position in einer Dimension. Es kann allerdings mehr als eine Erreger- und/oder Sensorwicklung verwendet werden, wenn dies erwünscht ist. Z. B. können zwei solche Wicklungen verwendet werden, wenn die Position eines Elements in zwei Dimensionen gemessen werden soll, und drei Wicklungen, wenn eine Position in drei Dimensionen ermittelt werden soll. Alternativ kann die Anzahl der zur Messung der Position in mehr als einer Dimension benutzten Wicklungen reduziert werden, wenn die Amplitude des Signals ebenfalls mit einbezogen wird.
Die oder jede Spule der Erregerwicklung kann eine Mehrzahl von Schleifen umfassen, z. B. zwei Schleifen im Falle einer Sinusspule einer Wellenlänge, die so angeordnet sind, dass durch die Spule fließender Strom durch eine Schleife in einer entgegen gesetzten Richtung zum Stromfluss in der anderen Schleife fließt. Die Erregerwicklung wird normalerweise eine Mehrzahl von Spulen (üblicherweise zwei) umfassen, die verschiedene räumliche Funktionen haben. In einer Ausführungsform umfasst die oder jede Erregerwicklung ein Paar von Spulen, die in räumlicher Quadratur angeordnet sind, so dass der gleiche durch jede Spule fließende Strom Magnetfelder im räumlichen Quadraturverhältnis erzeugen wird, was bevorzugt ist, um eine Kopplung zwischen den Spulen zu unterbinden oder zu reduzieren. Daher kann eine Spule der oder jeder Erregerwicklung eingerichtet sein, ein Magnetfeld zu erzeugen, dessen Stärke mit dem Sinus des Abstandes von einem Referenzpunkt variiert, während die andere Spule der oder jeder Erregerwicklung eingerichtet sein kann, ein Magnetfeld zu erzeugen, dessen Stärke mit dem Kosinus des Abstandes von dem Referenzpunkt variiert.
Das Erregersignal kann ein Paar von oszillierenden Signalen, die in zeitlicher Quadratur stehen, umfassen, von denen jedes an eine der Spulen angelegt wird. Da die Signale in zeitlicher Quadratur stehen, und die zwei Spulen in räumlicher Quadratur stehen, bilden die zwei Signale ein zusammengesetztes Magnetfeld, das, sowohl in der Zeit als auch in Bezug auf die Position, entlang der Schleifen rotiert. Der Resonator wird in der Sensorwicklung ein Signal induzieren, dessen Phase mit der Position des Resonators entlang der Erregerwicklung variiert.
Das in der Sensorwicklung induzierte Signal kann mit einem zweiten Signal mit einer Frequenz, die von der des an die Erregerwicklung angelegten Signals verschieden ist, die vorzugsweise von der Frequenz des Erregersignals nur durch einen kleinen Betrag, z. B. nicht mehr als 30% und insbesondere nicht mehr als 10% der Erregersignalfrequenz abweicht, gemischt werden, um ein drittes Signal zu bilden, das Frequenzkomponenten gleich der Summe und der Differenz der Frequenzen des Erregersignals und des zweiten Signals hat. Das resultierende Signal, welches den „Takt" enthält, kann gefiltert werden, um Komponenten mit hohen Frequenzen zu entfernen und nur die niederfrequente Komponente übrig zu lassen, die z. B. eine Frequenz von wenigstens 100 Hz und insbesondere im Bereich von 100 Hz bis 100 kHz hat, und dessen Phasenverschiebung proportional zur Position des Resonators ist. Dieses Signal kann an einen Komperator weitergeleitet werden, um ein Rechtecksignal zu erzeugen, und die Kreuzungspunkte können bestimmt werden. Der Signalprozessor kann ein Referenzsignal mit derselben Frequenz wie die Taktfrequenz des gemessenen Signals erzeugen, um eine Referenz mit fester Phase zur Verfügung zu stellen, und die Phasendifferenz zwischen dem gemessenen Signal und dem Referenzsignal wird die Position des Resonators bezeichnen.
Wenn gewünscht, ist es möglich, periodisch ein Erregersignal zu erzeugen, das eine von der Resonanzfrequenz des Resonators verschiedene Frequenz hat. Hierdurch kann von der Sensorspule aufgenommenes Hintergrundrauschen ermittelt und berücksichtigt werden.
Die Begriffe „Sinus" und „Kosinus" in der hier benutzten Form sollen nicht als streng trigonometrische Funktionen interpretiert werden, sondern sollen alle komplementären Funktionen einschließen, die in einem Quadraturverhältnis zueinander stehen. Z. B. können die an den Erregerspulen benutzten Wellenformen digitale Signale sein, z. B. Rechtecksignale, die direkt von einem digitalen Signalgenerator erzeugt werden (wenn nötig nach Verstärkung).
Eine Form eines erfindungsgemäßen Positionssensors wird nun anhand eines Beispiels mit Bezug auf die beiliegenden Zeichnungen erläutert, in welchen:
1 schematisch eine perspektivische Ansicht eines Positionssensors zeigt;
2 schematisch die Hauptkomponenten des in 1 dargestellten Positionssensors zeigt;
3A die Anordnung einer Sinusspule, die einen Teil des in 1 dargestellten Positionssensors bildet, zeigt;
3B die Anordnung einer Kosinusspule, die einen Teil des in 1 dargestellten Positionssensors bildet, zeigt;
3C die Anordnung einer Messspule, die einen Teil des in 1 dargestellten Positionssensors bildet, zeigt;
4 ein Sensorelement, das einen Teil des in 1 dargestellten Positionssensors bildet, zeigt;
5A schematisch zeigt, wie die Phase eines in einem Schwingkreis, der einen Teil des in 4 gezeigten Sensorelements bildet, induzierten Signals mit der Frequenz eines Treibersignals variiert;
5B schematisch zeigt, wie die Amplitude eines in dem Schwingkreis, der einen Teil des in 4 dargestellten Sensorelementes bildet, induzierten Signals mit der Frequenz des Treibersignals variiert;
5C eine schematische Darstellung, im gleichen Maßstab wie 5B, der Frequenzbänder eines amplitudenmodulierten Trägersignals, das in der Anmeldung Nr. PCT GB02/1204 angewendet werden kann, ist;
6 ein unmoduliertes Signal und ein gemessenes Signal, das von einem erfindungs gemäßen Sensor erzeugt wird, zeigt;
7 einen Teil eines Signals zeigt, das von der Sensorspule in dem erfindungsgemäßen Sensor gemessen wird nach dem Mischen mit einer zweiten Frequenz;
8 einen Teil des in 7 gezeigten Signals nach dem Filtern zeigt, zusammen mit einem Referenzsignal;
9 ein schematisches Blockdiagramm ist, das die Hauptelemente des erfindungsgemäßen Sensors zeigt;
10 ein Diagramm ist, das einen Teil des Schaltkreises aus 9 im Detail zeigt;
11A–D Zeitverlaufsdiagramme sind, die verschiedene Signale innerhalb der Verarbeitungsschaltung aus 9 zeigen;
12 ein Flussdiagramm ist, das die Operationen zeigt, die durchgeführt werden, um die Position des Sensorelementes des in 1 gezeigten Positionssensors zu berechnen;
13 ein Flussdiagramm ist, das detaillierter die Operationen zeigt, die durchgeführt werden, um einen Vorwärtswinkel zu berechnen, der benutzt wird, um die Position des Sensorelementes des in 1 dargestellten Positionssensors zu berechnen; und
14 ein Flussdiagramm ist, das detaillierter die Operationen zeigt, die durchgeführt werden, um einen Rückwärtswinkel zu berechnen, der benutzt wird, um die Position des Sensorelementes des in 1 dargestellten Positionssensors zu berechnen.
1 zeigt schematisch einen Positionssensor zur Bestimmung der Position eines Sensorelementes 1, welches verschieblich auf einem Träger 3 montiert ist, um lineare Bewegungen entlang einer Messrichtung (die Richtung x in 1) zu gestatten. Eine Leiterplatte (PCB) 5 erstreckt sich entlang der Messrichtung angrenzend an den Träger 3 und ist mit Leiterbahnen bedruckt, die eine Sinusspule 7, eine Kosinusspule 9 und eine Messspule 11 bilden, von denen jede mit einer Kontrolleinheit 13 verbunden ist. Eine Anzeige 15 ist ebenfalls mit der Kontrolleinheit 13 verbunden, um eine die Position des Sensorelementes 1 auf dem Träger 3 kennzeichnende Zahl anzuzeigen.
Wie in 1 gezeigt, ist die PCB 5 im Wesentlichen rechteckig geformt, wobei die Längsachse entlang der Messrichtung ausgerichtet ist und die Querachse senkrecht zur Messrichtung ausgerichtet ist. Die Sinusspule 7, die Kosinusspule 9 und die Messspule 11 sind mit der Kontrolleinheit über ein Ende in Längsrichtung der PCB 5, welches dem Positonswert von x = 0 entspricht, verbunden, wobei der Positionswert entlang der Länge der PCB 5 beginnend von dem Ende in Längsrichtung, das x = 0 entspricht, zunimmt.
Ein Überblick über den Betrieb des in 1 dargestellten Positionssensors wird nun mit Bezug auf 2 gegeben. Die Kontrolleinheit 13 umfasst einen Quadratursignalgenerator 21, der ein gleichphasiges Signal I(t) und ein Quadratursignal Q(t) an den entsprechenden Ausgängen erzeugt. Das gleichphasige Signal I(t) ist ein oszillierendes Signal, das eine Frequenz f₀ hat, die in dieser Ausführungsform 1 MHz beträgt.
In ähnlicher Weise ist das Quadratursignal Q(t) ein oszillierendes Signal, das die Frequenz f₀ hat, wobei das zweite Signal um π/2 (90°) phasenverschoben gegenüber dem ersten Signal ist.
Das gleichphasige Signal I(t) wird an die Sinusspule 7 angelegt und das Quadratursignal Q(t) wird an die Kosinusspule 9 angelegt.
Die Sinusspule 7 ist nach einem Muster ausgebildet, das dafür sorgt, dass durch die Sinusspule 7 fließender Strom ein erstes Magnetfeld B₁ erzeugt, dessen Feldstärkenkomponente senkrecht zu der PCB 5 sinusartig entlang der Messrichtung entsprechend folgender Funktion variiert:
wobei L die Periode der Sinusspule in x-Richtung ist.
In ähnlicher Weise ist die Kosinusspule 9 nach einem Muster ausgebildet, das dafür sorgt, dass durch die Kosinusspule 9 fließender Strom ein zweites Magnetfeld B₂ erzeugt, dessen Feldstärkekomponente senkrecht zu der PCB 5 ebenfalls sinusartig entlang der Messrichtung variiert, aber mit einer Phasendifferenz von π/2 (90°) gegenüber der Phase des ersten Magnetfeldes B₁, entsprechend:
Auf diese Weise wird das gesamte Magnetfeld B_T, das an einer beliebigen Position entlang der Messrichtung erzeugt wird, aus einer ersten Komponente herrührend vom ersten Magnetfeld B₁ und einer zweiten Komponente herrührend vom zweiten Magnetfeld B₂ gebildet werden, wobei die Stärken der ersten und zweiten Komponente senkrecht zur PCB 5 entlang der Messrichtung variieren.
Wenn ein gleichphasig oszillierendes Signal I(t) an die Sinusspule 7 mit einer Kreisfrequenz ω₀ (= 2 πf₀) und ein oszillierendes Signal Q(t) bei derselben Frequenz und in einem Quadraturverhältnis zu diesem an die Kosinusspule 9 angelegt wird, wird daher die Komponente des resultierenden zusammengesetzten Feldes senkrecht zu der PCB 5, das durch die Erregerwicklung erzeugt wird, folgende Form haben: sin(ω0 t)sin(2 πx/L) + cos(ω0 t)cos(2 πx/L) = cos(ω0 t – 2 πx/L) (3)
Das zusammengesetzte Signal wird effektiv ein Magnetfeld erzeugen, dessen Richtung sowohl bezüglich Zeit als auch bezüglich der Position entlang der Erregerwicklung zu rotieren scheint.
In dieser Ausführungsform umfasst das Sensorelement 1 einen Schwingkreis, der eine Resonanzfrequenz im Wesentlichen gleich der Frequenz f₀ hat. Die gesamte Magnetfeldkomponente B_T induziert daher ein elektrisches Signal im Schwingkreis, das mit der Trägerfrequenz f₀ und mit einer Phase oszilliert, welche von der Position des Sensorelements 1 entlang der Messrichtung abhängt. Das im Schwingkreis induzierte elektrische Signal wiederum erzeugt ein Magnetfeld, das ein gemessenes elektrisches Signal S(t) in der Messspule 11 induziert.
Die einzelnen Komponenten des in 1 gezeigten Positionssensors werden nun detaillierter diskutiert.
Wie in 3A gezeigt, ist die Sinusspule 7 durch eine Leiterbahn gebildet, die sich im Wesentlichen entlang der Peripherie der PCB 5 erstreckt, abgesehen von einem Kreuzungspunkt auf halbem Weg entlang der PCB 5 in Messrichtung, an dem die Leiterbahn auf jedem Ende in Querrichtung der PCB 5 zum entsprechend gegenüberliegenden Ende in Querrichtung der PCB 5 hinüberführt. Auf diese Weise werden effektiv eine erste Leiterschleife 21a und eine zweite Leiterschleife 21b gebildet. Wenn ein Signal an die Sinusspule 7 angelegt wird, fließt Strom durch die erste Leiterschleife 21a und die zweite Leiterschleife 21b in entgegengesetzten Richtungen und dadurch erzeugt der durch die erste Leiterschleife 21a fließende Strom ein Magnetfeld, welches eine entgegengesetzte Polarität gegenüber dem von dem durch die zweite Leiterschleife 21b fließenden Strom erzeugten Magnetfeld hat. Dies führt zu der sinusartigen Variation in der Feldstärke der Komponente des ersten Magnetfeldes B₁ senkrecht zu der PCB 5, die in Gleichung 1 oben wiedergegeben ist.
Insbesondere ist die Anordnung der Sinusspule 7 derart, dass die Feldstärke der Komponente des ersten Magnetfeldes B₁ senkrecht zu der PCB 5, welche durch die Sinusspule 7 durchfließenden Strom erzeugt wird, entlang der Messrichtung von in etwa 0 beim Punkt x = 0 zu einem Maximalwert bei x = L/4 (Position A, wie in 3A gezeigt), dann zurück zu 0 bei x = L/2 (die Position C, wie in 3A gezeigt), dann zu einem Maximalwert (der entgegengesetzte Polarität gegenüber dem Maximalwert bei Position A hat) bei x = 3L/4, und dann zurück zu 0 bei x = L variiert. Somit erzeugt die Sinusspule 7 eine Magnetfeldkomponente senkrecht zur PCB 5, die gemäß einer Periode der Sinusfunktion variiert.
Wie in 3B gezeigt, ist die Kosinusspule 9 durch eine Leiterbahn gebildet, die sich im Wesentlichen entlang der Peripherie der PCB 5 erstreckt, abgesehen von zwei Überkreuzungspunkten, die sich auf ein Viertel und drei Vierteln des Weges entlang der PCB 5 in der Messrichtung befinden. Auf diese Weise sind drei Schleifen 23a, 23b und 23c ausgebildet, von denen die äußeren Schleifen 23a und 23c halb so groß sind wie die innere Schleife 23b b. Wenn ein Signal an die Kosinusspule 9 angelegt wird, fließt Strom in einer Richtung ent lang der äußeren Schleifen 23a und 23c und in der entgegen gesetzten Richtung durch die innere Schleife 23b. Auf diese Weise hat das Magnetfeld, das durch den durch die innere Schleife 23b fließenden Strom erzeugt wird, eine entgegen gesetzte Polarität zu dem Magnetfeld, das durch den durch die äußeren Schleifen 23a und 23c fließenden Strom erzeugt wird. Dies führt zu der kosinusartigen Variation der Feldstärke der Komponente des zweiten Magnetfelds B₂ senkrecht zu der PCB 5, die durch Gleichung (2) oben wiedergegeben wird.
Insbesondere ist die Anordnung der Kosinusspule 9 derart, dass die Feldstärke der Komponente des zweiten Magnetfelds B₂ senkrecht zu der PCB 5, die durch die Kosinusspule 9 durchfließenden Strom erzeugt wird, entlang der Messrichtung von einem Maximalwert bei x = 0, zu 0 bei x = L/4 (die Position A wie in 3B gezeigt), dann zurück zu einem Maximalwert (mit entgegengesetzter Polarität gegenüber dem Maximalwert bei x = 0) bei x = L/2 (die Position C wie in 3B gezeigt), und dann zurück zu 0 bei x = 3L/4, und dann zurück zu einem Maximalwert (mit der gleichen Polarität wie der Maximalwert bei x = 0) bei x = L variiert. Somit erzeugt die Kosinusspule 7 eine Magnetfeldkomponente senkrecht zu der PCB 5, welche gemäß einer Periode der Kosinusfunktion variiert.
Wie in 3C gezeigt, ist die Messspule 11 durch eine Leiterbahn gebildet, die sich im Wesentlichen entlang der Peripherie der PCB 5 erstreckt, und eine einzelne Schleife bildet.
Die Anordnung der Sinusspule 7 ist derart, dass der elektrische Strom, der in der Messspule 11 durch die erste Leiterschleife 21a durchfließenden Strom induziert wird, im Wesentlichen durch den elektrischen Strom aufgehoben wird, der in der Messspule 11 durch durch die zweite Leiterschleife 21b fließenden Strom induziert wird. In ähnlicher Weise wird für die Kosinusspule 9 der in der Messspule 11 durch die äußeren Schleifen 23a, 23c induzierte Strom durch den in der Messspule 11 durch die innere Schleife 23b induzierten Strom aufgehoben. Die Benutzung derartig abgestimmter Spulen hat den weiteren Vorteil, dass die elektromagnetischen Emissionen von der Sinusspule 7 und der Kosinusspule 9 mit dem Abstand schneller abnehmen als bei einer einzelnen planaren Wicklung. Dies erlaubt die Benutzung größerer Treibersignale bei gleichzeitiger Einhaltung der Vorschriften für elektromagnetische Emissionen. Dies ist besonders wichtig, da die Vorschriften für elektromagnetische Emissionen immer strenger werden.
4 zeigt detaillierter das Sensorelement 1. Wie gezeigt, umfasst in dieser Ausführungsform das Sensorelement 1 eine Spule 31, deren Enden über einen Kondensator 33 verbunden sind. Da die Spule 31 eine ihr zugeordnete Induktivität besitzt, bilden Spule 31 und Kondensator 33 zusammen einen Schwingkreis. In dieser Ausführungsform hat der Schwingkreis eine Nennresonanzfrequenz f_res von 1 MHz (welche gleich der Trägerfrequenz f₀ ist), wenngleich die tatsächliche Resonanzfrequenz in Abhängigkeit von Umgebungsfaktoren wie Temperatur und Luftfeuchtigkeit variieren wird.
Wie bereits beschrieben, wird, wenn ein oszillierendes Treibersignal an eine oder beide der Sinusspule 7 und der Kosinusspule 9 angelegt wird, ein oszillierendes Signal mit der gleichen Frequenz im Schwingkreis des Sensorelements 1 induziert. Allerdings tritt eine Phasenverzögerung zwischen dem Treibersignal und dem induzierten Signal auf, wobei der Betrag der Phasenverzögerung vom Verhältnis der Frequenz des Treibersignals und der Resonanzfrequenz des Schwingkreises abhängig ist. Wie in 5A gezeigt, verändert sich die Phasenverzögerung am schnellstens um die Resonanzfrequenz des Schwingkreises herum, wobei die Phasenverzögerung bei der Resonanzfrequenz π/2 (90°) beträgt. Je höher der Gütefaktor des Schwingkreises ist, desto schneller verändert sich die Phase um die Resonanzfrequenz herum. Allerdings ist, wie in 5B gezeigt ist, das Frequenzband, in dem der Resonator das Signal verstärken wird, umso schmaler, je höher der Gütefaktor des Schwingkreises ist.
Wie bereits beschrieben, wird, unter der Annahme, dass durch den Schwingkreis keine Phasenverschiebung hervorgerufen wird, für jede Position x in der Messrichtung eine positionsspezifische Phasenverschiebung Φ(x) hervorgerufen, wenn das gleichphasige Signal I(t) und das Quadratursignal Q(t) angelegt werden, und eine positionsspezifische Phasenverschiebung –Φ(x) wird hervorgerufen, wenn das gegenphasige Signal –I(t) und das Quadratursignal Q(t) angelegt werden. In der Praxis ruft allerdings der Schwingkreis eine Phasenverschiebung Φ_RC hervor, aber die Phasenverschiebung Φ_RC ist im Wesentlichen gleich unabhängig davon, ob das gleichphasige Signal I(t) oder das gegenphasige Signal –I(t) an die Sinusspule 7 angelegt wird. Dies gilt auch für andere Phasenverschiebungen, die durch die Verarbeitungselektronik hervorgerufen werden. Daher wird in dieser Ausführungsform die Phasenverschiebung, die beim Anlegen des gegenphasigen Signals –I(t) gemessen wird, von der Phasenverschiebung abgezogen, die gemessen wird, wenn das gleichphasige Signal I(t) angelegt wird, was dazu führt, dass die durch den Schwingkreis hervorgerufene Phasenverschiebung Φ_RC herausfällt und sich eine resultierende Phase ergibt, die gleich dem zweifachen der positionsabhängigen Phasenverschiebung Φ(x) ist.
Wie in 5C gezeigt, umfasst das Frequenzspektrum eines amplitudenmodulierten Erregersignals, wie es in der parallelen Internationalen Patentanmeldung Nr. PCT GB02/01204 verwendet wird, einen Peak 34 bei der Trägerfrequenz des Erregersignals und ein Seitenband 36 an jeder Seite des Trägerfrequenzpeaks 34, das von diesem durch einen Wert gleich der Frequenz des modulierenden Signals getrennt ist. Es sind die Seitenbänder 36, die Informationen bezüglich der Position des Resonators enthalten. Wenn die Modulationsfrequenz des Erregersignals erhöht wird, um die Messbandbreite der Messung zu verbessern, wird sich die Position der Seitenbänder 36 vom Trägerband 34 weg verlagern, wie durch die Pfeile gezeigt, mit dem Ergebnis, dass die Seitenbänder nicht mehr innerhalb des Durchlassbereichs eines Resonators mit hohem Q liegen werden. Dementsprechend ist es bei einem amplitudenmodulierten Erregersignal stets notwendig, einen Kompromiss zwischen dem Gütefaktor des Resonators und der Modulationsfrequenz des Erregersignals zu schließen.
Das Funktionsprinzip eines induktiven Positionssensors, der die Nachteile des gerade beschriebenen Sensors überwindet, wird nun mit Bezug auf die 6 bis 10 beschrieben werden.
6 zeigt ein unmoduliertes Signal 200 bei einer Frequenz von 1 MHz, die hinreichend hoch ist, um eine relativ starke Antwort des Resonators zu erzeugen. Die Figur zeigt auch ein Signal 201, das von der Messspule 11 gemessen wird, und das eine kleine Phasenverzögerung bezüglich des ursprünglichen Signals von in diesem Fall 0,1 μs hat. Bei einer Frequenz von 1 MHz wird die Phasenverschiebung stets 1 μs oder weniger betragen, was dazu führt, dass es zur genauen Bestimmung der Position des Resonators nötig ist, die Phasenverschiebung mit einer Genauigkeit von 1 bis 10 ns aufzulösen, was relativ schwierig ist. Wenn allerdings das gemessene Signal mit einem zweiten Signal einer etwas kleineren oder größeren Frequenz gemischt wird, wird ein Signal, wie in 7 gezeigt, erzeugt, welches ein Signal mit einer höheren Frequenz als das ursprüngliche Signal enthält, zusammen mit dem ursprünglichen 1 MHz Signal zusammen mit einem Signal tieferer Frequenz, das einen „Takt" bei einer Frequenz gleich der Frequenzdifferenz zwischen dem gemessenen Signal und dem zweiten Signal hat. Dieses Signal kann gefiltert werden, um das hochfrequente Signal und andere Signale auszufiltern und das sinusartige Taktsignal 120 übrig zu lassen, wie in 8 gezeigt. Das Signal 120 hat eine Phasenverzögerung, die in Bezug zu der Position des Resonators steht, so dass es mit einem Referenzsignal 122 der gleichen Frequenz verglichen werden kann, um die Position des Resonators zu bestimmen. Man kann aus 8 sehen, dass die Phasenverzögerung des resultierenden Taktsignals wesentlich längeren Zeiten entspricht, mit dem Ergebnis, dass relativ kostengünstige Schaltungen verwendet werden können.
9 zeigt schematisch einen Positionssensor, der einen Mikroprozessor 41, einen Erregersignalgenerator 42 zur Erzeugung von Signalen, die über die Analogtreiber 40 an die Sinusspule 7 und die Kosinusspule 9 gesendet werden, und einen Signalprozessor 44 für von der Messspule 11 empfangene Signale umfasst.
Der Mikroprozessor 41 umfasst einen ersten Rechtecksignaloszillator 112, der ein Rechtecksignal bei dem Zweifachen der Frequenz f₀ (d. h. bei 2 MHz) erzeugt. Dieses Rechtecksignal wird von einem Mikroprozessor 41 an eine Quadraturteilereinheit (quadrature divider unit) 63 ausgegeben, die das Rechtecksignal durch 2 teilt, und ein gleichphasiges digitales Signal +I bei der Frequenz f₀, ein gegenphasiges digitales Signal –I bei der gleichen Frequenz und ein digitales Quadratursignal +Q ebenfalls bei der gleichen Frequenz erzeugt.
Das Quadratursignal bei der Frequenz f₀ wird dann an einen anologen Spulentreiberschaltkreis 83 gesendet, wo es verstärkt wird, und das verstärkte Signal wird an die Kosinusspule 9 ausgegeben. In ähnlicher Weise wird das gleichphasige oder gegenphasige Signal +I oder –I an einen analogen Spulentreiberschaltkreis 85 geschickt, wo sie verstärkt und an die Sinusspule 7 ausgegeben werden.
Die digitale Erzeugung der an die Sinusspule 7 und die Kosinusspule 9 angelegten Treibersignale ruft hochfrequentes Oberschwingungsrauschen hervor. Allerdings entfernen die Spulentreiber 83, 85 einen Teil dieses hochfrequenten Oberschwingungsrauschens, ebenso wie die frequenzabhängige Ansprechcharakteristik der Kosinus- und Sinusspulen 7, 9. Weiterhin wird der Schwingkreis innerhalb des Sensorelements 1 nicht auf Signale ansprechen, die weit oberhalb der Resonanzfrequenz liegen, und daher wird der Schwingkreis auch einen Teil des unerwünschten hochfrequenten Oberschwingungsrauschens ausfiltern.
Wie bereits diskutiert, induzieren die an die Sinusspule 7 und die Kosinusspule 9 angelegten Signale ein elektrisches Signal im Schwingkreis des Sensorelements 1, welches wiederum das gemessene Signal S(t) in der Messspule 11 induziert, welches von folgender Form sein wird: cos(ω0 t – 2 πx/L) (3)
Das gemessene Signal S(t) wird durch einen Hochpassfilterverstärker 93 geschickt, der sowohl das empfangene Signal verstärkt, als auch niederfrequentes Rauschen (z. B. von einer 50 Hz Netzstromversorgung) und jeglichen Gleichstrom-Offset entfernt. Das verstärkte Signal wird dann in einen Mischer 95 eingegeben, wo das verstärkte Signal mit einem Signal einer zweiten Frequenz f₁ gemischt wird. Das zweite Signal der Frequenz f₁ kann ein sinusartiges Signal oder ein digitales Signal mit sinusartiger Charakteristik sein und kann von einem mit dem Quadraturteiler 63 verbundenen digitalen Bauteil erzeugt werden oder kann indirekt vom Rechtecksignaloszillator 112 erzeugt werden. Wichtig ist, dass das zweite Signal f₁ eine Grundfrequenz hat, die um einiges höher oder niedriger als diejenige des ursprünglichen Signals mit der Frequenz f₀ ist, so dass das gemischte Signal Komponenten bei den Frequenzen f₀ + f₁ und bei f₀ – f₁ umfasst. Dieses Signal umfasst ein sinusartiges Signal bei der Frequenz f₀ + f₁, das einem niederfrequenten sinusartigen Signal bei der Frequenz f₀ – f₁ überlagert ist. Die generelle Form des Signals kann wie folgt wiedergegeben werden: cos((ω0 + ω1) t – 2 πx/L) + cos((ω0 + ω1) t – 2 πx/L)
Dieses Signal wird dann an einen Tiefpassverstärkerfilter 97 geschickt, um die hochfrequenten Komponenten auszufiltern, d. h. die Komponenten bei einer Frequenz von f₀ + f₁, und das Signal wie in 8 gezeigt übrig zu lassen.
Das zweite Signal f₁ wird typischerweise eine Frequenz haben, die von f₀ um nicht mehr als 25% der ursprünglichen Frequenz f₀ und insbesondere um nicht mehr als 10% der ursprünglichen Frequenz abweicht, so dass die Komponenten des resultierenden Signals mit einer Frequenz f₀ – f₁ bei einer wesentlich tieferen Frequenz sein werden als alle anderen Komponenten des Signals und die höherfrequenten Komponenten einfach mittels eines Analogfilters entfernt werden können. Das gefilterte Signal kann dann in einem Bandpassfilterverstärker 99 eingegeben werden, der einen um f₀ – f₁ zentrierten Durchlassbereich hat, wonach ein im Wesentlichen sinusartiges drittes Signal 120, wie in 8 gezeigt, gebildet ist. Wie gezeigt, hat das resultierende Signal, welches gebildet wurde durch Mischen des gemessenen Signals mit einem zweiten Signal, das eine Frequenz bei 95% der Frequenz des ursprünglichen Signals hat, eine Frequenz von in etwa 50 kHz, entsprechend einer Periode von 20 Mikrosekunden, und ist daher relativ einfach unter Benutzung relativ einfacher und kostengünstiger Schaltungen zu verarbeiten. 8 zeigt auch ein entsprechendes Referenzsignal 122 bei der gleichen Frequenz, welches keiner Phasenverschiebung unterliegt.
Das resultierende Signal 120 kann mathematisch dargestellt werden als cos[(ω0 – ω1)t – 2 πx/L]und hat daher einen Phasenwinkel, der proportional zum Abstand x des Resonators entlang der Erregerwicklung ist. Das Signal wird dann in einem Komparator 101 eingegeben, der, wie in 9 gezeigt, es in ein Rechtecksignal 124 umwandelt, dessen ansteigende und abfallende Flanken den Null-Kreuzungspunkten des sinusartigen Signals 120 aus 8 entsprechen. Das resultierende Rechtecksignal 115, wie in 11D gezeigt, wird dann in einen Zeitgeber 104 eingegeben zusammen mit einem weiteren Rechtecksignal V_ref, das entweder vom digitalen Signalgenerator oder direkt vom Mikroprozessor 41 erzeugt wird. Das Signal V_ref hat die gleiche Frequenz wie das Rechtecksignal 115, und hat eine als Null gesetzte Phase, mit der die Phase des gemessenen Signals verglichen wird.
Die Ausgabe des Zeitgebers 104 wird von einer Verarbeitungseinheit 108 registriert und gespeichert, wonach die Position des Resonators, welche zu dem vom Zeitgeber 104 erzeugten Wert in Beziehung steht, mittels der Anzeigesteuereinheit 110 angezeigt wird.
10 zeigt detaillierter die das Analogsignal verarbeitenden Bauteile. Wie gezeigt, ist ein Ende der Messspule 11 zwischen zwei Widerstände R1 und R2 geschaltet, welche in Reihe zwischen der Versorgungsspannung und der „echten" Masse geschaltet sind, um ein effektives Massepotential V_AG festzulegen. Speziell bei dieser Ausführungsform ist die Versorgungsspannung 5 V und der Widerstandswert des Widerstands R1 ist gleich dem Widerstandwert des Widerstandes R2, woraus sich ein effektives Massepotential von 2,5 V ergibt. Die Eingangssignale +I und –I für die Mischer werden von den Signalerzeugern mit einer Frequenz f₁ erzeugt.
11A zeigt das Synchronisationssignal V_ref, das vom Signalgenerator an den Zeitgeber 104 gesendet wird, während 11B und 11C das gemessene Signal vor und nach der Filterung zeigen. Das resultierende Signal kann ein Gleichspannungsoffset haben, abhängig vom Filterungsprozess durch die Filter 95, 97 und 99. 11D zeigt das gefilterte Signal 113 zusammen mit dem Rechtecksignal 115, das vom Komparator 101 ausgegeben wird.
In dieser Ausführungsform ist der Komparator 101 ein invertierender Komparator, dessen Ausgangssignal HIGH (d. h. 5 V) ist, wenn das vom Bandpassfilterverstärker 99 ausgegebene Signal 113 unterhalb einer Referenzspannung liegt, und dessen Ausgangssignal LOW (d. h. 0 V) ist, wenn das vom Bandpassfilterverstärker ausgegebene Signal 113 oberhalb der Referenzspannung liegt. Wie aus 11D ersichtlich, ist die Referenzspannung V_offest nicht das effektive Massepotential V_AG, sondern entspricht einer Spannung unterhalb des effektiven Massepotentials V_AG und des wahren Massepotentials. Dies verhindert, dass der Komparator 101 falsche Signale erzeugt, wenn es, abgesehen von einer geringen Menge an Rauschen, keine Ausgabe vom Bandpassfilterverstärker 99 gibt. Allerdings bedeutet dies auch, dass die ansteigende und die abfallende Flanke des vom Komparator 101 ausgegebenen Signals nicht mit den Punkten zusammenfallen, wo das vom Bandpassfilterverstärker 99 ausgegebene Signal den Wert des effektiven Massepotentials V_AG kreuzt. Um zu verhindern, dass hierdurch ein Fehler in der Phase hervorgerufen wird, wird die Zeitmessung des vom Komparator 101 ausgegebenen Signals 115 durch Zeitmessung des Mittelpunktes zwischen abfallender Flanke und ansteigender Flanke bestimmt. Insbesondere entspricht, wenn, wie in 11D gezeigt, die abfallende Flanke bei einer Zeit t₁ und die ansteigende Flanke bei einer Zeit t₂ ist, die gemessene Zeit (t₁ + t₂)/2.
12 ist ein Flussdiagramm, das die Schritte zur Bestimmung der Position des Resonators zeigt. Zu Anfang sendet in Schritt S1 die Verarbeitungseinheit 108 ein Kontrollsignal an den Signalgenerator 42, der durch Ausgabe des Quadratursignals Q(t) und des gleichphasiges Signals I(t) an die Spulentreiber 83 und 85 für die Kosinusspule 9 bzw. die Sinusspule 7 reagiert. Die Verarbeitungseinheit 108 misst dann in Schritt S3 den Phasenwinkel zwischen dem digitalisierten niederfrequenten Signal vom Komparator 101 und dem Referenzsignal V_ref, der im Folgenden Vorwärtswinkel genannt wird.
13 zeigt die wesentlichen Schritte zur Messung des Vorwärtswinkels. Als erstes identifiziert die Verarbeitungseinheit 108 in Schritt S21 den Zeitpunkt, wenn das vom Bandpassfilterverstärker 99 ausgegebene Signal 113 die Bezugsspannung V_offset in einer positiven Richtung kreuzt. Als nächstes identifiziert die Verarbeitungseinheit 108 in Schritt S23 den Zeitpunkt, wenn das vom Bandpassfilterverstärker 99 ausgegebene Signal 113 die Bezugsspannung V_offset in einer negativen Richtung kreuzt.
Nach der Messung des Vorwärtswinkels sendet die Verarbeitungseinheit 108 ein Kontrollsignal an den Signalgenerator 42, der mit der Ausgabe des Kosinussignals und des Minus-Sinussignals reagiert, so dass das Quadratursignal Q(t) und das gegenphasige Sinussignal –I(t) an die Kosinusspule 9 bzw. die Sinusspule 7 angelegt werden. Die Verarbeitungseinheit 108 misst dann in Schritt S7 den rückwärtigen Phasenwinkel zwischen dem digitalisierten niederfrequenten Signal vom Komparator 101 und dem Referenzsignal V_ref, der im Folgenden als Rückwärtswinkel bezeichnet wird.
Die Verarbeitungseinheit 108 bestimmt dann in Schritt S25, ob die Zeit t₁ größer als die Zeit t₂ ist, wozu es in Abhängigkeit von der Phasendifferenz zwischen Signal 115 und V_ref kommen kann. Wenn festgestellt wird, dass die Zeit t₁ größer als t₂ ist, addiert die Verarbeitungseinheit in Schritt S27 die Hälfte der Periode T des Signals zum Wert t₂ hinzu. Die Verarbeitungseinheit legt dann den Vorwärtswinkel fest, was der Zeitbestimmung vom Anfang eines Fensters zum Mittelpunkt zwischen t₁ und t₂ durch Mitteln der Zeit entspricht.
Die Verarbeitungseinheit überprüft dann in Schritt S31, ob der Vorwärtswinkel größer als 360° ist, wozu es je nach Zeitabhängigkeit des Signals 115 kommen kann, und zieht, wenn dies der Fall ist, 360° vom Vorwärtswinkel ab.
14 zeigt die wesentlichen zur Messung des Rückwärtswinkels durchgeführten Schritte. Zuerst bestimmt die Verarbeitungseinheit die Zeit t₁ des positiven Nullkreuzungspulses in Schritt S41 und des negativen Nullkreuzungspulses in Schritt S43. Die Verarbeitungseinheit bestimmt dann in Schritt S45, ob t₁ größer als t₂ ist, und addiert, wenn dies der Fall ist, in Schritt S47 die halbe Periode T zu t₂ hinzu.
Die Verarbeitungseinheit bestimmt dann in Schritt S49 den Rückwärtswinkel, was einer Zeitbestimmung vom Ende eines Fensters zum Mittelpunkt zwischen t₁ und t₂ entspricht. Die Verarbeitungseinheit 108 überprüft dann in Schritt S51, ob der Rückwärtswinkel weniger als 0° beträgt, und addiert, wenn dies der Fall ist, in Schritt S53 360° hinzu.
Die Verarbeitungseinheit 108 bildet dann in Schritt S9 den Mittelwert zwischen dem Vorwärts- und Rückwärtswinkel, wodurch, wie bereits diskutiert, die vom Schwingkreis hervorgerufene feste Phasenverschiebung Φ_RC und sämtliche anderen Phasenfehler, die von Schaltungen und Verarbeitungsbauteilen innerhalb des Sensorelements 1 herrühren, um einen gemittelten Winkel, der der Position des Sensorelements 1 entspricht, zu liefern. Die Verarbeitungseinheit 108 wandelt dann in Schritt S11 den gemittelten Winkel in einen Positionswert um, indem der gemittelte Winkel mit einem Skalierungsfaktor multipliziert wird. Der Positionswert wird dann auf der Anzeige 15 angezeigt.
Modifikationen und weitere Ausführungsformen
Wie bereits beschrieben, wird die vom Schwingkreis innerhalb des Sensorelements 1 hervorgerufene Phasenverschiebung Φ_RC entfernt, indem effektiv zwei Positionsmessungen durchgeführt werden, wobei die Amplitude des an die Sinusspule 7 angelegten Signals zwischen den Messungen invertiert wird. Es versteht sich, dass in alternativen Ausführungsformen die rückwärtige Messung nur hin und wieder durchgeführt werden muss, um einen Wert für die Phasenverschiebung Φ_RC zu bestimmen, der vom Vorwärtswinkel abgezogen werden muss. Dies hat den Vorteil, dass die Aktualisierungsrate der Messung erhöht wird. Alternativ könnte auch ein vorgegebener Wert für die Phasenverschiebung Φ_RC, der durch eine werkseitige Kalibrierung bestimmt wird, von einem einzelnen Phasenmesswert abgezogen werden. Die letztgenannte Alternative ist allerdings nicht bevorzugt, da sie keine Umgebungsfaktoren berücksichtigt, die die Resonanzfrequenz f_res und den Gütefaktor des Schwingkreises beeinflussen, und daher die Phasenverschiebung Φ_RC verändern.
Es versteht sich, dass wenn der Rückwärtswinkel vom Vorwärtswinkel abgezogen wird, statt zu diesem hinzu addiert zu werden, sich die positionsabhängige Phasenverschiebung Φ(x) herausheben würde und ein Wert gleich dem Zweifachen der Phasenverschiebung Φ_RC zurückbleiben würde. Da sich die Phasenverschiebung Φ_RC in Abhängigkeit von Umgebungsfaktoren verändert, kann eine Messung der Phasenverschiebung Φ_RC kennzeichnend für einen Umgebungsfaktor sein. Daher könnte der beschriebene induktive Sensor z. B. auch als Temperatursensor oder Luftfeuchtigkeitssensor benutzt werden. Typischerweise würde dies das Abspeichern einer werkseitigen Kalibrierung zwischen gemessener Phasenverschiebung Φ_RC und dem entsprechenden Wert des Umgebungsfaktors in der Kontrollschaltung des induktiven Sensors beinhalten.
In einer Ausführungsform der Erfindung wird der beschriebene induktive Sensor benutzt, um aus der Ferne die Temperatur einer Flüssigkeit innerhalb eines Gefäßes zu messen. Genauer gesagt wird das Sensorelement 1 innerhalb des Gefäßes platziert, so dass es in die Flüssigkeit eingetaucht ist, während die Sinusspule 7, die Kosinusspule 9 und die Messspule 11 angrenzend an die Außenseite an des Gefäßes angeordnet sind. Die Vorwärts- und Rückwärtswinkel werden wie beschrieben berechnet und dann voneinander abgezogen, um einen die Phasenverschiebung Φ_RC kennzeichnenden Wert zu liefern. Die Verarbeitungseinheit 108 greift dann auf eine Nachschlagetabelle zu, in der eine werkseitige Kalibrierung zwischen der gemessenen Phasenverschiebung Φ_RC und der Temperatur gespeichert ist, so dass ein Wert für die Temperatur erhalten wird. Es versteht sich auch, dass ein Vorteil der Benutzung eines induktiven Sensors darin besteht, dass keine Notwendigkeit besteht, ein Loch in dem Gefäß zu erzeugen, um ein elektrisches Signal vom Sensorelement zu erhalten.
Eine weitere Anwendung eines erfindungsgemäßen Sensors ist, die Luftfeuchtigkeit im Auslass eines Wäschetrockners zu messen, was nützlich zur Optimierung der Trocknungszyklen ist.
Es versteht sich, dass die Messung von Umgebungsfaktoren entweder statt oder zusätzlich zu der Messung der Relativposition zweier relativ zueinander beweglicher Elemente durchgeführt werden kann.
In der beschriebenen Ausführungsform sind die Sinusspule 7 und die Kosinusspule 9 so angeordnet, dass ihre relativen Beiträge zur gesamten Magnetfeldkomponente senkrecht zur PCB 5 entsprechend der Position entlang der Messrichtung variieren. Genauer gesagt, haben die Sinus- und Kosinusspule eine wechselnd verdrillte Schleifenstruktur. Allerdings wäre es für den Fachmann offensichtlich, dass eine enorme Vielzahl verschiedener Erregerwicklungsgeometrien zur Bildung von Sendeantennen verwendet werden könnten, die dafür sorgen, dass die Relativproportionen des ersten und zweiten Sendesignals, die im letztendlich gemessenen kombinierten Signal auftauchen, von der Position des Sensorelements in Messrichtung abhängen.
Während in der beschriebenen Ausführungsform die Erregerwicklungen durch Leiterbahnen auf einer Leiterplatte gebildet sind, könnten sie auch auf einem anderen ebenen Substrat bereitgestellt werden oder könnten, falls sie hinreichend steif sind, sogar freitragend sein. Weiterhin ist es nicht unabdingbar, dass die Erregerwicklungen eben sind, da z. B. zylindrische Wicklungen auch benutzt werden könnten, wobei sich das Sensorelement entlang der Zylinderachse der zylindrischen Wicklung bewegt.
Wenn der induktive Sensor nur zur Messung eines Umgebungsfaktors wie Temperatur oder Luftfeuchtigkeit benutzt wird, könnte eine einzige Sendeantenne benutzt werden, da keine Notwendigkeit besteht, dass die Phase des Magnetfelds mit der Position variiert. Nicht nur Temperatur und Luftfeuchtigkeit können auf diese Weise gemessen werden. Z. B. kann das System verwendet werden, um die Position (oder Anwesenheit) eines Objekts festzustellen, dessen Leitfähigkeit, Permeabilität oder Dielektrizitätskonstante die Resonanz des Resonators beeinflusst.
In der oben beschriebenen Ausführungsform wird ein passiver Resonator benutzt. Unter gewissen Umständen kann es allerdings auch vorteilhaft sein, einen aktiven Resonator zu benutzen, so dass das im Resonator induzierte Signal bedeutend verstärkt wird, wodurch die Anforderungen an die Signalverarbeitungsschaltung herabgesetzt werden. Dies kann z. B. erreicht werden, indem einfach ein schmaler Bandpassfilter zusammen mit einem Operationsverstärker verwendet wird.
In der beschriebenen Ausführungsform wird der induktive Sensor benutzt, die lineare Position eines ersten Elements (d. h. des Sensorelements 1) gegenüber einem zweiten Element (d. h. der PCB 5) in einer Messrichtung entlang einer geraden Linie zu messen. Alternativ könnte der induktive Sensor angepasst werden, um eine lineare Position entlang einer gebogenen Linie, z. B. eines Kreises zu messen (d. h. ein Drehpositionssensor), indem die Anordnung der Sinusspule und der Kosinusspule auf eine Weise verändert werden, die für den Fachmann offensichtlich ist. Auf diese Weise könnte der Sensor benutzt werden, um die Winkelposition zu messen, indem man eine Erregerwicklung mit zylindrischer Geometrie formt. Der induktive Sensor könnte auch als Geschwindigkeitsmesser benutzt werden, indem eine Reihe von Messungen der Position des ersten Elements relativ zum zweiten Element zu bekannten Zeitpunkten vorgenommen wird. Weiterhin kann durch Einbeziehen zusätzlicher Positionsmessgeräte zur Messung der Position des zweiten Elements in Relation zu einem Koordinatensystem (z. B. ein GPS-Sensor, ein Inertialkreisel, ein Kompass oder dergleichen) die Position des ersten Elements innerhalb des Koordinatensystems bestimmt werden.
In einigen Ausführungsformen ist das erste Element bedeutend größer als der Schwingkreis. In diesem Fall kann es schwierig sein, die Bewegung des ersten Elements korrekt zu identifizieren. Beispielsweise kann sich der Schwingkreis linear bewegen, während die Bewegung des ersten Elements eine Rotationskomponente beinhaltet. Man kann genauere Informationen über die Bewegung des ersten Elements erhalten, indem man zwei Schwingkreise benutzt, die unterschiedliche Resonanzfrequenzen haben, und die sich an unterschiedlichen Positionen innerhalb des ersten Elements befinden. Die Position jedes Schwingkreises kann individuell gemessen werden, indem die Frequenz f₀ auf die Resonanzfrequenz dieses Schwingkreises eingestellt wird, und die beiden Positionen können verarbeitet werden, um eine genauere Information über die Position und Orientierung des ersten Elements zu liefern.
Wie bereits beschrieben, kann der induktive Sensor benutzt werden, um Umgebungsparameter zusätzlich zur Position zu messen. In einer Ausführungsform umfasst der erste Sen sor zwei zusammen angeordnete Schwingkreise mit verschiedenen Resonanzfrequenzen, wobei ein Schwingkreis Komponenten umfasst, die relativ unempfindlich gegenüber Umgebungsfaktoren sind, so dass die Resonanzfrequenz relativ stabil ist, während der andere Schwingkreis eine Resonanzfrequenz hat, die sich relativ stark in Abhängigkeit von Umgebungsfaktoren ändert. Auf diese Weise kann, indem man eine Positionsmessung für jeden Schwingkreis ohne Korrektur der Phasenverschiebung Φ_RC erhält, die Differenz der Positionsmessungen ein Maß für einen Umgebungsparameter bilden (z. B. Temperatur in einer Umgebung mit konstanter Luftfeuchtigkeit oder Luftfeuchtigkeit in einer Umgebung mit konstanter Temperatur). Weiterhin ist es nicht unabdingbar, dass die zwei Schwingkreise benachbart angeordnet sind, solange ihre relativen Positionen in der oder den Messrichtungen bekannt sind.
Um die Empfänglichkeit für ungewolltes Rauschen, das z. B. von einem externen Gerät ausgeht, zu minimieren, können ein oder mehrere zusätzliche Schleifen zur Grundstruktur der Messspule hinzugefügt werden, um diese auszubalancieren. Solche zusätzlichen Schleifen werden vorzugsweise in einer Richtung quer zur Messstrecke verlegt, so dass das von den zusätzlichen Schleifen empfangene Signal nicht mit der Relativposition des beweglichen Elements variiert.
In der oben beschriebenen Ausführungsform erstreckt sich die Messstrecke nur über eine einzige Periode der räumlichen Variation der zwei Sendespulen (d. h. der Sinusspule 7 und der Kosinusspule 9). Dies muss allerdings nicht der Fall sein und die Messstrecke könnte sich über mehr oder weniger als eine einzige Periode der räumlichen Variationen der Messspulen erstrecken. In diesem Fall ist bevorzugt ein Mechanismus zum Auflösen der Periodenzweideutigkeit (d. h. der Tatsache, dass die Grundphase der informationstragenden Komponente des kombinierten Signals für die gleichen Positionen innerhalb verschiedener räumlicher Perioden der Sendespulen gleich sein wird) einzufügen. Mechanismen zur Beseitigung der räumlichen Periodenzweideutigkeit, die eingesetzt werden, beinhalten Bereitstellen einer einzelnen, z. B. durch einen einzelnen räumlichen Positionssensor gemessenen Referenzposition (z. B., indem man zusätzlich zur Erregerwicklung eine einzelne lokalisierte Sendespule hat, die ein drittes Sendesignal bei einer unterschiedlichen Frequenz sendet oder durch Benutzung eines optischen Schalters) und anschließendes Zählen der Perioden von der Referenzposition sowie Aufzeichnen der jeweiligen Periode, innerhalb derer sich das Sensorelement gerade befindet, in einem Register innerhalb des Mikroprozessors. Alternativ könnte eine zusätzliche Erregerwicklung, die bei einer anderen Frequenz sendet (oder zeitmultiplexiert sendet), benutzt werden mit entweder einer leicht unterschiedlichen räumlichen Frequenz, um für einen Noniuseffekt zu sorgen, oder mit einer deutlich unterschiedlichen räumlichen Frequenz, um eine grobe Positionsmessung unter Benutzung einer groß ausgelegten Erregerwicklung und eine feine Positionsmessung unter Benutzung einer klein ausgelegten Erregerwicklung zu gewährleisten.
In der beschriebenen Ausführungsform ist ein einzelner Schwingkreis auf dem Sensorelement 1 ausgebildet, und die Orientierung des Sensorelements 1 relativ zur Sinusspule 7 zur Kosinusspule 9 und zur Messspule 11 ist fest. Eine bestimmte Orientierung ist nicht unabdingbar, obwohl es zur Stimmigkeit der Messungen bevorzugt ist, dass die Orientierung fest oder bekannt ist.
Bei manchen Anwendungen ist es wünschenswert, die Orientierung des Sensorelements 1 nicht einzuschränken. So kann z. B. für einen Flüssigkeitspegelsensor, bei dem das Sensorelement auf der Oberfläche einer Flüssigkeit treibt (z. B. ein Flüssigkeitspegelsensor in einem Behälter, in dem Reinigungsmittel oder dergleichen gelagert wird), wenn die Bewegung des Sensorelements eingeschränkt wird, das Sensorelement nach längerer Benutzung stecken bleibt, so dass es nicht den wahren Flüssigkeitspegel wiedergibt. Bei einer solchen Anwendung treibt das Sensorelement bevorzugt frei auf der Oberfläche der Flüssigkeit und das Sensorelement umfasst mehrere Schwingkreise mit jeweils unterschiedlichen Orientierungen, so dass die Position des Sensorelements unabhängig von seiner Orientierung bestimmt werden kann. Falls gewünscht, kann die Resonanzfrequenz für jeden Schwingkreis unterschiedlich gewählt werden, so dass die Orientierung des Sensorelements ebenfalls festgestellt werden kann, indem alle möglichen Resonanzfrequenzen durchgefahren werden und die Stärken und/oder Phasen der empfangenen Signale gemessen werden.
Ein Vorteil der beschriebenen Ausführungsform ist, dass die digitale Verarbeitung, die zur Bestimmung der Position des Sensorelements erforderlich ist, so einfach ist, dass sie durch einen kurzen Code erledigt werden kann, der auf einem herkömmlichen Mikroprozessorchip ausgeführt wird. Es ist daher unnötig, einen anwendungsspezifischen integrierten Schaltkreis (ASIC) zu entwickeln, was eine bekannterweise schwierige und zeitaufwendige Arbeit ist. Es versteht sich, dass ein besonderer Mikroprozessor nicht erforderlich ist, so dass ein Mikroprozessor, der zusätzliche Funktionen, z. B. die Steuerung eines Haushaltsgerätes, durchführt, benutzt werden kann.
In der beschriebenen Ausführungsform wird eine Frequenz von 1 MHz benutzt. Die Benutzung einer höheren Frequenz erleichtert es, das Sensorelement klein zu gestalten. Es könnte allerdings für manche Anwendungen wünschenswert sein, eine Frequenz unterhalb von 100 kHz zu benutzen, z. B. wenn ein Edelstahlblech das Sensorelement von den Erreger- und Sensorwicklungen trennt, da die Eindringtiefe für Edelstahl bei niedrigeren Frequenzen größer ist.
In der beschriebenen Ausführungsform sind die Erregerwicklungen (d. h. die Sinusspule 7 und die Kosinusspule 9) über einen Schwingkreis elektromagnetisch an die Sensorwicklungen (d. h. die Messspule 11) gekoppelt. Alternativ könnten die Erregerwicklungen an die Sensorwicklungen über ein permeables oder leitfähiges Element oder ein harmonisches Element (harmonic element) (wie ein magnetorestriktives Element, das Signale bei Oberschwingungen eines Erregersignals erzeugt) gekoppelt sein. Weiterhin ist es nicht unabdingbar, eine zwischengeordnete Kopplungskomponente zwischen den Erreger- und Sensorwicklungen zu benutzen, da entweder die Sensorwicklungen oder die Erregerwicklungen auf dem beweglichen Teil ausgebildet sein können, obwohl dies nicht bevorzugt ist, da es erfordern würde, dass elektrische Verbindungen zum elektrischen Teil hergestellt werden. In einer Ausführungsform bildet die Sensorwicklung einen Teil eines Schwingkreises auf dem beweglichen Teil.
Wie oben beschrieben, wird nur ein einzelner Schwingkreis verwendet. Es ist allerdings möglich, einen oder mehrere Schwingkreise, die eine Anzahl verschiedener Resonanzfrequenzen haben, zu verwenden, um einen bestimmten Resonator zu identifizieren. Zusätzlich oder alternativ kann die Orientierung des Resonators verwendet werden, um diesen zu identifizieren. Die Resonatorfrequenz und/oder Orientierung kann durch einen Benutzer oder z. B. durch einen Hersteller vorgegeben werden. Somit können z. B. Unterkomponenten von Geräten, z. B. ein Armaturenbrett einen Resonator mit vorbestimmter Resonanzfrequenz und/oder Orientierung umfassen, um die betreffende Unterkomponente durch Abfrage durch das Gerät zu identifizieren. Alternativ können Resonatoren mit verschiede nen Resonanzfrequenzen verwendet werden, wenn mehr als ein Resonator vorhanden ist. Z. B. können die Resonatoren der Reihe nach von der Erregerwicklung angeregt werden, um einen Parameterwert von innen zu bestimmen. Wo die Orientierung des Resonators bestimmt werden soll, kann die Erreger- und/oder Sensorwicklung eine zylindrische Geometrie haben, falls dies gewünscht ist.

Claims

Ein Sensor zur Bestimmung eines Parameters, wobei der Sensor umfasst: (i) eine Erregerwicklung, die eine Mehrzahl von Spulen, die verschiedene räumliche Funktionen haben, umfasst; (ii) einen Signalgenerator, der betreibbar ist, Erregersignale zu erzeugen und eingerichtet ist, die erzeugten Erregersignale an die Erregerspulen anzulegen; (iii) eine Messspule, die elektromagnetisch so an die Erregerwicklung gekoppelt werden kann, dass aufgrund eines Erregersignals, das vom Signalgenerator an die Erregerwicklung angelegt wird, in der Messspule ein periodisches, elektrisches Signal erzeugt wird, das eine Phase hat, die kennzeichnend für den Wert des Parameters, der vom Sensor gemessen werden soll, ist; und (iv) einen Signalprozessor, der betreibbar ist, das periodische, elektrische Signal, das in der Messspule erzeugt wird, zu verarbeiten, um einen Wert zu bestimmen, der charakteristisch für den Parameter, der gemessen wird, ist; wobei der Signalprozessor betreibbar ist, ein zweites Signal bei einer Frequenz zu erzeugen, die von der des Erregersignals nur durch einen geringen Betrag abweicht, und das zweite Signal mit dem von der Messspule empfangenen Signal zu mischen, um ein drittes Signal zu erzeugen, das eine Frequenzkomponente hat, die gleich der Differenz zwischen der Frequenz des Erregersignals und des zweiten Signals ist, nd um den genannten Wert aus der Phase des dritten Signals zu bestimmen.
Ein Sensor wie in Anspruch 1 beansprucht, wobei die Sensorwicklung elektromagnetisch mittels einer zwischengeordneten Vorrichtung an die Erregerwicklung gekoppelt werden kann.
Ein Sensor wie in Anspruch 2 beansprucht, wobei die zwischengeordnete Vorrichtung ein Objekt mit definierter Permeabilität oder Dielektrizitätskonstante umfasst.
Ein Sensor wie in Anspruch 2 beansprucht, wobei die zwischengeordnete Vorrichtung einen Resonator umfasst, der eine Resonanzfrequenz hat, die im wesentlichen gleich der Frequenz des Erregersignals ist.
Ein Sensor wie in Anspruch 4 beansprucht, wobei der Resonator einen passiven LC-Kreis umfasst.
Ein Sensor wie in Anspruch 4 oder Anspruch 5 beansprucht, wobei der Resonator einen Gütefaktor von wenigstens 10 hat.
Ein Sensor wie in einem der Ansprüche 2 bis 6 beansprucht, wobei der Parameter, der bestimmt wird, die Position der zwischengeordneten Vorrichtung in einer oder mehr Dimensionen ist.
Ein Sensor wie in einem der Ansprüche 2 bis 6 beansprucht, wobei der Parameter, der bestimmt wird, die Ausrichtung der zwischengeordneten Vorrichtung ist.
Ein Sensor wie in einem der Ansprüche 2 bis 6 beansprucht, wobei der Parameter, der bestimmt wird, die Temperatur ist.
Ein Sensor wie in einem der Ansprüche 2 bis 6 beansprucht, wobei der Parameter, der bestimmt wird, die Luftfeuchtigkeit ist.
Ein Sensor wie in einem der Ansprüche 2 bis 6 beansprucht, der wenigstens zwei Erregerwicklungen und/oder Messspulen umfasst, um die Position der zwischengeordneten Vorrichtung in zwei oder mehr Dimensionen zu bestimmen.
Ein Sensor wie in Anspruch ii beansprucht, der wenigstens drei Erregerwicklungen und/oder Messspulen umfasst, um die Position des Resonators in drei Dimensionen zu bestimmen.
Ein Sensor wie in Anspruch 4 beansprucht, wobei der Signalgenerator periodisch betreibbar ist, ein Erregersignal mit einer Frequenz zu erzeugen, die sich von der Resonanzfrequenz des Resonators unterscheidet, damit der Sensor von der Sensorspule aufgenommenes Hintergrundrauschen ermitteln kann.
Ein Sensor wie in einem der Ansprüche 1 bis 13 beansprucht, wobei die oder jede Erregerwicklung eine Spule oder Spulen umfasst, die eine Mehrzahl von Schleifen haben, die so angeordnet sind, dass durch die Erregerwicklung fließender Strom durch eine Schleife in einer Richtung fließt, die entgegengesetzt zum Stromfluss durch die oder wenigstens eine andere Schleife ist.
Ein Sensor wie in einem der Ansprüche 1 bis 14 beansprucht, wobei die oder jede Erregerwicklung ein Paar von Spulen umfasst, die in räumlicher Quadratur angeordnet sind, so dass der gleiche Strom, der durch jede Spule fließt, Magnetfelder in Quadraturverhältnis zueinander erzeugt.
Ein Sensor wie in Anspruch 14 beansprucht, wobei eine Spule der oder jeder der Erregerwicklungen eingerichtet ist, ein Magnetfeld zu erzeugen, dessen eine Komponente eine Stärke hat, die mit dem Sinus des Abstandes von einem Referenzpunkt variiert, während die andere Spule der oder jeder Erregerwicklung eingerichtet ist, eine Magnetfeldkomponente in der gleichen Richtung zu erzeugen, deren Stärke mit dem Sinus der Distanz von dem Referenzpunkt variiert.
Ein Sensor wie in einem der Ansprüche 1 bis 16 beansprucht, wobei die Differenz zwischen der Frequenz des Erregersignals und der des zweiten Signals nicht mehr als 30% der Frequenz des Erregersignals beträgt.
Ein Sensor wie in Anspruch 17 beansprucht, wobei die Differenz zwischen der Frequenz des Erregersignals und der des zweiten Signals nicht mehr als 10% der des zweiten Signals beträgt.
Ein Sensor wie in einem der Ansprüche 1 bis 18 beansprucht, wobei das Erregersignal ein Paar von oszillierenden Signalen umfasst, die in zeitlicher Quadratur stehen, und von denen jedes an eine der beiden Spulen angelegt wird.
Ein Sensor wie in Anspruch 19 beansprucht, wobei der Signalgenerator betreibbar ist, eines der oszillierenden Signale zu invertieren und der Signalprozessor betreibbar ist, den Wert des Parameters durch Verarbeitung von Größen zu bestimmen, die sowohl aus dem invertierten wie aus dem nicht invertierten oszillierenden Signal ermittelt werden.
Ein Sensor wie in einem der Ansprüche 1 bis 20 beansprucht, wobei der Signalprozessor einen Filter umfasst, um Komponenten des dritten Signals zu entfernen, die Frequenzen haben, die höher als die Differenz zwischen der Frequenz des Erregersignals und des zweiten Signals sind.
Ein Sensor wie in einem der Ansprüche 1 bis 21 beansprucht, wobei der Signalprozessor betreibbar ist, ein Referenzsignal bei einer Frequenz zu erzeugen, die gleich der der genannten Frequenzkomponente des dritten Signals ist, und mit der die Phase des dritten Signals verglichen wird, um den Wert des Parameters, der bestimmt werden soll, zu bestimmen.
Ein Sensor wie in einem der Ansprüche 1 bis 22 beansprucht, wobei der Signalprozessor einen Komparator umfasst, der den Kreuzungspunkt des dritten Signals ermittelt.
Ein Sensor wie in Anspruch 22 beansprucht, wobei der Signalprozessor einen Komparator umfasst, der den Kreuzungspunkt des dritten Signals ermittelt sowie einen Komparator, der den Kreuzungspunkt des Referenzsignals ermittelt, und einen Zeitgeber umfasst, um die Phasendifferenz zwischen dem dritten Signal und dem Referenzsignal zu messen.
Ein Sensor wie in einem der Ansprüche 1 bis 24 beansprucht, wobei die Erregerwicklungen und die Messspule im Wesentlichen koplanar sind.
Ein Sensor wie in einem der Ansprüche 1 bis 25 beansprucht, wobei der Signalgenerator betreibbar ist, ein digitales Erregersignal zu erzeugen.
Ein Sensor wie in einem der Ansprüche 1 bis 26 beansprucht, wobei das Erregersignal eine Frequenz von wenigstens 100 kHz hat.
Ein Sensor wie in einem der Ansprüche 1 bis 27 beansprucht, wobei die genannte Frequenzkomponente des dritten Signals im Bereich von 100 Hz bis 100 kHz ist.
Ein Sensor wie in einem der Ansprüche 1 bis 28 beansprucht, der Mittel zum Speichern von Kalibierungsdaten zum Umrechnen der Phase des dritten Signals in einen Messwert für den Parameter umfasst.
Eine Methode zum Bestimmen eines Parameters, wobei die Methode umfasst: Anlegen eines Erregersignals an eine Erregerwicklung; Verarbeiten eines Signals, das in einer Sensorwicklung, die elektromagnetisch an die Erregerwicklung gekoppelt ist, aufgrund des Anlegens des Erregersignals an die Erregerwicklung erzeugt wird, um einen für den Parameter, der gemessen wird, charakteristischen Wert zu bestimmen; das Verarbeiten umfassend die Erzeugung eines zweiten Signals bei einer Frequenz, die sich von der des Erregersignals unterscheidet, Mischen des zweiten Signals mit dem von der Sensorwicklung empfangenen Signal, um ein drittes Signal zu erzeugen, welches eine Frequenzkomponente hat, die gleich der Differenz zwischen der Frequenz des Erregersignals und der des zweiten Signals ist, und Bestimmen des genannten Wertes des Parameters aus der Phase des dritten Signals.