CN1705862A

CN1705862A - 传感装置和方法

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Publication number: CN1705862A
Application number: CNA2003801016350A
Authority: CN
Inventors: D·A·詹姆斯; D·克雷特; C·S·西尔斯; M·A·霍瓦德
Original assignee: TT Electronics Technology Ltd
Current assignee: AVX Electronics Technology Ltd
Priority date: 2002-10-16
Filing date: 2003-10-15
Publication date: 2005-12-07
Anticipated expiration: 2023-10-15
Also published as: ES2295635T3; JP4749717B2; GB0224100D0; US20060119351A1; AU2003301317A1; DE60316827T2; EP1552250A1; DE60316827D1; KR101020271B1; WO2004036148A1; GB2394293A; ATE375499T1; CN100374822C; EP1552250B1; JP2006503282A; US7514919B2; KR20050083773A

Abstract

一种用于感测一个参数(如位置)的传感器，所述传感器包括：(i)一个激励绕组，例如正交线圈(7，9)；(ii)一个信号发生器(41，42，43)，用于产生激励信号并被设置为将所产生的激励信号加载到激励绕组上；(iii)一个传感线圈(11)，其能与激励绕组电磁耦合，因此，响应于由信号发生器加载到激励绕组上的激励信号，在传感线圈中会产生一个周期电信号，其指示要被传感器测量的参数值；及(iv)一个信号处理器(108)，用于处理在传感器绕组中产生的周期电信号，从而确定表示被测量的参数的值。该信号处理器被设置为产生第二信号(f₁)，第二信号的频率与激励信号的频率有轻微差别，并且该信号处理器将第二信号与从传感线圈接收到的信号混合起来以产生第三信号，第三信号具有等于激励信号和第二信号之间的频率差的频率分量(f₀－f₁)。该处理单元根据第三信号的相位确定所述参数。

Description

传感装置和方法

技术领域

本发明涉及一种传感装置和方法，用于感测一个参数的值，特别是(但并不局限于)测量一个物件的位置。

本发明涉及一种传感装置和方法，其特别地是(但不局限于)一种用于感测两个物件的相对位置的位置传感器。

背景技术

人们已经使用了各种形式的感应式传感器来产生信号，指示两个相对移动的物件的位置。一般地，一个物件带有一个激励绕组和两个或多个传感器绕组，而另一个物件带有一个谐振电路。谐振电路和每个传感器绕组之间的磁耦合随着位置变化，因此，通过将一个处于谐振电路的谐振频率的振荡信号加到激励绕组上，在每个以谐振频率振荡的传感器绕组中感应出一个信号，这些传感器绕组的幅度的变化成为了两个物件的相对位置的函数。

在我们未决的国际专利申请PCT GB02/1204中描述了另一种形式的感应传感器，其中激励信号包括一个由低频信号幅度调制的载波信号，并且在感应绕组中感应出的信号在一个信号处理单元中被解调，从而确定物件的位置。这样的系统具有下优点，即由于所述载波信号具有相对较高的频率，根据法拉第定则在传感器绕组上感应出的信号具有相对较大的幅度，而同时解调信号具有较低的频率，因此允许由相对简单和不昂贵的电子设备执行接下来的信号处理。激励和传感器绕组可以借助于一个谐振器耦合，一般为一个简单的无源LC谐振电路，所述电路具有等于载波信号频率的谐振频率，其具有放大由传感器绕组接收的信号的作用。很明显，谐振电路的品质因数Q越高，由传感器绕组接收的信号的幅度越大。

然而，这样的系统有缺点，即测量带宽受到了相对低的调制频率的限制。所调制的激励信号的频谱将由载频的一个分量与两个边带一起组成，边带处于载频的任一侧且不同于被调制频率调制的载频。如果激励信号的调制频率增加，为了增加测量带宽，那么边带将远离载波带，且脱离了谐振电路的谐振，因此消弱了激励绕组和感应绕组的耦合。因此，一方面在激励信号的调制频率和测量带宽之间有一个折衷，而另一方面在谐振电路的品质因数和绕组之间的耦合也有折衷。这样的折衷可能会在含有很多传感器的系统中产生问题，这些传感器由单套电子设备控制，因此共用了可用的测量带宽。

发明内容

根据一个方面，本发明提供一种用于感测一个参数的传感器，所述传感器包括：

(i)一个激励绕组，其包括多个具有不同空间函数的线圈；

(ii)一个信号发生器，用于产生激励信号并被设置为将产生的激励信号加载到激励线圈上；

(iii)一个传感器线圈，其能与激励绕组电磁耦合，因此，响应于由信号发生器加载到激励绕组上的激励信号，在传感器线圈中会产生一个周期电信号，所述电信号具有一个指示要被传感器测量的参数值的相位；及

(iv)一个信号处理器，用于处理在传感线圈中产生的周期电信号，从而确定表示被测量的参数的值；

其中信号处理器用于产生第二信号，第二信号的频率与激励信号的频率相差一个很小的量，并且用于将第二信号与从传感线圈接收到的信号混合起来以产生第三信号，第三信号具有一个等于激励信号和第二信号之间的频率差的频率分量，并且用于抵消第三信号的相位确定前述值。

根据本发明的另一个方面，本发明提供一种感测一个参数的方法，该方法包括：

将一个激励信号加载到一个激励绕组上；

处理在一个传感器绕组中产生的信号，该传感器绕组与激励绕组电磁耦合，响应于将激励信号加载到激励绕组上而确定表示正被测量的参数的值；

该处理步骤包括产生第二信号，第二信号的频率与激励信号的频率不同，将第二信号与从传感线圈接收到的信号混合起来以产生第三信号，第三信号具有一个等于激励信号和第二信号之间的频率差的低频率分量，以及从第三信号的相位确定所述参数值。

根据本发明的传感器和方法具有这样的优点：因为激励信号是未被调制的信号而具有单个频率分量，所以为了改善电磁耦合而不降低用于待确定的参数的测量带宽，可以使用具有相对较高品质因数的谐振器。

优选地，信号是经由一个中间装置耦合在激励绕组和传感线圈之间的，所述中间装置调整由激励绕组产生的磁场。所述中间装置可以包括多个例如由高磁导率材料(如铁氧体)或导电材料形成的装置的任意个。另一选择为，可以使用电子装置，例如有源或无源带通装置(为了简化，此后称为谐振器)。谐振器优选地具有基本上等于激励信号频率的频率。这样，通过激励绕组和谐振器之间的电磁耦合有效地过滤掉了不需要的较高谐波。谐振器可以具有相对较高的品质因数，例如至少为5和特别地至少为10，品质因数的上限基本上是这样设置的：根据相对于环境中的(例如温度和湿度)变化和相对于多个部件的电参数值的容许度而能保证稳定的谐振频率的能力来设置。

如果测量单个参数，例如一维的位置，则仅需要单个激励绕组和传感器绕组即可。然而，若需要，可以使用多于一个的激励和/或传感器绕组。例如，如果要测量元件的二维位置，则需要两个这样的绕组，并且如果要测量三维位置，则需要三个绕组。另一选择为，如果也使用信号的幅度，这时，可以减少用于测量不止一维的位置时绕组的数量。

激励绕组的这个或每个线圈可以包括多个环路，例如在一个波长的正弦线圈的情况下有两个环路，其设置为流过线圈的电流绕线圈的一个环路流动的方向与电流在另一个环路中流动的方向相反。激励绕组通常将包括多个具有不同空间函数的线圈(通常为两个)。在一个实施例中，这个或每个激励绕组包括一对设置为空间正交的线圈，致使优选的是在每个线圈中流动的同一电流能产生空间正交的磁场，从而去除或降低了线圈之间的耦合。由此，这个或每个激励绕组的一个线圈可以被设置为产生一个磁场，该磁场的幅度变化为距离一个基准点的距离的正弦，而这个或每个激励绕组的另一个线圈被设置为产生一个其幅度变化为距离一个基准点的距离的余弦的磁场。

激励信号可以包括一对时间上正交的振荡信号，每个振荡信号被加载到一个线圈上。因为信号在时间上正交，而两个线圈在空间上正交，两个信号形成一个在时间上和关于沿着环路的位置旋转的合成磁场。谐振器将在传感器绕组中感应出一个信号，其相位随着谐振器沿着激励绕组的位置而变化。

在传感器绕组中感应出的信号可以与第二信号混合，第二信号的频率与被加载到激励绕组上的信号的频率有差别，优选的是与激励信号的频率相差一个很小的量，例如不超过激励信号频率的30％，并且更特别地不超过激励信号的10％，从而形成了第三信号，第三信号具有等于激励信号和第二信号之间的频率差和频率和的频率分量。得到的含有“脉动”(beat)的信号可被过滤，从而去除了高频分量并保留了低频分量，该低频分量的的频率例如为至少100Hz并特别地在100Hz与100KHz的范围中，并且其相移与谐振器的位置成比例。可以让该信号通过一个比较器以产生一个方波信号和确定的交叉点。信号发生器可以产生一个频率与传感信号的脉动频率相同的基准信号，从而提供了一个固定相位的基准，传感信号和基准信号的相差指示了谐振器的位置。

若需要，可以周期地产生一个频率不同于谐振器之谐振频率的激励信号。这样将能确定并考虑由传感器线圈拾取的背景噪声。

在此使用的术语“正弦”和“余弦”并不是有意地严格按三角函数来解释，然而其本意是包括彼此成正交关系的所有互补函数。例如，在激励线圈中使用的波形可以是数字信号，例如方波信号，其可由数字信号处理器直接产生(必要时，在被放大之后)。

附图说明

现在参照附图，借助于例子来描述根据本发明的一种形式的位置传感器，其中：

图1示意性地示出了一个位置传感器的透视图；

图2示意性地示出了图1所示的位置传感器的主要部件；

图3A示出了一个正弦线圈的设计，所述线圈构成了图1所示的位置传感器的一部分；

图3B示出了一个余弦线圈的设计，所述线圈构成了图1所示的位置传感器的一部分；

图3C示出了一个传感线圈的设计，所述线圈构成了图1所示的位置传感器的一部分；

图4示出了一个传感器元件，其构成了图1所示的位置传感器的一部分；

图5A示意性地示出了谐振电路中感应出的信号的相位如何随着驱动信号的频率变化，所述谐振电路构成了图4所示的传感器元件的一部分；

图5B示意性地示出了谐振电路中感应出的信号的幅度如何随着驱动信号的频率变化，所述谐振电路构成了图4所示的传感器元件的一部分；

图5C是可在申请PCT GB02/1204中使用的一个调幅载波信号的频带的一个示意性的表示，与图5B的比例相同；

图6示出了一个未调制的信号的一个由根据本发明的传感器产生的传感信号；

图7示出了在与第二频率混合之后，被根据本发明的传感器中的传感器线圈感测到的信号的一部分；

图8示出了滤波之后图7所示的信号的一部分，以及一个基准信号；

图9是一个示意性方块图，示出了根据本发明的传感器的主要部件；

图10是一个示出了图9的电路的一部分的更为详细的图；

图11A-D是示出了图9的处理电路内的各个信号的时序图；

图12是一个流程图，示出了为计算图1所示的位置传感器的传感器元件的位置而执行的操作；

图13是一个流程图，更详细地示出了为计算正向角而执行的操作，所述正向角用于计算图1所示的位置传感器的传感器元件的位置；及

图14是一个流程图，更详细地示出了执行为计算反向角而执行的操作，所述反向角用于计算图1所示的位置传感器的传感器元件的位置。

具体实施方式

图1示意性地示出了一个位置传感器，其用于检测一个传感器元件1的位置，所述传感器元件可滑动地安装在支架3上，从而允许沿着测量方向(图1中的方向X)以直线移动。印刷电路板(PCB)5沿着测量方向延伸，其与支架3相邻，并且在其上印刷了形成正弦线圈7、余弦线圈9和传感线圈11的导电轨道，每个线圈都连接至控制单元13。显示器15也连接到控制单元13，用于显示一个表示沿着支架3的传感器元件1的位置的数值。

如图1所示，PCB 5通常是长方形的，且其纵轴平行于测量方向，而其横轴垂直于测量方向。正弦线圈7、余弦线圈9和传感线圈11经由PCB 5的纵边连接至控制单元，所述纵边对应于位置值x等于零，位置值沿着PCB 5的长从对应于x等于零的纵边增加。

现在将参照图2概述图1所示的位置传感器的操作。控制单元13包括一个正交信号发生器21，其在各个不同的输出端产生一个同相信号I(t)和一个正交信号Q(t)。同相信号I(t)是一个频率为f₀的振荡信号，其在本实施例中是1MHz。

类似地，正交信号Q(t)是一个频率为f₀的振荡信号，第二信号的相位同第一信号相差π/2弧度(90°)。

同相信号I(t)被加载到正弦线圈7上，而正交信号Q(t)被加载到余弦线圈9上。

在一个图案中形成正弦线圈7，使得流过正弦线圈7的电流产生第一磁场B₁，其垂直于PCB 5分解的场强分量沿着测量方向依据下述函数进行正弦变化：

B₁＝Bsin(2πx/L) (1)

其中L是沿x方向的正弦线圈的周期。

类似地，在一个图案中形成余弦线圈9，使得流过余弦线圈9的电流产生第二磁场B₂，其垂直于PCB 5分解的场强分量也沿着测量方向依据下述函数进行正弦变化，但是与第一磁场B₁的相位的相差为π/2弧度(90°)，给出为：

B₂＝Bcos(2πx/L) (2)

这样，沿着测量方向在任何位置产生的总磁场B_T将由来自第一磁场B₁的第一分量和来自第二磁场B₂的第二分量形成，其中垂直于PCB 5分解的第一和第二分量沿着测量方向变化。

如果将同相振荡信号I(t)以角频率ω₀(＝2πf₀)加载到正弦线圈7上，而将振荡信号Q(t)以相同的频率并成正交关系地加载到余弦线圈9上，得到的分解后垂直于PCB 5的合成场分量将因此具有下列形式的幅度：

sin(ω₀t)sin(2πx/L)+cos(ω₀t)cos(2πx/L)＝cos(ω₀t-2πx/L) (3)

合成的信号将有效地产生一个磁场，其方向好像相对于时间和位置沿着激励绕组旋转。

在本实施例中，传感器元件1包括一个谐振频率基本上等于频率f₀的谐振电路。因此总的磁场分量B_T在谐振电路中感应出一个电信号，其以载频f₀振荡，其相位依赖于传感器元件1沿着测量方向的位置。在谐振电路中感应出的电信号产生一个在感应线圈11中感应出传感电信号S(t)的磁场。

现在将详细讨论图1所示的位置传感器的各个部分。

如图3A所示，正弦线圈7由导电轨道形成，所述导电轨道通常沿PCB 5外围延伸，在测量放心一半处的交叉点，位于PCB 5的对边上的导电轨道相交叉，并分别延伸至对面的PCB 5侧边。这样，有效地形成了第一电流环路21a和第二电流环路21b。当将一个信号加载到正弦线圈7时，绕着第一电流环路21a和第二电路环路21b的电流以相反的方向流动，并且因此绕着第一电流环路21a流动的电流产生一个磁场，所述磁场的极性与绕着第二电流环路21b流动的电流所产生的磁场极性相反。这促成了由上述公式1给出的、垂直于PCB 5分解的第一磁场B₁的分量的场强的正弦变化。

特别地，正弦线圈7的布置是这样的：由流过正弦线圈7的电流产生的、垂直于PCB 5分解的第一磁场B₁的分量的场强沿着测量方向变化，从x等于0的点处的近似为零到达x等于L/4(图3A所示的位置A)处的最大值，然后返回到x等于L/2(图3A所示的位置C)处的零，然后到达x等于3L/4(与位置A处的最大值极性相反)处的最大值，然后返回到x等于L(图3A所示的位置A)处的零。因此，正弦线圈7产生了垂直于PCB 5的磁场分量，其按照正弦函数的一个周期变化。

如图3B所示，余弦线圈9是由一个导电轨道形成，所述导电轨道通常绕着PCB外围延伸，由两个交叉点分离，交叉点在测量方向分别位于沿着PCB 5路径的四分之一处和四分之三处。这样，形成了三个环路23a、23b和23c，其中外环路23a和23c等于中间环路23b尺寸的一半。当将一个信号加载到余弦线圈9时，绕着外环路23a和23c流动的电流的方向与绕着中间环路23b的方向相反。这样，由围绕中间环路23b流动的电流产生的磁场的极性与由绕着外环路23a和23c流动的电流产生的磁场极性相反。这促成了由上述公式2给出的、垂直于PCB 5分解的第二磁场B₂的分量的场强的余弦变化。

特别地，余弦线圈9的布置是这样的：由流过余弦线圈9的电流产生的、垂直于PCB 5分解的第二磁场B₂的分量的场强沿着测量方向变化，从x等于0的点处的最大值到达x等于L/4(图3B所示的位置A)处的零，然后返回到x等于L/2(图3B所示的位置C)处的最大值(与位置A处的最大值极性相反)，然后到达x等于3L/4处的零，然后返回到x等于L(与x等于0处的最大值极性相同)处的零。因此，余弦线圈9产生了垂直于PCB 5的磁场分量，其按照余弦函数的一个周期变化。

如图3C所示，传感线圈11由一个导电轨道形成，所述导电轨道绕着PCB 5的外围延伸，形成了单个环路。

正弦线圈7的设计是这样的，由绕着第一电流环路21a流动的电流在传感线圈11中感应出的电流基本上被由绕着第二电流环路21b流动的电流在传感线圈11中感应出的电流抵消掉。类似地，对于余弦线圈9，由外部环路23a、23c在传感线圈11中感应出的电流被由中间环路23b在传感线圈11中感应出的电流抵消掉。使用这样的平衡线圈具有另外的优点，即来自正弦线圈7和余弦线圈9的电磁发射随距离衰减的速率比单个平面绕组要快。这样允许使用较大的驱动信号，然而仍满足了电磁发射的规则要求。这是特别重要的，由于电磁发射的规则要求越来越严格。

图4更详细地示出了传感器元件1。如图所示，在本实施例中，传感器元件1包括一个线圈31，其两端经由电容器33连接。由于线圈31具有相关联的电感，线圈31和电容器33一起形成了一个谐振电路。在本实施例中，尽管实际的谐振频率将随着环境因数(如温度和湿度)变化，然而谐振电路具有一个标称谐振频率f_res等于1MHz(其等于载频f₀)。

如上所述，当将一个振荡驱动信号加载到正弦线圈7和余弦线圈9的一个或两个上时，在传感器元件1的谐振电路中会感应出相同频率的振荡信号。然而，在驱动信号和感应信号之间会有相位延迟，相位延迟的量取决于驱动信号的频率和谐振电路的谐振频率之间的关系。如图5A所示，相位延迟在谐振电路的谐振频率附近变化最快，在谐振频率处相位延迟为π/2弧度(90°)。谐振电路的品质因数越高，相位围绕谐振频率的变化越迅速。然而，如图5B所示谐振频率的品质因数越高，谐振器放大信号的频带越窄。

如上所述，假设由谐振电路未感应出相移，对于测量方向上的每个位置x，当加载同相信号I(t)和正交信号Q(t)时，感应出与位置相关的相移Φ(x)，当加载反相信号-I(t)和正交信号Q(t)时，感应出与位置相关的相移-Φ(x)。实际上，谐振电路也会感应出相移Φ_RC，但是相移Φ_RC通常相同，无论是将同相信号I(t)还是将反相信号-I(t)加载到正弦线圈7上。这也适用于由电子处理设备感应出的其它相移。因此，在本实施例中，当从当加载同相信号I(t)时测量的相移中减去当加载反相信号-I(t)时测量的相移，导致由谐振电路感应出的相移Φ_RC被抵消，从而给出了合成相位，所述合成相位等于与位置有关的相移Φ(x)的两倍。

如图5C所示，应用到未决的国际专利申请PCT GB02/01204中的调幅激励信号的频谱包括一个处于激励信号的载频处的峰值34和一个位于载频峰值34任一侧的边带36，所述边带与峰值被一个等于调制信号的频率的值分离开。边带35包含由与谐振器的位置有关的信息。如果为了提高测量的测量带宽而增加激励信号的调制频率，边带36的位置将远离载波带34，如箭头所示，结果为边带不再位于高Q值谐振器的通带中。因此，对于调幅激励信号，有必要在谐振的品质因数和激励信号的调制频率之间进行折衷。

现在将参考图6到10描述克服了上述传感器缺点的感应式位置传感器的操作原理。

图6示出了频率为1MHz的未调制信号200，该频率足够高以便从谐振器产生相对较大的响应。该图也示出了被传感线圈11感测的信号201，所述信号201相对于原始信号有很小的相位延迟，在此情况下为0.1微秒。在1MHz的频率处，相位延迟通常是1微秒或更少，结果，为了精确地确定谐振器的位置，有必要将相位延迟分辨到1纳秒到10纳秒之间，这相对来说很困难。然而如果传感信号与频率稍微低点或高点的第二信号混合，那么将产生如图7所示的信号，其包含频率比原始信号高的信号，加上原始1MHz的信号，加上一个较低频率的在频率等于传感信号和第二信号之间的频率差的频率处有“脉动”(beat)的信号。这个信号可被滤波，从而消除高频信号和其它信号，留下了如图8所示的脉动正弦信号120。信号120具有与谐振器相关的相位延迟，因此其可以与相同频率的基准信号122相比较而确定谐振器的位置。从图8能看出，得到的脉动信号的相位延迟对应于较长的时间，目的在于使用相对不昂贵的电路。

图9示意性地显示了一个位置传感器，其包括一个微处理器41、激励信号发生器42和一个用于处理由传感线圈11接收到信号的信号处理器，所述激励信号发生器用于产生经由模拟驱动器40发送到正弦线圈7和余弦线圈9的信号。

微处理器41包括第一方波振荡器112，其产生频率等于频率f₀的两倍(即2MHz)的方波信号。该方波信号被从微处理器41输出至一个正交除法单元63，其将方波信号除以2，并且形成了频率为f₀的同相数字信号+I、相同频率的反相数字信号-I和相同频率的正交数据信号+Q。

频率为f₀的正交信号然后被送至一个模拟线圈驱动器电路83，在此其被放大，放大的信号被输出至余弦线圈9。类似地，同相或反相信号+I或-I被送至一个模拟线圈驱动器电路85，在此它们被放大，并被输出至正弦线圈7。

被加载至正弦线圈7和余弦线圈9的驱动信号的数字产生过程引入了高频谐波噪声。然而，线圈驱动器83、85去除了该高频谐波噪声的某些部分，如处理余弦和正弦线圈7和9的频率响应特征那样。此外，传感器元件1中的谐振电路将不响应远大于谐振频率的信号，并且因此谐振电路也将过滤掉一部分不想要的高频谐波噪声。

如上所述，加载至正弦线圈7和余弦线圈9的信号在传感器元件1中感应一个电信号，其依次在传感线圈11中感应出传感信号S(t)，如下式所述：

cos(ω₀-2πx/L) (3)

传感信号S(t)通过一个高通滤波放大器93，其不但放大接收到的信号，并且去除低频噪声(例如来自50赫兹的供电电源的噪声)和任何直流(D.C.)偏移。然后将放大的信号输入进混频器95，在此放大的信号与一个处于第二频率f₁的信号混合。频率为f₁的第二信号可以是一个正弦信号或一个具有正弦特征的数字信号，并且可以由与正交除法器63相关的数字部件产生，或者可以间接地从方波振荡器112产生。重要的是第二信号f₁具有稍微高于或低于频率为f₀的原始信号的基础频率，致使混合的信号将包括频率为f₁+f₀和f₁-f₀的分量。该信号包括一个添加到频率为f₁-f₀的低频正弦信号上的频率为f₁-f₀的正弦信号。该信号的通常形式表示为：

cos((ω₀+ω₁)t-2πx/L)+cos((ω₀-ω₁)t-2πx/L)

然后该信号被送至一个低通放大滤波器97，以过滤掉高频分量，即那些频率为f₁+f₀的分量，且留下了如图8所示的信号。

第二信号f₁一般将具有不同于f₀的频率，其差不超过原始频率f₀的25％，特别是不超过原始频率的10％，因此得到的具有频率f₁-f₀的信号的分量将处于比该信号的任意其它分量更低的频率，且能容易地借助于一个模拟滤波器去除高频分量。然后可以将过滤的信号输入至一个带通滤波放大器99，其具有中心为f₁-f₀的通带，在其后形成一个如图8所示的常见正弦第三信号120。如图所示，得到的信号是通过将传感信号和频率为原始信号的频率的95％的第二信号混合而形成的，所述得到的信号具有大约为50KHz的频率，对应于周期20毫秒，并且因此能相对容易地用相对简单和不昂贵的电路进行处理。图8也示出了一个相应的相同频率的基准信号122，其没有进行任何相移。

得到的信号120数学表示为

cos[(ω₀-ω₁)t-2πx/L]

并且因此具有与沿着激励线圈的谐振器距离x成比例的相位角。然后将所述信号输入进一个比较器101，其将所述信号转换成一个如图9所示的方波信号124，其上升沿和下降沿对应于图8的正弦信号120的零交叉点。将得到的如图11D所示的方波信号115以及其它或者由数字信号发生器或者直接由微处理器41产生的方波信号V_ref输入进一个定时器104。信号V_ref的频率与方波信号115的频率相同，并且与传感信号的相位相比具有任意的零相位。

定时器104的输出被处理器单元108记录并存储，之后，借助于显示控制器110将显示谐振器的位置，所述位置与由定时器104产生的值相关。

图10更详细地示出了模拟信号处理部件。如图所示，传感线圈11的一端连接到两个电阻R1和R2之间，这两个电阻串联在电源电压和“实际”的地之间以设置一个起作用的地电压电平V_AG。特别地，在本实施例中，电源电压为5V，电阻R1的电阻等于电阻R2的电阻，从而给出了起作用的接地电压电平2.5V。由信号发生器在频率f₁处产生了输入到混频器的输入+I和-I。

图11A示出了同步信号V_ref，其从信号发生器送至定时器104，而图11B和11C示出了滤波之前和滤波之后的传感信号。得到的信号可能具有取决于滤波器95、95和97的过滤过程的直流(D.C.)偏移。图11D示出了过滤后的信号113以及由比较器101输出的方波信号115。

在本实施例中，比较器101是一个反相比较器，当带通滤波放大器99输出的信号113低于基准电压电平时，其输出为高(即5伏)；而当从带通滤波放大器输出的信号113高于基准电压电平时其输出为低(即0伏)。从图11D可以看出基准电压电平V_offset不是起作用的接地电压电平V_AG，而是低于起作用的接地电压电平V_AG和实地的电压。这样防止了当带通滤波放大器除了少量的噪声之外没有输出时比较器101产生伪信号。然而，这也意味着由比较器101输出的信号的前沿和后沿不与交叉点重合，这些交叉点为由带通滤波放大器99输出的信号113与起作用的接地电压电平V_AG交叉的点。为了避免这引入相位错误，从后沿和前沿之间的中间点的时序确定由比较器101输出的信号115的时序。特别地，如果如图11D所示，后沿在时刻t₁处，而前沿在时刻t₂处，那么测量的时间对应于(t₁+t₂)/2。

图12是一个示出了用于确定谐振器位置的步骤的流程图。最初在步骤S1，处理单元108将一个控制信号发送至信号发生器42，所述信号发生器通过分别将正交信号Q(t)和同相信号I(t)输出至对应于余弦线圈9和正弦线圈7的线圈驱动器83和85来进行响应。然后在步骤S 3中，处理单元108测量来自比较器101的数字化的低频信号与基准信号V_ref之间的相位角，所述相位角在下文中称为正向角。

图13示出了执行测量正向角的主要步骤。首先，在步骤S21中，处理单元108识别与由带通滤波放大器99输出的信号113以正向交叉基准电压V_offset时对应的时刻。接下来，处理单元108识别与由带通滤波放大器99输出的信号113以负向交叉基准电压V_offset时对应的时刻。

在测量了正向角之后，处理单元108将一个控制信号发送至信号发生器42，所述信号发生器通过输出余弦信号和负的正弦信号来进行响应，因此能分别将正交信号Q(t)和反相信号-I(t)加载至余弦线圈9和正弦线圈7。处理单元108然后在步骤S7测量来自比较器101的数字化的低频信号与基准信号V_ref之间的反向相位角，此后称为反向角。

处理单元108然后在步骤S25判断时刻t₁大是否于时刻t₂，这可以根据信号115和V_ref之间的相差进行。如果其判断为时刻t₁大于t₂，那么所述处理单元在步骤S27将该信号的半个周期加到值t₂上。所述处理单元然后设置所述正向角，其对应于从帧的开始到t₁和t₂的以时间平均的中点。

所述处理单元然后在步骤S31检查正向角是否大于360°，这可以根据信号115的时序进行，如果如此，从正向角减去360°。

图14示出了执行测量反向角的主要步骤。首先，在步骤S41中，处理单元108识别确定正零交叉脉冲的时刻t₁，且在步骤S 43中确定负零交叉脉冲。所述处理单元然后在步骤S45判断时刻t₁大是否于时刻t₂，且如果如此，那么在步骤S47将半个周期T加到t₂上。

所述处理单元然后在步骤S49设置所述反向角，其对应于从帧的结束到t1和t2的中点。所述处理单元然后在步骤S51检查反向角是否小于0°，如果如此，对反向角增加360°。

处理单元108然后在步骤S9对正向角和反向角进行平均，这如上所述去除由谐振电路感应出的固定相移Φ_RC和其它来自传感器元件1中的电子设备和处理部件的任何相差，从而给出了表示传感器元件1的位置的平均角。处理单元108然后在步骤S11通过将平均角乘以比例因数而将平均角转换成一个正值。然好将位置值显示在显示器15中。

调整和另外的实施例

如上所述，由传感器元件1中的谐振电路感应出的相移Φ_RC是这样被去除的：通过利用加载到正弦线圈7上的在测量之间被反向的信号的幅度来进行位置的有效测量。可以理解，在可选的实施例中，仅需间断地执行反向测量来确定必须从正向角上减去的对应于相移Φ_RC的值。这具有增加了测量更新速率的优点。另一选择为，能从单个相位测量减去对应于相移Φ_RC的预定值，该值由厂家校准来确定。然而，后者的选择不是优选的，由于其没有考虑环境因数影响谐振电路的谐振频率f_res和品质因数以及因此改变相移Φ_RC。

可以理解，如果从正向角减去反向角或者将反向角加到正向角上，那么将去除依赖于位置的相移Φ(x)而留下等于相移Φ_RC两倍的值。由于相移Φ_RC随着环境因数改变，那么对相移Φ_RC的测量能指示环境因数。因此，所述的感应式传感器能用作例如温度传感器或湿度传感器。一般地，这包括在感应式传感器的控制电路中存储测量的相移Φ_RC和环境因数的相应值之间的厂家校准。

在本发明的一个实施例中，所述的感应式传感器用于遥控地检测容器中的液体的温度。特别地，将传感器元件1放置在容器中，因此其浸入到液体中，而正弦线圈7、余弦线圈9和传感线圈11放置成邻接于容器的外部。如上所述计算正向角和反向角，然后相减，从而给出一个表示相移Φ_RC的值。处理单元108然后访问存储了测量的相移Φ_RC和温度之间的厂家校准的查找表，因此得到了温度值。也可以认识到，使用感应式传感器的优点是不需要在容器中钻一个孔来从传感器元件获得电信号。

根据本发明的感应式传感器的另一应用是检测衣物烘干机的排气装置中的湿度，其用于优化烘干周期。

可以认识到，可以取代地或附加地执行对环境因数的检测来检测两个相对移动的物件之间的相对位置。

在所述实施例中，正弦线圈7和余弦线圈9被设置为致使它们对垂直于PCB 5的总磁场分量的相对贡献随着沿着测量方向的位置而改变。特别地，正弦和余弦线圈具有一个替代的缠绕环路结构。然而，对于本领域普通技术人员来说，能应用很多种不同激励绕组几何结构的变化来形成传输天线是很显然的，其实现了使得在最终检测的合并信号中的第一和第二传输信号的相对位置取决于测量方向上的传感器元件的位置。

尽管在所述实施例中，由印刷电路板上的导电轨道形成激励绕组，然而它们也可设置在不同的平面衬底上，或者如果足够刚性地，甚至能自由地站立着。另外，激励绕组是平面的这并不重要，由于例如也可以使用圆柱绕组，传感器元件沿着圆柱绕组的圆柱轴移动。

如果使用感应式传感器仅测量环境因数，如温度或湿度，那么就可以仅使用一个传输天线，因为不需要随着位置改变的磁场的相位。这样不仅能测量温度，也能测量湿度。例如，可以使用所述系统来测量一个其导电性、渗透性或介电常数影响谐振器的谐振的物体的位置(存在)。

在上述实施例中，使用了一个无源谐振器。然而，在一些环境中，使用有源谐振器是有益的，从而能相当大地放大在谐振器中感应出地信号，因此减少对信号处理单元的需求。例如这可以通过使用一个窄的带通滤波器和一个运算放大器来简单地实现。

在所述实施例中，使用感应式传感器来测量第一物件(即传感器元件1)相对于第二物件(即PCB 5)在沿着直线的测量方向上的线性位置。另一选择为，通过以对于本领域普通技术人员来说很明显的方式来改变正弦线圈和余弦线圈的结构，能将感应式传感器调整为沿着曲线测量线性位置，例如一个圆(即，旋转位置传感器)。因此，通过以圆柱几何结构来形成激励绕组能使用所述传感器来测量角位置。通过在公知的时序内多次测量第一物件相对于第二物件的位置，也能将所述感应式传感器用作速度传感器。另外，通过包括附加的位置传感装置，其用于检测第二物件相对于坐标位置系统的位置(例如，GPS传感器、惯性陀螺仪、罗盘等)，能确定第一物件在坐标位置系统中的位置。

在一些实施例中，第一物件明显大于谐振电路。在此情况下，难于正确识别第一物件的移动。例如，谐振电路可以以直线移动而第一物件的移动包括旋转分量。通过使用两个谐振电路能更加精确地获得关于第一物件移动的信息，每个具有分别不同的谐振频率，固定在第一物件的分别不同的位置上。通过将频率f₀调整到所述谐振电路的谐振频率，能分别测量到每个谐振电路的位置，并且两个位置能被处理成更为精确的关于第一物件的位置和方向的信息。

如上所述，能使用感应式传感器测量除了位置之外的环境参数。在一个实施例中，第一传感器包括两个协同定位的具有不同谐振频率的谐振电路，一个谐振电路包括相对低不受环境因数影响的部件，以使谐振频率相对稳定，而另一谐振电路具有随着环境因数相对迅猛地变化的谐振频率。这样，通过得到对每个谐振电路的位置测量而不校正相移Φ_RC，位置测量中的差能形成对环境参数的测量(例如湿度恒定环境中的温度或温度恒定环境中的湿度)。此外，倘若它们在测量方向或多个方向上的相对位置是已知的，则协同定位两个谐振电路并不重要。

为了使受到的来自于例如一个外部设备的不想要的噪声的影响最小，可以将一个或多个附加环路加到传感器线圈的基本机构上以对齐进行平衡。这样的附加环路优选地放置在与测量路径相反的方向上，以使由附件环路接收到的信号不随着可移物件的相对位置而改变。

在上述实施例中，测量路径仅在两个传输线圈(即，正弦线圈7和余弦线圈9)的空间变化的单个周期上延伸，然而，并不需要如此，并且测量路径可以延伸跨越多个周期或少于传输线圈的空间变化的单个周期。在这样的情况下，优选地是包括应该用于处理周期模糊的机理(即这样的事实，承载合成信号之分量的信息的基本相位对于传输线圈的不同空间周期中的相同相应位置是相同的)。能使用的用于克服空间周期模糊的机理包括提供例如由单个定位位置传感器检测的单个基准位置(例如，通过使以不同频率传输第三传输信号的单个局部化传输线圈加上激励绕组，或通过使用一个光电开关)，以及此后从基准位置计算周期，与在特定的周期的微处理器中的寄存器中保持一个记录，传感器元件目前位于该特定周期中。另一选择为，能使用一个附加的以不同频率(或以时间多路复用的方式)传输的激励绕组，其或者空间频率相差很小以提供游标比例效应，或者空间频率相差较宽以提供使用一个大比例的激励绕组的粗糙位置检测和使用小比例激励绕组的精确比例位置检测。

在所述实施例中，在传感器元件1上形成了单个谐振电路，而传感器元件1相对于正弦线圈7、余弦线圈9和传感线圈11的方向是固定的。尽管为了测量的一致性优选的方向是固定的或已知的，然而特定的方向并不重要。

在一些实施例中，不希望对传感器元件1的方向进行限制。例如，对于液面传感器，其中传感器元件浮在液体的顶面上(例如，存储清洁剂等的容器中的液面传感器)，如果限制传感器元件的移动，那么在延长的使用后传感器元件可能被粘住，从而其不能真实地表示液面位置。在这样的应用中，优选的是传感器元件自由地浮在液体顶面上，并且传感器元件包括处于各个不同方向的多个谐振电路，以使能与其方向无关地检测传感器元件的位置。若希望如此，每个谐振电路的频率可以不同，因此可以通过扫描所有可能的谐振频率和测量接收到的信号的强度和/或相位来检测传感器元件的方向。

所述实施例的一个优点是确定传感元件的位置所需的数字式处理过程是那么简单，从而能通过由传统的微处理器芯片运行的一小段代码来执行。因此没有必要开发专用集成电路(ASIC)，而开发过程是相当困难和很消耗时间的工作。可以认识到，不需要专用的微处理器，因此能使用一个执行了附加功能，例如控制在国内应用的微处理器。

在所述实施例中，使用的频率是1MHz。使用更高的频率可以使传感器元件变小。然而，在一些实施例中，希望使用低于100KHz的频率，例如在一张不锈钢板将传感器元件和激励与传感绕组分离开的情况下，因为不锈钢的透入深度在较低频率下较大。

在所述实施例中，激励绕组(即，正弦线圈7和余弦线圈9)经由一个谐振电路与传感绕组(传感线圈11)电磁耦合。另一选择为，激励绕组可经由一个渗透性或传导性元件或一个谐波元件(如一个在激励信号的谐波处产生信号的磁阻元件)与传感绕组耦合。另外，在激励和传感器绕组之间使用一个中间耦合部件并不是必需的，由于或者传感器元件或激励绕组可以形成在可移部分上，尽管这不是优选的，因为这样需要电连接可移部分。在一个实施例中，传感器绕组在可移部分上形成了谐振电路的一部分。

如上所述，仅使用了单个谐振电路。然而，为了识别一个特定的谐振器，可以使用一个或多个具有多个不同谐振频率的任意频率的谐振电路。另外或可选择地，可以利用谐振器的方向，从而能识别该谐振器。谐振器的频率和/或方向可以由用户或例如由设备制造商设定。因此，例如，设备(例如汽车仪表板)的子部件可以包括一个预定频率和/或方向的谐振器，从而能通过由设备询问来识别有问题的子部件。另一选择为，可以使用具有不同谐振频率的谐振器，其中存在不止一个谐振器。例如可以通过激励线圈依次激励多个谐振器，从而从它们中确定一个参数值。其中可以确定谐振器的方向，若需要，激励和/或传感器线圈可以具有圆柱形几何结构。

Claims

1.一种用于感测一个参数的传感器，所述传感器包括：

(i)一个激励绕组，其包括多个具有不同空间函数的线圈；

(ii)一个信号发生器，用于产生激励信号并被设置为将所产生的激励信号施加到激励线圈上；

(iii)一个传感线圈，其能与激励绕组电磁耦合，因此，响应于由信号发生器施加到激励绕组上的激励信号，在传感线圈中会产生一个周期电信号，所述电信号具有一个指示要被传感器测量的参数值的相位；及

其中信号处理器用于产生第二信号，第二信号的频率与激励信号的频率仅差一个很小的量，用于将第二信号与从传感线圈接收到的信号混合起来以产生第三信号，第三信号具有一个等于激励信号和第二信号之间的频率差的频率分量，并且用于从第三信号的相位确定所述值。

2.如权利要求1所述的传感器，其中传感器绕组能经由一个中间装置与激励绕组电磁耦合。

3.如权利要求2所述的传感器，其中中间装置包括一个具有确定的渗透性或介电常数的物件。

4.如权利要求2所述的传感器，其中中间装置包括一个谐振器，其谐振频率基本上等于激励信号的频率。

5.如权利要求4所述的传感器，其中谐振器包括一个无源LC电路。

6.如权利要求4或5所述的传感器，其中谐振器的品质因数至少为10。

7.如权利要求2至6之任一项所述的传感器，其中要确定的参数是中间装置的一维或多维位置。

8.如权利要求2至6之任一项所述的传感器，其中要确定的参数是中间装置的方向。

9.如权利要求2至6之任一项所述的传感器，其中要确定的参数是温度。

10.如权利要求2至6之任一项所述的传感器，其中要确定的参数是湿度。

11.如权利要求2至6之任一项所述的传感器，为了确定中间装置的二维或多维位置，该传感器包括至少两个激励绕组和/或传感线圈。

12.如权利要求11所述的传感器，为了确定中间装置的三维位置，该传感器包括至少三个激励绕组和/或传感线圈。

13.如权利要求4所述的传感器，其中为了使传感器确定由传感器线圈拾取的背景噪声，信号发生器可周期操作以产生一个其频率不同于谐振器的谐振频率的激励信号。

14.如权利要求1至13之任一项所述的传感器，其中这个或每个激励绕组包括一个或多个具有多个环路的线圈，设置这些环路，使得流过激励绕组的电流在一个环路中流动的方向与在另一个或其它至少一个环路中流动的方向相反。

15.如权利要求1至14之任一项所述的传感器，其中这个或每个激励绕组包括一对设置为空间正交的线圈，以便流进每个线圈的相同电流将产生正交关系的磁场。

16.如权利要求14所述的传感器，其中这个或每个激励绕组的一个线圈被设置为产生一个磁场，该磁场的一个分量的幅度变化为距一个基准点的距离的正弦，而这个或每个激励绕组的另一个线圈被设置为产生一个相同方向的磁场分量，该分量的幅度变化为距一个基准点的距离的余弦。

17.如权利要求1至16之任一项所述的传感器，其中激励信号与第二信号之间的频率差不超过激励信号的频率的30％。

18.如权利要求17所述的传感器，其中激励信号与第二信号之间的频率差不超过第二信号的频率的10％。

19.如权利要求1至18之任一项所述的传感器，其中激励信号包括一对时间上正交的振荡信号，每个振荡信号被施加到一个线圈上。

20.如权利要求19所述的传感器，其中信号发生器用于使振荡信号之一反相，并且信号发生器用于通过处理根据反相和没有反相的振荡信号而确定的量来确定参数的值。

21.如权利要求1至20之任一项所述的传感器，其中信号处理器包括一个滤波器，用于去除第三信号中频率高过激励信号和第二信号之间的频率差的分量。

22.如权利要求1至21之任一项所述的传感器，其中为了确定要被确定的参数值，信号处理器用于产生一个基准信号，该基准信号的频率等于第三信号的所述频率分量的频率，与其相对地，为了确定要被确定的参数值，参考第三信号的幅度。

23.如权利要求1至22之任一项所述的传感器，其中信号处理器包括一个确定第三信号的交叉点的比较器。

24.如权利要求22所述的传感器，其中信号处理器包括一个确定第三信号的交叉点的比较器和一个确定基准信号的交叉点的比较器，并且包括一个测量第三信号与基准信号之间的相差的定时器。

25.如权利要求1至24之任一项所述的传感器，其中激励绕组和传感线圈通常共面。

26.如权利要求1至25之任一项所述的传感器，其中信号发生器用于产生一个数字激励信号。

27.如权利要求1至26之任一项所述的传感器，其中激励信号的频率为至少100KHz。

28.如权利要求1至27之任一项所述的传感器，其中第三信号的所述频率分量在100Hz到100KHz的范围内。

29.如权利要求1至28之任一项所述的传感器，其包括存储校准数据的装置，用于将第三信号的相位转换成该参数的测量值。

30.一种感测一个参数的方法，该方法包括：

将一个激励信号施加到一个激励绕组上；

处理在一个传感器绕组中产生的信号，该传感器绕组与激励绕组电磁耦合，响应于将激励信号施加到激励绕组上而确定表示正被测量的参数的值；

该处理包括产生与激励信号的频率有差别的第二信号，将第二信号与从传感器线圈接收到的信号混合起来以产生第三信号，第三信号具有一个等于激励信号和第二信号之间的频率差的频率分量，以及根据第三信号的相位确定所述参数值。