DE60038685T2

DE60038685T2 - System und verfahren zur genauen vorhersage von signal-interferenz- und signal-rausch-verhältnisses um die leistung eines kommunikationssystem zu verbesseren

Info

Publication number: DE60038685T2
Application number: DE60038685T
Authority: DE
Inventors: Qiang San Diego WU; Peter J. San Diego BLACK; Nagabhushana T. San Diego SINDHUSHAYNA
Original assignee: Qualcomm Inc
Current assignee: Qualcomm Inc
Priority date: 1999-09-13
Filing date: 2000-09-12
Publication date: 2009-05-07
Anticipated expiration: 2020-09-13
Also published as: WO2001020789A1; KR20020048407A; UA74154C2; BR0013863A; CN1377526A; JP4422379B2; CA2382536C; CN1182658C; ATE393495T1; EP1212839B1; HK1047831B; EP1212839A1; JP2003510863A; MXPA02002701A; AU776093B2; AU7372300A; US6426971B1; CA2382536A1; HK1047831A1; IL148365A0

Description

HINTERGRUND DER ERFINDUNG
I. Gebiet der Erfindung
Die Erfindung bezieht sich auf Kommunikationssysteme. Genau gesagt bezieht sich die vorliegende Erfindung auf Systeme zum Vorhersagen des Signal-zu-Interferenz-und-Rauschverhältnisses (SINR = Signal to Interference and Noise Ratio) eines empfangenen Signals, um die Datenratensteuerung in drahtlosen Kommunikationssystemen zu unterstützen.
II. Beschreibung der verwandten Technik
Drahtlose Kommunikationssysteme werden in einer Vielzahl von anspruchsvollen Anwendungen verwendet, einschließlich Such- und Rettungs- sowie gewerblichen Anwendungen. Zusätzlich werden drahtlose Kommunikationssysteme zunehmend eingesetzt, um Computerdaten in Büronetzwerk- und Internetanwendungen zu übertragen. Derartige Anwendungen erfordern effiziente und zuverlässige Kommunikationssysteme, die effektiv in elektrischen Schwund- bzw. Fading und verrauschten Umgebungen arbeiten können und die hohe Datenübertragungsraten verarbeiten können.
Zellulare Telekommunikationssysteme sind durch eine Vielzahl von mobilen Stationen (z. B. Mobiltelefone oder drahtlose Telefone) in Kommunikation mit einer oder mehreren Basisstationen gekennzeichnet. Die Kommunikationsverbindung von einer Basisstation zu einer mobilen Station ist die Vorwärtsverbindung (forward link). Die Kommunikationsverbindung von der mobilen Station zu der Basisstation ist die Rückverbindung (reverse link).
Signale, die durch eine mobile Station übertragen werden, werden von einer Basisstation empfangen und oft an einen mobiles Vermittlungszentrum (MSC = Mobile Switching Center) weitergeleitet. Das mobile Vermittlungszentrum leitet seinerseits das Signal an ein öffentliches Telefonnetz (PSTN = Public Switched Telephone Network) oder an eine weitere mobile Station. In ähnlicher Weise werden oft Signale von dem öffentlichen Telefonnetz an eine mobile Station über eine Basisstation und ein mobiles Vermittlungszentrum gesendet. Jede Basisstation verwaltet eine Zelle, einen Bereich innerhalb dessen eine mobile Station über die Basisstation kommunizieren kann.
In typischen mobilen Kommunikationssystemen werden Informationen codiert, moduliert und über einen Kanal übertragen und empfangen, demoduliert und durch einen Empfänger decodiert. In vielen modernen Kommunikationssystemen, wie beispielsweise CDMA-Mobilfunknetzen (CDMA = Code Division Multiple Access), wird die Information aus Kanalrausch-, Kanalkapazitäts- und Datensicherheitszwecken digital codiert. Ein Faltungscodierer oder Turbocodierer führt oft die Codierung der Information aus.
Wie in der Technik bekannt, wandelt ein Faltungscodierer eine Sequenz von Eingabedatenbits in ein Codewort um, und zwar basierend auf einer Faltung der Eingabesequenz mit sich selbst oder mit einem weiteren Signal. Die Coderate und das Erzeugen von Polynomen werden verwendet, um einen Faltungscode zu definieren. Das Faltungscodieren von Daten kombiniert mit einem Viterbi-Decodierer ist in der Technik zum Vorsehen von Fehlerkorrekturcodierung und -decodierung von Daten bekannt. Turbocodierer setzten Turbocodes ein, die serielle oder parallele Verknüpfungen von zwei oder mehr konstituierenden Codes, wie beispielsweise Faltungscodes, sind.
Mobile Kommunikationssysteme werden typischerweise durch die Bewegung eines Empfängers relativ zu einem Sender oder umgekehrt verkörpert. Die Kommunikationsverbindung zwischen den Sendern und Empfängern in den mobilen Kommunikationssystemen ist ein Schwundkanal. Mobile Satellitenkommunikationssysteme, die einen Sender auf einem Raumflugkörper und einen Empfänger auf einem erdbasierten Fahrzeug aufweisen, Mobilfunksysteme und terrestrische Mikrowellensysteme sind Beispiele von Schwundkommunikationssystemen. Ein Schwundkanal ist ein Kanal der sich im erheblichen Maße verschlechtert. Die Verschlechterung ist die Folge von zahlreichen Effekten einschließlich Mehrwegeschwund, schwerer Dämpfung aufgrund des Empfangs der übertragenen Signale über mehrere Pfade der Reflektion von Objekten und Strukturen in der Atmosphäre und auf der Oberfläche und aufgrund von Interferenz, die durch andere Nutzer der Kommunikationssysteme verursacht wird. Andere Effekte, die zur Beeinträchtigung des Schwundkanals beitragen beinhalten die Doppler-Verschiebung aufgrund der Bewegung des Empfängers relativ zu dem Sender sowie zusätzliches Rauschen.
Typischerweise wird ein Informationssignal zuerst in eine Form umgewandelt, die für die effiziente Übertragung über den Kanal geeignet ist. Die Umwandlung oder Modulation des Informationssignals umfasst das Variieren eines Parameters einer Trägerwelle auf der Basis des Informationssignals, und zwar in einer solchen Art und Weise, dass das Spektrum der resultierenden, modulierten Trägerwelle auf die Kanalbandbreite beschränkt ist. An einer Nutzerposition wird das ursprüngliche Nachrichtensignal aus einer Version der modulierten Trägerwelle reproduziert, die nach der Weitergabe über den Kanal empfangen wurde. Eine derartige Reproduktion wird im Allgemeinen durch die Verwendung der Umkehrfunktion des Modulationsprozesses erreicht, der durch den Quellensender eingesetzt wird.
In einem CDMA-System werden sämtliche Frequenzressourcen simultan sämtlichen Nutzern des zellularen Netzwerks bereitgestellt. Jeder Nutzer setzt ein rauschähnliches Breitbandsignal ein, dass die gesamte Frequenzzuordnung in Anspruch nimmt. Der Codierer ermöglicht das Codieren notwendiger, redundanter Daten innerhalb jedes Übertragungsrahmens, um die gesamte Frequenzzuordnung auszunutzen, und ermöglicht auch die Übertragung mit variabler Rate auf Rahmenbasis auf einem Rahmen.
Für Sprachkommunikation wird die Kapazität eines CDMA-Systems dadurch maximiert, indem veranlasst wird, dass jeder Nutzer nur so viele Daten überträgt, wie notwendig sind. Dies deshalb, da die Übertragung jedes Nutzers schrittweise zur Interferenz in einem CDMA-Kommunikationssystem beiträgt. Ein sehr effektives Mittel zu Verringerung der Last jedes Nutzers auf die Kapazität ohne die Qualität des Dienstes für den Nutzer zu verringern besteht in einer variablen Übertragungsrate. Die Verwendung eines Kommunikationskanals mit variabler Rate ver ringert die gegenseitige Interferenz durch Beseitigen unnötiger Übertragungen, wenn keine nützliche Sprache übertragen werden muss.
Aufgrund der Charakteristiken der Sprachkommunikation wird typischerweise eine Leistungssteuerung in einem CDMA-System verwendet, um jedem Nutzer eine zuverlässige Verbindung für bestimmte feste Datenraten zu garantieren. Ein Vocoder kann eine Quellencodierung von Sprachdaten mit variabler Rate vorsehen, und zwar unter Verwendung der Technik, die in dem U.S. Patent Nr. 5,414,796 , erteilt am 9. Mai 1995, betitelt „Variable Rate Vocoder", beschrieben ist. Sobald ein Vocoder eine Sequenz von Informationsbits mit einer bestimmten Rate erzeugt, wird die Leistungssteuerung versuchen, die Anwendereinrichtung anzupassen, mit so wenig Leistung wie möglich zu übertragen, die die Rate in zuverlässiger Weise aufrechterhalten kann. Durch Niederhalten des Beitrags von jedem Nutzer zu der Gesamtinterferenz ermöglicht die Leistungssteuerung auf diese Weise, dass die maximale Kapazität eines CDMA-Sprachsystems dahingehend gefördert wird, dass die Anzahl der aktiven Nutzer maximiert wird.
Für eine Datenkommunikation sind die Parameter, die die Qualität und Effektivität eines Systems messen, die Übertragungsverzögerung, die erforderlich ist, um ein Datenpaket zu übertragen, und die durchschnittliche Durchsatzrate des Systems. Die Übertragungsverzögerung ist eine wichtige Maßzahl bzw. Metrik zur Messung der Qualität des Datenkommunikationssystems. Die durchschnittliche Durchsatzrate ist ein Maß der Effizienz der Datenübertragungskapazität des Kommunikationssystems. Um die obigen Parameter für ein Datenkommunikationssystem zu optimieren, wird typischerweise eine Ratensteuerung anstatt einer Leistungssteuerung verwendet. Die obigen Unterschiede zwischen Sprach- und Datenkommunikationssystemen können besser durch die folgenden, unterschiedlichen Charakteristiken zwischen Sprach- und Datenkommunikationssystemen verstanden werden.
Ein signifikanter Unterschied zwischen Sprachdiensten und Datendiensten ist die Tatsache, dass erstere strikte und feste Verzögerungsanforderungen auferlegen. Typischerweise muss die gesamte Einwegverzögerung der Sprachrahmen gerin ger als 100 ms sein. Im Gegensatz dazu kann die Datenverzögerung ein variabler Parameter werden, der verwendet wird, um die Effizienz von Datenkommunikationssystemen zu optimieren. Genau gesagt können effizientere Fehlerkorrekturcodiertechniken genutzt werden, die signifikant größere Verzögerungen erfordern als solche die durch Sprachdienste zugelassen werden können. Ein beispielhaftes, effizientes Codierschema für Daten ist in der U. S. Patentanmeldung Serien-Nr. 08/743,688, betitelt „SOFT DECISION OUTPUT DECODER FÜR DECODING CONVOLUTIONALLY ENCODED CODEWORKS", eingereicht am 6. November 1996, jetzt U.S. Patent Nr. 5,933,462 , erteilt am 9. August 1994, und dem Rechtsnachfolger der vorliegenden Erfindung zugewiesen, offenbart.
Ein weiterer signifikanter Unterschied zwischen Sprachdiensten und Datendiensten ist das erstere einen feste und allgemeine Dienstgüte (GOS = Grade of Service) für sämtliche Nutzer erfordern. Typischerweise überträgt sich dies für digitale Systeme, die Sprachdienste vorsehen, in eine feste und gleiche Übertragungsrate für sämtliche Nutzer und einen maximal tolerierbaren Wert für die Fehlerraten der Sprachrahmen. Im Gegensatz dazu kann für Datendienste die Dienstgüte (GOS) von Nutzer zu Nutzer unterschiedlich sein und kann ein Parameter sein, der optimiert wird, um die Gesamteffizienz des Datenkommunikationssystems zu erhöhen. Die Dienstgüte eines Datenkommunikationssystems ist typischerweise als die Gesamtverzögerung definiert, die bei der Übertragung einer vorbestimmten Datenmenge, die im Folgenden als ein Datenpaket bezeichnet wird, auftritt.
Noch ein weiterer signifikanter Unterschied zwischen Sprachdiensten und Datendiensten besteht darin, dass erstere eine zuverlässige Kommunikationsverbindung erfordern, welche in dem beispielhaften CDMA-Kommunikationssystem durch Soft Handoff vorgesehen wird. Soft Handoff führt bei redundanten Übertragungen von zwei oder mehr Basisstationen zu einer verbesserten Zuverlässigkeit. Diese zusätzliche Zuverlässigkeit ist nicht für Datenübertragungen erforderlich, da fehlerhaft empfangene Datenpakete erneut übertragen werden können. Bei Datendiensten kann die Übertragungsleistung, die zum Unterstützen von Soft Handoff verwendet wird, effizienter verwendet werden, um zusätzliche Daten zu übertragen. Ein Verfahren und eine Vorrichtung, die für die drahtlose Übertragung von digita len Daten optimiert ist, ist in der U. S. Patentanmeldung Serien-Nr. 08/963,386, betitelt „Method and Apparatus for Higher Rate Packet Data Transmission", eingereicht am 3. November 1997, jetzt U. S. Patent Nr. 6,574, 211, erteilt am 9. Juni 2003, welches dem Rechtsnachfolger der vorliegenden Erfindung zugewiesen ist, beschrieben.
Als Schlussfolgerung der obigen Charakteristiken der Datenkommunikation wird ein Datenkommunikationssystem, das ausgelegt ist, um den durchschnittlichen Durchsatz zu optimieren, versuchen, jeden Nutzer von der geeignetsten Basisstation aus zu dienen und mit der höchsten Datenrate R, die der Nutzer in zuverlässiger Weise unterstützen kann. Die obige Schlussfolgerung ist in der U. S. Patentanmeldung Serien-Nr. 08/963,386, eingereicht am 3. November 1997, jetzt U. S. Patent Nr. 6,574, 211, erteilt am 9. Juni 2003, betitelt „Method and Apparatus for Higher Rate Packet Data Transmission", welches der Anmelderin der vorliegenden Erfindung zugewiesen ist, offenbart. Als eine Folge der obigen Schlussfolgerung überträgt in dem modernen schnellen Datenübertragungssystem (HDR = High Data Rate) eine Basisstation stets mit maximaler Leistung an nur einen Nutzer bei jedem Zeitschlitz und verwendet die Ratensteuerung, um die maximale Rate anzupassen, die der Nutzer in zuverlässiger Weise empfangen kann. Als eine Charakteristik der Datenkommunikation ist der Durchsatz für Vorwärtsverbindung wichtiger als für die Rückverbindung.
Ein geeigneter Ratensteueralgorithmus enthält 2 Schleifen, eine innere Schleife und eine äußere Schleife. Die innere Schleife steuert die Datenrate der Vorwärtsverbindung basierend auf der Differenz zwischen dem durchschnittlichen SINR-Verhältnis des nächsten Pakets und den Schwellenwerten des SINR-Verhältnisses sämtlicher Datenraten, während die äußere Schleife die Schwellenwerte des SINR-Verhältnisses der Datenraten basierend auf der PER der Vorwärtsverbindung anpasst. Der Bequemlichkeit halber wird das durchschnittliche Signal-zu-Interferenz-Rauschverhältnis (SINR = Signal to Interference Noise Ratio) eines Pakets und die Schwellenwerte des SINRs sämtlicher Datenraten als Paket-SINR bzw. SINR-Schwellenwerte bezeichnet.
Die SINR-Schwellenwerte geben die Performance des Modemaufbaus wieder, sie werden jedoch hauptsächlich durch die Kanalstatistiken bestimmt. Wir erwarten, dass sich die SINR-Schwellenwerte langsam mit relativ kleinen Abweichungen verändern, wodurch eine Tracking- bzw. Erfassungsschleife basierend auf der PER eine gute Performance erreicht wird. Weitere Details und Analysen darüber, wie die äußere Schleife implementiert werden kann, sprengen den Rahmen dieser Studie.
In diesem Patent nehmen wir an, dass die SINR-Schwellenwerte stationär bzw. festgelegt sind. Wir werden uns auf den Aufbau des Innenschleifenalgorithmus konzentrieren. Die Kerntechnik innerhalb der inneren Schleife ist die Kanalvorhersage.
In einem HDR-System unterstützt ein Vorwärtsverbindungsverkehrskanal 11 Datenraten, wobei jede Datenrate mit einer deterministischen Paketlänge korrespondiert, die mit 1, 2, 4, 8 oder 16 Schlitzen assoziiert ist. Einige Paketlängen können mehrere Raten unterstützen. Typischerweise sind höhere Raten mit kürzeren Paketlängen assoziiert.
Das Vorhersageelement wird das nächste Paket-SINR für sämtliche Paketlängen vorhersagen. Das Mobiltelefon wird versuchen, die höchste Rate durch Vergleichen der Vorhersagen mit den SINR-Schwellenwerten anzufordern. Der Bequemlichkeit halber wird die Vorhersage des nächsten Pakets-SINRs für eine gegebene Paketlänge einfach als eine Vorhersage bezeichnet.
In dem HDR-System wird die Datenratenanforderungsinformation an die Basisstation über den Rückverbindungs-Datenratensteuerungs-Kanal (DRC = Data Rate Control) einmal pro Schlitz gesendet. Die Basisstation umfasst ein Einteilungselement, die Vorwärtsverbindungsverkehrspakete gemäß einem fairen und effizienten Prioritätsalgorithmus einteilt. Sobald das Einteilungselement entscheidet, ein Mobiltelefon zu versorgen, wird das Mobiltelefon mit der Rate versorgt bzw. bedient, die es über den DRC-Kanal angefordert hat (die tatsächliche Rate kann niedriger sein, wenn die Basisstation nicht ausreichend Informationsbits aufweist).
Bei Empfang der Datenratenanforderungsnachricht passt die Basisstation die Rate eines übertragenen Signals an. Die Anpassungen werden für die nächsten Pakete ansprechend auf Informationen ausgeführt, die über den Kanal durch ein vorangehendes Paket geliefert werden. Eine Basisstation, die mit unzureichenden oder überschüssigen Datenraten sendet, führt zu einem verringerten Kanaldurchsatz bzw. zu einer ineffizienten Verwendung der Netzwerkressourcen.
Gegenwärtige Implementierungen der obigen Technik besitzen jedoch signifikante Beschränkungen. Das SINR kann sich schnell verändern. Die Datenrate, die für ein zuvor übertragenes Paket geeignet war, kann ungeeignet für ein nachfolgend übertragenes Paket sein. Die Verzögerung zwischen der Übertragung des einen Pakets und der Erzeugung und Übertragung einer Datenratenanforderungsnachricht für ein nachfolgendes Paket kann zu einem verringerten Kanaldurchsatz führen, insbesondere wenn der Kanal durch schnelle Fluktuationen beim Rauschen oder anderer Interferenz gekennzeichnet ist.
Das Europäische Patent Nr. 0 899 906 offenbart ein System und Verfahren zum Messen der Kanalqualitätsinformation.
Folglich besteht ein Bedarf in der Technik für ein effizientes System und Verfahren zur Maximierung des Kommunikationssystemdurchsatzes, welches ein sich veränderndes SINR berücksichtigt, das zwischen der Bestimmung des Ratensteuersignals, basierend auf einem vorangehenden Paket, und der Anfrage des Ratensteuersignals für ein nachfolgendes Paket auftritt. Es besteht ein weiterer Bedarf für ein System zum Anpassen der Datenrate eines übertragenen Signals gemäß dem sich verändernden SINR.
ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
Der Bedarf in der Technik wird durch ein System zum Vorsehen einer genauen Vorhersage eines SINRs der vorliegenden Erfindung adressiert. In dem veranschaulichenden Ausführungsbeispiel, wie es in den beigefügten Ansprüchen dar gelegt ist, wird das erfindungsgemäße System in einem Drahtloskommunikationssystem eingesetzt und umfasst einen ersten Mechanismus zum Empfangen eines Signals, das über einen Kanal über einen externen Sender übertragen wird. Ein zweiter Mechanismus erzeugt eine Sequenz von Schätzungen des SINRs basierend auf dem empfangenen Signal. Ein dritter Mechanismus bestimmt eine Beziehung zwischen Elementen der Sequenz von Schätzungen. Ein vierter Mechanismus verwendet die Beziehung, um eine SINR-Vorhersage für ein nachfolgend empfangenes Signal vorzusehen.
In dem veranschaulichenden Ausführungsbeispiel umfasst das erfindungsgemäße System einen Mechanismus zum Erzeugen einer Datenratenanforderungsnachricht basierend auf der Signal-zu-Rausch-Vorhersage. Ein Sender überträgt die Datenratenanforderungsnachricht an den externen Transceiver. Der externe Transceiver umfasst eine Ratensteuerschaltung zum Empfangen der Datenratenanforderungsnachricht und zum Anpassen einer Übertragungsrate des Signals ansprechend darauf.
In dem spezifischen Ausführungsbeispiel basiert die Beziehung zwischen den Elementen der Sequenz von Schätzungen auf einem Durchschnitt der Elemente der Sequenz von Schätzungen. Der dritte Mechanismus umfasst eine Bank von Filtern zur Berechnung des Durchschnitts. Die Impulsantworten der Transferfunktionen, die mit jedem Filter in der Bank von Filtern assoziiert sind, sind auf unterschiedliche Schwundumgebungen zugeschnitten. Die unterschiedlichen Schwundumgebungen umfassen eine Umgebung, die mit einem sich schnell bewegenden System assoziiert ist, eine zweite Umgebung, die mit einem sich langsam bewegenden System assoziiert ist, und ein drittes System, das mit einem System assoziiert ist, das sich mit einer mittleren Geschwindigkeit bewegt.
Ein Auswahlmechanismus ist mit jeder der Filterbänke verbunden und wählte eine Ausgabe von einem der Filter in der Filterbank aus. Die ausgewählte Ausgabe ist mit einem Filter mit einer Transferfunktion assoziiert, die am geeignetsten für eine gegenwärtige Schwundumgebung ist. In dem vorliegenden, spezifischen Ausführungsbeispiel wird die größte Ausgabe aus den Ausgaben der Filterbank gewählt, und zwar basierend auf der kleinsten Fehlerstandardabweichung. Die resultierende, genaue Vorhersage des Signal-zu-Interferenz-Rauschverhältnisses ermöglicht das Erzeugen genauer Ratenanforderungen.
KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
1 ist ein Diagramm eines drahtlosen Kommunikationssystemtransceivers, der gemäß den Lehren der vorliegenden Erfindung konstruiert ist und ein Signal-zu-Interferenz-Rauschverhältnis-(SINR)-Vorhersageelement einsetzt.
2 ist ein detaillierteres Diagramm des SINR-Vorhersageelements der 1.
3 ist ein detaillierteres Diagramm des SINR-Vorhersageelements der 2.
BESCHREIBUNG DER ERFINDUNG
Während die vorliegende Erfindung hierin mit Bezugnahme auf veranschaulichende Ausführungsbeispiele für bestimmte Anwendungen beschrieben wird, sei bemerkt, dass die Erfindung nicht auf diese beschränkt ist. Fachleuten der Technik mit Verständnis für die hierin gelieferten Lehren werden zusätzliche Modifikationen, Anwendungen und Ausführungsbeispiele innerhalb des Rahmens der vorliegenden Erfindung und zusätzlichen Gebieten erkennen, in denen die vorliegende Erfindung von signifikantem Nutzen wäre.
CDMA-Systeme verwenden im Allgemeinen ein oder zwei Verfahren, um ein bekanntes Pilotsignal gemeinsam mit einem unbekannten Datensignal zu übertragen. Die Verfahren umfassen pilot- oder referenzsymbolunterstützte Verfahren und das pilotkanalunterstützte Verfahren. In dem pilotsymbolunterstützten Verfahren, wird ein Pilotsignal, das bekannte Symbole aufweist, durch eine Pseudorauschsequenz (PN = Pseudo Noise) gespreizt und in eine Datensequenz eingefügt, die durch die gleiche PN-Sequenz in Vorbereitung für die Übertragung zu einer oder mehreren mobilen Stationen gespreizt wurde. In dem pilotkanalunterstützten Verfahren werden das Pilotsignal und das Datensignal mit zwei unterschiedlichen PN-Sequenzen gespreizt, die dann zusammengefügt und übertragen werden.
1 ist ein Diagramm eines Drahtloskommunikationssystemtransceivers 10 der vorliegenden Erfindung, der ein Signal-zu-Interferenz-Rauschverhältnis-(SINR-)Vorhersageelement 12 einsetzt. Das System 10 repräsentiert eine CDMA-Mobilstation. Die Signale, die durch das Transceiversystem 10 empfangen werden, werden über eine Vorwärtskommunikationsverbindung zwischen einer Basisstation (nicht gezeigt) und dem System 10 empfangen. Die Signale, die durch das Transceiversystem 10 übertragen werden, werden über eine Rückkommunikationsverbindung von dem Transceiversystem 10 an die assoziierte Basisstation übertragen.
Der Klarheit halber wurden viele Details des Transceiversystems 10 ausgelassen, wie beispielsweise die Zeitaufzeichnungsschaltung, Mikrofone, Lautsprecher usw. Fachleute können die zusätzliche Schaltung ohne übermäßiges Experimentieren in einfacher Weise implementieren.
Das Transceiversystem 10 ist ein Dual-Umwandlungstelekommunikationstransceiver und umfasst eine Antenne 14, die mit einem Duplexelement 16 verbunden ist. Das Duplexelement 16 ist mit einem Empfangspfad verbunden, der von links nach rechts Folgendes umfasst: einen Empfangsverstärker 18, eine Hochfrequenz-zu-Zwischenfrequenz-Mischvorrichtung (HF-zu-ZF-Mischvorrichtung = Radio Frequency (RF) to Intermediate Frequency (IF) Mixer), ein Empfangsbandpassfilter 22, eine automatische Verstärkungssteuerungsschaltung für den Empfang (AGC = Automatic Gain Control) 24, und eine ZF-zu-Basisband-Schaltung 26. Die ZF-zu-Basisband-Schaltung 26 ist mit einem Basisband-Berechnungselement 28 bei einer Entspreiz-/Freilegungs-Schaltung 64 in dem Basisband-Berechnungselement 28 verbunden.
Das Duplexelement 16 ist ebenfalls mit einem Übertragungspfad 65 verbunden, der einen Übertragungsverstärker 30, eine ZF-zu-HF-Mischvorrichtung 32, einen Übertragungsbandpassfilter 34, eine automatische Verstärkungssteuerschaltung für die Übertragung 36 und eine Basisband-zu-ZF-Schaltung 38 aufweist. Die Übertragungs-Basisband-zu-ZF-Schaltung 38 ist mit dem Basisband-Berechnungselement 28 bei einem Codierer 40 verbunden.
Die Ausgaben von der Entspreiz-/Freilegungs-Schaltung 64 in dem Basisband-Berechnungselement 28 sind mit einer SINR-Schaltung 66 und einer Pfadgewichtungs- und -kombinierschaltung 42 verbunden. Die Ausgaben von der SINR-Schaltung 66 sind mit dem SINR-Vorhersageelement 12, der LLR-Schaltung (LLR = Log-Likelihood Ratio) 46 und der Pfadgewichtungs- und -kombinierschaltung 42 verbunden.
Eine Eingabe einer Ratenanfrageerzeugungsschaltung 44 ist mit einer Ausgabe des SINR-Vorhersageelements 12 verbunden. Eine Ausgabe der LLR-Schaltung 46 ist mit einer Eingabe eines Decodierers 48 verbunden, die ein Turbodecodierer in dem vorliegenden, spezifischen Ausführungsbeispiel ist. Eine Eingabe der LLR-Schaltung 46 ist mit einer Ausgabe der Pfadgewichtungs- und – kombinierschaltung 42 verbunden. Eine Ausgabe des Decodierers 48 ist mit einer Eingabe einer Steuervorrichtung 50 verbunden, die ebenfalls mit der Ratenanforderungserzeugungsschaltung 44 und mit einer Eingabe des Codierers 40 verbunden ist.
Die Antenne 14 empfängt und überträgt HF-Signale. Ein Duplexelement 16, das mit der Antenne 14 verbunden ist, erleichtert die Trennung von Empfangs-HF-Signalen 52 von Übertragungs-HF-Signalen 54.
Im Betrieb werden HF-Signale 52, die von der Antenne 14 empfangen werden, zu dem Empfangspfad 67 geleitet, wo sie durch den Empfangsverstärker 18 verstärkt, mit Zwischenfrequenzen über die HF-zu-ZF-Mischvorrichtung 20 vermischt, durch den Empfangs-Bandpassfilter 22 gefiltert, durch die Empfangs-AGC 24 pegelverstärkt und dann über die ZF-zu-Basisband-Schaltung 26 in digitale Basisbandsignale 56 umgewandelt werden. Die digitalen Basisbandsignale 56 werden dann in ein digitales Basisband-Berechnungselement 28 eingegeben.
In dem vorliegenden Ausführungsbeispiel ist das Transceiversystem 10 zur Verwendung mit Quadratur-Phasenumtastungs-(QPSK = Quadrature Phase Shift-Keying)Spreiz- und -Entspreiztechniken angepasst und die digitalen Basisbandsignale 56 sind Quadraturamplitudenmodulations-(QAM-)Signale, die sowohl Inphasen-(I) als auch Quadratur-(Q)Signalkomponenten aufweisen. Die I- und Q-Basisbandsignale 56 repräsentieren sowohl Pilotsignale als auch Datensignale, die von einem CDMA-Telekommunikationstransceiver, wie beispielsweise einem Transceiver der in einer Basisstation eingesetzt wird, übertragen werden.
In dem Übertragungspfad 65 werden Ausgabesignale 58 des digitalen Basisband-Berechnungselements in analoge Signale über die Basisband-zu-ZF-Schaltung 38 umgewandelt, mit ZF-Signalen vermischt, durch den Übertragungs-Bandpassfilter 34 gefiltert, mit HF durch die IF-zu-ZF-Mischvorrichtung 32 vermischt, durch den Übertragungsverstärker 30 verstärkt und dann über das Duplexelement 16 und die Antenne 14 übertragen.
Sowohl die Empfangs- als auch die Übertragungspfade 67 bzw. 69 sind mit dem Digitalbasisband-Berechnungselement 28 verbunden. Das Digitalbasisband-Berechnungselement 28 verarbeitet die empfangenen Basisband-Digitalsignale 56 und gibt die Digitalbasisbandberechnungselementausgabesignale 58 aus. Das Basisbandberechnungselement 28 kann Funktionen, wie Signal-zu-Daten-Umwandlungen und umgekehrt aufweisen.
Die Basisband-zu-ZF-Schaltung 38 umfasst verschiedene Komponenten (nicht gezeigt), wie beispielsweise Digital-zu-Analog-Wandler (DACs = Digital-to-Analog-Converters), Mischvorrichtungen, Addierer, Filter, Schiebeelemente, und lokale Oszillatoren. Die Basisbandberechnungselementausgabesignale 58 umfassen sowohl Inphasen-(I-) als auch Quadratur-(Q-)Signalkomponenten, die um 90° phasenverschoben sind. Die Ausgabesignale 58 werden in die Digital-zu-Analog-Wandler (DACs) (nicht gezeigt) in der Analogbasisband-zu-ZF-Schaltung 38 eingegeben, wo sie in analoge Signale umgewandelt werden, die dann durch die Tiefpassfilter (nicht gezeigt) in Vorbereitung auf das Vermischen gefiltert werden. Die Phasen der Ausgabesignale 58 werden angepasst, vermischt, und über eine 90°-Schiebeelement (nicht gezeigt), die Basisband-zu-ZF-Mischvorrichtungen (nicht gezeigt) bzw. einen Addierer (nicht gezeigt), die in der Basisband-zu-ZF-Schaltung 38 enthalten sind, zusammengefasst.
Der Addierer gibt ZF-Signale an die Übertragungs-AGC-Schaltung 36 aus, wo die Verstärkung der vermischten ZF-Signale in Vorbereitung für das Filtern über den Übertragungs-Bandpassfilter 34, das Vermischen mit HF über die ZF-zu-Übertragungsmischvorrichtung 32, das Verstärken über den Übertragungsverstärker 20, und letztendlich die Funkübertragung durch das Duplexelement 16 und die Antenne 14 angepasst wird.
In ähnlicher Weise umfasst die ZF-zu-Basisband-Schaltung 26 in dem Empfangspfad 67 Schaltungen (nicht gezeigt), wie beispielsweise Analog-zu-Digital-Wandler (ADCs = Analog-to-Digital-Converters), Oszillatoren und Mischvorrichtungen. Eine empfangene verstärkungsangepasste Signalausgabe von der Empfangs-AGC-Schaltung 24 wird an die ZF-zu-Basisband-Schaltung 26 übertragen, wo sie mit Basisband-Signalen über die Mischvorrichtungsschaltung vermischt wird und dann in digitale Signale über die Analog-zu-Digital-Wandler (ADCs) (nicht gezeigt) umgewandelt wird.
Sowohl die Basisband-zu-ZF-Schaltung 38 als auch die ZF-zu-Basisband-Schaltung 26 verwenden ein Oszillatorsignal, das über einen ersten Oszillator 60 vorgesehen wird, um die Mischfunktionen zu ermöglichen bzw. zu erleichtern. Die Empfangs-HF-zu-ZF-Mischvorrichtung 20 und die Empfangs-ZF-zu-HF-Mischvorrichtung 32 verwenden ein Oszillatorsignal, das von einem zweiten Oszillator 62 eingegeben wird. Die ersten und zweiten Oszillatoren 60 bzw. 62 können als Phasenregelkreis bzw. PLL-Schaltkreis (PLL = Phase-Locked Loop) implementiert sein, der Ausgabesignale aus einem Master-Referenzoszillatorsignal (nicht gezeigt) ableitet.
Fachleute werden erkennen, dass andere Bauarten von Empfangs- und Übertragungspfaden 67 und 69 stattdessen verwendet werden können, ohne den Rahmen der vorliegenden Erfindung zu verlassen. Die verschiedenen Komponenten, wie beispielsweise die Verstärker 18 und 30, die Mischvorrichtungen 20 und 32, die Filter 22 und 34, die AGC-Schaltungen 24 und 36 und die Frequenzumwandlungsschaltungen 26 und 38 sind Standardkomponenten und können in einfacher Weise von Fachleuten mit üblichem Wissen und Zugang zu den vorliegenden Lehren konstruiert werden.
In dem Basisband-Berechnungselement 28 werden die empfangenen I- und Q-Signale 56 in die Entspreiz-/Freilegungs-Schaltung 64 eingegeben, wo ein Pilotkanal, der Pilotsignale aufweist, und ein Datenkanal, der Datensignale aufweist, aus den empfangenen I- und Q-Signalen 56 extrahiert werden. Der Pilotkanal und der Datenkanal werden an die SINR-Schaltung 66 und die Pfadgewichtungs- und -kombinierschaltung 42 von der Entspreiz-/Freilegungs-Schaltung 64 geliefert.
Die SINR-Schaltung 66 gibt ein SINR-Signal aus, das eine Sequenz von SINR-Werten aufweist, d. h. Abtastungen, an das SINR-Vorhersageelement 12 und die LLR-Schaltung 46 aus. Die SINR-Schaltung 66 gibt ebenfalls das Reziproke der Interferenzenergie (1/N_t) an die Pfadgewichtungs- und -kombinierschaltung 42 aus.
Das Entspreiz- und Freilegungsdatenkanalsignal, das durch die Entspreiz-/Freilegungs-Schaltung 64 an die Pfadgewichtungs- und -kombinierschaltung 42 geliefert wird, wird ebenfalls an den Decodierer 48 geliefert, wo es decodiert und an die Steuervorrichtung 50 weitergeleitet wird. Bei der Steuervorrichtung 50 wird das decodierte Signal verarbeitet, um Sprache oder Daten auszugeben, oder um ein Rückverbindungssignal zur Übertragung an die assoziierte Basisstation (nicht gezeigt) zu erzeugen.
Die Pfadgewichtungs- und -kombinierschaltung 42 berechnet den optimalen Verhältnispfad, wobei die Gewichte für die Mehrpfadkomponenten des empfangenen Datensignals, die dem Datenkanalsignal entsprechen, kombiniert werden, gewichtet die geeigneten Pfade, kombiniert die mehreren Pfade und liefert die zusammengefassten und gewichteten Pfade als eine Metrik an die LLR-Schaltung 46.
Die LLR-Schaltung 46 verwendet Metriken von der Pfadgewichtungs- und – kombinierschaltung 42 mit der SINR-Schätzung, die durch die SINR-Schaltung 66 geliefert wird, um ein optimales Log-Likelihood-Verhältnis und Weichdecodierentscheidungswerte zu erzeugen. Die Aufbaue der anwendbaren LLR-Schaltungen sind in der Technik bekannt. In einer bevorzugten Implementierung ist die LLR-Schaltung 46 gemäß den Lehren der U. S. Patentanmeldung Serien-Nr. 09/311,793, eingereicht am 13. Mai 1999, jetzt U.S. Patent Nr. 6,377,607 , erteilt am 23. April 2002, betitelt „SYSTEM AND METHOD FOR PERFORMING ACCURATE DEMODULATION OF TURBO-ENCODED SIGNALS VIA PILOT ASSISTED COHERENT DEMODULATION", das dem Rechtsnachfolger der vorliegenden Erfindung zugewiesen ist, konstruiert.
Der optimale LLR-Wert wird an den Decodierer 48 geliefert, um das Decodieren der empfangenen Datenkanalsignale zu erleichtern. Die Steuervorrichtung 50 verarbeitet dann die decodierten Datenkanalsignale, um Sprache und Daten über einen Lautsprecher oder eine andere Vorrichtung (nicht gezeigt) auszugeben. Die Steuervorrichtung 50 steuert ebenfalls das Senden von Sprachsignalen und Datensignalen über eine Eingabevorrichtung (nicht gezeigt) an den Codierer 40 in Vorbereitung zur Übertragung.
Die Ratenanforderungserzeugungsschaltung 44 erzeugt eine Ratensteuernachricht basierend auf dem vorhergesagten SINR-Wert für das nächste Paket, wie er durch das SINR-Vorhersageelement 12 geliefert wird. Das SINR-Vorhersageelement 12 setzt eine Filterbank (wie unten vollständiger diskutiert) ein, um die SINR-Vorhersage zu erleichtern, welche es ermöglicht, dass die Ratenanforderungserzeugungsschaltung 44 genaue Ratensteuernachrichten liefert.
Die Ratenanforderungserzeugungsschaltung 44 vergleicht das vorhergesagte SINR mit einem Satz von vorbestimmten Schwellenwerten. Die Ratenanforderungserzeugungsschaltung 44 erzeugt eine Ratensteuerungsanforderungsnachricht basierend auf der relativen Größe des vorhergesagten SINR-Signals in Bezug auf verschiedene Schwellenwerte. Die exakten Details der Ratenanforderungserzeugungsschaltung 44 sind anwendungsspezifisch und werden einfach von Fachleuten bestimmt und implementiert, um den Erfordernissen einer gegebenen Anwendung zu entsprechen.
Die Ratenanforderungserzeugungsschaltung 44 sieht nachfolgend eine Ratensteuernachricht vor, die auch als Ratenanforderungsnachricht bezeichnet wird, die an die Steuervorrichtung 50 übertragen wird. Die Steuervorrichtung 50 bereitet die Ratenanforderungsnachricht zur Codierung über den Codierer 40 und der letztendlichen Übertragung an die assoziierte Station (nicht gezeigt) über einen Datenratenanforderungskanal (DRC = Data Rate Request Channel) über den Übertragungspfad 66, das Duplexelement 16 und die Antenne 14 vor. Wenn die Basisstation die Ratenanforderungsnachricht empfängt, passt die Basisstation die Rate der übertragenen Signale demgemäß an.
Die genauen SINR-Schätzungen und die Schätzungen der Gesamtinterferenzrauschchipenergie N_t von der SINR-Schaltung 66 verbessern die Leistung der Ratenanforderungserzeugungsschaltung 44 und verbessern die Leistung des Decodierers 48, wodurch der Durchsatz und die Effizienz des Transceiversystems 10 und des assoziierten Telekommunikationssystems verbessert werden.
Die SINR-Schätzschaltungen sind in der Technik bekannt. In einer bevorzugten Implementierung ist die SINR-Schaltung 66 gemäß den Lehren der U. S. Patentanmeldung Serien-Nr. 09/310,053, eingereicht am 11. Mai 1999, jetzt U. S. Patent Nr. 6,661, 892, erteilt am 9. Dezember 2003, betitelt „SYSTEM AND METHOD FOR PROVIDING AN ACCURATE ESTIMATION OF RECEIVED SIGNAL INTERFERENCE FOR USE IN WIRELESS COMMUNICATIONS SYSTEMS", das dem Rechtsnachfolger der vorliegenden Erfindung zugewiesen ist, konstruiert.
Der Transceiver 10 der 1 wird in einfacher Weise zur Verwendung in einer Basisstation anstelle einer mobilen Station angepasst, in welchem Fall der Transceiver 10 eine Raten- und Leistungsanpassungsfunktionalität enthalten wird, die in die Software integriert ist, die auf der Steuervorrichtung 50 läuft. Die geeignete Software wird in einfacher Weise durch Fachleute der Technik und mit Zugang zu den Lehren der vorliegenden Erfindung konstruiert.
Während in dem vorliegenden, spezifischen Ausführungsbeispiel das Vorhersageelement 12 SINR-Vorhersagen an die Ratenanforderungserzeugungsschaltung 44 liefert, werden Fachleute erkennen, dass die SINR-Vorhersagen durch irgendeine andere Art von Schaltung, wie beispielsweise eine Leistungssteuerschaltung, verwendet werden kann, ohne den Rahmen der vorliegenden Erfindung zu verlassen.
2 ist ein detaillierteres Diagramm der SINR-Vorhersagevorrichtung 12 der 1. Das SINR-Vorhersageelement 12 umfasst einen Mittelungsfilter mit sich bewegendem Fenster 70 der SINR-Abtastungen von der SINR-Schaltung 66 der 1 als Eingabe empfängt. Ein SINR-Abtastungsdezibelumwandler und -filter 72 empfängt die SINR-Abtastungen als Eingabe.
Eine Ausgabe des Mittelungsfilters 70 ist mit einer Eingabe eines Filterausgabedezibelumwandlers 74 verbunden. Eine Ausgabe des Dezibelumwandlers 74 ist parallel mit einer Eingabe eines Schnellschwund-SINR-Vorhersageelements 76, einer Eingabe eines Langsamschwund-SINR-Vorhersageelements 78 und einer Eingabe einer Haltevorhersagevorrichtung 80 verbunden. Die Ausgaben des Schnellschwund-SINR-Vorhersageelements 76, des Langsamschwund-SINR-Vorhersageelements 78 und des Haltevorhersageelements 80 sind mit einem Vorhersagewähler 82 verbunden. Eine weitere Ausgabe des Schnellschwund-SINR-Vorhersageelements 76 ist parallel mit einer Eingabe des Langsamschwund–SINR-Vorhersageelements 78 und einer Eingabe des Haltevorhersageelements 80 verbunden. Eine Ausgabe des SINR-Abtastungsdezibelumwandlers und -filters 72 ist parallel mit einer Eingabe des Langsamschwund-SINR-Vorhersageelements 78 und einer Eingabe des Haltevorhersageelements 80 verbunden.
Im Betrieb empfangen der Mittelungsfilter 70 und der SINR-Abtastungsdezibelumwandler und -filter 72 die SINR-Abtastungen von der SINR-Schaltung 66 der 1. Der Mittelungsfilter 70 berechnet einen Durchschnitt der empfangenen SINR-Abtastungen über eine vorbestimmte Anzahl von Abtastungen hinweg. Die vorbestimmte Anzahl von Abtastungen ist anwendungsspezifisch und wird in einfacher Weise von Fachleuten bestimmt, um die Erfordernisse einer gegebenen Anwendung zu erfüllen.
Die gemittelte SINR-Abtastungsausgabe von dem Mittelungsfilter 70 wird in eine Dezibelskala über den Filterausgabedezibelumwandler 74 umgewandelt. Die resultierenden, gefilterten Dezibelskala-SINR-Abtastungen werden dann parallel an das Schnellschwund-SINR-Vorhersageelement 76, das Langsamschwund-SINR-Vorhersageelement 78 und das Haltevorhersageelement 80 geliefert.
Der SINR-Abtastungsdezibelumwandler und -filter 72 filtert die empfangenen SINR-Abtastungen und erzeugt die Dezibelwerte der SINR-Abtastungen als Ausgabe, wobei der Mittelwert der Dezibelwerte auf null angepasst wird. Der SINR-Abtastungsdezibelumwandler und -filter 72 ist anwendungsspezifisch und wird in einfacher Weise durch Fachleute bestimmt. Die entstehenden umgewandelten und gefilterten Abtastungen werden an das Schnellschwund-SINR-Vorhersageelement 78 und das Haltevorhersageelement 80 geliefert.
Das Schnellschwund-SINR-Vorhersageelement 76, das Schnellschwund-SINR-Vorhersageelement 78 und das Haltevorhersageelement 80 bilden eine Filterbank. In Schnellschwundsignalumgebungen ist das Schnellschwund-SINR-Vorhersageelement 76 ausgelegt, um die kleinste Standardabweichung des Vorhersagefehlers als Ausgabe zu erzeugen. In ähnlicher Weise erzeugt während Langsamschwundsignalumgebungen das Langsamschwund-SINR-Vorhersageelement 78 die kleinste Standardabweichung des Vorhersagefehlers als Ausgabe und während Mittelschwundsignalumgebungen erzeugt das Haltevorhersageelement 80 die kleinste Standardabweichung des Vorhersagefehlers als Ausgabe.
Der Vorhersagewähler 82 wählt aus der Ausgabe der SINR-Vorhersageelemente 76, 78 und 80 das Signal mit der kleinsten Standardabweichung des Vorhersagefehlerwerts aus, die am repräsentativsten für die gegenwärtige Schwundsignalumgebung ist. Die ausgewählte Vorhersage wird von dem Vorhersagewähler 82 ausgegeben, welcher in einfacher Weise durch Fachleute implementiert wird. Die Ausgaben der SINR-Vorhersageelemente 76, 78 und 80 werden durch vorbestimmte Faktoren kompensiert, um ein Überproportionieren der SINR-Vorhersage, wie unten vollständiger diskutiert, zu verhindern.
Fachleute werden erkennen, dass ein einzelner Filter mit Transferfunktionskoeffizienten, die selektiv gemäß sich verändernden Schwundsignalumgebungen verändert werden, kann anstelle der Filterbank verwendet, die die SINR-Filter 76, 78 und 80 aufweist, ohne den Rahmen der vorliegenden Erfindung zu verlassen. Zusätzlich können unterschiedliche Filterkoeffizienten und/oder zusätzliche Filter eingesetzt werden, ohne den Rahmen der vorliegenden Erfindung zu verlassen.
Die SINR-Vorhersageelemente 76, 78 und 80 sind lineare Vorhersagefilter und sind ausgelegt, um das Wiener Filterverhalten zu simulieren bzw. imitieren.
Im Allgemeinen enthält ein Signal y(n) oft eine Signalkomponente x(n) und eine Rauschkomponente w(n), so dass y(n) = x(n) + w(n), wobei n die Abtastungszahl ist. Ein erwünschtes Signal ist stets eine lineare Funktion von x(n) und kann aus y(n) geschätzt werden. In dem vorliegenden Fall repräsentiert x(n) die SINR-Abtastungen.
Die Vorhersage ist ein spezieller Fall der Schätzung des erwünschten Signals im voraus zu einer gegenwärtigen Beobachtung. Das erwünschte Signal d(n + D) ist D Abtastungen vor y(n), wobei D eine vorbestimmte Zahl ist und größer oder gleich 5 Abtastungen in dem vorliegenden Ausführungsbeispiel ist. Die Differenz zwischen einer Schätzung (n) des erwünschten Signals d(n) und dem erwünschten Signal d(n) ist ein Fehler e(n). Es ist bekannt, dass der optimale Linearfilter ein Wiener-Filter in dem Sinne ist, dass er zu einem minimalen mittleren quadratischen Fehler führt.
Das erwünschte Signal d(n) in dem vorliegenden Ausführungsbeispiel ist das durchschnittliche SINR über die Paketlänge. Unterschiedliche Paketlängen korrespondieren mit unterschiedlichen erwünschten Signalen. Der Transceiver 10 der 1 durchläuft die Vorhersagen für fünf unterschiedliche Paketgrößen (1, 2, 4, 8 und 16 Schlitzpakete). Bei Empfang einer pfadkombinierten SINR-Schätzung, die jeden halben Schlitz aktualisiert wird, lässt der Transceiver 10 der 1 (der einer mobilen Station entspricht) das Vorhersageelement 12 fünf Mal entsprechend der Paketgrößen von {1, 2, 4, 8 bzw. 16} Schlitzen laufen. Folglich aktualisiert das Vorhersageelement 12 die in 3 gezeigte Verarbeitung fünf Mal für fünf unterschiedliche Paketlängen mit unterschiedlichen Parameterwerten wie Vorhersageverzögerung und Filterkoeffizienten.
3 ist ein detaillierteres Diagramm für die SINR-Vorhersage einer gegebenen Paketlänge, die über das SINR-Vorhersageelement 12 der 2 implementiert wird. Der SINR-Abtastungsdezibelumwandler und -filter 72 umfasst einen ersten Dezibelumwandler 90, dessen Eingabe die SINR-Abtastungen von der SINR-Schaltung 66 der 1 empfängt und dessen Ausgabe mit einem positiven Anschluss eines Subtrahierers 92 und einer Eingabe eines Filters (F₁) 96 verbunden ist. Eine Ausgabe des Filters 96 ist mit einem negativen Anschluss des ersten Subtrahierers 92 verbunden.
Im Betrieb wandelt der SINR-Abtastungsdezibelumwandler und -filter 72 die empfangenen SINR-Abtastungen in die Dezibelskala über den Dezibelumwandler 90 um und filtert die Dezibelsignale über den ersten Filter 96. Die gefilterten Dezibelabtastungen werden von den Dezibelabtastungen, die von dem Dezibelumwandler 90 ausgegeben werden, subtrahiert. Die Ausgabe des SINR-Abtastungsdezibelumwandlers und -filters 72 ist durch die folgende Gleichung beschrieben: u0(n) = u(n) – mu(n), [1]wobei u₀(n) die Ausgabeabtastungen des SINR-Abtastungsdezibelumwandlers und -filter 72 repräsentiert; u(n) die Dezibelskalaabtastungsausgabe von dem Dezibelumwandler 90 repräsentiert; und m_u(n) den Mittelwert der Dezibelskalaabtastungsausgabe von dem ersten Filter 96 repräsentiert.
Die Transferfunktion F₁(z) des ersten Filters 96 ist durch die folgende Gleichung beschrieben:
wobei λ ein konstanter Koeffizient und z eine komplexe Variable ist. Der Koeffizient λ ist anwendungsspezifisch und wird in einfacher Weise von Fachleuten bestimmt, um die Anforderungen einer gegebenen Anwendung zu erfüllen.
Die empfangenen SINR-Abtastungen von der SINR-Schaltung 66 der 1 werden ebenfalls in den Mittelungsfilter mit sich bewegendem Fenster 70 eingegeben. Der Mittelungsfilter 70 berechnet einen Durchschnitt der SINR-Abtastungen über die L Abtastungen hinweg, wobei L die gegebene Paketlänge repräsentiert.
Eine Ausgabe des Mittelungsfilters 70 ist mit dem Filterausgabedezibelumwandler 74 verbunden, der die Ausgabe des Mittelungsfilters 70 in eine Dezibelskala gemäß in der Technik bekannten Verfahren umwandelt. Die resultierenden Dezibelwerte, die das erwünschte Signal repräsentieren, werden in das Schnellschwund-SINR-Vorhersageelement 76, das Langsamschwund-SINR-Vorhersageelement 78 und das Haltevorhersageelement 80 eingegeben.
In dem Schnellschwund-SINR-Vorhersageelement 76 ist die Ausgabe des Filterausgabedezibelumwandlers 74 mit einem negativen Anschluss eines zweiten Subtrahierers 106 verbunden. Eine Ausgabe des Dezibelumwandlers 74 ist mit einem Filter (F₃) 100 verbunden. Eine Ausgabe des Filters 100 ist mit einer ersten Verzögerung 102, einer ersten Back-off- bzw. Zurückweichschaltung 104 und einem ersten Addierer 120 und einem zweiten Addierer 150 in dem Haltevorhersageelement 80 bzw. dem Langsamschwund-SINR-Vorhersageelement 78 verbunden. Eine Ausgabe der ersten Zurückweichschaltung 104 ist mit einer Eingabe des Vorhersagewählers 82 verbunden. Eine zweite Eingabe der zweiten Subtrahiererschaltung 106 ist mit einer Ausgabe der ersten Verzögerung 102 verbunden. Eine Ausgabe der zweiten Subtrahiererschaltung 106 ist mit einer ersten Quadrierungsschaltung 108 verbunden, die eine Ausgabe besitzt, die mit einer Eingabe des ersten Filters (F₄) 112 verbunden ist. Eine Ausgabe des Filters 112 ist mit ei ner Eingabe einer ersten Quadratwurzelschaltung 114 verbunden. Die Ausgabe der ersten Quadratwurzelschaltung 114 ist mit einer Eingabe der ersten Zurückweichschaltung 104 verbunden.
Im Betrieb empfängt das Schnellschwund-SINR-Vorhersageelement 76 die Dezibelskalaabtastungen von dem Filterausgabedezibelumwandler 74 bei dem Filter F₃ 100 und bei einem negativen Anschluss des zweiten Subtrahierers 106. Der Filter F₃ 100 berechnet einen Langzeitdurchschnitt der Dezibelwerte und ist durch die folgende Gleichung repräsentiert: md(n) = d ^1(n + D) = (1 – α)md(n – 1) + αd(n), [3]wobei m_d(n) der Langzeitmittelwert der empfangenen Dezibelskalaabtastungen bei einer bestimmten Abtastung n ist und eine mittlere SINR-Vorhersage d ^1(n + D), welche D Abtastungen in der Zukunft liegt, wobei D eine vorbestimmte Verzögerung ist und zwar basierend auf einer gegebenen Paketlänge. A ist ein vorbestimmter Koeffizient der Übertragungsfunktion (F₃) des Filters 100; d(n) ist die gegenwärtige Ausgabe des Dezibelumwandlers 74, und m_d(n – 1) ist der Langzeitdurchschnitt eine Abtastung zuvor. Die Transferfunktion F3 des Filters 100 wird ebenfalls durch die folgende Gleichung beschrieben:
wobei z eine komplexe Variable, und α ein vorbestimmter Koeffizient ist, wie zuvor erwähnt. α wird in einfacher Weise durch Fachleute bestimmt, um die Anforderungen einer gegebenen Anwendung zu erfüllen.
Der resultierende Langzeitdurchschnitt m_d(n), der von dem Filter 100 ausgegeben wird, wird um D Abtastungen über die erste Verzögerungsschaltung 102 verzögert und an einen positiven Anschluss des zweiten Subtrahierers 106 geliefert. Der zweite Subtrahierer 106 subtrahiert die d(n) Ausgabe von dem Filterausgabedezibelumwandler 74 von dem Langzeitdurchschnitt m_d(n) und sieht ein Vorhersagefehlersignal e₁(n) ansprechend darauf vor. Das resultierende Fehlersignal e₁(n) wird quadriert und durch die Quadrierungsschaltung 108 bzw. den ersten Filter F₄ 112 gefiltert. Der erste Filter F₄ 112 ist ein Filter mit unbegrenztem Impulsansprechverhalten (IIR-Filter = Infinite Impulse Response Filter) mit einer Transferfunktion F₄(z), der durch die folgende Gleichung beschrieben wird:
wobei β ein Filterkoeffizient ist und die anderen Variablen wie oben beschrieben sind.
Die gefilterten, d. h. gemittelten, Quadratwerte werden in die Quadratwurzelschaltung 114 eingegeben, die den quadratischen Mittelwertfehler (rmse₁) des Fehlersignals e₁(n) berechnet. Der quadratische Mittelwertfehler rmse₁ wird an die erste Zurückweichschaltung 104 geliefert, wo rmse₁ mit einer vorbestimmten Konstante k₁ multipliziert wird. Der exakte Wert für k₁ ist anwendungsspezifisch und kann eine Konstante sein oder kann dynamisch gemäß einer sich verändernden Signalumgebung durch eine weitere Schaltung (nicht gezeigt) oder Softwareroutine aktualisiert werden.
Der quadratische Mittelwertfehler rmse₁(n) wird durch die folgende Gleichung beschrieben:
wobei β wie für die Gleichung (5) gegeben ist; der mittlere quadratische Fehler mse₁(n – 1) die Ausgabe von dem ersten Filter 112 eine Abtastung zuvor repräsentiert.
Die erste Zurückweichschaltung 104 verringert die erste Vorhersage d ^1(n + D) um k₁·rmse₁ um das Vorhersageüberproportionieren zu verringern. Die verringerte erste Vorhersage wird als d ^1(n + D) bezeichnet und durch die folgende Gleichung beschrieben: d ^1(n + D) = d ^1(n + D) – k1·rmse1(n), [7]wobei die Variablen wie oben gegeben sind.
Der Aufbau des Langsamschwund-SINR-Vorhersageelements 78 und des Haltevorhersageelements 80 sind dem Aufbau des Schnellschwund-SINR-Vorhersageelements 76 ähnlich. Das Langsamschwund-SINR-Vorhersageelement 78 umfasst einen zusätzlichen Filter F₂ 116 und einen ersten Addierer 150. Das Haltevorhersageelement 80 umfasst einen zusätzlichen Haltefilter 118 und einen zweiten Addierer 120. Der erste Addier 150 und der zweite Addierer 120 empfangen die Ausgabe des Langzeitmittelwerts m_d(n) von dem Filter F₃ 100 des Schnellschwund-SINR-Vorhersageelements 76.
Das Langsamschwund-SINR-Vorhersageelement 78 umfasst von links nach rechts und von oben nach unten, einen dritten Subtrahierer 122, eine zweite Quadrierungsschaltung 124, einen zweiten Filter F₄ 128, eine zweite Quadratwurzelschaltung 130, den Filter F₂ 116, den ersten Addierer 150, eine zweite Verzögerung 132 und eine zweite Zurückweichschaltung 134.
Im Betrieb filtert der Filter F₂ 116 die Ausgabe von dem SINR-Abtastungsdezibelumwandler und -filter 72. Die Transferfunktion F₂(z) des zweiten Filters F₂ 116 ist durch die folgende Gleichung beschrieben:
wobei μ ein vorbestimmter Filterkoeffizient ist. Die Ausgabe d ^0(n + D) des zweiten Filters F₂ 116 wird durch folgende Gleichung beschrieben: d ^0(n + D) = (1 – μ)d ^0(n + D – 1) + μu0(n), [9] wobei μ wie oben gegeben ist; d ^0(n + D – 1) die Ausgabe d ^0(n + D) verzögert um eine Abtastung ist; und u₀(n) die Ausgabe des SINR-Abtastungsdezibelumwandlers und -filters 72 ist.
Die Ausgabe des Filters F₂ 116, wie sie durch die Gleichung 9 beschrieben wird, wird in einen Anschluss des ersten Addierers 150 eingegeben, welcher die Ausgabe des Langzeitdurchschnitts m_d(n) addiert, die durch das Schnellschwund-SINR-Vorhersageelement 76 vorgesehen wird. Die resultierende Summe wird mit d ^2(n + D) bezeichnet und wird durch die folgende Gleichung beschrieben: d ^2(n + D) = d ^0(n + D) + md(n), [10]wobei die Variablen wie oben gegeben sind.
Die Ausgabe des ersten Addierers 150, wie sie durch die Gleichung 10 gegeben ist, wird parallel in die zweite Verzögerung 132 und die zweite Zurückweichschaltung 134 eingegeben. Die Verzögerung 132 verzögert die Ausgabe des ersten Addierers 150 um D und liefert das Ergebnis an einen positiven Anschluss des dritten Subtrahierers 122. Der dritte Subtrahierer subtrahiert die Ausgabe d(n) des Filterausgabedezibelumwandlers 74 von dem verzögerten Ergebnis, um ein zweites Fehlersignal e₂(n) hervorzubringen, welches durch die folgende Gleichung beschrieben wird: e2(n) = d ^2(n) – d(n), [11]wobei d ^2(n) die verzögerte Ausgabe des ersten Addierers 150 ist, d. h. die Ausgabe der zweiten Verzögerung 132 ist, und d(n) die Ausgabe des Filterausgabedezibelumwandlers 74 ist.
Das resultierende Fehlersignal e₂(n) wird quadriert und durch die zweite Quadrierungsschaltung 124 bzw. den zweiter Filter F₄ 128 gefiltert. Die Transferfunktion des zweiten Filters F₄ 128 ist wie in Gleichung (5) beschrieben. Die Quadratwurzel der Ausgabe des Filters F₄ 128 wird durch die zweite Quadratwurzelschaltung 130 berechnet und bringt die folgende Ausgabe hervor:
wobei rmse₂(n) der quadratische Mittelwertfehler des Signals e₂(n) ist; der mittlere quadratische Fehler mse₂(n – 1) die Ausgabe des zweiten Filters F₄ 128 verzögert um eine Abtastung ist; und die anderen Variablen und Konstanten wie oben gegeben sind.
Der resultierende quadratische Mittelwertfehler rmse₂(n) wird mit einem vorbestimmten Faktor k multipliziert und das Ergebnis wird von der Ausgabe des ersten Addierers 150 subtrahiert, um die folgende Ausgabe hervorzubringen: d ^2(n + D) = d ^2(n + D) – k2·rmse2(n), [13]wobei die Konstanten und Variablen wie oben beschrieben sind. Die Ausgabe d ^2(n + D) der zweiten Zurückweichschaltung 134 wird an den Vorhersagewähler 82 geliefert.
Der vorbestimmte Faktor k₂ ist anwendungsspezifisch und wird in einfacher Weise durch Fachleute bestimmt. Der Faktor k₂ kann äquivalent zu den Faktoren k₁ und k₃ sein, die in der ersten Zurückweichschaltung 104 und der dritten Zurückweichschaltung 148 eingesetzt werden und kann dynamisch verändert werden, ohne den Rahmen der vorliegenden Erfindung zu verlassen.
Das Haltevorhersageelement 80 umfasst von links nach rechts und von oben nach unten einen vierten Subtrahierer 136, eine dritte Quadrierungsschaltung 138, einen dritten Filter F₄ 142, eine dritte Quadratwurzelschaltung 144, eine dritte Verzögerungsschaltung 146, die Haltefilterschaltung 118, den zweiten Addierer 120, und eine dritte Zurückweichschaltung 148.
In dem vorliegenden, spezifischen Ausführungsbeispiel wird das Haltevorhersageelement 80 nur eingesetzt, wenn die Paketlänge 2 Schlitzen oder weniger entspricht. Das Haltevorhersageelement 80 wird selektiv durch eine Schaltung (nicht gezeigt) aktiviert, die bestimmt, wann die Paketlänge 2 Schlitzen entspricht oder geringer ist und ermöglicht selektiv die Ausgabe des Haltevorhersageelements 80.
Im Betrieb filtert die Haltefilterschaltung 118 die Ausgabe des SINR-Abtastungsdezibelumwandlers und -filters 72 und liefert das Ergebnis an einen Anschluss des zweiten Addierers 120, der die Ausgabe m_d(n) des Filters 100 des Schnellschwund-SINR-Vorhersageelements 76 addiert. Die Ausgabe des Addierers 120 wird durch die folgende Gleichung beschrieben: d ^3(n + D) = u0(n)·HoldWeight + md(n), [14]wobei HoldWeight durch die Haltefilterschaltung 118 vorgesehen wird und u₀(n) die Ausgabe des SINR-Abtastungsdezibelumwandlers und -filters 72 ist.
Die resultierende Ausgabe wird um D Abtastungen durch die dritte Verzögerung 146 verzögert, um d ^3(n) hervorzubringen. Die Ausgabe d(n) des Filterausgabedezibelumwandlers 74 wird dann von den verzögerten Abtastungen d ^3(n) subtrahiert, um ein drittes Fehlersignal e₃(n) hervorzubringen, welches durch die folgende Gleichung beschrieben wird: e3(n) = d ^3(n) – d(n), [15]wobei die Variablen wie oben gegeben sind.
Die nachfolgende dritte Quadrierungsschaltung 138, der dritte Filter F₄ 142, und die dritte Quadratwurzelschaltung 144 berechnen das quadratische Mittelwertfehlersignal rmse₃(n) des Fehlersignals e₃(n), welches durch die folgende Gleichung beschrieben wird:
wobei die mittlere quadratische Abweichung bzw. der mittlere quadratische Fehler mse₃(n – 1) die Ausgabe des dritten Filters F₄ 142 verzögert um eine Abtastung und die anderen Konstanten und Variablen wie oben gegeben sind. Die Transferfunktion des dritten Filters F₄ 142 ist wie in Gleichung (5) gegeben.
Der resultierende quadratische Mittelwertfehler rmse₃(n) wird mit der vorbestimmten Konstante k₃ über die dritte Zurückweichschaltung 148 multipliziert. Das Ergebnis wird von der Ausgabe d ^3(n + D) des zweiten Addierers 120 abgezogen, um die folgende Ausgabe zu liefern: d ^3(n + D) = d ^3(n + D) – k3·rmse3(n), [17]wobei die Konstanten und Variablen wie oben gegeben sind. Das Ergebnis, das durch die Gleichung (17) gegeben wird, wird an die Vorhersagewählerschaltung 82 geliefert.
Der Vorhersagewähler 82 wählt die Vorhersage mit dem kleinsten rmse-Wert als eine endgültige Vorhersage für die gegebene Paketlänge. Für 1- oder 2-Schlitz-Pakete wählt der Vorhersagewähler 82 aus dem Schnellschwundvorhersageelement 76, dem Langsamschwundvorhersageelement 78 und dem Haltevorhersageelement 80 aus. Für 4-, 8- und 16-Schlitz-Pakete wählt der Vorhersagewähler 82 aus dem Schnellschwundfilter 76 und dem Langsamschwundfilter 78 aus.
Die Verzögerungen 102, 132 und 146 liefern Verzögerungen von D Halbschlitzen, wobei die Vorhersagelatenz für die gegebene Paketlänge ist. Das Vorhersageelement 12 empfängt die SINR-Schätzabtastungen einmal pro halbem Schlitz, erzeugt jedoch Paketdurchschnitts-SINR-Vorhersagen einmal pro zwei Halbschlitzen. Zusätzlich wird der Filter F₁ 96 einem pro jedem Halbschlitz angewendet, wobei die Filter 100, 112, 128 und 142 die Transferfunktionen F₂, F₃ und F₄ einem alle 2 Halbschlitze anwenden. Die Beschreibungen der Transferfunktionen F₁(z), F₂(z), F₃(z) und F₄(z) vernachlässigen die Effekte der Dezimierungsverarbeitung.
Fachleute können jedoch die Transferfunktionen in einfacher Weise demgemäß anpassen.
Fachleute werden erkennen, dass das SINR-Vorhersageelement 12 durch Software implementiert werden kann, ohne den Rahmen der vorliegenden Erfindung zu verlassen, in welchem Fall die Filter 96, 100, 112, 128, 142 und 116 in einfacher Weise gemäß der obigen Regeln an- und abgeschaltet werden.
Somit wurde die vorliegende Erfindung hierin mit Bezugnahme auf ein bestimmtes Ausführungsbeispiel für eine bestimmte Anwendung beschrieben. Fachleute in der Technik und mit Zugang zu den vorliegenden Lehren werden zusätzliche Modifikationen, Anwendungen und Ausführungsbeispiele erkennen, die innerhalb ihres Rahmens liegen.
Die beigefügten Ansprüche sollen deshalb sämtliche derartigen Anwendungen, Modifikationen und Ausführungsbeispiele innerhalb des Rahmens der vorliegenden Erfindung abdecken.

Claims

Ein Verfahren zum Empfangen eines Signals, wobei das Verfahren Folgendes aufweist: Messen des Signals, um eine Sequenz von aufeinanderfolgenden Signal-zu-Interferenz-Rauschverhältnisschätzungen zu bilden; gekennzeichnet dadurch, dass das Verfahren weiterhin folgende Schritte aufweist: Filtern der Schätzungen gemäß einer jeden einer Vielzahl von vorbestimmten Fading- bzw. Schwundumgebungen, um eine Vielzahl von Sequenzen von Signal-zu-Interferenz-Rauschverhältnisvorhersagen zu bilden, wobei jede der Vielzahl von Sequenzen von Signal-zu-Interferenz-Rauschverhältnisvorhersagen einer der Vielzahl von vorbestimmten Schwundumgebungen entspricht; Vergleichen jeder der Vielzahl von Sequenzen von Signal-zu-Interferenz-Rauschverhältnisvorhersagen mit mindestens einer Signal-zu-Interferenz-Rauschverhältnisschätzung nachfolgend zu der Sequenz um eine Vielzahl von Vorhersagefehlern zu bilden, wobei jeder der Vielzahl von Vorhersagefehlern einer der Vielzahl von vorbestimmten Schwundumgebungen entspricht; und Bilden eines vorhergesagten Signal-zu-Interferenz-Rauschverhältnisses, basierend auf der Vielzahl von Sequenzen von Signal-zu-Interferenz-Rauschverhältnisvorhersagen und der Vielzahl von Vorhersagefehlern.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei die Vielzahl von vorbestimmten Schwundumgebungen eine Langsamschwundumgebung aufweist.
Verfahren nach Anspruch 2, wobei die Vielzahl von vorbestimmten Schwundumgebungen weiterhin eine Schnellschwundumgebung aufweist.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei die Vielzahl von vorbestimmten Schwundumgebungen eine Schnellschwundumgebung aufweist.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei das Filtern das Ausführen einer Mittelung der Schätzung aufweist.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei das Filtern das Filtern der Schätzungen gemäß einem Filter mit endlicher Impulsantwort bzw. FIR-Filter (FIR = finite impulse response) aufweist.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei das Filtern das Filtern der Schätzungen gemäß einem Filter mit unendlicher Impulsantwort aufweist.
Verfahren nach Anspruch 7, wobei das Filtern weiterhin das Filtern der Schätzungen gemäß einem FIR-Filter aufweist.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei das Bilden eines vorhergesagten Signal-zu-Interferenz-Rauschverhältnisses das Auswählen einer der Vielzahl von Vorhersagefehlern aufweist.
Verfahren nach Anspruch 1, das weiterhin das Anpassen des vorhergesagten Signal-zu-Interferenz-Rauschverhältnisses um einen Back-Off- bzw. Zurückweichwert aufweist.
Verfahren nach Anspruch 10, wobei der Zurückweichwert konstant ist.
Verfahren nach Anspruch 10, das weiterhin das Anpassen des Zurückweichwertes gemäß einer sich ändernden Signalumgebung aufweist.
Eine Vorrichtung zum Empfangen eines Signals, wobei die Vorrichtung Folgendes aufweist: Mittel zum Messen des Signals, um eine Sequenz von aufeinanderfolgenden Signal-zu-Interferenz-Rauschverhältnisschätzungen (66) zu bilden; gekennzeichnet dadurch, dass die Vorrichtung weiterhin Folgendes aufweist: Mittel zum Filtern der Schätzung gemäß einer jeden einer Vielzahl von vorbestimmten Schwundumgebungen, um eine Vielzahl von Sequenzen von Signal-zu-Interferenz-Rauschverhältnisvorhersagen zu bilden, wobei jede der Vielzahl von Sequenzen von Signal-zu-Interferenz-Rauschverhältnisvorhersagen einer der Vielzahl von vorbestimmten Schwundumgebungen entspricht; Mittel zum Vergleichen einer jeden der Vielzahl von Sequenzen von Signal-zu-Interferenz-Rauschverhältnisvorhersagen mit mindestens einer Signal-zu-Interferenz-Rauschverhältnisschätzung nachfolgend zu der Sequenz, um eine Vielzahl von Vorhersagefehlern zu bilden, wobei jeder der Vielzahl von Vorhersagefehlern einer der Vielzahl von vorbestimmten Schwundumgebungen entspricht; Mittel zum Bilden eines vorhergesagten Signal-zu-Interferenz-Rauschverhältnisses, basierend auf der Vielzahl von Sequenzen von Signal-zu-Interferenz-Rauschverhältnisvorhersagen und der Vielzahl von Vorhersagefehlern.
Vorrichtung nach Anspruch 13, wobei die Mittel zum Messen eine Signal-zu-Interferenz-Rauschschaltung aufweisen, wobei die Mittel zum Filtern eine Bank von Filtern aufweisen, wobei die Mittel zum Bilden eines vorhergesagten Signal-zu-Interferenz-Rauschverhältnisses ein Vorhersageauswahlelement aufweisen.
Vorrichtung nach Anspruch 14, wobei die Bank von Filtern ein Langsamschwund-Signal-zu-Interferenz-Rauschvorhersageelement aufweist.
Vorrichtung nach Anspruch 15, wobei die Bank von Filtern weiterhin ein Schnellschwund-Signal-zu-Interferenz-Rauschvorhersageelement aufweist.
Vorrichtung nach Anspruch 15, wobei die Bank von Filtern weiterhin ein Haltefiltervorhersageelement aufweist.
Vorrichtung nach Anspruch 14, wobei die Bank von Filtern ein Schnellschwund-Signal-zu-Interferenz-Rauschvorhersageelement aufweist.
Vorrichtung nach Anspruch 14, wobei die Bank von Filtern ein Haltefiltervorhersageelement aufweist.
Vorrichtung nach Anspruch 14, wobei die Bank von Filtern einen FIR-Filter aufweist.
Vorrichtung nach Anspruch 14, wobei die Bank von Filtern einen Filter mit unendlicher Impulsantwort aufweist.
Vorrichtung nach Anspruch 21, wobei die Bank von Filtern weiterhin einen FIR-Filter aufweist.
Vorrichtung nach Anspruch 14, die weiterhin eine Zurückweichschaltung aufweist zum Anpassen des vorhergesagten Signal-zu-Interferenz-Rauschverhältnisses um einen Zurückweichwert.
Vorrichtung nach Anspruch 23, wobei die Zurückweichschaltung konfiguriert ist zum Vorsehen eines konstanten Zurückweichwertes.
Vorrichtung nach Anspruch 23, wobei die Zurückweichschaltung konfiguriert ist zum Anpassen des Zurückweichwertes gemäß einer sich verändernden Signalumgebung.
Vorrichtung nach Anspruch 13, wobei die Vielzahl von vorbestimmten Schwundumgebungen Mittel aufweist zum Filtern der Schätzungen gemäß einer Langsamschwundumgebung.
Vorrichtung nach Anspruch 26, wobei die Vielzahl von vorbestimmten Schwundumgebungen weiterhin Mittel aufweist zum Filtern der Schätzungen gemäß einer Schnellschwundumgebung.
Vorrichtung nach Anspruch 13, wobei die Vielzahl von vorbestimmten Schwundumgebungen Mittel aufweist zum Filtern der Schätzungen gemäß einer Schnellschwundumgebung.
Vorrichtung nach Anspruch 13, wobei das Filtern Mittel aufweist zum Ausführen einer Mittelung der Schätzungen.
Vorrichtung nach Anspruch 13, wobei das Filtern das Filtern der Schätzungen gemäß einem FIR-Filter aufweist.
Vorrichtung nach Anspruch 13, wobei das Filtern einen Filter mit unendlicher Impulsantwort bzw. einen IIR-Filter (IIR = Infinite Impuls Response) aufweist.
Vorrichtung nach Anspruch 31, wobei das Filtern weiterhin einen FIR-Filter aufweist.
Vorrichtung nach Anspruch 13, wobei die Mittel zum Bilden, Mittel zum Auswählen einer der Vielzahl von Vorhersagefehlern (82) aufweisen.
Vorrichtung nach Anspruch 13, die weiterhin Mittel aufweist zum Anpassen des vorhergesagten Signal-zu-Interferenz-Rauschverhältnisses um einen Back-Off- bzw. Zurückweichwert.
Vorrichtung nach Anspruch 34, wobei die Mittel zum Anpassen konfiguriert sind zum Anwenden eines konstanten Zurückweichwertes.
Vorrichtung nach Anspruch 34, die Mittel aufweist zum Anpassen des Zurückweichwertes gemäß einer sich ändernden Signalumgebung.