DE60102613T2

DE60102613T2 - Sendeleistungsanpassung in einem Leser für elektromagnetische Transponder

Info

Publication number: DE60102613T2
Application number: DE60102613T
Authority: DE
Inventors: Luc Wuidart
Original assignee: STMicroelectronics SA
Current assignee: STMicroelectronics SA
Priority date: 2000-01-31
Filing date: 2001-01-26
Publication date: 2005-03-31
Anticipated expiration: 2021-01-27
Also published as: JP4655376B2; EP1134690A1; DE60102613D1; EP1134690B1; US6960985B2; US20010015697A1; FR2804557B1; JP2001308758A; FR2804557A1

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft Systeme, die elektromagnetische Transponder verwenden, d.h. (im allgemeinen mobile) Transceiver, die kontaktlos und drahtlos von einer Einheit (allgemeinen fest) abgefragt werden können, die Lese-Anschlußvorrichtung genannt wird. Die vorliegende Erfindung betrifft insbesondere einen Leser eines Transponders, wobei der Leser für Transponder vorgesehen ist, die keine unabhängige Stromversorgung aufweisen. Solche Transponder beziehen ihre Energieversorgung, die von den darin enthaltenen Schaltkreisen benötigt wird, von dem Hochfrequenzfeld, das von einer Antenne der Lese-/Schreib-Anschlußvorrichtung abgestrahlt wird. Die Erfindung betrifft sowohl eine Anschlußvorrichtung (Terminal), die Daten eines Nur-Lese-Transponders liest als auch, eine Lese-/Schreib-Anschlußvorrichtung, die geeignet ist, in dem Transponder enthaltene Daten zu modifizieren.
Die vorliegende Erfindung betrifft insbesondere die Anpassung der Übertragungsleistung einer Lese-/Schreib-Anschlußvorrichtung als Funktion des Abstands zwischen dem Transponder und der Anschlußvorrichtung.
Systeme, die elektromagnetische Transponder verwenden, basieren auf der Verwendung von Schwingkreisen auf der Seite des Transponders und auf der Seite der Lese-/Schreib-Anschlußvorrichtung, wobei die Schwingkreise eine Wicklung umfassen, die eine Antenne bildet. Es ist vorgesehen, daß diese Schaltkreise durch ein magnetisches Nahfeld gekoppelt sind, wenn der Transponder in das Feld der Lese-/Schreib-Anschlußvorrichtung eintritt.
Die 1 zeigt sehr schematisch und vereinfacht ein Beispiel eines üblichen Datenaustauschsystems zwischen einer Lese-/Schreib-Anschlußvorrichtung 1 und einem Transponder 10 des Typs, auf den die Erfindung angewendet wird.
Im allgemeinen besteht die Anschlußvorrichtung 1 im wesentlichen aus einem Reihen-Schwingkreis, der aus einer Induktivität L1, die in Reihe mit einer Kapazität C1 geschaltet ist, und einem Widerstand R1 gebildet wird, der zwischen dem Ausgangsanschluß 2 eines Verstärkers oder Antennenkopplers (nicht gezeigt) und einem Referenzanschluß 3 (im allgemeinen Masse) angeschlossen ist. Der Antennenkoppler ist Teil eines Schaltkreises 4, der den Schwingkreis steuert und der die empfangenen Daten auswertet und der unter anderem einen Modulator/Demodulator und eine Mikroprozessor umfaßt, um die Steuersignale und die Daten zu verarbeiten. In dem in der 1 dargestellten Beispiel bildet der Verbindungsknoten 5 der Kapazität C1 mit der Induktivität L1 einen Anschluß, um das für den Demodulator vorgesehene Datensignal zu erfassen. Der Schaltkreis 4 der Anschlußvorrichtung kommuniziert im allgemeinen mit verschiedenen Eingangs-/Ausgangsschaltkreisen (Tastatur, Bildschirm, Mittel zum Austausch mit einem Server, usw.) und/oder Verarbeitungsschaltkreisen (nicht dargestellt). Die Schaltkreise der Lese-/Schreib-Anschlußvorrichtung beziehen die für ihren Betrieb notwendige Energie von einem Versorgungsschaltkreis (nicht gezeigt), der beispielsweise mit dem elektrischen Versorgungsnetz verbunden ist.
Ein Transponder 10, der für das Zusammenwirken mit einer Anschlußvorrichtung 1 vorgesehen ist, umfaßt im wesentlichen eine Induktivität L2, die mit einer Kapazität C2 parallel geschaltet ist, und die zwischen zwei Eingangsanschlüssen 11 und 12 eines Steuer- und Verarbeitungsschaltkreises 13 vorgesehen ist. Die Anschlüsse 11 und 12 sind in der Praxis mit dem Eingang einer Gleichrichtervorrichtung (nicht gezeigt) verbunden, deren Ausgänge die Gleichstrom-Versorgungsanschlüsse der internen Schaltkreise des Transponders bilden.
Der Schwingkreis der Anschlußvorrichtung 1 wird durch ein Hochfrequenzsignal (beispielsweise 13,56 MHz) angeregt, das ausschließlich als ihre Energiequelle dient, wenn keine Datenübertragung zum Transponder stattfindet. Wenn sich indem Feld der Anschlußvorrichtung 1 ein Transponder 10 befindet, wird an den Anschlüssen 11, 12 des Resonanzkreises des Transponders eine Hochfrequenzspannung erzeugt. Diese Spannung ist für die elektronischen Schaltkreise 13 des Transponders als Versorgungsspannung vorgesehen, wenn sie gleichgerichtet und eventuell geglättet ist. Diese Schaltkreise umfassen im allgemeinen im wesentlichen einen Mikroprozessor, einen Speicher, einen Demodulator für Signale, die schließlich von der Anschlußvorrichtung 1 empfangen werden, sowie einen Modulator, um an die Anschlußvorrichtung Informationen zu übermitteln.
Die Schwingkreise der Anschlußvorrichtung und des Transponders sind im allgemeinen mit der Frequenz eines Trägersignals abgestimmt, d.h., die Resonanzfrequenz ist auf eine Frequenz von beispielsweise 13,56 MHz eingestellt. Durch diese Abstimmung soll die Energieübertragung zum Transponder maximieren, der im allgemeinen eine Karte in dem Format einer Kreditkarte ist, die verschiedene Bestandteile des Transponders in sich integriert.
Der Hochfrequenzträger der Fernversorgung, der von der Anschlußvorrichtung 1 abgestrahlt wird, dient gleichzeitig als Träger für Datenübertragungen. Dieser Träger wird im allgemeinen gemäß verschiedener Codierungstechniken von der Anschlußvorrichtung amplitudenmoduliert, um die Daten an den Transponder zu übertragen. Die Übertragung der Daten vom Transponder an die Anschlußvorrichtung wird wiederum im allgemeinen durch Modulieren der Last durchgeführt, die durch den Resonanzschaltkreis L2, C2 gebildet wird. Diese Änderung der Last wird im Rhythmus eines Zwischenträgers durchgeführt, der eine Frequenz aufweist (beispielsweise 847,5 kHz), die geringer als die des Trägers ist. Diese Änderung der Last kann dann durch die Anschlußvorrichtung in der Form einer Änderung der Amplitude oder der Phase detektiert werden, indem beispielsweise die Spannung über der Kapazität C1 oder der Strom in dem Schwingkreis gemessen wird. Die Datenübertragung, die von der Anschlußvorrichtung zum Transponder oder vom Transponder zur Anschlußvorrichtung vorgesehen sein kann, verwendet bekannte Techniken, die im weiteren nicht detailliert behandelt werden sollen und kein Gegenstand der vorliegenden Erfindung sind. Es sollte lediglich bemerkt werden, daß diese Datenübertragungen das entfernt gelegene Hochfrequenztransponder-Versorgungssignal als Träger der Übertragung verwenden und daß die von der Anschlußvorrichtung übertragenen Daten auf einen Zwischenträger moduliert werden.
Die Spannung, die der Transponder 10 in dem Feld einer Anschlußvorrichtung 1 erhält, hängt von dem Abstand zwischen dem Transponder und der Anschlußvorrichtung und insbesondere vom Kopplungskoeffizienten zwischen den jeweiligen Schwingkreisen der Anschlußvorrichtung und des Transponders ab. Um ein System mit einer relativ großen Reichweite (in der Größenordnung zwischen 10 und 20 Zentimetern) vorzusehen, muß an die Schwingkreise der Anschlußvorrichtung eine beachtliche Leistung geliefert werden, so daß das abgestrahlte magnetische Feld innerhalb der gewünschten Reichweite stark genug bleibt, um dem Transponder ausreichend mit Energie der Fernversorgung zu beliefern. Jedoch hat dies den Nachteil, daß der Transponder einen Energiebetrag empfängt, der im Verhältnis zu seinem Bedarf viel zu groß ist, wenn dieser in der Nähe der Anschlußvorrichtung liegt. Ferner wird ein wirkungsloser übermäßiger Energieverbrauch durch die Lese-/Schreib-Anschlußvorrichtung dadurch verursacht, daß auf der Seite des Transponders Mittel zum Schutz gegen Überlast vorgesehen sein müssen.
Ein anderes Problem, das sich aus dem hohen Energiebetrag ergibt, der von der Anschlußvorrichtung abgestrahlt wird, ist, daß verschiedene Transponder ausreichend Leistung von diesem abgestrahlten magnetischen Feld empfangen können, wodurch sich Konflikte hinsichtlich der Datenübertragung und/oder einer nicht autorisierten Datenübertragung mittels Fremdzugriff zwischen einem Transponder und einer Lese-/Schreib-Anschlußvorrichtung ergeben können.
Es ist eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, diese Nachteile der klassischen elektromagnetischen Transpondersysteme zu beheben, die sich durch die hohe Leistung ergeben, welche von einer Lese-/Schreib-Anschlußvorrichtung abgestrahlt wird.
Insbesondere ist es eine Aufgabe der Erfindung, den Stromverbrauch einer elektromagnetischen Lese-/Schreib-Anschlußvorichtung eines Transponders zu optimieren.
Die vorliegende Erfindung zielt ferner darauf ab, eine Lösung vorzusehen, mit der keine Modifikation des Transponders notwendig ist und die daher mit bereits existierenden Transpondern kompatibel ist.
Zu diesem Zweck sieht die vorliegende Erfindung das Anpassen der Übertragungsleistung der Lese-/Schreib-Anschlußvorrichtung an den Abstand von dem Transponder vor, der in sein Feld eingetreten ist. Daher wird erfindungsgemäß die von der Anschlußvorrichtung abgestrahlte Energie abhängig davon moduliert, ob sich der Transponder nahe an der Anschlußvorrichtung befindet oder weiter entfernt von der Anschlußvorrichtung ist.
Das Dokument EP-A-0 722 094 sieht eine solche Anpassung der Erregungsenergie des Schwingkreises eines Lesers abhängig von dem Abstand vor, der sich zwischen diesem und einem Transponder befindet, und insbesondere abhängig von der magnetischen Kopplung zwischen dem Transponder und dem Leser. Die von diesem Dokument vorgeschlagene Lösung beruht auf dem Ermitteln der Kopplung auf der Basis der Spannung an den Anschlüssen des Schwingkreises des Lesers, woraufhin der Ausgangspegel des Lesers entsprechend angepaßt wird.
Eine solche Lösung ist aus verschiedenen Gründen nicht befriedigend.
Zunächst ist die von dem Transponder empfangene Spannung (die entnommene Energie, welche von dem Feld der Lese-/Schreib-Anschlußvorrichtung abgestrahlt wird) von dem Abstand nicht monoton abhängig. Insbesondere weist bei einem vorgegebenen Transpondertyp, der durch die Impedanz seines Resonanzkreises gekennzeichnet ist, die Spannungskennlinie an den Anschlüssen dieses Schwingkreises als Funktion der Kopplung (oder des Abstandes) im allgemeinen ein Maximum bei einer optimalen Koppelstelle auf. Dementsprechend kann der Transponder den gleichen Spannungspegel bei zwei verschiedenen Entfernungen erfassen.
Ferner verändert sich das Verhalten dieser Spannungskopplung mit der Abstimmung zwischen den Schwingkreisen (und damit mit ihrer Resonanzfrequenz), das heißt, daß dieses Verhalten gleichermaßen von der Impedanz des Schwingkreises der Anschlußvorrichtung abhängt.
Es ist zu bemerken, daß auf der Leserseite der Strom in dem Schwingkreis insbesondere von der Spannung abhängt, die von dem Transponder wieder gewonnen wird, sowie von dem Kopplungskoeffizienten.
Die Probleme, welche mit dem nicht-monotonen Verhalten der von dem Transponder wieder gewonnenen Spannung, in Abhängigkeit von der Kopplung verknüpft sind, werden von dem obengenannten Dokument EP-A-0 722 094 nicht gelöst.
Ein weiteres Problem liegt darin, daß die gleiche Anschlußvorrichtung mit verschiedenen Transponderfamilien verwendet werden kann, die sich wesentlich unterscheiden, insbesondere hinsichtlich der Dimensionierung ihrer Komponenten. Daher müssen die Steuerungsbeziehungen für einen gegebenen Transpondertyp vorgesehen und jedesmal modifiziert werden, wenn sich der Transpondertyp ändert. Das kann beispielsweise der Fall sein, wenn eine neue Transponderversion eine alte Version in einem Zugriffssteuerungssystem ersetzt.
Die vorliegende Erfindung zielt darauf ab, eine Anpassung derjenigen Energie vorzusehen, die von der Anschlußvorrichtung an den Transponder übertragen wird, ohne daß es notwendig ist, daß der Transponder zum Ermitteln der zwischen dem Transponder und der Anschlußvorrichtung liegenden Entfernung eine Übertragung durchführt.
Die vorliegende Erfindung zieht gleichermaßen darauf ab, diese Anpassung zuverlässig zu gestalten, auch wenn die Kennlinie des Transponders als Funktion der Entfernung nicht monoton ist.
Die vorliegende Erfindung hat gleichermaßen das Ermöglichen einer automatischen Parametrierung der Anschlußvorrichtung zum Ziel, um diese auf einen Transpondertyp vorzubereiten.
Insbesondere sieht die vorliegende Erfindung eine Anschlußvorrichtung zum Erzeugen eines elektromagnetischen Feldes vor, die geeignet ist, mit zumindest einem Transponder zusammenzuarbeiten, wenn dieser in das Feld eintritt, und die einen Schwingkreis umfaßt, der hochfrequente Wechselstrom-Erregungsspannung empfangen kann, wobei diese Anschlußvorrichtung umfaßt:

Mittel zum Regeln der Signalphase in dem Schwingkreis im Hinblick auf einen Referenzwert;
Mittel zum Erfassen einer aktuellen Information bezüglich der magnetischen Kopplung zwischen dem Transponder und der Anschlußvorrichtung;
Mittel zum Anpassen der elektromagnetischen Feldleistung abhängig von zumindest der aktuellen Information; und
Mittel zum Messen einer ersten Größe, die von der Spannung (VC1) abhängt, welche an einem kapazitiven Element des Schwingkreises anliegt, und einer zweiten Größe, die von dem Strom in dem Schwingkreis abhängt.

Gemäß einer Ausführung der vorliegenden Erfindung umfaßt die Anschlußvorrichtung Mittel zum Erfassen und Speichern charakteristischer Informationen bezüglich der Kopplung bei verschiedenen, erfaßten Konfigurationen, die durch den Abstand zwischen dem Transponder und der Anschlußvorrichtung bestimmt sind, und um diese charakteristischen Informationen bei der Anpassung der elektrischen Feldleistung in Abhängigkeit von der aktuellen Information mit einzubeziehen.
Gemäß einer Ausführung der vorliegenden Erfindung umfassen diese charakteristischen Informationen unter anderem:

die Spannung, die an dem kapazitiven Element anliegt, wenn sich kein Transponder in dem Feld der Anschlußvorrichtung befindet;
die Spannung, die an dem kapazitiven Element anliegt, wenn sich der Transponder in der maximalen Nähe zu der Anschlußvorrichtung angeordnet ist;
der Strom in dem Schwingkreis, wenn sich kein Transponder in dem Feld der Anschlußvorrichtung befindet; und
der Strom in dem Schwingkreis, wenn sich der Transponder in der maximalen Nähe zu der Anschlußvorrichtung befindet.

Gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist die aktuelle Information aus der aktuellen Messung der zwei Größen sowie von Werten der charakteristischen Information abgeleitet.
Gemäß einer Ausführung der vorliegenden Erfindung wird zumindest von der Anschlußvorrichtung während einer Lernphase eine charakteristische Information automatisch ermittelt.
Gemäß einer Ausführung der vorliegenden Erfindung erfassen die Mittel zum Anpassen der Leistung des elektromagnetischen Feldes steuerbare Mittel, um die Wechselstrom-Erregungsspannung des Schwingkreises der Anschlußvorrichtung zu ändern.
Gemäß einer Ausführung der vorliegenden Erfindung umfassen die Mittel zum Anpassen der Leistung des elektromagnetischen Feldes ein oder mehrere steuerbare Widerstandselemente, die Teil des Schwingkreises der Anschlußvorrichtung sind.
Gemäß einer Ausführung der vorliegenden Erfindung ist die Antwortzeit der Phasensteuermittel so gewählt, daß sie in Hinblick auf die Frequenz einer möglichen von einem Transponder stammenden Rückmodulation lang ist, und im Hinblick auf die Entfernungsgeschwindigkeit eines Transponders innerhalb dieses elektromagnetischen Feldes kurz ist.
Gemäß einer Ausführung der vorliegenden Erfindung umfaßt der Schwingkreis ein Element mit variabler Kapazität, wobei die Anschlußvorrichtung Mittel umfaßt, die dafür geeignet sind, den Wert dieser Kapazität ausgehend von einer Phasenmessung des Signals in dem. Schwingkreis einzustellen, indem die an dem Element mit variabler Kapazität anliegende Spannung verändert wird.
Die vorliegende Erfindung sieht gleichermaßen ein Verfahren zum Steuern einer Anschlußvorrichtung vor, welches umfaßt:

a) während einer Lernphase: Erfassen einer ersten charakteristischen Information, die mit dem Strom in dem Schwingkreis verknüpft ist, wenn sich in dem Feld der Anschlußvorrichtung kein Transponder befindet; Erfassen einer zweiten charakteristischen Information, die mit dem Strom in dem Schwingkreis verknüpft ist, wenn sich ein Transponder in maximaler Nähe zu der Anschlußvorrichtung befindet; Berechnen linearer Rückkopplungsbeziehungen der magnetischen Feldleistung abhängig von der aktuellen Information und von einem vorgegebenen Nominalwert; und
b) während des Betriebs: Ermitteln der aktuellen Information, die mit der Kopplung zwischen dem in das Feld der Anschlußvorrichtungeingetretene Transponder und dieser Anschlußvorrichtung selbst verknüpft ist; und Anpassen der magnetischen Feldleistung ausgehend von diesen linearen Beziehungen.

Gemäß einer Ausführung der vorliegenden Erfindung hängt die aktuelle Information von dem Verhältnis des aktuellen magnetischen Kopplungskoeffizienten zu dem maximalen magnetischen Kopplungskoeffizienten ab, welcher sich ergibt, wenn sich der Transponder in größter Nähe zu der Anschlußvorrichtung befindet.
Diese Aufgaben, Merkmale und Vorteile der vorliegenden Erfindung werden im Detail in der folgenden Beschreibung beschrieben, die sich auf die einzelnen, nicht einschränkenden Ausführungen in Verbindung mit den beigefügten Zeichnungen bezieht, wobei die Zeichnungen darstellen:
1 stellt in sehr schematischer und vereinfachter Weise ein elektromagnetisches Transpondersystem des Typs dar, auf den sich die vorliegende Erfindung bezieht;
2 zeigt eine Ausführung einer Anschlußvorrichtung eines erfindungsgemäßen elektromagnetischen Transponders in Blockdarstellung;
3 zeigt ein allgemeines Beispiel des Spannungsverlaufs an den Anschlüssen des Schwingkreises eines Transponders in Abhängigkeit von seinem Abstand zu einer Anschlußvorrichtung;
4 stellt ein Beispiel für eine Kennlinie des erfindungsgemäßen Steuerungsverfahrens dar;
5 zeigt ein erstes Beispiel der Kennlinie eines Transponders in einer Ausführung der vorliegenden Erfindung; und
6 zeigt ein zweites Beispiel der Kennlinie eines Transponders in einer erfindungsgemäßen Ausführung.
In den verschiedenen Figuren sind die gleichen Elemente mit den gleichen Bezugszeichen bezeichnet, wobei insbesondere die 3 bis 6 nicht maßstabsgetreu dargestellt sind. Aus Gründen der Klarheit sind in den Figuren nur die für das Verständnis der Erfindung notwendigen Elemente dargestellt und im folgenden beschrieben. Insbesondere ist der Aufbau eines Transponders sowie der Aufbau der digitalen Verarbeitungselemente auf der Leseseite der Anschlußvorrichtung nicht detailliert dargestellt.
Ein Merkmal der vorliegenden Erfindung ist das Modifizieren der Erregungsenergie des Schwingkreises einer Lese-/Schreib-Anschlußvorrichtung abhängig von der Entfernung eines Transponders in dem Feld der Anschlußvorrichtung, die durch das in der Trägerfrequenz der Fernversorgung vorliegende Signal ausgewertet wird. Das direkte Verwenden der Information des Trägers der Fernversorgung erlaubt eine Auswertung der Entfernung, ohne daß es notwendig ist, daß der Transponder selbst Information aussendet. Tatsächlich reagiert ein Transponder auf die Last des Schwingkreises einer Anschlußvorrichtung, wenn dieser in das Feld dieser Anschlußvorrichtung eintritt. Diese Änderung der Last hängt insbesondere von der Entfernung zwischen dem Transponder und der Anschlußvorrichtung ab. Die Änderung der Energie wird erfindungsgemäß durchgeführt, indem der Strom des Serien-Reihen-Schwingkreises beeinflußt wird, d.h. der Strom in der Antenne der Anschlußvorrichtung (Induktivität L1). Dieser Schritt kann durch die Änderung der Spannung des Generators durchgeführt werden, d.h. die Spannung am Ausgang des Verstärkers 3, oder durch Änderung des Werts des Widerstands R1.
Um die Entfernungsinformation zu erlangen, wird in einer erfindungsgemäßen Lösung unter anderem die Amplitude des Signals gemessen (beispielsweise die Amplitude der Spannung an den Anschlüssen des Kondensators C1, 1). Wie oben bemerkt, kann eine solche Messung mit einer üblichen Anschlußvorrichtung praktisch nicht ausgewertet werden, insbesondere weil der Variationsbereich der Spannung als Funktion des Abstands von der Abstimmung des Schwingkreises und daher von dem Wert der Kapazität C1 abhängt. Mit anderen Worten ist die Abstimmung bei üblichen Schaltungen niemals perfekt.
Insbesondere wird bei üblichen Anschlußvorrichtungen die Abstimmung der Resonanzfrequenz auf die Trägerfrequenz manuell mittels eines variablen Kondensators durchgeführt, sobald die Herstellung der Anschlußvorrichtung abgeschlossen ist. Die Abstimmung muß insbesondere wegen Herstellungstoleranzen der kapazitiven und induktiven Elemente durchgeführt werden, um zu gewährleisten, daß der Phasenbetriebspunkt zwischen einem von einem Oszillator der Anschlußvorrichtung vorgesehenen Referenzsignals und dem empfangenen Signals, das beispielsweise an der Kapazität C1 abgegriffen wird, ausgewählt wird. Eine Verstimmung des Schwingkreises der Anschlußvorrichtung hat mehrere Auswirkungen und insbesondere diejenige, daß die Amplitude des Signals in diesen Schwingkreis und folglich die zur Verfügung stehende Amplitude des Signals für eine eventuelle Auswertung verändert wird.
Daher sieht ein weiteres Merkmal der vorliegenden Erfindung die Steuerung der Phase des Schwingkreises der Anschlußvorrichtung in bezug auf einen Referenzwert vor. Gemäß der vorliegenden Erfindung wird die Phasensteuerung mittels einer Schleife durchgeführt, deren Antwortzeit so gewählt ist, daß die Schleife ausreichend langsam ist, um die Störung einer von einem Transponder kommenden Rückmodulation zu verhindern, und gleichzeitig schnell genug im Vergleich zu der Entfernungsgeschwindigkeit eines Transponders innerhalb des Feldes der Anschlußvorrichtung. Dies kann im Hinblick auf die Modulationsfrequenzen (beispielsweise die 13,56 MHz der Fernversorgungs-Trägerfrequenz und die 847,5 kHz Rückmodulationsfrequenz, die bei der Datenübertragung von dem Transponder an die Anschlußvorrichtung verwendet wird) als statische Steuerung bezeichnet werden.
Die 2 zeigt in einer Blockdarstellung eine Ausführung einer Anschlußvorrichtung 1' gemäß der vorliegenden Erfindung, die eine Phasenregelschleife des Schwingkreises aufweist.
Wie üblich, umfaßt die Anschlußvorrichtung 1' einen Schwingkreis, der aus einer Induktivität oder Antenne L1 gebildet ist, die in Reihe mit einem kapazitiven Element 24 und einem Widerstandselement (symbolisiert durch Widerstand R1) geschaltet ist, das zwischen einem Ausgangsanschluß 2p eines Verstärkers oder Antennenkopplers 3 und einem Anschluß 2m an ein Referenzpotential (im allgemeinen Masse) angeschlossen ist. Der Verstärker 3 empfängt ein Hochfrequenz-Übertragungssignal Tx, das von einem Modulator 6 (MOD) stammt, der eine Referenzfrequenz z. B. von einem Quarzoszillator (nicht dargestellt) empfängt (Signal OSC). Der Modulator 4 empfängt, falls notwendig, ein zu übertragendes Datensignal, und liefert den Hochfrequenzträger (beispielsweise bei 13,56 MHz), der vorgesehen ist, einen Transponder fernzuversorgen, wenn in der Anschlußvorrichtung keine Datenübertragung stattfindet.
Ein Merkmal der vorliegenden Erfindung ist, daß das kapazitive Element 24 ein Element mit einer variablen Kapazität ist, die zumindest durch ein Signal CTRL steuerbar ist. Gemäß der Erfindung wird in der Antenne L1 eine Phasensteuerung des Stroms abhängig von einem Referenzsignal REF durchgeführt. Diese Steuerung ist eine Steuerung des Hochfrequenzsignals, d.h., des Signals des Trägers, das dem Signal Tx entspricht, wenn keine zu übertragenden Daten vorliegen. Diese Steuerung wird durchgeführt, indem die Kapazität des Schwingkreises der Anschlußvorrichtung 1' geändert wird, um den Strom in der Antenne in einer konstanten Phasenbeziehung zu dem Referenzsignal zu halten. Das Signal REF liegt bei der Trägerfrequenz vor und entspricht beispielsweise dem Signal OSC, das von dem Oszillator des Modulators vorgesehen ist.
Die variable Kapazität kann in verschiedenen Weisen vorgesehen werden. Im allgemeinen muß diese Kapazität wenige hundert Picofarad erreichen und eine Spannungsfestigkeit an ihren Anschlüssen von mehr als 100 Volt aufweisen. Eine erste Lösung ist es, ein Netzwerk geschalteter Kapazitäten zu verwenden. Jedoch ergibt sich dann der Nachteil, daß die Veränderung bei weitem nicht linear ist, wenn nicht die Vielzahl an Kapazitäten zu einer sperrige Schaltung führen soll. Eine zweite Lösung liegt darin, eine Diode zu verwenden, deren Kapazität des Sperrstromübergangs als variable Kapazität verwendet wird, die eine Funktion dieser Vorspannung ist. Die Diode wird dann mit dem Referenzanschluß 2m verbunden und die Kathode der Diode wird mit der Induktivität L1 verbunden. Eine dritte Lösung besteht darin, einen durch Dioden gebildeten MOSFET-Transistor zu verwenden. Eine solche Komponente hat im wesentlichen das gleiche Kapazität-zu-Spannungs-Verhalten wie eine Diode. Der Vorteil liegt darin, daß die notwendige Integrationsoberfläche bei gleicher Durchbruchsspannungsfestigkeit geringer ist als bei einer Diode.
Wie in der 2 dargestellt, ist das kapazitive Element 24 in Reihe mit dem Widerstand R1 und der Induktivität L1 geschaltet und durch das Signal CTRL steuerbar. Das Signal CTRL stammt von einer Schaltung 21 (COMP), deren Aufgabe es ist, die Phasenabweichung zum Referenzsignal REF zu ermitteln und entsprechend die Kapazität des Elements 24 zu verändern.
Die Messung der Phase in dem Schwingkreis wird beispielsweise basierend auf einer Messung des in diesem Schwingkreis fließenden Strom I durchgeführt. Beispielsweise in der Ausführung, die in 2 dargestellt ist, wird ein Schaltkreis 23 verwendet, der aus einem Stromtransformator besteht, der in Reihe mit dem Element 24 und der Induktivität L1 geschaltet ist. Ein solcher Stromtransformator wird im allgemeinen durch eine Primärwindung 23' zwischen Element 24 und dem Masseanschluß 2m sowie durch eine Sekundärwindung 23" gebildet, deren erster Anschluß direkt mit Masse 2m verbunden ist und deren anderer Anschluß ein Signal MES liefert, welches das Resultat der Messung vorsieht, wobei mit der Sekundärwicklung 23" ein Widerstand R23 zur Strom/Spannungs-Umwandlung parallel geschaltet ist.
Das Ergebnis MES der Messung wird an den Phasenkomparator 21 gegeben, der dann die Phase des von Block 23 gemessenen Stroms mit dem Referenzsignal REF vergleicht und dementsprechend mittels des Signals CTRL das kapazitive Element 24 steuert.
Gemäß einer bevorzugten Ausführung verwendet der Komparator 21 den gleichen Phasendemodulator (nicht dargestellt), wie derjenige, der zum Demodulieren des von dem Transponder stammende Signal verwendet wird, das gegebenenfalls von dem Schwingkreis empfangen wird. Folglich liefert der Komparator 21, wie in 2 dargestellt, ein Signal Rx, das eine eventuelle Rückmodulation von Daten wiedergibt, die von einem Transponder empfangen werden.
Es ist zu bemerken, daß die Phasenregelschleife ausreichend langsam ist, um nicht die Phasenmodulation bei 847,5 kHz zu stören, jedoch im Vergleich zu der Entfernungsgeschwindigkeit eines Transponders innerhalb des Feldes der Anschlußvorrichtung, die im allgemeinen der Entfernungsgeschwindigkeit einer Hand entspricht, ausreichend schnell ist. Beispielsweise ist eine Antwortzeit in der Größenordnung von einer Millisekunde angemessen, wobei die Zeit zum Entfernen eines Transponders bei mehreren hundert Millisekunden liegt.
Ein erster Vorteil der vorliegenden Erfindung liegt darin, daß durch das Regeln der Phase des Schwingkreises bezüglich eines Referenzwerts sowohl mögliche Probleme hinsichtlich der Dimensionierung von Toleranzen von Komponenten des Schwingkreises als auch hinsichtlich seines Betriebsdrift gelöst werden.
Erfindungsgemäß wird die Korrekturinformation des Phasenregelkreises, d.h. eine Information, die mit der Spannung an den Anschlüssen der Kapazität 24 verknüpft ist (in der Praxis mit dem Transformator 23 verknüpft ist, dessen Präsenz vernachlässigt werden kann), dazu verwendet, die Position des Transponders zu ermitteln.
Gemäß einer Ausführung, in der das kapazitive Element 24 spannungsgesteuert ist, wird die Korrekturinformation direkt am Ausgang des Phasenreglers abgegriffen, d.h. in Form des Spannungspegels des Signals CTRL. Daher umfaßt gemäß dieser Ausführung der Anschluß 1' eine Einheit 25 (SEL) zur Wahl des Energiebetrags in Abhängigkeit von, unter anderem, einer Korrekturspannung Vb des Phasenkreises.
Gemäß einer weiteren Ausführung wird ein anderes Element als der Phasenregler verwendet, um die Spannung an den Anschlüssen der Kapazität 24 zu ermitteln. Die Verwendung der Korrekturinformation hat jedoch den Vorteil, daß die Schaltung optimiert ist.
Tatsächlich, wie im weiteren ersichtlich ist, werden vorzugsweise der Wert des Stroms I (al-ternativ ein Wert, der mit diesem in einer bekannten linearen Weise verknüpft ist) in dem Schwingkreis der Anschlußvorrichtung sowie der Wert der Spannung VC1 (alternativ ein Wert, der mit diesem in einer bekannten linearen Weise verknüpft ist) an den Anschlüssen der Kapazität 24 gemessen. Dadurch können insbesondere diejenigen Probleme gelöst werden, die mit der Tatsache verknüpft sind, daß die Kennlinie des Transponders nicht monoton ist.
In dem Beispiel von 2 ist die Einheit 25 über ein Steuersignal 26 von dem Strompegel des Generators abhängig. Gemäß einer anderen bevorzugten Ausführung wirkt die Einheit 25 über das Widerstandselement R1, um den Wert zu verändern. In diesem Fall wird beispielsweise ein schaltbares Widerstandsnetzwerk oder ein oder mehrere MOSFET-Transistoren verwendet, deren Widerstand verändert werden kann, indem ihre Gate-Spannung verändert wird.
Unabhängig von der Ausführung sollte bemerkt werden, daß die Einheit 25 vorzugsweise die Übertragungsleistung im wesentlichen linear bezüglich des Referenzwerts ändert. Jedoch kann auch eine stufenweise Änderung verwendet werden, beispielsweise, wenn das Widerstandselement aus einem Netzwerk schaltbarer Widerstände gebildet ist, oder wenn die Einheit 25 eine Analog-/Digitalwandlung durchführt oder Digitalinformation empfängt.
Ein weiteres Merkmal der Erfindung ist das Vorsehen einer automatischen Parametrisierung der Anschlußvorrichtung, um die Leistungssteuerung, abhängig von dem Transpondertyp, an den Abstand anzupassen, in dem der Transponder angeordnet ist. Diese automatische Parametrisierung wird in einer Lernphase durchgeführt und ist durch die folgende Betrachtung des Verhältnisses zwischen der Kopplung der Schwingkreise und der Entfernung, die zwischen diesen liegt, besser verständlich.
Die 3 zeigt eine Veränderung der Spannung an den Anschlüssen 11, 12 eines Transponders in Abhängigkeit von der Entfernung d, die den Transponder von einer Lese-Schreib-Anschlußvorrichtung trennt. Die Kurve von 3 kann in gleicher Weise als Darstellung der Änderung von Spannung VC2 abhängig von dem Kopplungskoeffizienten k (liegt immer zwischen 0 und 1) verstanden werden, der zwischen den Schwingkreisen des Transponders und der Anschlußvorrichtung vorliegt, wie es durch die folgende Formel 5 dargestellt ist. Tatsächlich ist die Kopplung zwischen den Schwingkreisen eine Funktion der Entfernung, die zwischen den Antennen liegt. Insbesondere ist die zwischen den Antennen liegende Entfernung in einer ersten Näherung proportional zu 1-k. Dementsprechend nimmt die folgende Beschreibung entweder Bezug auf die Entfernung oder auf den Kopplungskoeffizienten als Abszisse der Kennlinie von 3. Die Achse stellt einen Abstand d, der in der Zeichnung nach rechts ansteigt, sowie einen Kopplungskoeffizienten k dar, der in der Zeichnung nach links ansteigt.
Wie in der 3 dargestellt, hat die Spannung VC2 ein Maximum VC2_opt für einen optimalen Wert des Kopplungskoeffizienten k_opt. Für eine gegebene Frequenz und Bemessung der Schwingkreise verringert sich die Spannung VC2 zu beiden Seiten der optimalen Kupplungsstelle p1.
Die Kurve zeigt einen Wendepunkt p2 für einen Kopplungswert von k_opt·√3, d.h. für eine Entfernung, die kleiner als die optimale Kopplungsposition ist. Für noch kleinere Entfernungen, tendiert die Kurve zu einer Asymptote bei einer Minimalstelle v_min. Für Entfernungen, die größer als die Entfernung der optimalen Kopplungsposition sind, nimmt die Spannung VC2 stärker ab. Ferner ist der Spannungspegel (von dem gezeigt werden kann, daß er gleich VC_opt·√3/2 ist) des Wendepunkts p2 bei k_opt·√3 symmetrisch zu der optimalen Kopplungsstelle bei einem Punkt p3, der einem Kopplungswert von k_opt·√3 entspricht, angeordnet.
Die Kurve von 3 ist eine theoretische Kurve, d.h., die gesamte Kurve für ein gegebenes Übertragungssystem ist nicht durch die Kopplungspositionen bestimmt. Tatsächlich sind zwei weitere Punkte notwendig, um die Beziehung für einen gegebenen Transpondertyp zu definieren.
Ein erster Punkt p4 entspricht einer Position k_max mit einer maximalen Kopplung oder einer Entfernung von null. Diese Position ist durch die Kopplung definiert, die sich ergibt, wenn die Entfernung zwischen zwei Antennen minimal ist, d.h., wenn der Transponder auf die Anschlußvorrichtung gelegt wird (an die Stelle, die der Position der Induktivität L1 entspricht). Dies ist nicht tatsächlich eine Entfernung von null zwischen den zwei Antennen, sondern lediglich eine minimale Entfernung. Tatsächlich können sich die Antennen L 1 und L2 wegen des Lesers und wegen des Transpondergehäuses (Material, das die Antennenleitungen in einer Smartcard bedeckt) nicht berühren. Diese Position kann an jedem Punkt der Kennlinie von 3 sein. Es sollte bemerkt werden, daß die maximale Kopplungsposition nur ausnahmsweise der Position entspricht, an der die rückgewonnene Spannung den Maximalwert erreicht.
Ein zweiter Punkt p5 entspricht den Grenzen des Arbeitsbereichs des Systems. Die Stelle des Punkts p5 ist abhängig von der Transponderstruktur veränderlich. Dies ist die Stelle, an dem der Transponder wegen mangelnder Leistung den Kontakt verliert. Der Punkt p5 ist beispielsweise bestimmt durch Standards, die die maximale Leistung bestimmen, die von der Anschlußvorrichtung übertragen wird, und die die Grenzen des Arbeitsbereichs des Systems festlegen. Es sollte bemerkt werden, daß der Systembereich um so größer ist und es um so notwendiger ist, das Feld zu verringern, wenn der Transponder zu nahe an die Anschlußvorrichtung tritt, je geringer die Spannung VC2_(p5) an dem Punkt p5 ist.
Erfindungsgemäß wird der Kurve von 3 Rechnung getragen, um die Übertragungsenergie über die Entfernung (und damit über die Kopplung) zwischen dem Transponder und der Anschlußvorrichtung zu steuern. Die Kopplung zwischen den Schwingkreisen hängt insbesondere von dem Strom I in dem Reihen-Schwingkreis der Anschlußvorrichtung ab (der beispielsweise mittels des Transponders 23 gemessen wird). Auf diese Weise ist der Strom I über die folgende Gleichung mit der sogenannten Generatorspannung Vg und mit der Scheinimpedanz Z1_app des Schwingkreises verknüpft:
Nun ist die auftretende Impedanz Z1_app unter anderem eine Funktion des Widerstands R1. Dementsprechend kann die Kopplung und damit die von dem Transponder wiedergewonnene Spannung VC2 verändert werden, indem entweder der Wert von Vg oder der Wert von R1, oder beide geändert werden.
Ferner gewährleistet das Regeln der Phase des Schwingkreises bezüglich eines Referenzwerts, daß die Änderung der Entfernung eines Transponders, der in das Feld der Anschlußvorrichtung eintritt, sich nur als Änderung des Realteils der Impedanz dieses Schwingkreises auswirkt. Tatsächlich werden durch die Phasenregelschleife alle Änderungen kompensiert, die dazu neigen würden, den Imaginärteil dieser Impedanz durch die Last zu ändern, die durch den Transponder gebildet wird. Daher gewährleistet die Phasensteuerung mittels des Regelungssystems, daß der Imaginärteil der Impedanz Z1_app bei statischem Betrieb (d.h., für Frequenzen kleiner als die Zwischenträgerfrequenz) null ist. Dementsprechend wird die Impedanz Z1_app gleich dem auftretenden Widerstand R1_app und kann ausgedrückt werden als:
mit:
wobei w die Kreisfrequenz darstellt, X2 den Imaginärteil der Impedanz des Schwingkreises des Transponders darstellt (X2 = ωL2 – 1/ωC2), und wobei R2 die Last darstellt, die durch die Transponderschaltkreise bezüglich deren eigenen Schwingkreis gebildet wird, die in der 1 durch einen Widerstand R2 in gepunkteten Linien dargestellt ist, der parallel zu der Induktivität L2 und der Kapazität C2 liegt. In anderen Worten stellt der Widerstand R2 den Äquivalenzwiderstand aller Transponderschaltkreise dar (Mikroprozessor, Rückmodulationsmittel, etc.), die parallel zu der Kapazität C2 und der Induktivität L2 zusätzlich angeschlossen ist. In der oben stehenden Formel 2 wurde der Reihenwiderstand der Induktivität L1, der zu den zwei anderen Termen hinzukommt, vernachlässigt. Es kann ebenso angenommen werden, daß der Wert dieses Reihenwiderstands zur Vereinfachung in dem Wert des Widerstands R1 enthalten ist.
Es kann in erster Näherung (in erster Ordnung) angenommen werden, daß der Imaginärteil X2 der Impedanz des Schwingkreises des Transponders gleich null ist. Dies ergibt sich aus der Annahme, daß Abstimmung vorliegt, und daß durch den Aufbau die Transponderkomponenten so dimensioniert sind, daß die Resonanzfrequenz des Schwingkreises der Trägerfrequenz der Fernversorgung entspricht.
Daher ergibt sich aus der Kombination der Formeln 1, 2 und 3 die Beziehung zwischen den Kopplungskoeffizienten k und dem Strom I, der Spannung Vg und dem Widerstand R1 zu:
Um die Abstrahlleistung in Abhängigkeit von der Kopplung der Schwingkreise anzupassen, muß die aktuelle Transponderposition auf einer Kurve des Typs gelegen sein, der in 3 dargestellt ist. Jedoch führt das Steuern der Leistung basierend auf der gesamten Kurve zu einer Lösung, die es für eine gegebene Transponderfamilie erfordert, daß die genaue Form dieser Kurve ermittelt und gespeichert wird. Ferner ist eine solche hohe Genauigkeit bei der Steuerkorrektur nicht immer notwendig. Daher wird gemäß einer bevorzugten Ausführung der vorliegenden Erfindung die Leistungssteuerung basierend auf linearen Beziehungen durchgeführt, die aus einer minimalen Anzahl charakteristischer Punkte abgeleitet werden.
Insbesondere werden drei bis fünf Punkte verwendet, die für den Verlauf der Spannung VC2 abhängig von der Kopplung k charakteristisch sind, um zumindest vier lineare Veränderungsbereiche der Leistung als Funktion der Kopplung zu definieren. Diese fünf Punkte entsprechen den drei jeweiligen Punkten, die vom Koeffizienten der Kurve von 3 abhängen, dementsprechend p1 bei k_opt, p2 bei k_opt·√3 und p3 bei k_opt/√3, sowie vom Punkt p4 in Abhängigkeit vom minimalen Abstand (des maximalen Kopplungskoeffizienten k_max) und von dem Punkt p5, der der Reichweitengrenze des Systems und der maximal zur zulässigen Abstrahlungsenergie einer Anschlußvorrichtung entspricht (welche im allgemeinen durch Normen festgelegt ist).
Die 4 zeigt den Verlauf der durchgeführten Leistungskorrektur gemäß der Erfindung basierend auf der theoretischen Kurve von 3 als Funktion der Kopplung. Diese Korrektur besteht aus dem Ändern, in Abhängigkeit der Kopplung k, beispielsweise des Spannungspegels Vg, um einen nahezu konstanten Spannungspegel VC2 (3) beizubehalten. Erfindungsgemäß wird diese Steuerung in Abhängigkeit von der Stelle mit der Kopplung k hinsichtlich der charakteristischen Punkte p1 bis p5 und mittels der linearen Abschnitte zwischen diesen Punkten durchgeführt.
Die 4 ist nur zwischen den Werten kmax und dmax dargestellt, die den möglichen Enden der Kennlinie entsprechen. Ferner basiert die Darstellung von 4 auf der theoretischen Kurve von 3, wobei die Lage von Punkt p4 links von Punkt p2 ist.
Die Beziehung, welche die Generatorspannung Vg mit der Spannung VC2 verknüpft, ist gegeben durch:
Eine erste Lösung, um die geradlinigen Korrekturabschnitte von 4 zu bestimmen, besteht aus der Verwendung des Ausdrucks für den optimalen Kopplungskoeffizienten k_opt als Funktion der Induktivitäten L1, L2 und der Widerstände R1 und R2. Tatsächlich ist die Beziehung, welche den optimalen Kopplungskoeffizienten k_opt und die Komponenten des Schwingkreises verknüpft, gegeben durch:
Indem dieser Ausdruck in die obengenannte Formel 4 eingesetzt wird, ergibt sich die folgende Beziehung, welche die Ermittlung eines Strom-Kopplungskoeffizienten basierend auf dem Koeffizienten k_opt und der Werte von Vg, I und R1 erlaubt:
Ferner ergibt sich die folgende Beziehung durch Kombinieren der Formeln 5 und 6, welche die Spannung VC2 und die Kopplung k_opf miteinander verknüpft:
Nun ist die Spannung VC2_opt am optimalen Kopplungspunkt p1 gegeben durch die folgende Beziehung:
Durch Einsetzen dieses Ausdrucks in die obengenannte Formel 8 kann die Spannung VC2 in Abhängigkeit von der optimalen Kopplung ausgedrückt werden als:
Jedoch ist diese Lösung nicht eine bevorzugte Ausführung, da sich Probleme der Implementierung ergeben. Zunächst ändert sich der Widerstand R2 im Verlauf des Betriebs (genauso wie sich der Widerstand R1 abhängig von der erfindungsgemäßen Steuerung ändert). Vor allem ist in der Praxis diese Ermittlung fast unmöglich mittels Lernen auszuführen, da die Position der optimalen Kopplung nicht einfach mittels der Anschlußeinrichtung identifiziert werden kann. Ferner gibt es bei einer Messung des Stroms I seitens der Anschlußvorrichtung zwei Möglichkeiten für die zwei Kopplungskoeffizienten, die davon abhängig sind, ob der Transponder im Vergleich zu der optimalen Kopplungslage näher oder weiter entfernt von der Anschlußvorrichtung angeordnet ist.
Daher wird gemäß der vorliegenden Erfindung ein Nutzen aus der Existenz von charakteristischen Betriebsbedingungen gezogen, die einfach ermittelt werden können, um die Systemantwort abhängig von der Kopplung zu modulieren und um die Steuerung zu vereinfachen.
Eine erste Bedingung entspricht dem lastfreien Betrieb der Anschlußvorrichtung, d.h. dem Strom I_Leerlauf, wenn sich kein Transponder in dem Feld der Anschlußvorrichtung befindet. Bei diesem lastfreien Betrieb hängt die Scheinimpedanz Z1_Leerlauf des Schwingkreises der Anschlußvorrichtung lediglich von den Komponenten R1, L1 und C1 der Anschlußvorrichtung ab. Ferner ist der Imaginärteil dieser Impedanz wegen der Phasenregulierung immer gleich null. Dementsprechend ergibt sich:
Eine zweite einfach ermittelbare Bedingung entspricht der maximalen Kopplung k_max, in der die Strommessung I_max in dem Schaltkreis der Anschlußvorrichtung durchgeführt werden kann, während ein Transponder der betreffenden Familie auf der Anschlußvorrichtung aufgelegt ist.
Durch Anwendung der obengenannten Formel 7 auf die maximale Kopplungsposition und durch Einbeziehen des Stromwerts bei Leerlauf gemäß der obengenannten Formel 11 ergibt sich die folgende Formel:
Es kann somit erkannt werden, daß das Verhältnis zwischen dem optimalen und dem maximalen Koeffizienten nur von dem Strom I bei Leerlauf und bei maximaler Kopplung abhängt.
Ferner haben die Erfinder ermittelt, daß die funktionalen Beziehungen des Schaltkreises in einer besonders einfachen Weise abhängig von dem Verhältnis k/k_max ausgedrückt werden können. Dementsprechend geht das Bestimmen des Koeffizienten k_max auf die Lage des Punkts p4 auf der Kennlinie der 3 zurück, woraus sich ableiten läßt, ob der Punkt p4 links oder rechts (in der Darstellung von 3) von dem optimalen Kopplungspunkt p1 liegt. Diese Ermittlung, die durch Anwenden der obengenannten Formel 12 einfach durchgeführt werden kann, ermöglicht die Feststellung, ob die betroffene Anwendung einen Verlauf VC2 = f(k) (3) mit einem Vorzeichenwechsel der Steigung oder mit einem monotonen Verlauf aufweist. Wenn das Verhältnis k_opt/k_max jedoch kleiner als 1 ist, weist der Verlauf einen Vorzeichenwechsel der Steigung auf. Wenn jedoch k_opt/k_max größer als 1 ist, ist die Abhängigkeit monoton. Es sollte bemerkt werden, daß die optimale Kopplungsposition nicht erreicht werden kann, wenn der letztere Fall eintritt.
Die 5 zeigt den Verlauf der Spannung VC2 als Funktion des Verhältnisses k/k_max für ein System, in dem k_opt/k_max kleiner als 1 ist. Dieser Verlauf beginnt an Punkt p5 und ist daher (k steigt nach rechts) bezüglich des Verlaufs von 3 gespiegelt. Es sollte bemerkt werden, daß der Punkt p5 vorzugsweise nicht dem Leerlaufbetrieb der Anschlußvorrichtung entspricht, d.h. der Punkt mit einer Abszisse und Ordinate von null in 4. Tatsächlich entspricht der Bereichsbegrenzungspunkt p5 der Kopplung (nicht notwendigerweise gleich null), in der der Transponder den Kontakt verliert, d.h. an dem er nicht mehr ausreichend versorgt ist. An dem maximalen Kopplungspunkt p4 ist die Abszisse gleich 1 (k = k_max). Da das Verhältnis k_opt/k_max ermittelt wurde, sind die Abszissen der fünf Merkmalspunkte p1 bis p5 bekannt. Es ist zu bemerken, daß die Ermittlung des Punktes p3 optional ist.
Ein weiteres bevorzugtes Merkmal der vorliegenden Erfindung ist, daß beim Versuch, die absoluten Werte der Spannung VC2 an den Punkten p1 bis p5 zu ermitteln, relative Werte verwendet werden, d.h. Verhältnisse dieser Spannung. Tatsächlich ist hauptsächlich das Ermitteln der anzuwendenden Korrektursteigungen am wichtigsten.
Die folgende Betrachtung, welche das erfindungsgemäße Ermitteln der Korrekturen, die die Übertragungsleistung gemäß der momentanen Kopplung betreffen, wird durchgeführt, indem berücksichtigt wird, daß die Spannung des Generators Vg (bei konstantem R1) variiert wird. Es ist zu bemerken, daß die Größen Vg und R1 miteinander verknüpft sind, wie im folgenden dargestellt ist, so daß diese Betrachtung auf eine Änderung des Widerstands R1 (bei konstanter Vg) übertragen werden kann.
Zunächst ist bekannt, daß die Spannungen VC2_(p2) und VC2_(p3) an den Punkten p2 und p3 mit der Spannung VC2_opt bei dem optimalen Kopplungspunkt p1 durch die folgende Beziehung miteinander verknüpft sind:
Indem ferner die Formel 10 auf den maximalen Kopplungskoeffizienten p4 angewandt wird, ergibt sich die folgende Beziehung, die von dem bekannten Verhältnis k_opt/k_max und einem Wert VC2_max abhängt, der von der Übertragungsleistung bei Punkt p1 abgeleitet werden kann, wie im weiteren dargestellt ist, und ergibt sich:
Es soll bemerkt werden, daß der Wert VC2_max nicht dem bei der Spannung VC2 erhaltenen maximalen Wert entspricht, wobei dieser Wert VC2_opt ist. Es ergibt sich daher, daß das Verhältnis zwischen den Spannungen VC2 an den Punkten p1 und p4 durch lediglich Lernmessungen bekannt ist. Natürlich werden alle Ermittlungen aufgrund Lernens ohne Steuerung durchgeführt, d.h. die Übertragungsleistung wird während des Lernprozesses seitens der Anschlußvorrichtung auf ihrem Nominalpegel gehalten (Vg und R1 sind konstant).
Der einzige Wert, dessen Verhältnis nicht aufgrund der Spannung VC2_opt ausgedrückt werden kann, ist der Wert VC2_min an dem Reichweiten-Begrenzungspunkt p5. Tatsächlich hängt diese Position von der minimalen Spannung ab, die der Transponder empfangen muß, um arbeiten zu können.
Eine erste Lösung wäre es, diesen Wert in der Anschlußvorrichtung einzuführen, um ihn den Berechnungen zur Ermittlung der Steigung zur Verfügung zu stellen, wenn diese Anschlußvorrichtung einer Transponderfamilie zugehört.
Jedoch wird gemäß einer bevorzugten Ausführung der vorliegenden Erfindung versucht, die Einführung von Werten in die Anschlußvorrichtung zu minimieren und mit dem Lernen aus zukommen. Es ist ersichtlich, daß an dem Ursprung p6 der Kurve VC2 = f(k) keine Kopplung stattfindet und die Spannung VC2 null ist. Es wird daher gemäß der vorliegenden Erfindung angenommen, daß die Steigung sich zwischen den Punkten p6 und p3 wenig ändert und ein einzelner Korrekturabschnitt in Betracht kommt. Es ist zu bemerken, daß in einer vereinfachten Ausführung ein einziger Korrekturabschnitt zwischen den Punkten p1 und p6 als ausreichend betrachtet wird.
Durch die Anwendung der Formel 7 auf die optimale Kopplungsposition und indem der Leerlauf-Stromwert, der durch Formel 11 vorgesehen ist, einbezogen wird, kann geschlossen werden, daß der Leerlaufstrom I_Leerlauf dem doppelten optimalen Kopplungsstrom I_opt entspricht. Diese Beziehung erlaubt lediglich das Ableiten einer Beziehung zwischen den Spannungen VC2_opt und VC2_min. Jedoch ist die Erregungsleistung mit dem Strom I verknüpft, der selbst proportional zu dem Verstimmungsparameter (Formel 1) ist, beispielsweise zur Spannung Vg. Dementsprechend kann aus der für die Steuerung der Generatorspannung vorgesehenen Korrektur, die eine Spannung VC2 nahezu konstant hält, gefolgert werden, daß die Generatorspannung Vg_(p1) an dem optimalen Kopplungspunkt p1 (der dem minimalen Wert Vg_min der Spannung Vg entspricht) gleich der halben Generatorspannung Vg_(p6) an dem Leerlauf-Betriebspunkt p6 sein muß. Wie vorab angegeben, ist die maximale Abstrahlungsleistung der Anschlußvorrichtung (und daher der maximalen Generatorspannung Vg_max) bekannt, beispielsweise durch die Vorgaben der Standards. Wenn das System im Leerlaufbetrieb ist, kann die Spannung Vg_(p6) den Wert Vg_max nicht überschreiten. Entsprechend dieser Ausführung der vorliegenden Erfindung wird die Spannung Vg_(p6) auf einen Wert Vg_nom eingestellt, der kleiner oder gleich dem Wert Vg_max ist. Dies genügt, um die Korrekturfunktionen zu ermitteln, die auf die Spannung Vg_nom abhängig von dem Kopplungskoeffizienten k oder einer analogen Information angewendet werden. Tatsächlich können die Korrektursteigungen der Kurve von 4 ermittelt werden.
In einer Kennlinie Vg = f(k/k_max) kann durch Steuerung der Spannung Vg, die die Spannung VC2auf einem nahezu konstanten, nominalen Wert hält, wobei diese von einem Transponder empfangen wird, mit den Koordinaten der Punkte p1, p2, p4, p6 und möglicherweise p3 abhängig von dem Verhältnis k/k_max und der Spannung Vg_nom aus der obigen Betrachtung folgendes abgeleitet werden:

– der Punkt p6 hat die Koordinaten 0 (Leerlauf) und Vg_nom;
– der Punkt p1 hat die Koordinaten k_opt/k_max und Vg_min = Vg_nom/2;
– der Punkt p2 hat die Koordinaten
– der Punkt p4 hat die Koordinaten 1 (Karte liegt auf der Anschlußvorrichtung) und
und
– der eventuell vorliegende Punkt p3 hat die Koordinaten
und Vg_nom/√3.

Basierend auf diesen Koordinaten können die Beziehungen des Steuerverhaltens abhängig von dem aktuellen Wert des Verhältnisses k/k_max hergestellt werden. Mit dem in 4 dargestellten Beispiel, in dem I_Leerlauf größer oder gleich I_max ist, können beispielsweise die folgenden Beziehungen angewendet werden:
Es ist zu bemerken, daß die ersten und zweiten obengenannten Abschnitte zu einem einzigen Abschnitt vereinigt werden können. In diesem Fall gilt:
Natürlich muß der Schaltkreis, der diese Korrekturen implementiert, sei es ein Netzwerk schaltbarer Widerstände oder ein oder mehrere MOSFET-Transistoren, deren Durchlaßwiderstand geändert werden kann, die Leistungsniveaus an den Koeffizienten-Änderungspunkten berücksichtigt, um eine kontinuierliche Korrektur über den gesamten Betriebsbereich zu wahren.
In dem Beispiel von 5 ergibt sich ein spezieller Fall, bei dem der Punkt p5 einen Spannungspegel VC2 aufweist, der größer als der an dem Punkt p4 ist. Tatsächlich bedeutet dies, daß der Transponder nur in einem Entfernungsbereich ausschließlich einer extremen Nähe ausreichend Leistung erhält, d.h., in einer Kopplungsbeziehung, in der dieser sehr nahe an der Anschlußvorrichtung ist. In anderen Worten weist das System in der Nähe der Anschlußvor richtung einen Bereich auf, in dem der Transponder eine ungenügende Leistungsversorgung hat. In einem solchen Fall ermittelt der Leser während der Lernphase, daß der Strom, den dieser in derjenigen Position mißt, in welcher der Benutzer anzeigt, daß ein Transponder auf den Leser gelegt wird, dem Leerlaufstorm entspricht. In anderen Worten detektiert dieser den Transponder nicht. Es kann in dem Lernsystem vorgesehen sein, um den Bediener in diesem Fall zu bitten, den Transponder stetig wegzubewegen, bis der Leser den Transponder detektiert. Diese Position wird dann als maximale Kopplungsposition p4 angenommen.
Wie bereits vermerkt, kann der Koeffizient k_max an jeder Stelle der Kennlinie von 3 liegen.
Die 6 zeigt den Verlauf VC2 = f(k/k_max) für den monotonen Fall, d.h. der Fall, in dem der Lernprozeß ermittelt hat, daß der Strom I_Leerlauf kleiner als der doppelte Strom I_max ist (siehe obengenannte Formel 12). Dies bedeutet insbesondere, daß die optimale Kopplungsposition (p1 ist in der 6 gepunktet dargestellt) nie überschritten wurde. In diesem Fall umfaßt die Korrektur des Nominalwerts Vg_nom zwei Abschnitte (falls, wie gezeigt, der Punkt p3 zwischen den Punkten p5 und p4 liegt), oder auch einen einzelnen Abschnitt (wenn der Punkt p4 vor dem Punkt p3 erreicht ist), wobei sich dies aus der obigen Betrachtung der 5 ableitet. Tatsächlich bleiben alle oben angegebenen Formeln gültig.
In dem Fall, in dem k_opt/k_max größer als
ist, ist der einzelne Abschnitt beispielsweise:
In dem Fall, in dem k_opt/k_max kleiner als
ist, ergibt sich beispielsweise:
Schließlich werden die beiden obigen Abschnitte für den speziellen Fall, wenn k_opt/k_max gilt, zu:
Es ist zu bemerken, daß alle obigen Beziehungen von Vg = f(k/k_max) natürlich an den Endpunkten der Abschnitte gelten, auch wenn dies nicht vermerkt ist.
Es ist ferner zu bemerken, daß in allen Fällen der Leerlaufstrom I_Leerlauf während des Lernens größer oder gleich dem maximalen Kopplungsstrom I_max sein muß, wobei ein kleinerer Leerlaufstrom einen unmöglichen Fall darstellt.
Sobald die Lernphase beendet ist (Messungen von I_Leerlauf und I_max, oder VC1_Leerlauf und VC1_max, und die Berechnungen der Koordinaten und Steigungen der Verläufe Vg = f(k/k_max) sind beendet), ist die Anschlußvorrichtung für den Betrieb bereit, während dessen die Erregungsleistung abhängig von der Kopplung gesteuert wird. Für diesen Zweck mißt die Anschlußvorrichtung (normalerweise in längeren oder kürzeren Zeitintervallen im Vergleich zu der Zeit, die notwendig ist, um die Messungen auszuwerten und die Antwort bereitzustellen) den Strom I in seinem Schwingkreis und die Spannung VC1 an der Kapazität C1 (Element 24) dieses Schaltkreises. Gemäß der vorliegenden Erfindung sind diese einzigen Messungen ausreichend, um die Generatorspannung Vg (oder alternativ der Wert des Widerstands R1) anzupassen.
Es ist bekannt, daß der imaginäre Teil X1_app der auftretenden Impedanz Z1_app ausgedrückt werden kann als: X1app = X1 – a2 · X2. (Formel 15)wobei:
Nun ist wegen der Phasenregelung der imaginäre Teil X1_app gleich null. Dementsprechend gilt: X1 = a2 · X2. (Formel 17)
Diese Unterschiede zwischen dem aktuellen Werten und den Leerlaufwerten kann in der folgenden Weise ausgedrückt werden: X1 – X1Leerlauf = a2 · X2 – aLeerlauf 2 · X2. (Formel 18)
Nun ist der Koeffizient a_Leerlauf entsprechend dem Wert an dem Punkt p6 gleich null (die Kopplung k_Leerlauf ist gleich null). Ferner kann die Spannung VC1 an den Anschlüssen des Elements 24 (wobei der Einfluß des Intensitätstransformators 23 vernachlässigt wird) als I/ωC1 geschrieben werden kann, wobei I beispielsweise mit Hilfe des Transformators 23 gemessen wird. Als Ergebnis kann die obige Formel 18 geschrieben werden als:
Das Verhältnis der Ausdrücke von Formel 18 kann anhand der aktuellen Werte und der maximalen Kopplung angewendet werden, und es ergibt sich beim Einsetzen in die obigen Formel 19:
Indem nun die Formel 3 auf die obige Formel angewandt wird, ergibt sich:
Daher kann das Verhältnis k/k_max des vorliegenden zu dem maximalen Kopplungskoeffizienten, wenn ein Transponder in dem Feld der Anschlußvorrichtung vorliegt, ausgedrückt werden als:
Auf diese Weise werden die Werte des Stroms I und der Spannung VC1 bei Leerlauf und bei maximaler Kopplung während der Lernhase gemessen. Dementsprechend ist es ausreichend, die aktuellen Werte I und VC1 zu messen, um das Verhältnis k/k_max zu bestimmen und um eine der obengenannten Funktionen Vg = f(k/k_may) davon abhängig anwenden, ob während der Lernphase ermittelt wurde, daß das System eine monotone Antwort oder keine monotone Antwort hat.
Die Ausführung der vorliegenden Erfindung stützt sich insofern auf digitale Steuerschaltkreise der Anschlußvorrichtung, als es notwendig ist, Messungen zu speichern und Berechnungen mit diesen Messungen auszuführen. Diese Schaltkreise, die in der 2 nicht detailliert dargestellt sind, sind in Block 4 von 1 enthalten. Es können dafür vorgesehene Berechnungseinheiten verwendet werden, die in verdrahteter Logik realisiert sind, oder es können Softwaremittel verwendet werden, die einen Mikroprozessor von Block 4 programmieren, wobei diese die Möglichkeit der Adaption bieten.
Es ist zu bemerken, daß andere Mittel verwendet werden können, um ein variables kapazitives Element 24 mit Vorspannung zu versorgen. Es ist lediglich wichtig, eine Information zu haben, die proportional zu der Phasenregelung ist.
Durch Anwenden des oben beschriebenen Lern- und Ermittlungsverfahrens wird der Strom I in dem Schwingkreis (mittels des Transformators 23) sowohl im Leerlaufzustand als auch bei aufliegendem Transponder auf der Anschlußvorrichtung gemessen, so daß maximale Kopplung vorliegt. Die Werte I_Leerlauf und I_max werden erhalten und zusammen mit den entsprechenden Werten VC1_Leerlauf und VC1_max gespeichert. Es ist daher zu bemerken, daß der Klarheit wegen auf den Kopplungskoeffizienten k Bezug genommen wurde, wobei dieser von diesen Größen abhängen kann. Diese Größen können direkt verarbeitet werden, indem die Kopplung k in den oben genannten Formeln durch ihren Ausdruck als Funktion dieser Größen ersetzt wird.
Ein Vorteil der vorliegenden Erfindung liegt darin, daß die Übertragungsleistung des Lesers an die Position des Transponders angepaßt werden kann. Der Leistungsverbrauch des Lesers kann dann optimiert werden, indem er reduziert wird, wenn ein Transponder nahe der optimalen Kopplung vorliegt. Der Arbeitsbereich wird ferner optimiert, indem eine Abstrahlung mit hoher Energie vorgesehen wird, wenn ein Transponder sich weit von der Anschlußvorrichtung entfernt befindet, ohne einen Schaden zu riskieren, da diese Leistung verringert wird, wenn sich der Transponder der Anschlußvorrichtung nähert.
Ein weiterer Vorteil der vorliegenden Erfindung liegt darin, daß die jenigen Probleme gelöst werden, welche sich durch die nicht-monotone Antwort eines Transponders abhängig von der Kopplung ergeben.
Ein weiterer Vorteil der vorliegenden Erfindung liegt darin, daß eine Lese-Anschlußvorrichtung vorgesehen werden kann, die an verschiedene Transponderfamilien angepaßt werden kann, wobei dies während der Herstellung, bei der Installation oder während des Vorortbetriebs durchgeführt werden kann. Es ist zu diesem Zweck ausreichend, die in der Anschlußvorrichtung vorliegende Computervorrichtung zu verwenden und ein Programm vorzusehen, um diese Anschlußvorrichtung für eine vorgegebene Transponderfamilie zu konfigurieren.
Ein weiterer Vorteil der vorliegenden Erfindung liegt darin, daß diese unabhängig von dem Transponder ist. Tatsächlich sind keine strukturellen Änderungen eines Transponders notwendig, um die vorliegende Erfindung zu implementieren. Dementsprechend kann die Lese-Anschlußvorrichtung der vorliegenden Erfindung mit üblichen Transpondern verwendet werden.
Natürlich kann die vorliegende Erfindung verschiedene Änderungen, Modifikationen und Verbesserungen aufweisen, die dem Fachmann naheliegen. Insbesondere liegen die praktische Umsetzung des Auswahlschaltkreises (25, 2) und der Mittel zur automatischen Ermittlung der Größen, die notwendig sind, um die vorliegende Erfindung auszuführen, innerhalb der Fähigkeiten des Fachmanns hinsichtlich der obengenannten Ausführung und der funktionellen Angaben. Ferner ist zu bemerken, daß andere Typen eines variablen kapazitiven Elements verwendet werden können, wenn gegeben ist, daß die Information berücksichtigt wird, die von dem Phasenregelkreis geliefert wird.
Von den Anwendungen für die vorliegende Erfindung sind insbesondere Leser (beispielsweise Zugangssteuerungsterminals bzw. -anschlußvorrichtungen oder -portale, automatische Verkaufsmaschinen, Computerterminals, Telefonterminals, Fernseh- oder Satellitendecoder, usw.) für kontaktlose Chipkarten (beispielsweise Identifikationskarten zur Zugangskontrolle, elektronische Geldkarten, Karten zum Speichern von Informationen bezüglich des Kartenhalters, Kundentreuekarten, Pay-TV-Karten, usw.) zu nennen.

Claims

Anschlußvorrichtung (1') zum Erzeugen eines elektromagnetischen Feldes, die geeignet ist, mit zumindest einem Transponder (10) zusammenzuarbeiten, wenn dieser in das Feld eintritt, und die umfaßt: – einen Schwingkreis (R1, L1, 24), der eine hochfrequente Wechselstrom-Erregungsspannung empfangen kann; – Mittel zum Erfassen einer aktuellen Information bezüglich der magnetischen Kopplung (k) zwischen dem Transponder und der Anschlußvorrichtung; – Mittel zum Anpassen der elektrischen Feldleistung abhängig von zumindest der aktuellen Information; dadurch gekennzeichnet, daß die Anschlußvorrichtung ferner umfaßt: – Mittel zum Regeln der Signalphase in dem Schwingkreis im Hinblick auf einen Referenzwert; und – Mittel zum Messen einer ersten Größe, die von der Spannung (VC1) abhängt, welche an einem kapazitiven Element (24) des Schwingkreises anliegt und einer zweiten Größe, die von dem Strom (I) in dem Schwingkreis abhängt.
Anschlußvorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß diese Mittel (4) zum Erfassen und Speichern von charakteristischer Information bezüglich der Kopplung bei verschiedenen erfaßten Konfigurationen des Abstands zwischen dem Transponder (10) und der Anschlußvorrichtung (1') erfaßt, um diese charakteristischen Informationen bei der Anpassung der elektrischen Feldleistung in Abhängigkeit von der aktuellen Information (k) mit einzubeziehen.
Anschlußvorrichtung nach den Ansprüchen 1 und 2, dadurch gekennzeichnet, daß die charakteristische Information ferner umfaßt: – die Spannung (VC1_Leerlauf), die an dem kapazitiven Element (24) anliegt, wenn kein Transponder (10) in dem Feld der Anschlußvorrichtung (1') vorliegt; – die Spannung (VC1_max), die an dem kapazitiven Element anliegt, wenn der Transponder in der größten Nähe (k_max) zu der Anschlußvorrichtung angeordnet ist; – den Strom (I_Leerl _auf) in dem Schwingkreis, wenn kein Transponder in dem Feld der Anschlußvorrichtung vorliegt; und – den Strom (I_max) in dem Schwingkreis, wenn der Transponder in größter Nähe zu der Anschlußvorrichtung angeordnet ist.
Anschlußvorrichtung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die vorliegende Information von der aktuellen Messung der zwei Größen und von den Werten der charakteristischen Information abgeleitet ist.
Anschlußvorrichtung nach einem der Ansprüche 2 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß durch die Anschlußvorrichtung (1') während einer Lernphase zumindest eine charakteristische Information automatisch ermittelt wird.
Anschlußvorrichtung nach einem der vorherigen Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Mittel zum Anpassen der Leistung des elektromagnetischen Feldes steuerbare Mittel (25) umfassen, um die Wechselstrom-Erregungsspannung (Vg) des Schwingkreises (R1, L1, 24) der Anschlußvorrichtung (1') zu ändern.
Anschlußvorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Mittel zum Anpassen der Leisung des elektromagnetischen Feldes ein oder mehrere steuerbare Widerstandselemente (R1) umfassen, die Teil des Schwingkreises (R1, L1, 24) der Anschlußvorrichtung (1') sind.
Anschlußvorrichtung nach einem der vorherigen Ansprüche , dadurch gekennzeichnet, daß die Antwortzeit der Phasensteuermittel (21) so gewählt wird, daß sie lang im Vergleich zu der Frequenz einer möglichen von einem Transponder (10) stammenden Rückmodulation ist, wobei der Transponder in dem elektromagnetischen Feld der Anschlußvorrichtung (1') liegt, und schnell im Vergleich zu der Entfernungsgeschwindigkeit eines Transponders innerhalb dieses elektromagnetischen Feldes ist.
Anschlußvorrichtung nach einem der vorherigen Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der Schwingkreis (R1, L1, 24) ein Element (24) mit variabler Kapazität umfaßt, wobei die Anschlußvorrichtung (1') Mittel (M) umfaßt, die dafür geeignet sind, den Wert dieser Kapazität basierend auf einer Phasenmessung des Signals in dem Schwingkreis zu ermitteln, indem die Spannung, welche an dem Element mit variabler Kapazität anliegt, verändert wird.
Verfahren zum Steuern einer Anschlußvorrichtung nach einem der vorherigen Ansprüche 1 bis 9, dadurch gekennzeichnet, daß das Verfahren umfaßt: a) während einer Lernphase: Erfassen einer ersten charakteristischen Information, die mit dem Strom (I_Leerl _auf) in dem Schwingkreis verknüpft ist, wenn in dem Feld der Anschlußvorrichtung kein Tansponder vorliegt; Erfassen einer zweiten charakteristischen Information, die mit dem Strom (I_max) in dem Schwingkreis verknüpft ist, wenn ein Transponder in maximaler Nähe zu der Anschlußvorrichtung angeordnet ist; Berechnen linearer Rückkopplungsbeziehungen der magnetischen Feldleistung abhängig von der aktuellen Information und von einem vorgegebenen Nominalwert; und b) im Betrieb: Ermitteln der aktuellen Information, die mit der Kopplung (k) zwischen dem Transponder, der in das Feld der Anschlußvorrichtung eingetreten ist und dieser Anschlußvorrichtung selbst verknüpft ist; und Anpassen der magnetischen Feldleistung mittels der linearen Beziehungen.
Verfahren nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß die aktuelle Information von dem Verhältnis zwischen dem aktuellen magnetischen Kopplungskoeffizienten und dem maximalen magnetischen Kopplungskoeffizienten abhängt, der sich ergibt, wenn der Transponder in größter Nähe zu der Anschlußvorrichtung angeordnet ist.