JP4655376B2 - 電磁式トランスポンダ読取り装置の伝送電力の適合 - Google Patents

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Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、電磁式トランスポンダを用いたシステム、すなわち読取り、および／または、書込み端末と呼ばれるユニット（通常、固定ユニット）によって、非接触および無線方式による被呼掛けトランシーバ（通常、移動体）ケーブルに関し、特に、独自の電源を持たないトランスポンダ用を意図した読取り装置に関する。独自の電源を持たないトランスポンダは、自己の電子回路の動作に必要な電源を、読み書き端末のアンテナから放射される高周波電磁界から引き出している。本発明は、読取り専用トランスポンダのデータ、および、トランスポンダ内に含まれるデータを変更するように構成された読み書き端末のデータのみを読取る端末に適用される。
【０００２】
本発明は特に、トランスポンダから端末までの距離を関数とした、読み書き端末の伝送電力の適合に関する。
【０００３】
【従来の技術】
電磁式トランスポンダを用いたシステムは、アンテナを形成しているトランスポンダ側巻線および読み書き端末側巻線を含んでいる、発振回路の使用に基づいている。これらの発振回路は、トランスポンダが読み書き端末の電磁界に入る際の閉磁界によって結合されることを意図している。
【０００４】
図１は、読み書き端末１と、本発明が適用される種類のトランスポンダ１０との間のデータ交換システムの従来の実施例を、極めて簡略化して示したものである。
【０００５】
通常、端末１は、増幅器すなわちアンテナ結合器（図示せず）の出力端子２と基準端子３（通常、接地）との間に、コンデンサＣ１および抵抗Ｒ１と直列に接続されたインダクタンスＬ１から形成される、直列発振回路から形成される。発振回路を制御し、受信したデータを活用するための回路４に属するアンテナ結合器には、変調器／復調器、および、制御信号およびデータを処理するためのマイクロプロセッサが、その他の回路と共に含まれている。図１に示す実施例では、コンデンサＣ１とインダクタンスＬ１とを接続している結節点５が、復調器用に受信されるデータ信号をサンプルするための端子を形成している。通常、端末の回路４は、図示していないが、様々な入出力回路（キーボード、スクリーン、プロバイダへの伝送手段等）および／または処理回路と通信している。読み書き端末の回路は、その動作に必要な電源を、例えば電気供給システムに接続された電源回路（図示せず）から取り出している。
【０００６】
端末１との協働を意図したトランスポンダ１０は、制御／処理回路１３の２つの入力端子１１および１２の間に、並列に接続されたインダクタンスＬ２およびＣ２を含んでいる。入力端子１１および１２は、実際には、整流手段（図示せず）の入力に接続されている。整流手段の出力は、トランスポンダの内部回路の直流電源端子を画定している。
【０００７】
端末１の発振回路は、高周波信号（例えば、１３．５６ＭＨｚ）によって励振される。該高周波信号は、端末からトランスポンダへのデータ伝送がない場合には、トランスポンダ用の電源として独占的に使用される。トランスポンダ１０が端末１の電磁界内にあるときは、トランスポンダの共振回路の端子１１および１２の両端間に、高周波電圧が発生する。この高周波電圧は、整流および必要に応じてクリップされた後、トランスポンダの電子回路１３用の電源電圧として供給される。通常、これらの回路には、マイクロプロセッサ、記憶装置、端末１から受信するであろう信号の復調器、および、端末への情報伝送用変調器が含まれている。
【０００８】
通常、端末およびトランスポンダの発振回路は、伝送キャリアの周波数でオンに同調される。すなわち、共振周波数が、例えば１３．５６ＭＨｚの周波数に設定されている。この同調は、トランスポンダへのエネルギー拡散を最大化することを目的としたもので、通常、クレジットカードの大きさのカードに、様々なトランスポンダの構成要素が統合されている。
【０００９】
端末１によって伝送される高周波遠隔電源キャリアは、データ伝送キャリアとしても使用される。通常、このキャリアは、データをトランスポンダヘ伝送するための様々な符号化技法に応じて、端末によって振幅変調されている。逆に、トランスポンダから端末へのデータ伝送は、通常、共振回路Ｌ２およびＣ２によって形成される負荷を変調することによって実行される。この負荷変化は、キャリア周波数より低い周波数（例えば、８４７．５ｋＨｚ）のサブキャリアレートで実行される。それにより端末側でこの負荷変化を、振幅変調の形で、あるいは、例えばコンデンサＣ１の両端間の電圧、または発振回路を流れる電流を測定することによって、位相変化の形で検出することができる。端末からトランスポンダへの伝送であれ、あるいはトランスポンダから端末への伝送であれ、通常、データ伝送には、良く知られている技法が用いられており、詳細な説明は省略するが、これらのデータ伝送は、端末によって伝送されるデータが、サブキャリア上で変調されているとしても、伝送キャリアとして、高周波トランスポンダ遠隔電源信号を用いていることだけは指摘しておかなければならない。
【００１０】
端末１の磁界中のトランスポンダ１０によってセンスされる電圧は、トランスポンダと端末の間の距離によって変化し、特に、端末とトランスポンダの各発振回路の間の結合係数によって変化する。システムに比較的広いレンジ（例えば、４から８インチ程度）を持たせるためには、必要な遠隔電源電力をトランスポンダに供給するために、端末の発振回路に相当な電力を供給し、所望レンジの距離において、十分な強度の放射磁界を維持しなければならない。しかしこれには、トランスポンダの端末への接近時に、トランスポンダが、必要以上の過剰電力を受け取る欠点がある。さらに、トランスポンダ側に過電圧保護手段を設ける必要があり、読み書き端末による無駄な電力過剰消費の原因になっている。
【００１１】
端末が放射する高電力がもたらす他の問題は、複数のトランスポンダが、この放射磁界から十分な電力を受け取ることができ、そのため、データ伝送の衝突という問題が生じ、および／または、トランスポンダと読み書き端末の間の非公認データ伝送侵害の原因になっている。
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】
本発明の目的は、読み書き端末によって放射される高電力にリンクされた、従来の電磁式トランスポンダシステムの欠点を解決することである。
【００１３】
特に、本発明は、電磁式トランスポンダ読み書き端末の電力消費を最適化することを目的としている。
【００１４】
本発明はさらに、トランスポンダを変更する必要のない解決法、したがって既存のトランスポンダと両立する解決法を提供することを目的としている。
【００１５】
【課題を解決するための手段】
本発明は、読み書き端末の電磁界に入ったトランスポンダの距離に応じた、読み書き端末の伝送電力の適合を提供する。したがって、本発明によれば、端末によって伝送される電力は、トランスポンダが端末に近いか、あるいは端末から遠く離れているかによって変調される。
【００１６】
文献ＥＰ−Ａ−０，７２２，０９４に、トランスポンダからの距離に応じた、読取り装置発振回路の励振電力の適合が提案されている。特に、トランスポンダと読取り装置の間の電磁結合に応じた適合が提案されている。この文献に支持されている解決法では、結合を、読取り装置発振回路の両端間の電圧に基づいて決定し、それによって読取り装置の出力レベルを適合させている。
【００１７】
このような解決法は、いくつかの理由により十分ではない。
【００１８】
先ず、トランスポンダによって回復される電圧（読み書き端末が放射する電磁界から引き出される電力）が、単調な距離の関数ではないことである。特に、発振回路のインピーダンスによって特性化された、特定の種類のトランスポンダの場合、その発振回路の両端間の結合に応じた（あるいは距離に応じた）電圧特性は、通常、最適結合位置において最大となる。したがって、２つの異なる距離に対して、同じ電圧レベルが、トランスポンダによってセンスされる。
【００１９】
さらに、この電圧−結合特性が、発振回路の同調に応じて（したがってその共振周波数に応じて）変化することである。すなわち、電圧−結合特性は、端末の発振回路のインピーダンスによっても変化することである。
【００２０】
読取り装置側では、発振回路中の電流が、特に、トランスポンダによって回復される電圧および結合係数の関数であることを指摘しておかなければならない。
【００２１】
結合に応じてトランスポンダによって回復される電圧の非単調な形状による問題は、上記文献ＥＰ−Ａ−０，７２２，０９４によっては解決されない。
【００２２】
他の問題は、同一の端末が、特に構成要素のサイズが異なる様々なトランスポンダファミリと共に使用される可能性があることである。したがって、特定の種類のトランスポンダのための制御関係を備える必要があり、また、トランスポンダの種類が変わる毎に、制御関係を修正しなければならない。例えば、アクセス制御システムにおいて、新しいトランスポンダバージョンが、古いバージョンと置き換えられた場合などが、その例である。
【００２３】
本発明は、端末からの距離を計算するために、トランスポンダからの伝送の実行を必要とすることなく、端末によって伝送されるトランスポンダのための電力の適合を提供することを目的としている。
【００２４】
本発明はさらに、距離に対するトランスポンダの非単調応答に対しても、上記適合を確実なものにすることを目的としている。
【００２５】
本発明はさらに、トランスポンダの種類に対応するために、端末の自動パラメータ化を可能にすることを目的としている。
【００２６】
特に、本発明は、トランスポンダが端末の電磁界中に入ったときに、少なくとも１つのトランスポンダと協働するように構成された電磁界を発生するための端末であって、高周波交流励振電圧を受け取るように構成された発振回路を含んでいる端末を提供する。上記端末は、発振回路中の信号位相を、基準値に対して調整するための手段と、トランスポンダと端末の間の電磁結合に関係する、現在情報を決定するための手段と、少なくとも前記現在情報に応じて上記電磁界電力を適合させるための手段とを含んでいる。
【００２７】
本発明の一実施形態によれば、上記端末は、端末発振回路の容量素子の両端間の電圧の関数である第１の量と、その発振回路を流れる電流の関数である第２の量とを測定するための手段を含んでいる。
【００２８】
本発明の一実施形態によれば、上記端末は、トランスポンダと端末の間の距離のいくつかの限定構成における結合に関係する特性情報を決定し、記憶し、かつ、本発明による、電磁界電力の適合においてこの特性情報を考慮するための手段を含んでいる。
【００２９】
本発明の一実施形態によれば、前記特性情報は、とりわけ、トランスポンダが端末の電磁界中に存在しない場合、上記容量素子の両端間の電圧と、トランスポンダが端末に最も接近した場合、上記容量素子の両端間の電圧、およびトランスポンダが端末の電磁界中に存在しない場合、発振回路中の電流と、トランスポンダが端末に最も接近した場合、発振回路中の電流とを含んでいる。
【００３０】
本発明の一実施形態によれば、前記現在情報は、前記２つの量および前記特性情報値の現在測定値から推定される。
【００３１】
本発明の一実施形態によれば、少なくとも１つの特性情報が、学習段階中に、端末によって自動的に決定される。
【００３２】
本発明の一実施形態によれば、上記電磁界の電力を適合するための手段には、端末の発振回路の交流励振電圧を変更するための、制御可能な手段が含まれている。
【００３３】
本発明の一実施形態によれば、上記電磁界の電力を適合するための手段には、端末の発振回路に属する、１つまたは複数の制御可能な抵抗素子が含まれている。
【００３４】
本発明の一実施形態によれば、上記位相調整手段の応答時間は、端末の電磁界中に存在するトランスポンダからの起こり得るバック変調の周期より長くなり、かつ、端末の電磁界中におけるトランスポンダの変位速度より速くなるように選択される。
【００３５】
本発明の一実施形態によれば、前記発振回路は可変容量の素子を含んでおり、前記端末には、前記可変容量の素子の両端間の電圧を変化させることによって測定した、発振回路中の信号の位相測定値に基づいて前記可変容量の素子の値を決定するように構成された手段が含まれている。
【００３６】
本発明はさらに、端末を制御するための方法を提供する。上記方法は、
ａ）学習段階において、
トランスポンダが端末の電磁界中に存在しない場合、発振回路中の電流に関連する第１の特性情報を決定するステップと、
トランスポンダが端末に最も接近した場合、発振回路中の電流に関連する第２の特性情報を決定するステップと、
前記現在情報および所定公称値に応じて磁界電力の線形制御関係を決定するステップとを含んでおり、また、
ｂ）動作段階において、
端末の電磁界中に入ったトランスポンダと前記端末との間の結合に関連する現在情報を決定するステップと、
前記線形関係に基づいて磁界電力を適合するステップと
を含んでいる。
【００３７】
本発明の一実施形態によれば、前記現在情報は、現在電磁結合係数と、トランスポンダが端末に最も接近した場合に得られる最大電磁結合係数との比の関数である。
【００３８】
次に、本発明の上記の目的、特徴および利点について、添付の図面に照らして行う、特定の実施形態についての、限定されることのない以下の説明の中で詳細に考察する。
【００３９】
【発明の実施の形態】
同一要素は、全ての図面を通して同一の参照符号で参照されている。また、図３から図６は非スケールで描かれている。図面を明快にするために、本発明を理解するために必要な要素のみが示されており、以下、それらについて記述する。特に、トランスポンダの構造、および、読取り端末側のディジタルデータ処理要素の構造については、その詳細を省略する。
【００４０】
本発明の特徴は、端末の電磁界に入ったトランスポンダの、遠隔電源キャリア周波数の信号によって計算される距離に応じて、読み書き端末の発振回路の励振エネルギーを修正することである。遠隔電源キャリア情報を直接使用することにより、トランスポンダによる情報伝送の必要なく、距離を計算することができる。実際に、トランスポンダが端末の電磁界に入ったときに、トランスポンダは、その端末の発振回路の負荷に作用する。この負荷変化は、特に、トランスポンダと端末との距離によって決まる。本発明によれば、直列発振回路すなわち端末アンテナ（インダクタンスＬ１）中の電流に作用することによって、出力が修正される。この作用は、いわゆる発生器電圧すなわち増幅器３の出力電圧を修正することによって、あるいは、抵抗Ｒ１の値を修正することによって実行させることができる。
【００４１】
距離情報を得るための本発明の解決法は、とりわけ、信号の振幅（例えば、図１に示すコンデンサＣ１の両端間の電圧の振幅）を測定していることである。既に指摘したように、特に、距離に基づく電圧変化の範囲が、発振回路の同調、すなわちコンデンサＣ１の値によって決まるため、このような測定値は、従来の端末を用いた実践には利用することができない。したがって従来の回路における同調は、けっして完全ではない。
【００４２】
特に、従来の端末では、キャリア周波数への共振周波数の同調は、端末が製造された時点で、可変コンデンサによって手動で実行されている。特に、容量素子および誘導性素子の製造公差により、端末の発振器から供給される基準信号と、例えばコンデンサＣ１の両端間でサンプルされる受信信号との間に選択される位相動作点を保証するために、同調には調整が必要である。端末の発振回路の離調はいくつか重要な結果を及ぼし、特に、発振回路中の信号振幅の修正、したがって、計算に有効な信号振幅の修正に影響している。
【００４３】
したがって本発明の他の特徴は、基準値に対する端末発振回路の位相調整を提供することである。本発明によれば、この位相調整はループによって実行され、ループの応答時間は、トランスポンダからのバック変調への妨害を避けるために、ループが十分遅くなるように、かつ、端末の電磁界中のトランスポンダの変位速度より十分速くなるように選択される。これは、変調周波数（例えば、トランスポンダから端末へのデータ伝送に使用される１３．５６ＭＨｚ遠隔電源キャリア周波数および８４７．５ｋＨｚバック変調周波数）に関して、静的調整と呼ぶことができる。
【００４４】
図２は、発振回路位相調整ループを備えた、本発明による端末１’の一実施形態の構成を示したものである。
【００４５】
従来、端末１’は、増幅器すなわちアンテナ結合器３の出力端子２ｐと基準電位（通常、接地）端子２ｍとの間に、容量素子２４および抵抗素子（抵抗Ｒ１の符号で示されている）を直列に有するインダクタンス、すなわちアンテナＬ１で形成される発振回路を含んでいる。増幅器３は、高周波伝送信号Ｔｘを、変調器６（ＭＯＤ）から受信している。変調器６は、例えば水晶発振子（図示せず）から、基準周波数（信号ＯＳＣ）を受け取っている。変調器６は、必要に応じて伝送するデータ信号を受信し、端末からのデータ伝送がない場合は、トランスポンダに遠隔で電源供給するように構成された高周波キャリア（例えば、１３．５６ＭＨｚ）を供給している。
【００４６】
本発明の特徴は、上記容量素子２４が可変容量を備えた素子であり、少なくとも１つの信号ＣＴＲＬによって制御することができることである。本発明によれば、基準信号ＲＥＦに対して、アンテナＬ１の電流位相が調整される。この調整は、高周波信号の調整、すなわち、伝送するデータがない信号Ｔｘに対応するキャリア信号の調整である。この調整は、端末１’の発振回路の容量を変化させることによって実行され、アンテナの電流が、基準信号に対して一定の位相関係に維持される。信号ＲＥＦは、周波数がキャリア周波数であり、例えば、変調器の発振器から供給される信号ＯＳＣに相当している。
【００４７】
可変コンデンサは、いくつかの方法によって得ることができる。通常、このコンデンサは、容量が数百ピコファラッドであり、端子間の耐電圧が１００ｖを越えるものでなければならない。第１の解決法は、スイッチキャパシタ網を使用することであるが、コンデンサ数の理由からバルク回路設計にしない限り、容量変化が、線形から大きく外れたものになってしまう欠点がある。第２の解決法は、ダイオードを用いることであり、逆バイアス接合の容量を、逆バイアスの関数である可変容量として利用したものである。この場合、ダイオードは、その陽極が基準端子２ｍに、陰極がインダクタンスＬ１に接続される。第３の解決法は、ダイオード搭載ＭＯＳＦＥＴトランジスタを使用することである。このような素子は、実質的にダイオードの特性と同じ、容量対電圧特性を有している。この素子の利点は、耐なだれ電圧が同一の場合、必要な集積面積が、ダイオードに比べて狭いことである。
【００４８】
抵抗Ｒ１およびインダクタンスＬ１と直列に接続された容量素子２４は、図２に示すように、信号ＣＴＲＬによって制御することができる。信号ＣＴＲＬは、回路２１（ＣＯＭＰ）の出力信号である。回路２１の機能は、基準信号ＲＥＦに対する位相間隔を検出することであり、検出した位相間隔に応じて、素子２４の容量を変更することである。
【００４９】
発振回路における位相測定は、例えば、発振回路中の電流Ｉの測定に基づいて実施される。例えば、図２に示す実施形態では、素子２４およびインダクタンスＬ１に直列に接続された、変流器で形成される回路２３が使用されている。通常、このような変流器は、素子２４と接地端子２ｍの間の一次巻線２３’と二次巻線２３”から形成され、その第１の端子は、接地２ｍに直接接続され、もう一方の端子が信号ＭＥＳを形成し、測定結果をもたらしている。電流／電圧変換抵抗Ｒ２３が、二次巻線２３”に並列に接続されている。
【００５０】
測定の結果ＭＥＳが位相比較器２１に送られ、ブロック２３で測定された電流位相と基準信号ＲＥＦが比較される。比較の結果に応じて、信号ＣＴＲＬによって容量素子２４が制御される。
【００５１】
好ましい実施形態によれば、上記比較器２１は、トランスポンダからの信号の復調用として使用される位相復調器と同一の位相復調器（図示せず）を使用している。トランスポンダからの信号は、発振回路によって受信することができる。
したがって、図２に示すように、比較器２１は信号Ｒｘを形成し、トランスポンダから受信されるデータの起こり得るバック変調を復元している。
【００５２】
位相調整ループは、８４７．５ｋＨｚの位相変調を妨害しないよう、十分遅くなければならず、かつ、端末の電磁界中におけるトランスポンダの変位速度（通常、１針）より十分速くなければならないことを指摘しておく。例えば、１ミリ秒程度の応答時間が妥当であり、トランスポンダの変位時間は、数百ミリ秒程度である。
【００５３】
本発明の第１の利点は、発振回路の位相を、基準値に基づいて調整することにより、起こり得る２つの問題、すなわち発振回路素子のサイジング公差の問題、およびそのために生じる動作変動の問題が解決されることである。
【００５４】
本発明によれば、位相調整ループの修正情報、すなわちコンデンサ２４の両端間の電圧に関連する情報（実際には、その存在を無視することができる変流器２３に関連する情報）を用いて、トランスポンダの位置が計算される。
【００５５】
容量素子２４が電圧で制御される一実施形態では、修正情報を、位相調整器の出力部で直接、すなわち電圧レベルの形の信号ＣＴＲＬをサンプルしている。したがって、この実施形態によれば、端末１’は、とりわけ、位相ループ修正電圧Ｖｂの関数として、出力量を選択するユニット２５（ＳＥＬ）を含んでいる。
【００５６】
他の実施形態によれば、位相調整器とは別の素子を用いて、コンデンサ２４の両端間の電圧を評価しているが、修正情報を利用することにより、回路が最適化される利点を有している。
【００５７】
実際には、また、以下から分かるように、端末の発振回路中の電流値Ｉ（あるいは、知られている方法で発振回路にリンクされた値）、およびコンデンサ２４の両端間の電圧値ＶＣ１（あるいは、知られている方法でコンデンサ２４にリンクされた値）を測定することが好ましい。これにより、特に、トランスポンダの応答が非単調であることによる問題を解決することができる。
【００５８】
図２に示す例では、ユニット２５は、制御信号２６を用いて、発生器の電圧レベルに作用している。好ましい他の実施形態によれば、ユニット２５は、抵抗素子Ｒ１に作用し、その抵抗値を修正している。この場合、例えば切換え可能抵抗網、あるいは１つまたは複数のＭＯＳＦＥＴトランジスタが使用される。ＭＯＳＦＥＴトランジスタは、ゲート電圧を修正することによって、オン状態の抵抗値が変化する。
【００５９】
実施形態が何であれ、ユニット２５は、伝送電力を、基準値に従って実質的に線形修正することが好ましいことを指摘しておく。しかし、例えば上記抵抗素子が、切換え可能抵抗アレイから形成されている場合、あるいは上記ユニット２５が、アナログ／ディジタル変換器として機能する場合、またはディジタル情報を受け取る場合は、階段状に変化させることもできる。
【００６０】
本発明の他の特徴は、トランスポンダが位置している距離に基づく電力制御を、トランスポンダの種類に応じて適合させるために、端末の自動パラメータ化を提供することである。この自動パラメータ化は、学習段階の中で実行される。これについては、発振回路の結合と発振回路の間の距離との関係についての以下の考察によって、より深く理解できると思われる。
【００６１】
図３は、トランスポンダと読み書き端末の間の距離ｄに基づく、トランスポンダの端子１１および１２の両端間の電圧ＶＣ２の変化を示したものである。図３の曲線は、同時に、後に式５で示すように、トランスポンダの発振回路と端末の発振回路との間の結合係数ｋ（常に、０と１の間である）に基づく、電圧ＶＣ２の変化を表すものとして考察することもできる。実際に、発振回路間の結合は、アンテナ間の距離の関数である。特に、アンテナ間の距離は、第１の近似として、１−ｋに関係している。したがって、以下の説明においては、図３の特性の横座標として、距離または結合係数のいずれかを適用するものとする。ｘ軸は、図面の右側に向かって距離ｄの増加を表し、かつ、図面の左側に向かって結合係数ｋの増加を表している。
【００６２】
図３に示すように、電圧ＶＣ２は、結合係数の最適値ｋｏｐｔに対して、最大値ＶＣ２ｏｐｔを有している。特定の周波数および発振回路サイジングに対して、電圧ＶＣ２は、最適結合位置ｐ１の両側で減少している。
【００６３】
曲線は、最適結合位置より距離が短い、結合値ｋｏｐｔ√３が逆転ポイントｐ２であることを示している。距離がさらに短くなると、曲線は、最小位置Ｖｍｉｎへの漸近線に向かう。距離が最適結合位置より長くなると、電圧ＶＣ２は大きく減少する。さらに、ｋｏｐｔ√３における変曲点ｐ２の電圧レベル（その値は、ＶＣ２ｏｐｔ√３／２に等しいと言える）は、最適結合位置に対して対称の、結合値ｋｏｐｔ／√３に対応するポイントｐ３の位置に出現するものと考えられる。
【００６４】
図３の曲線は理論的な曲線であり、特定の伝送システムに対しては、曲線全体が結合位置に追従することはない。実際には、特定のトランスポンダの種類に対する関係を定義するためには、２つの追加ポイントが必要である。
【００６５】
第１のポイントｐ４は、最大結合位置すなわち距離ゼロにおけるｋｍａｘに対応している。この位置は、２本のアンテナ間の距離が最小の場合、すなわち、トランスポンダが端末上（インダクタンスＬ１が配置されている位置）にある場合に得られる結合として定義することができる。このポイントは、２本のアンテナ間における実際の距離ゼロではなく、最短の距離である。読取り装置およびトランスポンダにケース（スマートカード用のアンテナトラックを被覆している物体）が設けられているため、実際にアンテナＬ１およびＬ２を接触させることはできない。この位置は、図３に示す特性上の任意のポイントで良いが、最大結合位置は、その位置においてのみ回復電圧が最大値となる位置、すなわち最適結合位置に対応する位置であることを指摘しておく。
【００６６】
第２のポイントｐ５は、システムのレンジ限界に対応するポイントである。ポイントｐ５の位置は、トランスポンダの構造によって変化する。ポイントｐ５は、電力不足により、トランスポンダとの接触が絶たれるポイントである。例えば、ポイントｐ５は、端末が伝送する最大電力を取り決めた規格、およびシステムのレンジを規定した規格に基づいて決定される。ポイントｐ５における電圧ＶＣ２（ｐ５）は、システムのレンジが広くなればなるほど小さくなり、かつ、トランスポンダが端末に接近した場合に、電磁界を減少させる必要性がさらに増加することを指摘しておく。
【００６７】
本発明によれば、トランスポンダと端末の間の距離（したがって、結合）を用いて伝送電力を制御するために、図３の曲線が考慮されている。発振回路間の結合は、特に、端末の直列発振回路の電流Ｉ（例えば、変流器２３によって測定される）によって決まる。ここで、次の関係式により、電流Ｉは、いわゆる発生器電圧Ｖｇおよび発振回路の皮相インピーダンスＺ１ａｐｐにリンクされている。
【００６８】
【数１】
Figure 0004655376
【００６９】
ここで、皮相インピーダンスＺ１ａｐｐは、とりわけ、抵抗Ｒ１の関数である。したがって、結合すなわちトランスポンダによって回復される電圧ＶＣ２を、Ｖｇ値あるいはＲ１値、またはその両方を変更することにより、修正することができる。
【００７０】
また、発振回路の位相を、基準値に基づいて調整することにより、端末の電磁界中に入るトランスポンダの距離の変化を、端末発振回路のインピーダンスの実部の修正としてのみ変換することを可能にしている。実際に、トランスポンダが形成する負荷によって、発振回路のインピーダンスの虚部を修正する傾向にある全ての変化は、位相調整ループによって補償されている。したがって、調整システムによる位相制御は、静的動作（すなわち、周波数がサブキャリア周波数より小さい場合）においては、インピーダンスの虚部Ｚ１ａｐｐがゼロになるように制御している。したがって、インピーダンスＺ１ａｐｐは皮相抵抗Ｒ１ａｐｐに等しくなり、次式で表すことができる。
【００７１】
【数２】
Figure 0004655376
【００７２】
【数３】
Figure 0004655376
【００７３】
ここで、ωは脈動を表し、Ｘ２は、トランスポンダ発振回路のインピーダンスの虚部（Ｘ２＝ωＬ２−１／ωＣ２）を表し、Ｒ２は、トランスポンダ回路が自らの発振回路上に形成する負荷を表し、図１をモデルとした場合インダクタンスＬ２およびコンデンサＣ２と並列の、点線で示される抵抗Ｒ２に対応するものである。すなわち、抵抗Ｒ２は、コンデンサＣ２およびインダクタンスＬ２に並列に付加される、全てのトランスポンダ回路（マイクロプロセッサ、バック変調手段等）の等価抵抗を表している。上記式２において、他の２つの項に加えるインダクタンスＬ１の直列抵抗は、無視されている。また、式を簡単にするために、この直列抵抗値を抵抗値Ｒ１に含ませることもできる。
【００７４】
第１の近似（一次近似）として、トランスポンダ発振回路のインピーダンスの虚部Ｘ２を、ゼロと見なすことができる。その理由は、ここでは同調状態が考慮されていること、および、発振回路の共振周波数が、遠隔電源キャリア周波数に対応するように、トランスポンダ素子が、構造によってサイズ化されていることによるものである。
【００７５】
したがって、式１、２および３を組み合わせると、結合係数ｋと電流Ｉ、電圧Ｖｇおよび抵抗Ｒ１との関係式を、次のように表すことができる。
【００７６】
【数４】
Figure 0004655376
【００７７】
発振回路間の結合に応じて、伝送周波数を適合させるためには、トランスポンダの現在位置を、図３に示す種類の曲線上に置くことができなければならないが、曲線全体を考慮に入れての電力制御には、特定のトランスポンダファミリについて、曲線の形状を正確に決定し、記憶させる必要がある。また、制御修正のためのこのような高精度は、必ずしも必要ではない。したがって、本発明の好ましい実施形態によれば、最小数の特性ポイントから推定される線形関係に基づいて、電力が制御される。
【００７８】
特に、結合係数ｋに基づく３から５ポイントの電圧ＶＣ２の形状特性を用いて、結合を関数とした、最大４つの線形電力変化レンジを規定している。これらの５ポイントは、図３の曲線の係数ｋｏｐｔによって決まる３つの特性ポイント、すなわちｋｏｐｔにおけるｐ１、ｋｏｐｔ√３におけるｐ２、およびｋｏｐｔ／√３におけるｐ３の３ポイントと、最短距離（すなわち最大結合係数ｋｍａｘ）によって決まるポイントｐ４、および、システムのレンジ限界および端末の最大許容伝送電力（通常、規格によって定められている）に対応するポイントｐ５に、それぞれ対応している。
【００７９】
図４は、図３の理論曲線に基づく本発明による、結合を関数として実行される電力修正形状を示したものである。この修正は、結合係数ｋを関数として、例えば電圧レベルＶｇを修正して、ほぼ一定の電圧レベルＶＣ２（図３）に維持することからなっている。本発明によれば、この制御は、特性ポイントｐ１からｐ５に対する結合位置ｋに基づいて、かつ、これらのポイント間の線形部分によって実行される。
【００８０】
図４は、可能な特性端に対応するｋｍａｘ値とｄｍａｘ値の間のみプロットしたものである。また、図４のプロットは、ポイントｐ２の左側にポイントｐ４の位置を有する図３の理論曲線に基づいたものである。
【００８１】
発生器電圧Ｖｇを電圧ＶＣ２にリンクしている関係式は、次の通りである。
【００８２】
【数５】
Figure 0004655376
【００８３】
図４の直線状修正部分の決定を可能にするための第１の解決法には、インダクタンスＬ１およびＬ２を関数とし、かつ、抵抗Ｒ１およびＲ２を関数とする最適結合係数ｋｏｐｔの表現式を用いることが含まれている。実際に、最適結合係数ｋｏｐｔと発振回路素子とをリンクしている関係式は、次の通りである。
【００８４】
【数６】
Figure 0004655376
【００８５】
この表現式を、上記式４に適用すると、係数ｋｏｐｔ、Ｖｇ値、Ｉ値およびＲ１値に基づいて、現在結合係数の決定を可能にする次の関係式が得られる。
【００８６】
【数７】
Figure 0004655376
【００８７】
さらに、式５と６を組み合わせると、電圧ＶＣ２と結合ｋｏｐｔ間に次の関係式が得られる。
【００８８】
【数８】
Figure 0004655376
【００８９】
ここで、最適結合ポイントｐ１における電圧ＶＣ２ｏｐｔが、次の関係式から得られる。
【００９０】
【数９】
Figure 0004655376
【００９１】
この表現式を、上記式８に適用すると、最適結合に応じた電圧ＶＣ２を表すことができる。
【００９２】
【数１０】
Figure 0004655376
【００９３】
しかし、この解決法には実施上の問題があるため、好ましい実施形態ではない。先ず、動作と共に抵抗Ｒ２が変化することである（本発明によって提供される制御によれば、抵抗Ｒ１も変化する）。しかし何よりも、端末による、最適結合での位置の同一性判別が容易でないため、学習によるこの決定は、実際にはほとんど不可能である。さらに、端末側で電流Ｉを測定する場合、トランスポンダが、最適結合位置から端末に近い位置にある場合と遠い位置にある場合とにおいて、可能な２つの結合係数が存在することである。
【００９４】
したがって本発明によれば、結合に基づいてシステム応答をモデル化し、制御を簡単にするための、容易に決定可能な特性動作条件が存在することを利用している。
【００９５】
第１の条件は、端末のオフロード動作である。すなわち、端末の電磁界中にトランスポンダが存在しない場合電流Ｉｏｆｆ−ｌｏａｄである。このオフロード動作では、端末の発振回路の皮相インピーダンスＺ１ｏｆｆ−ｌｏａｄは、端末の成分Ｒ１、Ｌ１およびＣ１によってのみ決まる。さらに、位相調整により、このインピーダンスの虚部は常にゼロである。したがって、電流Ｉｏｆｆ−ｌｏａｄを、次のように表すことができる。
【００９６】
【数１１】
Figure 0004655376
【００９７】
容易に決定することができる第２の条件は、最大結合ｋｍａｘであり、対象ファミリのトランスポンダが端末上に位置している間に、端末の発振回路の電流測定値Ｉｍａｘを得ることができる。
【００９８】
上記式７を最大結合位置に適用し、それに上記式１１に従ってオフロード電流値を当てはめると、次式が得られる。
【００９９】
【数１２】
Figure 0004655376
【０１００】
したがって、最適係数と最大係数との比は、電流Ｉｏｆｆ−ｌｏａｄおよび最大結合におけるＩｍａｘによってのみ決まることが分かる。
【０１０１】
さらに、本発明者は、回路の全ての関数関係式を、比ｋ／ｋｍａｘに従って、特に簡潔に表すことができることを確信した。ここで、ポイントｐ４を、図３の曲線上に位置決めするために、係数ｋｍａｘの量を決定し、ポイントｐ４が最適結合ポイントｐ１の左側に位置するか、あるいは右側に位置するか（図３の曲線において）を決定してみることにする。上記式１２を適用することによって簡単に実行されるこの決定により、考察中のアプリケーションが、傾斜が反転する特性あるいは単調な特性を有する特性ＶＣ２＝ｆ（ｋ）（図３）を提供するか否かを決定することができる。実際に、比ｋｏｐｔ／ｋｍａｘが１未満であれば、特性の傾斜が反転し、比ｋｏｐｔ／ｋｍａｘが１より大きい場合は、その特性は単調である。比ｋｏｐｔ／ｋｍａｘが１より大きい場合、最適結合位置を得ることができないことを指摘しておく。
【０１０２】
図５は、ｋｏｐｔ／ｋｍａｘが１未満のシステムにおける、比ｋ／ｋｍａｘを関数とした電圧ＶＣ２の特性を示したものである。この特性は、ポイントｐ５からスタートしており、図３の特性とは逆になっている（ｋは、右に向かって増加している）。ポイントｐ５は、端末オフロード動作に対応しないこと、すなわち、図４の横座標および縦座標共に空白のポイントに対応しないことが好ましいことを指摘しておく。実際に、レンジ限界ポイントｐ５は、トランスポンダが接触を絶つ位置、すなわち、電源が十分に供給されない位置での結合（ゼロである必要はない）に対応している。最大結合ポイントｐ４における横座標は、１（ｋ＝ｋｍａｘ）である。比ｋｏｐｔ／ｋｍａｘが決定されているため、５つの特性ポイントｐ１からｐ５に対する横座標が分かる。ポイントｐ３の決定は任意選択であることを指摘しておく。
【０１０３】
本発明の他の好ましい特徴は、ポイントｐ１からｐ５における電圧ＶＣ２の絶対値を決定しようとする試みに代わって、電圧ＶＣ２の相対値すなわち比を使用していることである。実際に、重要なことは、適用する修正傾斜を決定することである。
【０１０４】
以下の考察により、発生器電圧Ｖｇの電圧を変化させることができる（一定抵抗Ｒ１を用いて）ことを考慮することによって、本発明による、瞬時結合ｋに基づく伝送電力の修正を決定することが可能であることが分かる。しかし、以下で分かるように、量ＶｇおよびＲ１は互いにリンクされているため、以下の考察は、抵抗Ｒ１の変化（Ｖｇを一定にして）に置き換えて考察することも可能であることを指摘しておく。
【０１０５】
第１に、次の関係式から、ポイントｐ２およびｐ３における電圧ＶＣ２（ｐ２）およびＶＣ２（ｐ３）が、最適結合ポイントｐ１における電圧ＶＣ２ｏｐｔにリンクしていることが分かる。
【０１０６】
【数１３】
Figure 0004655376
【０１０７】
さらに、式１０を最大結合係数ｐ４に適用すると、既知の比ｋｏｐｔ／ｋｍａｘおよびＶＣ２ｍａｘ値によって決まる、次の関係式が得られる。以下で分かるように、この関係式を、ポイントｐ１における伝送電力にリンクさせることができる。
【０１０８】
【数１４】
Figure 0004655376
【０１０９】
ＶＣ２ｍａｘ値は、電圧ＶＣ２が取り得る最大値に対応するものではないことを指摘しておく。電圧ＶＣ２の最大値はＶＣ２ｏｐｔである。したがって、ポイントｐ１およびｐ４における電圧ＶＣ２の比を、単独の学習測定から知ることができることが分かる。当然、学習決定は全て非制御で実行される。すなわち、学習の間、伝送電力は、端末側の公称レベルに維持される（ＶｇおよびＲ１は一定である）。
【０１１０】
その比を電圧ＶＣ２ｏｐｔで表すことができない唯一の値は、レンジ限界ポイントｐ５におけるＶＣ２ｍｉｎ値である。実際には、この位置は、トランスポンダの動作に必要な最低電圧によって決まる。
【０１１１】
第１の解決法は、端末がトランスポンダファミリ専用である場合、勾配生成計算用として端末が利用できるように、この値を端末に導入することである。
【０１１２】
しかし、本発明の好ましい実施形態によれば、端末への値の導入を最少にし、学習で満足することを試みている。曲線ＶＣ２＝ｆ（ｋ）の原点ｐ６では、結合がなく、かつ、電圧ＶＣ２がゼロであることを指摘しておく。したがって、本発明によれば、ポイントｐ６およびｐ３間における勾配変化は、ほとんどないものと考えることができ、単一修正部分と見なすことができる。簡易実施形態では、ポイントｐ１およびｐ６間を、単一修正部分で十分である、と見なしてさえいることを指摘しておく。
【０１１３】
次に、上記式７を最適結合位置に適用し、かつ、式１１によってもたらされるオフロード電流値を当てはめると、オフロード電流Ｉｏｆｆ−ｌｏａｄが、最適結合電流Ｉｏｐｔの２倍に対応することを推論することができる。この関係式からは、電圧ＶＣ２ｏｐｔとＶＣ２ｍｉｎとの関係式を推論することはできないが、励振電力が電流Ｉにリンクしており、調整パラメータ（式１）、例えば、電圧Ｖｇに関係していることが分かる。したがって、ほぼ一定の電圧ＶＣ２を維持するための発生器電圧の制御に与える修正に関して、最適結合ポイントｐ１における発生器電圧Ｖｇ（ｐ１）（電圧Ｖｇの最小値Ｖｇｍｉｎに対応する）は、オフロード動作ポイントｐ６における発生器電圧Ｖｇ（ｐ６）の半分に等しくなければならないと言える。既に指摘したように、端末の最大伝送電力（したがって、最大発生器電圧Ｖｇｍａｘ）が分かっており、例えば、規格によって設定されている。したがって、システムがオフロードを操作する場合、電圧Ｖｇ（ｐ６）は、Ｖｇｍａｘ値を越えることはできない。そのため、本発明のこの実施形態によれば、電圧Ｖｇ（ｐ６）は、Ｖｇｍａｘ値以下の値Ｖｇｎｏｍに設定されている。電圧Ｖｇｎｏｍに適用する修正関数を、結合係数ｋまたは類似の情報に応じて決定するためには、これで十分であり、実際に、図４の曲線の修正勾配を決定することができる。
【０１１４】
トランスポンダが回復する電圧ＶＣ２を、ほぼ一定の公称値にするために、電圧Ｖｇの制御を可能にしている特性Ｖｇ＝ｆ（ｋ／ｋｍａｘ）においては、比ｋ／ｋｍａｘおよび電圧Ｖｇｎｏｍに基づくポイントｐ１、ｐ２、ｐ４、ｐ６、および可能ｐ３の座標を、上記考察から推論することができる。
【０１１５】
ポイントｐ６の座標は、０（オフロード）とＶｇｎｏｍである。
ポイントｐ１の座標は、ｋｏｐｔ／ｋｍａｘとＶｇｍｉｎ＝Ｖｇｎｏｍ／２である。
ポイントｐ２の座標は、√３・ｋｏｐｔ／ｋｍａｘとＶｇｎｏｍ／√３である。
ポイントｐ４の座標は、１（端末上のカード）と
【数１５】
Figure 0004655376
である。
可能ポイントｐ３の座標は、ｋｏｐｔ／（√３・ｋｍａｘ）とＶｇｎｏｍ／√３である。
【０１１６】
これらの座標に基づいて、比ｋ／ｋｍａｘの現在値に応じた制御特性の関係式を設定することができる。Ｉｏｆｆ−ｌｏａｄがＩｍａｘ以上である図４を例に取ると、例えば、次の関係式を適用することができる。
ｋ／ｋｍａｘ＜ｋｏｐｔ／（ｋｍａｘ．√３）に対して
【数１６】
Figure 0004655376
ｋｏｐｔ／（ｋｍａｘ．√３）＜ｋ／ｋｍａｘ＜ｋｏｐｔ／ｋｍａｘに対して
【数１７】
Figure 0004655376
ｋｏｐｔ／ｋｍａｘ＜ｋ／ｋｍａｘ＜ｋｏｐｔ√３／ｋｍａｘに対して
【数１８】
Figure 0004655376
ｋｏｐｔ√３／ｋｍａｘ＜ｋ／ｋｍａｘに対して
【数１９】
Figure 0004655376
【０１１７】
上記の第１および第２の部分を、１つに結合することができることを指摘しておく。この例では、
ｋ／ｋｍａｘ＜ｋｏｐｔ／ｋｍａｘの場合
【数２０】
Figure 0004655376
【０１１８】
この修正を実施する回路は、切換え可能抵抗網、あるいは、オン状態時の抵抗を変化させることができる１つまたは複数のＭＯＳＦＥＴトランジスタ回路であり、そのオン状態抵抗が変化するように構成されており、当然、全動作レンジに渡る連続的な修正を考慮するためには、係数変化ポイントにおける電力レベルを考慮しなければならない。
【０１１９】
図５の例において、ポイントｐ５におけるＶＣ２の電圧レベルが、ポイントｐ４におけるＶＣ２の電圧レベルより大きい場合は、特殊なケースである。実際には、このことは、トランスポンダが過度に接近した場合、すなわち、トランスポンダが端末に極めて近い位置での結合関係を除く距離範囲の中でのみ、十分な電力を受け取ることを意味している。言い換えると、システムには、端末に近い部分で、トランスポンダが十分な電源を受け取ることができない領域があるということである。このような場合、読取り装置は、学習段階の間に、トランスポンダが読取り装置上にあることをオペレータが指示する位置において、読取り装置が測定する電流がオフロード電流に対応することを見出している。すなわち、読取り装置はトランスポンダを検出しないということである。この場合、読取り装置がトランスポンダを検出するまで、トランスポンダを漸次、移動させるよう、オペレータに要求する学習システムを備えることができる。この位置は、最大結合位置ｐ４として処理される。
【０１２０】
既に指摘したように、係数ｋｍａｘは、図３の特性上の任意の位置に置くことができる。
【０１２１】
図６は、特性が単調な場合の、すなわち、電流Ｉｏｆｆ−ｌｏａｄが、電流Ｉｍａｘの２倍未満（上記式１２参照）であることを学習が決定している場合の特性ＶＣ２＝ｆ（ｋ／ｋｍａｘ）を示したものである。これは、特に、最適結合位置（図６の点線中のｐ１）を、絶対に通過しないことを意味している。この場合、公称値Ｖｇｎｏｍの修正は、２つの部分（図に示すように、ポイントｐ３が、ポイントｐ５とｐ４との間にある場合）を含んでいるか、あるいは、単一部分（ポイントｐ４が、ポイントｐ３の前に到達する場合）を含んでおり、図５に関する以上の考察から推論することができる。実際に、上で考察した式は全て有効である。
【０１２２】
ｋｏｐｔ／ｋｍａｘが、√３より大きい場合、上記単一部分を例えば次式で表すことができる。
【０１２３】
【数２１】
Figure 0004655376
【０１２４】
ｋｏｐｔ／ｋｍａｘが、√３より小さい場合、例えば次式で表すことができる。
ｋ／ｋｍａｘ＜ｋｏｐｔ／（ｋｍａｘ√３）に対して
【数２２】
Figure 0004655376
ｋ／ｋｍａｘ＞ｋｏｐｔ／（ｋｍａｘ√３）に対して
【数２３】
Figure 0004655376
【０１２５】
最後に、ｋｏｐｔ＝ｋｍａｘである特殊な場合、上記２つの部分を次式で表すことができる。
ｋ／ｋｍａｘ＜１／√３に対して
【数２４】
Figure 0004655376
ｋ／ｋｍａｘ＞１／√３に対して
【数２５】
Figure 0004655376
【０１２６】
これは記述されていないが、上記の関係式Ｖｇ＝ｆ（ｋ／ｋｍａｘ）は全て、当然、上記各部分の端ポイントにおいても有効であることを指摘しておく。
【０１２７】
あらゆる場合において、オフロード電流Ｉｏｆｆ−ｌｏａｄは、学習段階の間、最大結合電流Ｉｍａｘ以上でなければならないことを指摘しておく。最大結合電流より小さいオフロード電流は、不可能な場合である。
【０１２８】
学習段階（Ｉｏｆｆ−ｌｏａｄとＩｍａｘ、あるいはＶＣ１ｏｆｆ−ｌｏａｄとＶＣ１ｍａｘの測定、および、特性Ｖｇ＝ｆ（ｋ／ｋｍａｘ）の座標および勾配の計算）が終了すると、結合に応じて励振電力を制御することによって、端末をいつでも動作させることができる。そのために、端末は、（上記測定値を活用し、所望の応答時間を得るために必要な時間に応じた、一定の長時間インターバルあるいは短時間インターバルで）自身の発振回路の電流Ｉ、および発振回路のコンデンサＣ１（素子２４）の両端間の電圧ＶＣ１を測定している。本発明によれば、これら単独の測定は、発生器電圧Ｖｇ（または、別法として抵抗Ｒ１の値）を適合させるためには十分である。
【０１２９】
実際に、皮相インピーダンスＺ１ａｐｐの虚部Ｘ１ａｐｐを、次式のように表すことができることが分かっている。
【０１３０】
【数２６】
Figure 0004655376
【０１３１】
【数２７】
Figure 0004655376
【０１３２】
ここで、位相調整のため虚部Ｘ１ａｐｐはゼロであり、したがって、
【数２８】
Figure 0004655376
【０１３３】
現在値とオフロード値の差を、次式のように表すことができる。
【０１３４】
【数２９】
Figure 0004655376
【０１３５】
ここで、ポイントｐ６における値に対応する係数ａｏｆｆ−ｌｏａｄはゼロである（結合ｋｏｆｆ−ｌｏａｄがゼロ）。さらに、素子２４の両端間の電圧ＶＣ１（変流器２３の強度の影響は無視する）を、Ｉ／ωＣ１で表すことができ、電流Ｉは、例えば変流器２３で測定される。その結果、上記式１８を次のように表すことができる。
【０１３６】
【数３０】
Figure 0004655376
【０１３７】
現在値に適用した式１８の表現式と、最大結合に適用した式１８の表現式を比で表し、かつ、それらを上記の式１９に置き換えると、次式が得られる。
【０１３８】
【数３１】
Figure 0004655376
【０１３９】
ここで、式３を上記式に適用すると、次式が得られる。
【０１４０】
【数３２】
Figure 0004655376
【０１４１】
したがって、トランスポンダが端末の電磁界中に存在する場合、現在値と最大結合係数の比ｋ／ｋｍａｘを、次のように表すことができる。
【０１４２】
【数３３】
Figure 0004655376
【０１４３】
ここで、オフロード時および最大結合時の電流値Ｉおよび電圧値ＶＣ１は、学習段階の間に測定された値である。したがって、現在の電流値Ｉおよび電流値ＶＣ１を測定して比ｋ／ｋｍａｘを決定し、学習に基づいて決定された単調応答か、あるいは非単調応答かに応じて、上記で説明した関数Ｖｇ＝ｆ（ｋ／ｋｍａｘ）の１つを適用するだけで十分である。
【０１４４】
本発明を実施するために、ディジタル端末制御回路を用いており、測定値を記憶し、かつ、それらの測定値に対する計算が必要である。このディジタル端末制御回路については、図２では詳細が省略されているが、図１のブロック４に含まれている。ワイヤード論理で形成された専用計算器、あるいは、適応力を利用するために、ブロック４のマイクロプロセッサをプログラミングするソフトウェア手段を用いることができる。
【０１４５】
他の手段を用いて、可変容量の素子２４をバイアスすることができることを指摘しておく。重要なことは、位相調整制御に関係する情報を持たせることである。
【０１４６】
既に考察した学習方法および決定方法を適用することにより、オフロード時、および、トランスポンダを端末上に置くことによって最大結合時の発振回路の電流Ｉが測定（変流器２３によって）される。Ｉｏｆｆ−ｌｏａｄ値およびＩｍａｘ値は、対応するＶＣ１ｏｆｆ−ｌｏａｄ値およびＶＣ１ｍａｘ値と同時に取得され、記憶される。したがって、明確にしておくために、結合係数ｋの値に対する基準が作成されたとしても、実際には、その基準は、その基準が依存している量であることを指摘しておく。これらの量は、上記で考察した式を用いて、結合ｋを、それらの量を関数とした表現式に置き換えることによって、直接処理することができる。
【０１４７】
本発明の利点は、読取り装置の伝送電力を、トランスポンダの位置に適合させることができることである。それにより、トランスポンダが最適結合に近い位置にある場合に、伝送電力を減少させることによって、読取り装置の電力消費を最適化することができる。また、トランスポンダが端末から遠く離れている場合高電力伝送が可能になり、システムレンジを最適化することもできる。伝送電力は、トランスポンダが端末に近づくと低減されるため、トランスポンダを損傷する危険なく、高電力を伝送することができる。
【０１４８】
本発明の他の利点は、結合に基づくトランスポンダの非単調応答に起因する問題を解決することである。
【０１４９】
本発明の他の利点は、製造時において、あるいは設置時において、またはオンザスポット操作において、様々なトランスポンダファミリへの適合が可能な読取り端末を提供することができることである。そのためには、通常、端末に備えられているコンピュータ手段を利用し、与えられたトランスポンダファミリに端末をコンフィギュアするプログラムを提供するだけで十分である。
【０１５０】
本発明の他の利点は、本発明がトランスポンダから独立していることである。実際に、本発明を実施するためのトランスポンダの構造上の変更は、全く不要である。したがって、本発明による読取り端末を、従来のトランスポンダと共に使用することができる。
【０１５１】
当然、本発明には様々な変更、修正および改良が可能であり、当分野の技術者には容易に実施できるであろう。特に、本発明を実施するために必要な選択回路（図２の参照番号２５）および量の自動決定手段については、実際上の具体化は、アプリケーションおよび上記の関数表現式に応じて、当分野の技術者の能力の範疇である。さらに、位相調整ループから得られる情報を用いて、可変容量の素子を設定することを条件として、他の種類の可変容量の素子を使用できることを指摘しておく。
【０１５２】
本発明のアプリケーションの中で、無接点チップカード（例えば、アクセス制御用識別カード、電子財布カード、カードホルダに関する情報記憶用カード、消費者忠実度カード、加入テレビジョンカード等）の読取り装置（例えば、アクセス制御端末またはポーチコ、自動ディスペンサ、コンピュータ端末、電話端末、テレビジョンまたは衛星復号器等）は、特に指摘しておかなければならない。
【０１５３】
このような変更、修正および改良は本開示の一部であり、本発明の精神および範囲内である。したがって、上述の説明は単に例としてなされたものであり、それに限定されるものではない。本発明は、首記の請求の範囲およびその等価物によってのみ限定されるものである。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明が適用される種類の電磁式トランスポンダシステムの概略図である。
【図２】本発明による電磁式トランスポンダシステムの端末の一実施形態のブロック図である。
【図３】トランスポンダと端末の間の距離に基づく、トランスポンダ発振回路の両端間の電圧の変化の一般例を示す図である。
【図４】本発明による制御方法の一応答例を示す図である。
【図５】本発明の一実施形態におけるトランスポンダの応答の、第１の例を示す図である。
【図６】本発明の一実施形態におけるトランスポンダの応答の、第２の例を示す図である。
【符号の説明】
１、１’ 読み書き端末
２、２ｐ アンテナ結合器の出力端子
２ｍ 基準端子
３ 増幅器
４ 端末の回路
５ 結節点
６ 変調器
１０ トランスポンダ
１１、１２ 制御／処理回路の入力端子
１３ 制御／処理回路
２１ 位相比較器
２３ 変流器
２３’ 一次巻線
２４ 容量素子
２５ 出力量選択ユニット
２６ 制御信号
Ｃ１、Ｃ２ コンデンサ
ＣＯＭＰ 比較器
ＣＴＲＬ 容量素子制御信号
ＤＡＴＡ データ
Ｌ１、Ｌ２ インダクタンス
ＭＥＳ 発振回路を流れる電流の測定結果信号
ＭＯＤ 変調器
ＯＳＣ 基準周波数
Ｒ１、Ｒ２、Ｒ２３ 抵抗
ＲＥＦ 信号
Ｒｘ バック変調復元信号
Ｔｘ 高周波伝送信号
Ｖｂ 位相ループ修正電圧

Claims (11)

  1. トランスポンダが電磁界中に入ったときに、少なくとも１つのトランスポンダ（１０）と協働するように構成された、電磁界を発生するための端末（１’）であって、高周波交流励振電圧を受け取るように構成された発振回路（Ｒ１、Ｌ１、２４）を含んでおり、
    前記発振回路中の信号位相を、前記端末の基準周波数に基づく基準値に対して一定の位相関係に調整するための手段と、
    前記トランスポンダと前記端末の間の電磁結合（ｋ）に関係する現在情報を決定するための手段と、
    少なくとも前記現在情報に応じて前記電磁界の電力を適合させるための手段とを含み、
    前記現在情報を決定するための手段は、前記発振回路（Ｒ１、Ｌ１、２４）の容量素子（２４）の両端間の電圧（ＶＣ１）の関数である第１の量、および前記発振回路中の電流（Ｉ）の関数である第２の量を測定するための手段を含んでいる、電磁界を発生するための端末。
  2. 前記トランスポンダ（１０）と前記端末（１’）の間の距離のいくつかの限定構成における結合に関係する特性情報を決定し、記憶し、かつ、現在情報（ｋ）に応じた電磁界電力適合において前記特性情報を考慮するための手段（４）を含んでいる、請求項１に記載の端末。
  3. 前記特性情報が、とりわけ、
    前記トランスポンダ（１０）が前記端末（１’）の電磁界中に存在しない場合、前記容量素子（２４）の両端間の電圧（ＶＣ１ｏｆｆ−ｌｏａｄ）と、
    前記トランスポンダが前記端末に最も接近した場合（ｋｍａｘ）、前記容量素子の両端間の電圧（ＶＣ１ｍａｘ）と、
    前記トランスポンダが前記端末の電磁界中に存在しない場合、前記発振回路中の電流（Ｉｏｆｆ−ｌｏａｄ）と、
    前記トランスポンダが前記端末に最も接近した場合、前記発振回路中の電流（Ｉｍａｘ）とを含んでいる、請求項１または２に記載の端末。
  4. 前記現在情報が、前記２つの量および前記特性情報値の現在測定値から推論される、請求項３に記載の端末。
  5. 前記特性情報の少なくとも１つが、学習段階中に、前記端末（１’）によって自動的に決定される、請求項２から４のいずれか一項に記載の端末。
  6. 電磁界の電力を適合させるための前記手段が、前記端末（１’）の前記発振回路（Ｒ１、Ｌ１、２４）の前記交流励振電圧（Ｖｇ）を制御可能に変更するための手段（２５）を含んでいる、請求項１から５のいずれか一項に記載の端末。
  7. 電磁界の電力を適合させるための前記手段が、前記端末（１’）の前記発振回路（Ｒ１、Ｌ１、２４）に属する１つまたは複数の制御可能な抵抗素子（Ｒ１）を含んでいる、請求項１から５のいずれか一項に記載の端末。
  8. 前記位相調整手段（２１）の応答時間が、前記端末（１’）の電磁界中に存在する前記トランスポンダ（１０）からの、起こり得るバック変調の周波数よりも長くなり、かつ、前記端末（１’）の電磁界中の前記トランスポンダの変位速度より速くなるように選択される、請求項１から７のいずれか一項に記載の端末。
  9. 前記発振回路（Ｒ１、Ｌ１、２４）が、可変容量の素子（２４）を含んでおり、前記端末（１’）は、前記可変容量の素子の両端間の電圧を変更することによって前記発振回路中の信号の位相測定値に基づいて前記可変容量の値を決定するように構成された手段（Ｍ）を含んでいる、請求項１から８のいずれか一項に記載の端末。
  10. 端末を制御するための方法であって、
    ａ）学習段階中に、
    トランスポンダが前記端末の電磁界中に存在しない場合、前記発振回路中の電流（Ｉｏｆｆ−ｌｏａｄ）に関連する第１の特性情報を決定するステップと、
    トランスポンダが前記端末に最も接近した場合、前記発振回路中の電流（Ｉｍａｘ）に関連する第２の特性情報を決定するステップと、
    前記現在情報および所定公称値に応じて、磁界電力の線形制御関係を計算するステップとを含んでおり、さらに、
    ｂ）動作中に、
    前記端末の電磁界中に入ったトランスポンダと前記端末との間の結合（ｋ）に関連する現在情報を決定するステップと、
    前記線形関係に基づいて磁界電力を適合させるステップとを含んでいる、請求項１から９のいずれか一項に記載の端末を制御する方法。
  11. 前記現在情報が、現在電磁結合係数と、トランスポンダが前記端末に最も接近した場合に得られる最大電磁結合係数との比の関数である、請求項１０に記載の方法。
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