DE19817722C2 - Verfahren und Anordnung zur Auswertung der Admittanz einer variablen Messkapazität - Google Patents
Verfahren und Anordnung zur Auswertung der Admittanz einer variablen MesskapazitätInfo
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- 238000000034 method Methods 0.000 title claims description 27
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 claims description 27
- 238000005259 measurement Methods 0.000 claims description 8
- 238000011156 evaluation Methods 0.000 claims description 4
- 230000010363 phase shift Effects 0.000 claims description 2
- 230000015572 biosynthetic process Effects 0.000 claims 1
- 239000000523 sample Substances 0.000 description 23
- 238000004804 winding Methods 0.000 description 16
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 7
- 230000000903 blocking effect Effects 0.000 description 3
- 230000002349 favourable effect Effects 0.000 description 2
- 101000860173 Myxococcus xanthus C-factor Proteins 0.000 description 1
- 230000003321 amplification Effects 0.000 description 1
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 1
- 238000004891 communication Methods 0.000 description 1
- 230000001419 dependent effect Effects 0.000 description 1
- 238000011161 development Methods 0.000 description 1
- 230000018109 developmental process Effects 0.000 description 1
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 1
- 238000009499 grossing Methods 0.000 description 1
- 230000010354 integration Effects 0.000 description 1
- 230000007774 longterm Effects 0.000 description 1
- 230000006855 networking Effects 0.000 description 1
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 description 1
- 238000004886 process control Methods 0.000 description 1
- 238000012545 processing Methods 0.000 description 1
- 108090000623 proteins and genes Proteins 0.000 description 1
- 230000033764 rhythmic process Effects 0.000 description 1
- 238000010079 rubber tapping Methods 0.000 description 1
- 238000004092 self-diagnosis Methods 0.000 description 1
- 230000035945 sensitivity Effects 0.000 description 1
- 238000012360 testing method Methods 0.000 description 1
- 238000011144 upstream manufacturing Methods 0.000 description 1
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- G01—MEASURING; TESTING
- G01F—MEASURING VOLUME, VOLUME FLOW, MASS FLOW OR LIQUID LEVEL; METERING BY VOLUME
- G01F23/00—Indicating or measuring liquid level or level of fluent solid material, e.g. indicating in terms of volume or indicating by means of an alarm
- G01F23/22—Indicating or measuring liquid level or level of fluent solid material, e.g. indicating in terms of volume or indicating by means of an alarm by measuring physical variables, other than linear dimensions, pressure or weight, dependent on the level to be measured, e.g. by difference of heat transfer of steam or water
- G01F23/26—Indicating or measuring liquid level or level of fluent solid material, e.g. indicating in terms of volume or indicating by means of an alarm by measuring physical variables, other than linear dimensions, pressure or weight, dependent on the level to be measured, e.g. by difference of heat transfer of steam or water by measuring variations of capacity or inductance of capacitors or inductors arising from the presence of liquid or fluent solid material in the electric or electromagnetic fields
- G01F23/263—Indicating or measuring liquid level or level of fluent solid material, e.g. indicating in terms of volume or indicating by means of an alarm by measuring physical variables, other than linear dimensions, pressure or weight, dependent on the level to be measured, e.g. by difference of heat transfer of steam or water by measuring variations of capacity or inductance of capacitors or inductors arising from the presence of liquid or fluent solid material in the electric or electromagnetic fields by measuring variations in capacitance of capacitors
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Description
Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur Auswertung der Admittanz einer variablen
Messkapazität gemäß den Merkmalen des Oberbegriffs des Anspruchs 1 sowie eine
Anordnung zur Durchführung dieses Verfahrens gemäß den Merkmalen des
Oberbegriffs des Anspruchs 14.
Die in der Praxis eingesetzten kapazitiven Füllstandmesssonden weisen Messlängen von
wenigen Zentimetern bis ca. 30 m auf. Die zu messenden Produkte variieren dabei in der
Dielektrizitätszahl von ca. 1,5 bis 100 bzw. können auch elektrisch leitfähig sein. Daraus
resultiert eine Kapazitätsdifferenz zwischen bedeckter und unbedeckter Sonde, die
zwischen ca. 6 pF und 3000 pF liegen kann. Die Kapazitäts- bzw.
Admittanzmeßeinrichtung, welche die Sonde auswertet, muß daher konsequenterweise
auf eine variable Kapazitätsspanne (Turn-Down) von etwa 1 : 500 einstellbar sein.
Stand der Technik hierzu ist die Kombination zweier Maßnahmen. Zum einen wird das
Messergebnis variabel verstärkt bzw. gespreizt (entweder mittels analoger
Verstärkerstufen oder digital im Mikroprozessor), zum anderen wird der
Kapazitätsmessbereich der Admittanzmeßeinrichtung umgeschaltet.
Ein bekanntes Verfahren zur Admittanzauswertung zeigt die deutsche Patentschrift DE 42 35 243 C1
aus der die Merkmale der Oberbegriffe der Ansprüche 1 und 14 bekannt
sind. Dort ist ein 3-stufiger Umschalter vorgesehen, welcher es gestattet, die Messsonde
an drei verschiedene Wicklungsabgriffen des Oszillatorübertragers zu legen, um auf
diese Weise die Sondenspeisespannung und damit die Kapazitätsmessempfindlichkeit zu
verändern, beispielsweise im Verhältnis 1 : 5 : 25.
Problematisch an diesem bekannten Verfahren ist, dass sich die Umschalteinrichtung in
einem potentialgetrennten Ex-Stromkreis befindet. Des weiteren muß eine bipolare
hochfrequente Wechselspannung umgeschaltet werden, wobei der Einschaltwiderstand
des Schaltelementes zur Vermeidung von Phasenverschiebungen im Messkreis nicht
mehr als 1 Ohm betragen darf. Gleichzeitig ist die Eigenkapazität des Schaltelements auf
wenige pF zu begrenzen, um eine Beeinflussung des Messwertes möglichst gering zu
halten.
Als Schaltelement kommt daher nur ein mechanischer Umschalter in Frage. Eine
elektronische mikroprozessorgesteuerte Umschaltung des Kapazitätsmessbereichs ist mit
diesem Verfahren nicht möglich.
Die Erfindung hat deshalb das Ziel, die bekannten Verfahren zur
Messbereichsumschaltung bei Admittanz-Füllstandsensoren so weiterzubilden, dass eine
elektronische und damit automatische Messbereichsumschaltung möglich ist, wobei das
einer mechanischen Umschaltung entsprechende Verstellverhältnis mindestens
beizubehalten ist. Des weiteren ist Ziel der Erfindung eine Anordnung zum Durchführen
einer solchen automatischen Meßbereichsumschaltung anzugeben.
Diese Aufgabe wird für das Verfahren durch die Merkmale des Anspruchs 1 und für die
Anordnung durch die Merkmale des Anspruchs 14 gelöst.
Weiterbildungen der Erfindung sind Gegenstand der Unteransprüche.
Die Erfindung beruht im wesentlichen darauf, dass zur Sondenstromgleichrichtung ein
Synchrondemodulator eingesetzt wird, welcher sich in seinem Gleichrichtfaktor steuern
lässt, indem sein Ansteuertaktsignal zwischen mindestens zwei verschiedenen Zuständen
wechselweise hin- und hergeschaltet wird. Hierbei entsprechen beide Zustände
unterschiedlichen Gleichrichtfaktoren. Der resultierende Gesamtgleichrichtfaktor des
Demodulators lässt sich über das Tastverhältnis zwischen beiden Zuständen frei wählen.
Die Erfindung trägt der Notwendigkeit einer elektronischen Messbereichsumschaltung
Rechnung, die sich aufgrund des allgemeinen Trends zum intelligenten Smart-
Transmitter in der industriellen Füllstandmesstechnik ergibt.
Mit dem erfindungsgemäßen Verfahren und der zugehörenden An
ordnung einer intelligenten Admittanz-Füllstandmeßsonde bie
ten sich dem Anwender folgende Vorteile:
- - Automatische Wahl des richtigen Meßbereichs bei Inbetrieb nahme der Sonde am Behälter, wodurch eine Fehleinstellung durch den Anwender nicht mehr möglich ist,
- - die Gefahr, die Behälterbefüllung zu Abgleichzwecken wie derholen zu müssen, weil der Meßbereich falsch vorgewählt war, existiert nicht mehr,
- - Möglichkeit der Ferneinstellung des Füllstand-Transmitters mittels Handheld-Terminals, welches an beliebiger Stelle der Sensorleitung an diese angeklemmt werden kann, um über ein entsprechendes Kommunikationsprotokoll (z. B. HART) alle Pa rameter des Sensors ferneinstellen zu können,
- - Verwendung druckfestgekapselter Ex-Sensorgehäuse, welche während des Sensorbetriebs nicht mehr geöffnet werden dürfen, um Einstellungen vorzunehmen.
- - Ausführung des Sensors mit einem Feldbussystem (z. B. Pro fibus), welches die digitale Vernetzung verschiedener Senso ren über eine gemeinsame Busleitung mit der Prozeßleitsteue rung in der Schaltwarte gestattet, wobei sämtliche Sensorein stellungen von der Schaltwarte aus über das Bussystem vorge nommen werden.
Die Erfindung wird nachfolgend anhand eines Ausführungsbei
spieles unter Bezugnahme auf Figuren näher erläutert. Es zei
gen:
Fig. 1 Eine nach dem erfindungsgemäßen Verfahren arbeiten
de Schaltungsanordnung, und
Fig. 2 die Spannungs- bzw. Stromverläufe verschiedener in
Fig. 1 auftretender Signale.
Das in Fig. 1 gezeigte Ausführungsbeispiel einer erfindungs
gemäßen Anordnung zur phasenselektiven Admittanzauswertung
ist für die Verwendung bei kapazitiven Füllstandsonden beson
ders geeignet, kann aber auch zur Admittanzmessung für andere
Anwendungen eingesetzt werden.
Bei dem in Fig. 1 gezeigten Ausführungsbeispiel ist ein Os
zillator 1, hier ein Sinushochfrequenzoszillator mit einer
Ausgangsfrequenz von beispielsweise 300 kHz, parallel zur
Primärwicklung 3 eines Trennübertragers 2 geschaltet und mit
einem Anschluß an Bezugspotential angeschlossen. Der zweite
Oszillatoranschluß ist zum Abgreifen der Oszillatorspannung
18 vorgesehen.
Der als Spannungswandler dienende Trennübertrager 2 weist ei
ne Sekundärwicklung 4 auf, die mit einem Anschluß sowohl mit
einem Schirmanschluß als auch mit einem Anschluß einer Pri
märwicklung 7 eines als Stromwandler arbeitenden Übertragers
6 verbunden ist. Der andere Anschluß der Sekundärwicklung
des Trennübertragers 2 ist mit einer Klemme der Meßsonde 5 in
Verbindung. Die andere Klemme der Meßsonde 5 liegt sowohl auf
Erd- bzw. Massepotential als auch in Kontakt mit dem zweiten
Anschluß der Primärwicklung des Übertragers 7.
In dem Stromkreis, der durch die Sekundärwicklung 4, die Meß
kapazität der Meß- bzw. Füllstandsonde 5 und die Primärwick
lung 7 des Übertragers 6 gebildet ist, fließt ein Strom, der
der Sondenadmittanz proportional ist. Dieser Strom wird
durch den Übertrager 6 phasenstarr auf dessen beide Sekundär
wicklungen 8 und 9 übertragen. An diesen treten, bezogen auf
einen auf 0-Volt liegenden Mittelabgriff 10 der Sekundärseite
des Übertragers 6, zwei um 180° zueinander phasenverschobene
Signale auf.
Die äußeren Abgriffe der beiden Sekundärwicklungen 8 und 9
sind mit Kontakten 11a und 11b eines als Synchrondemodulator
11 arbeitenden Umschalters verbunden, der im Rhythmus eines
an ihn angelegten Schaltsignals D periodisch zwischen den
beiden Anschlüssen 11a, 11b umgeschaltet wird. Der Ausgangs
kontakt des Umschalters 11 ist mit 11c bezeichnet und mit
dem invertierenden Eingang eines Operationsverstärkers 13 so
wie mit einem Anschluß eines Abblockkondensators 12 verbun
den. Der andere Anschluß des Abblockkondensators 12 liegt
ebenso wie der nicht-invertierende Eingang des Operationsver
stärkers 13 auf Massepotential. Ein Widerstand 14 ist in ei
nen Rückkopplungszweig zwischen dem invertierenden Eingang
des Operationsverstärkers 13 und dessen Ausgang geschaltet.
Am Ausgang des Operationsverstärkers 13 ist ein der Sondenad
mittanz proportionaler, analoger Spannungswert abgreifbar,
welcher in einem Analog-Digital-Wandler 16 digitalisiert und
anschließend einem Mikroprozessor 17 an dessen Eingangsport
24 zur Verfügung gestellt wird.
Der Umschalter des Synchrondemodulators 11 ist als elektroni
scher Umschalter ausgebildet. Der Operationsverstärker 13 ar
beitet als Strom/Spannungs-Wandler. Da der positive Eingang
des Operationsverstärkers 13 auf 0-Volt bezogen ist, werden
mittels des über den Widerstand 14 fließenden Kompensati
onsstroms alle am Synchrondemodulator 11 bzw. am Übertrager 6
auftretenden Spannungsänderungen ausgeregelt, so daß weder am
Übertrager 6 noch am elektronischen Umschalter des Synchron
demodulators 11 eine Hochfrequenzspannung ansteht. Der Über
trager 6 arbeitet folglich als reiner Stromwandler, so daß
weder dessen Eigenkapazität oder Induktivität noch die Kapa
zität des elektronischen Umschalters des Synchrondemodulators
11 das Meßergebnis beeinflussen. Aufgrund der Ansteuerung
des Synchrondemodulators 11 mit dem vom Oszillator 1 abgelei
teten, phasenverschobenen Signal D, tritt am Ausgang des Um
schalters 11 ein Wechselstrom auf, dessen arithmetischer Mit
telwert ein Gleichstromsignal bildet, das dem gesuchten Meß
wert entspricht. Durch den Abblockkondensator 12 wird die
überlagerte Wechselstromkomponente kurzgeschlossen, so daß
der ausgangsseitige Wandler 13 als einfacher Gleichstromum
setzer ausgeführt werden kann.
Zur Erzeugung des Schaltsignals D wird die Ausgangsspannung
des Oszillators 1 der Reihenschaltung eines Phasenschiebers
19 mit nach- oder vorgeschaltetem Sinus-Rechteck-Wandler 20
zugeführt. Am Ausgang dieser Reihenschaltung ist ein Zwi
schensignal A abgreifbar, welches einem ersten Eingang eines
EXOR-Gatters 22 zugeführt wird. Zugleich wird das Zwischensi
gnal A dem Takteingang CL eines Flip-Flops 21 und dem Ein
gangsport 25 des Mikroprozessors 17 zugeführt.
Der zweite Eingang des EXOR-Gatters 22 ist mit dem Q-Ausgang
des Flip-Flops 21 in Verbindung. Der Ausgang des EXOR-Gatters
liefert das Schaltsignal D und ist folglich mit dem Steuer
eingang des Synchrondemodulators 11 in Kontakt.
Das erwähnte Flip-Flop 21 verfügt über eine S-Eingang, der an
den Ausgangsport 26 des Mikroprozessors 17 angeschlossen ist.
Der R-Eingang des Flip-Flops 21 liegt auf Nullpotential. Der
invertierende Q-Ausgang des Flip-Flops 21 ist mit dem D-
Eingang des Flip-Flops 21 verbunden.
Schließlich weist der Mikroprozessor 17 noch einen Ausgangs
port 23 auf, an dem das Meßsignal OUT abgreifbar ist.
Die Funktionsweise der in Fig. 1 dargestellten Schaltungsan
ordnung ist folgende:
Der Oszillator 1, welcher beispielsweise mit 300 kHz schwingt, speist die Primärwicklung 3 des Trennübertragers 2. Dieser erzeugt in seiner Sekundärwicklung 4 eine potentialge trennte Ausgangsspannung, welche die Meßsonde 5 speist. Der Stromwandler 6 erzeugt in seinen beiden Sekundärwicklungen 8, 9 zwei um 180° zueinander phasenverschobene Ströme, welche dem Synchrondemodulator 11 zugeführt werden. Dieser bildet nach Maßgabe des Steuertaktes D den Ausgangsstrom F, welcher durch den Kondensator 12 geglättet wird und vom Operations verstärker 13 in die Spannung 15 umgesetzt wird. Die Strom-/ Spannungs-Wandlungssteilheit wird dabei durch den Widerstand 14 bestimmt.
Der Oszillator 1, welcher beispielsweise mit 300 kHz schwingt, speist die Primärwicklung 3 des Trennübertragers 2. Dieser erzeugt in seiner Sekundärwicklung 4 eine potentialge trennte Ausgangsspannung, welche die Meßsonde 5 speist. Der Stromwandler 6 erzeugt in seinen beiden Sekundärwicklungen 8, 9 zwei um 180° zueinander phasenverschobene Ströme, welche dem Synchrondemodulator 11 zugeführt werden. Dieser bildet nach Maßgabe des Steuertaktes D den Ausgangsstrom F, welcher durch den Kondensator 12 geglättet wird und vom Operations verstärker 13 in die Spannung 15 umgesetzt wird. Die Strom-/ Spannungs-Wandlungssteilheit wird dabei durch den Widerstand 14 bestimmt.
Bei konstanter Oszillatorspannung 18 ist dabei die Ausgangsspannung 15 direkt der
Kapazität der Messsonde 5 proportional, da über dem Stromwandler 6 selber keine
Spannung ansteht, weil dieser im virtuellen Kurzschluss betrieben wird infolge der Null-
Ohm-Eingangsimpedanz des durch den Operationsverstärkers 13 und dem Widerstand
14 gebildeten Strom-/Spannungswandlers.
Die Erzeugung des Steuertaktes D erfolgt, indem die Oszillatorspannung 18 mittels
Phasenschieber 19 in der für die Admittanzmessung benötigten Weise phasenverschoben
wird. Anschließend wird durch den Rechteckformer 20 das binäre Zwischensignal A
erzeugt, welches nach Durchlaufen des Exklusiv-Oder-Gatters 22 den Steuertakt D für
den Demodulator 11 bereitstellt.
Aus Gründen einer vereinfachten Darstellung sind mögliche Regelkreise für die
Spannungsamplitude von Oszillator 1, der Phasenlage von Signal A sowie für dessen
Tastverhältnis nicht dargestellt.
Das der Sondenkapazität proportionale Spannungssignal 15 wird mit Hilfe des Analog-
Digital-Wandlers 16 digitalisiert und am Eingangsport 24 dem Mikroprozessor 17
zugeführt. Dieser
formt es durch entsprechende Rechenoperationen wie Integrati
on, Skalierung, Linearisierung in geeigneter Weise um und
gibt es über den Ausgangsport 23 wieder aus, um z. B. eine 4
. . .20 mA Stromausgangsstufe und/oder eine Feldbusschnitt
stelle anzusteuern.
Der Mikroprozessor 17 dient weiterhin dazu, den günstigsten
Meßbereich der Admittanzmeßschaltung festzulegen. Der Gleich
richtfaktor des Synchrondemodulators 11 ist dabei so einzu
stellen, daß der Analog-Digital-Wandler 16 möglichst weit
ausgesteuert, bei 100% Füllstand aber keinesfalls übersteu
ert wird. Anhand des 100%-Füllstandkapazitätswertes wird da
her bei der Durchführung des Leer/Voll-Abgleichs der für den
späteren Meßbetrieb günstigste Meßbereich vom Mikroprozessor
17 ausgewählt. Hierfür gibt der Mikroprozessor 17 an seinem
Ausgangsport 26 das Signal B zur Beeinflussung des Gleich
richtfaktors aus.
Der höchste Gleichrichtfaktor ergibt sich, wenn der Takt des
Schaltsignales D die selbe Frequenz wie der Oszillator 1 bzw.
das Signal A hat. Ein Gleichrichtfaktor von Null ergibt sich
beispielsweise, wenn das Schaltsignal D die halbe Frequenz
des Signales A hat. Zur Erzeugung dieser halben Frequenz
dient das als Frequenzteiler geschaltete Flip-Flop 21. Ist
sein Set-Eingang (S-Eingang) nicht aktiviert, so liefert es
am Q-Ausgang das Signal C, welches die halbe Frequenz von A
hat. Die Verknüpfung von Grundfrequenz A und halber Frequenz
C mittels Exklusiv-Oder-Gatter 22 liefert an dessen Ausgang
das Schaltsignal D, welches ebenfalls die halbe Frequenz von
A besitzt.
Wechselt das vom Prozessor 17 ausgegebene Signal B von Low
auf High, so wird der Set-Eingang (S-Eingang) des Flip-Flops
21 aktiviert, so daß dessen Ausgangssignal C dauerhaft eben
falls High-Pegel annimmt. Die Verknüpfung der Signale C mit
A ergibt nun am Ausgang des EXOR-Gatters 22 die gleiche Fre
quenz wie Signal A.
Mit Hilfe des Logikpegels von Signal B kann somit das Taktsi
gnal D zwischen Grundfrequenz und halbierter Frequenz umge
schaltet werden. Ein High-Pegel von Signal B ergibt einen
Gleichrichtfaktor von 100%; ein Lowpegel einen von 0%.
Durch zyklischen Wechsel zwischen beiden Gleichrichtfaktoren
läßt sich somit als Mittelwert ein beliebiger Gleichrichtfak
tor zwischen 0 und 100% einstellen, indem das Signal B des
Mikroprozessors 17 mit einem entsprechenden Tastverhältnis
ausgegeben wird.
Fig. 2 zeigt die Signalverläufe anhand eines beispielhaft
angenommenen Tastverhältnisses von 0.5. Der Sondenstrom E
wird während der Highphase von Signal B vollständig gleichge
richtet. Der Phasenschieber 19 ist dabei so eingestellt, daß
das Schaltsignal D gegenüber der Oszillatorspannung 18 um 90°
voreilend ist, um den gewünschten Gleichrichtfaktor von 100%
für kapazitive Sondenblindströme zu ergeben. Der Demodula
torausgangsstrom F stellt daher eine Folge positiver Strom
halbwellen dar.
Während der Lowphase von Signal B ergibt sich aufgrund der
halben Taktfrequenz des Schaltsignales D ein Demodulatoraus
gangsstrom F, welcher abwechselnd aus zwei positiven und zwei
negativen Halbwellen besteht. Der Strommittelwert der mittels
Glättungskondensator 12 gebildet wird, ist daher Null,
entsprechend einem Gleichrichtfaktor von 0%.
Der zyklische Wechsel zwischen beiden Gleichrichtfaktoren von
0 und 100% im Tastverhältnis 0.5 ergibt bei ausreichender
Größe des Kondensators 12 den gewünschten Gesamtgleichricht
faktor von 50%. Da das Signal B auf digitale Weise von Mi
kroprozessor 17 erzeugt wird, weist es selber weder Toleran
zen noch irgendeine Tempetaturabhängigkeit auf. Gleiches gilt
aufgrund der digitalen Weiterverarbeitung für den eingestell
ten Gleichrichtfaktor.
Zur Vermeidung von Schwebungsvorgängen zwischen der Prozes
sortaktfrequenz und der Oszillatorfrequenz ist das Signal B
vorzugsweise mit dem Oszillator 1 synchronisiert. Zu diesem
Zweck wird das oszillatorsynchrone Digitalsignal A am Ein
gangsport 25 in den Mikroprozessor 17 eingelesen. Alternativ
zur Verwendung zweier Frequenzen für das Schaltsignal D kann
dieses auch zwischen Grundfrequenz und dauerhaften Low- oder
High-Pegel wechseln, was ebenfalls einen Gleichrichtfaktor
von 0% ergibt. Dies hat jedoch eine sehr hohe Verstärkung
der Offsetspannung des Operationsverstärkers 13 zur Folge.
Es müßte daher ein chopperstabilisierter Operationsverstärker
verwendet werden oder eine Synchrondemodulatorschaltung ohne
Gleichstrompfad.
Ein Gleichrichtfaktor von 0% kann auch erreicht werden, wenn
der Synchrondemodulator 11 insgesamt hochohmig geschaltet
wird, allerdings bricht dann die Null-Ohm-Impedanz am Strom
wandler 6 zusammen, wodurch ein Lastsprung für den Oszillator
1 entsteht.
Das Verfahren einer variablen Gleichrichtfaktorsteuerung bie
tet gegenüber einer Umschaltung der Steilheit des Strom/
Spannungswandlers 13, 14, welche das Problem der Übersteue
rung des A/D-Wandlers 16 ebenfalls lösen würde, den we
sentlichen Vorteil, daß mittels Stromkompensationswiderstand
14 nur die entsprechend dem Gleichrichtfaktor reduzierten
Meßströme zu kompensieren sind. Dies ist wichtig, da die
Windungsverhältnisse der Übertrager 2, 6 in der Weise gewählt
sind, daß bei einem sehr geringen Sondenkapazitätshub von nur
wenigen pF noch ein ausreichend großer, temperaturstabil aus
wertbarer Demodulatorstrom F entsteht. Bei maximaler Sonden
kapazität und nicht reduziertem Gleichrichtfaktor würde der
Strom F mehrere mA betragen, so daß die Stromaufnahme des
Wandlers 13, 14 einen Betrieb des Sensors in einer 4. . .20 mA
Stromschleife unmöglich machen würde.
Das erfindungsgemäße Verfahren zeichnet sich neben geringer
Stromaufnahme, digitaler temperaturstabiler Arbeitsweise und
beliebig abstufbarer vollautomatischer Meßbereichswahl zu
sätzlich durch den kostengünstigen, platzsparenden geringen
Bauteileaufwand aus.
Die vorteilhaften Eigenschaften der potentialgetrennten, pha
senselektiven Sondenadmittanzauswertung bleiben dabei in vol
lem Umfang erhalten.
Durch testweise Variation des Gleichrichtfaktors kann eine
Selbstdiagnose des Meßsystems durchgeführt werden. Ebenso
kann sich das Meßsystem auf diese Weise selber kalibrieren.
Durch Absenken des Gesamtgleichrichtfaktors auf 0% kann der
Prozessor beispielsweise den Nullpunkt nacheichen.
Abschließend ist noch zu bemerken, daß ein variabel einstell
barer Gleichrichtwert des Synchrondemulators auch dadurch er
zielbar ist, daß zwei unterschiedliche Tastverhältnisse des
Steuertaktes (D) vorgesehen werden.
1
Oszillator
2
Trennübertrager
3
Primärwicklung
4
Sekundärwicklung
5
Meßsonde
6
Stromwandlerübertrager
7
Primärwicklung
8
Sekundärwicklung
9
Sekundärwicklung
10
Mittenabgriff
11
Synchrondemodulator
11
a Eingangskontakt
11
b Eingangskontakt
11
c Ausgangskontakt
12
Kondensator
13
Operationsverstärker
14
Widerstand
15
Ausgangsspannung
16
Analog-Digital-Wandler
17
Mikroprozessor
18
Oszillatorspannung
19
Phasenschieber
20
Rechteckformer
21
Frequenzteiler, Flip-Flop
22
Exclusiv-Oder-Gatter
23
Ausgangsport
24
Eingangsport
25
Eingangsport
26
Ausgangsport
A Zwischensignal
B Signal
C Signal
CL Takteingang
D Steuertakt
E Sondenstrom
F Ausgangsstrom
a, b Zustände des Schaltsignales
A Zwischensignal
B Signal
C Signal
CL Takteingang
D Steuertakt
E Sondenstrom
F Ausgangsstrom
a, b Zustände des Schaltsignales
Claims (21)
1. Verfahren zur Auswertung der Admittanz einer variablen Messkapazität (5), bei
der die Messkapazität (5) durch einen Oszillator (1) gespeist und mit einer einen
Synchrondemodulator (11) aufweisenden Auswerteschaltung, die ein der
Admittanz der Messkapazität (5) entsprechendes Signal erzeugt, ausgewertet
wird, wobei der Synchrondemodulator (11) von einem aus der
Oszillatorspannung (18) abgeleiteten Schaltsignal (d) angesteuert wird und der
Kapazitätsmessbereich einstellbar ist, wobei das Schaltsignal (D) für den
Synchrondemodulator (11) zwischen mindestens zwei Zuständen (a, b) hin- und
herschaltbar ist,
dadurch gekennzeichnet, dass die beiden Zustände (a, b)
unterschiedlichen Gleichrichtfaktoren entsprechen.
2. Verfahren nach Anspruch 1,
dadurch gekennzeichnet, wobei zumindest bei einem der Zustände
(a, b) das Schaltsignal (D) ein Wechselsignal ist.
3. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2,
dadurch gekennzeichnet, dass das Schaltsignal (D) bei einem der
Zustände (a, b) ein Gleichsignal ist.
4. Verfahren nach Anspruch 3,
dadurch gekennzeichnet, dass das Gleichsignal den
Synchrondemodulator (11) hochohmig schaltet oder kurzschließt.
5. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2,
dadurch gekennzeichnet, dass das Schaltsignal (D) dauerhaft ein
Wechselsignal ist, wobei in den mindestens beiden Zuständen (a, b) die Frequenz
des Wechselsignales unterschiedlich gewählt ist.
6. Verfahren nach Anspruch 5,
dadurch gekennzeichnet, dass der Gesamtgleichrichtfaktor des
Synchrondemodulators (11) durch das Tastverhältnis zwischen beiden Zuständen
(a, b) frei wählbar ist.
7. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 6,
dadurch gekennzeichnet, dass das Schaltsignal (D) aus einer
Phasenverschiebung und Rechteckformung der Oszillatorspannung (18) mit
anschließender logischer Verknüpfung mit einem weiteren Signal (C) erzeugt
wird.
8. Verfahren nach Anspruch 7,
dadurch gekennzeichnet, dass das weitere Signal (C)das
Ausgangssignal eines Frequenzteilers (21) ist, welchem als Eingangssignal das
phasenverschobene und rechteckgeformte Oszillatorsignal (18) zugeführt wird.
9. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 8,
dadurch gekennzeichnet, dass ein erster Zustand des Schaltsignals
(D) eine Taktfrequenz aufweist, die der Taktfrequenz der Oszillatorspannung
(18) entspricht.
10. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 9,
dadurch gekennzeichnet, dass ein zweiter Zustand des Schaltsignals
(D) eine Taktfrequenz aufweist, die der halben Taktfrequenz der
Oszillatorspannung (18) entspricht.
11. Verfahren nach Anspruch 9 oder 10,
dadurch gekennzeichnet, dass nach Maßgabe eines von einem
Mikroprozessor (17) bereitgestellten binären Steuersignales (B) zwischen dem
ersten und zweiten Zustand (a, b) hin- und hergeschaltet wird und durch das
Tastverhältnis des Steuersignales (B) ein resultierender Gleichrichtfaktor des
Synchrondemodulators (11) bestimmt ist.
12. Verfahren nach Anspruch 11,
dadurch gekennzeichnet, dass das binäre Steuersignal (B) in seinem
Tastverhältnis einstellbar ist.
13. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 12,
dadurch gekennzeichnet, dass der resultierende Gleichrichtfaktor so
eingestellt wird, dass ein dem Synchrondemodulator (11) nachgeschalteter
Analog-Digital-Wandler (16) möglichst weit ausgesteuert, jedoch bei maximal
zu erwartendem Messkapazitätswert nicht übersteuert ist.
14. Anordnung zur Auswertung der Admittanz einer variablen Messkapazität (5), bei
der die Messkapazität (5) durch einen Oszillator (1) gespeist und mit einer einen
Synchrondemodulator (11) aufweisenden Auswerteschaltung (13, 16, 17), die ein
der Admittanz der Messkapazität (5) entsprechendes Signal erzeugt, auswertbar
ist, wobei der Synchrondemodulator (11) von einem aus der Oszillatorspannung
(18) angeleiteten mindestens zwischen zwei Zuständen (a, b) hin- und
herschaltenden ansteuerbar und der Kapazitätsmessbereich einstellbar ist,
dadurch gekennzeichnet, dass ein Mikroprozessor (17) vorgesehen
ist, durch welchen das Schaltsignal (D) für den Synchrondemodulator (11)
zwischen den mindestens zwei Zuständen (a, b) so hin- und herschaltbar ist, dass
diese unterschiedlichen Gleichrichtfaktoren entsprechen.
15. Anordnung nach Anspruch 14,
dadurch gekennzeichnet, dass das Schaltsignal (D) am Ausgang
eines EXOR-Gatters (22) abgreifbar ist, dass einem ersten Eingang des EXOR-
Gatters (22) ein Signal (A) zuführbar ist, das der durch einen Phasenschieber
(19) und einen Rechteckformer (20) geführten Oszillatorspannung (18)
entspricht, und dass einem zweiten Eingang des EXOR-Gatters (18) ein Signal
(C) zuführbar ist, welches durch Frequenzteilung aus dem Signal (A) gebildet ist.
16. Anordnung nach Anspruch 15,
dadurch gekennzeichnet, dass der Phasenschieber(19)so
eingestellt ist, dass dessen Ausgangssignal der Oszillatorspannung (18) um 90°
vorauseilt.
17. Anordnung nach Anspruch 15 oder 16,
dadurch gekennzeichnet, dass der Mikroprozessor (17) einen
Ausgangsport (26) zum Bereitstellen eines binären Steuersignales (B) aufweist,
wobei durch das Steuersignal (B) das Schaltsignal (D) zwischen den ersten und
zweiten Zuständen umschaltbar ist.
18. Anordnung nach Anspruch 17,
dadurch gekennzeichnet, dass das Steuersignal(B) mit der
Oszillatorspannung (18) synchronisiert ist.
19. Anordnung nach einem der Ansprüche 14 bis 18,
dadurch gekennzeichnet, dass der Ausgang des
Synchrondemodulators (11) an eine Strom-/Spannungs-Wandlereinheit (12, 13,
14) mit nachgeschalteter Analog-Digital-Wandlerstufe (16) geschaltet ist.
20. Anordnung nach Anspruch 19,
dadurch gekennzeichnet, dass der Ausgang der Analog-Digital-
Wandlerstufe (16) mit einem Eingangsport (24) des Mikroprozessors (17)
verbunden ist.
21. Anordnung nach einem der Ansprüche 14 bis 20,
dadurch gekennzeichnet, dass die Oszillatorspannung (18)
phasenverschoben und/oder rechteckgeformt, einem Eingangsport (25) des
Mikroprozessors (17) zuführbar ist.
Priority Applications (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
DE19817722A DE19817722C2 (de) | 1998-04-21 | 1998-04-21 | Verfahren und Anordnung zur Auswertung der Admittanz einer variablen Messkapazität |
US09/295,708 US6259259B1 (en) | 1998-04-21 | 1999-04-21 | Method and apparatus for automatically adjusting the measurement range of admittance level sensors |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
DE19817722A DE19817722C2 (de) | 1998-04-21 | 1998-04-21 | Verfahren und Anordnung zur Auswertung der Admittanz einer variablen Messkapazität |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
DE19817722A1 DE19817722A1 (de) | 2000-01-05 |
DE19817722C2 true DE19817722C2 (de) | 2003-02-27 |
Family
ID=7865278
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
DE19817722A Expired - Fee Related DE19817722C2 (de) | 1998-04-21 | 1998-04-21 | Verfahren und Anordnung zur Auswertung der Admittanz einer variablen Messkapazität |
Country Status (2)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US6259259B1 (de) |
DE (1) | DE19817722C2 (de) |
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---|---|
DE19817722A1 (de) | 2000-01-05 |
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