DE102010060520A1

DE102010060520A1 - Vorrichtung und Verfahren zur störrobusten Decodierung

Info

Publication number: DE102010060520A1
Application number: DE102010060520A
Authority: DE
Inventors: Joachim 82024 Wehinger
Original assignee: Infineon Technologies AG
Current assignee: Intel Deutschland GmbH
Priority date: 2010-01-25
Filing date: 2010-11-12
Publication date: 2011-07-28
Also published as: US20110182329A1; CN102136880A; US8660167B2; CN102136880B

Abstract

Eine Vorrichtung (100) zum Decodieren von Codesymbolen (110), die während eines Störzeitabschnitts δ mit einer Störung D(t) behaftet sind, enthält einen Zuverlässigkeitsinformationsgenerator (102) zum Bereitstellen von Zuverlässigkeitsinformationen (116) auf Grundlage der Codesymbole (110) und einen Decodierer (104) zum Decodieren der Codesymbole (110) in Codeworte (112) auf Grundlage gewichteter Zuverlässigkeitsinformationen (118). Die gewichteten Zuverlässigkeitsinformationen (118) werden durch Gewichten der Zuverlässigkeitsinformationen (116) mit einem ersten Gewicht w1 während nicht mit dem Störzeitabschnitt δ zusammentreffenden Zeiten und durch Gewichten der Zuverlässigkeitsinformationen (116) mit einem zweiten Gewicht w2 während mit dem Störzeitabschnitt δ zusammentreffenden Zeiten aus den Zuverlässigkeitsinformationen (116) erzeugt, wobei sich das erste Gewicht w1 und das zweite Gewicht w2 voneinander unterscheiden.

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft das Gebiet der Decodierung und insbesondere eine Vorrichtung und ein Verfahren zur störrobusten Decodierung von Codesymbolen, die mit einer Störung behaftet sind, sowie einen CDMA-Empfänger.
In Mobilkommunikationssystemen empfängt eine Benutzereinrichtung (UE) Steuer- und Dateninformationen von einer Mobilstation (MS). Die Mobilstation überträgt zusätzlich Synchronisationsinformationen unter Verwendung von beispielsweise einem unabhängigen Synchronisationskanal. Diese Synchronisationsinformationen wirken als Störung bzw. Verzerrung auf den Empfang von Steuer- und Dateninformationen und verringern damit die Durchsatzraten der Kommunikation.
Auf der Abwärtsstrecke von UMTS wird beispielsweise der Empfang eines gemeinsamen Hochgeschwindigkeits-Kontrollkanals (englisch: ”High Speed Shared Control Channel” – HS-SCCH) und eines gemeinsamen physikalischen Hochgeschwindigkeits-Abwärtskanals (englisch: ”High Speed Physical Downlink Shared Channel” – HS-PDSCH) durch gemeinsame primäre und sekundäre Synchronisationskanäle (P-SCH und S-SCH) verschlechtert, die durch einen Node-B (d. h. eine Basisstation) übertragen werden. Die Synchronisationsinformationen der SCH-Kanäle sind nicht orthogonal zu den Informationen der Daten- und Kontrollkanäle und sind zeitlich burstartig, d. h. treten stoßartig auf, wodurch sie einen erhöhten Störungspegel verursachen. Zum Verringern oder Löschen dieser Störung wird im Mobilendgerät eine deterministische Rekonstruktion der SCH-Kanäle auf Bausteinebene oder sogar auf Sub-Bausteinebene angewandt, um die rekonstruierten SCH-Kanäle von den Kontroll-/Datenkanälen abzuziehen. Diese deterministische SCH-Löschung erfordert eine genaue Leistungsschätzung und eine Subtrahierschaltung. Für diese und weitere Erfordernisse wird ein Mobilendgerät hoher Rechenleistung benötigt, das kostspielig herzustellen ist und einen hohen Stromverbrauch aufweisen kann.
Eine der Erfindung zugrundeliegende Aufgabe kann somit darin gesehen werden, einen Mobilfunkempfänger bereitzustellen, der robust ist gegenüber den burstartig ausgesendeten Synchronisationsinformationen der primären und sekundären Synchronisationskanäle einer Basisstation.
Die der Erfindung zugrundeliegende Aufgabenstellung wird durch die Merkmale der unabhängigen Ansprüche gelöst. Vorteilhafte Ausgestaltungen und Weiterbildungen der Erfindung sind Gegenstand der abhängigen Ansprüche.
Die beiliegenden Zeichnungen dienen einem weitergehenden Verständnis von Ausführungsformen der Erfindung. Die Zeichnungen zeigen Ausführungsformen und dienen zusammen mit der Beschreibung zum Erläutern von Grundsätzen von Ausführungsformen. Weitere Ausführungsformen und viele der beabsichtigten Vorteile von Ausführungsformen werden durch Bezugnahme auf die nachfolgende ausführliche Beschreibung besser verständlich. Die Elemente der Zeichnungen sind nicht unbedingt zueinander maßstabsgetreu. Gleiche Bezugsziffern bezeichnen entsprechende gleichartige Teile.
1 zeigt schematisch eine Vorrichtung nach einer Ausführungsform.
2 zeigt schematisch ein mit einer Störung behaftetes Codesymbol während eines Störzeitabschnitts nach einer Ausführungsform.
3 zeigt schematisch einen UMTS-Empfänger nach einer Ausführungsform.
4 zeigt schematisch einen UMTS-Empfänger nach einer Ausführungsform.
5 zeigt schematisch ein Redundanzversionsschema eines Funksignals nach einer Ausführungsform.
6 zeigt ein Blockschaltbild, das schematisch die Struktur eines Turbo-Decodierers nach einer Ausführungsform darstellt.
7 zeigt ein Schaltbild, das schematisch den Datendurchsatz gegenüber dem Signal-zu-Rauschverhältnis in Abhängigkeit von einer Störleistung für einen UMTS-Empfänger nach einer Ausführungsform darstellt.
8 zeigt ein Schaltbild, das schematisch den Datendurchsatz gegenüber dem Signal-zu-Rauschverhältnis in Abhängigkeit der Gewichtung eines logarithmischen Likelihood-Verhältnis (LLR) für einen UMTS-Empfänger nach einer Ausführungsform darstellt.
In der nachfolgenden ausführlichen Beschreibung wird auf die beiliegenden Zeichnungen Bezug genommen, in denen zur Erläuterung spezifische Ausführungsformen gezeigt werden, in denen die Erfindung ausgeübt werden kann. In dieser Hinsicht wird Richtungsterminologie wie ”oben”, ”unten”, ”vorne”, ”hinten”, ”vorlaufend”, ”nachlaufend” usw. unter Bezugnahme auf die Orientierung der beschriebenen Figur(en) benutzt. Da Komponenten von Ausführungsformen in einer Anzahl unterschiedlicher Orientierungen positioniert werden können, wird die Richtungsterminologie für Darstellungszwecke benutzt und ist auf keine Weise begrenzend. Es versteht sich, dass andere Ausführungsformen genutzt und strukturmäßige oder logische Änderungen durchgeführt werden können, ohne aus dem Rahmen der vorliegenden Erfindung zu weichen. Die nachfolgende ausführliche Beschreibung soll daher nicht in einem begrenzenden Sinn aufgefasst werden.
Es versteht sich, dass die Merkmale der hier beschriebenen verschiedenen beispielhaften Ausführungsformen miteinander kombiniert werden können, sofern dies nicht spezifisch anderweitig bemerkt wird.
So wie sie in der vorliegenden Patentschrift eingesetzt werden, sollen die Begriffe ”gekoppelt” und/oder ”elektrisch gekoppelt” nicht bedeuten, dass die Elemente direkt zusammengekoppelt sein müssen; es können dazwischen liegende Elemente zwischen den ”gekoppelten” oder ”elektrisch gekoppelten” Elementen bereitgestellt sein.
Es werden untenstehend Vorrichtungen zum Decodieren von Codesymbolen einschließlich von Zuverlässigkeitsinformationsgeneratoren und Decodierern beschrieben.
Ein Code ist eine Regel zum Umwandeln einer Information in eine andere Darstellungsform. Codieren ist der Vorgang, mit dem Information von einer Quelle in zu übermittelnde Codesymbole umgewandelt wird. Decodieren ist der umgekehrte Vorgang, mit dem diese Codesymbole in durch einen Empfänger verständliche Information zurückgewandelt werden. Durch Decodieren werden empfangene Nachrichten in Codeworte eines gegebenen Codes übersetzt oder abgebildet. Diese Verfahren werden oft zur Rückgewinnung von über einen rauschbehafteten Kanal gesendeten Nachrichten oder Signalen benutzt, z. B. über einen Funkkanal gesendete Funksignale.
Daten können durch Blockcodierung oder Faltungscodierung codiert werden. Blockcodes arbeiten an Blöcken (Paketen) fester Größe von Bits oder Symbolen vorbestimmter Größe. Faltungscodes arbeiten an Bit- oder Symbolströmen beliebiger Länge. Blockcodierung kann beispielsweise Reed-Solomon-Codierung, Golay-, BCH-(Bose-Chaudhuri-Hocquenghem-), multidimensionale Paritäts- oder Hamming-Codierung sein. Block- und Faltungscodes können in verketteten Codierungsanordnungen kombiniert sein.
Codes können dazu benutzt werden, Daten auf eine Weise darzustellen, die für Fehler in der Übertragung oder Speicherung widerstandsfähiger ist. Ein solcher Code wird als Fehlerkorrekturcode bezeichnet und funktioniert durch Aufnehmen von sorgfältig ausgearbeiteter Redundanz bei den gespeicherten (oder übertragenen) Daten. Beispiele umfassen Hamming-Codes, Reed-Solomon-, Reed-Muller-, Bose-Chaudhuri-Hocquenghem-, Turbo-, Golay-, Goppa-, Paritätskontrollcodes geringer Dichte (LDPC) und Raum-Zeit-Codes. Fehlererkennungscodes können zum Erkennen von Burstfehlern oder Zufallsfehlern optimiert werden. Decodierer können einen dieser Codes zum Decodieren eines Codesymbols benutzen. Insbesondere können Decodierer Turbo-Decodierer, Decodierer von Paritätskorrektur geringer Dichte (LDPC – Low-Density Parity Check) oder sonstige Decodierer sein, die Zuverlässigkeitsinformationen ausnutzen. LDPC-Codes sind eine Klasse linearer Blockcodes. Ihre Paritätskorrekturmatrizen enthalten im Vergleich zu der Anzahl von Nullen nur wenige Einsen. Sie bieten eine Leistung, die der Kanalkapazität sehr nahe kommt und verwenden lineare Zeitkomplexitätsalgorithmen zur Decodierung. Turbo-Codierung ist ein Verfahren, das zwei oder mehr relativ einfache Faltungscodes und einen Verschachteler zum Erzeugen eines Blockcodes kombiniert, der sich der Kanalkapazität eng annähert (innerhalb eines Bruchteils eines Dezibels der Shannon-Grenze).
Zuverlässigkeitsinformationsgeneratoren erzeugen Zuverlässigkeitsinformationen für Codeworte. Zuverlässigkeitsinformationen oder Likelihood-Informationen, d. h. Mutmaßlichkeitsinformationen, können beispielsweise LLR-Werte (LLR = Logarithmic Likelihood Ratio), d. h. Werte des logarithmischen Likelihood-Verhältnisses, APP-Werte (APP = A Posteriori Probability), d. h. Werte der a posteriori Wahrscheinlichkeit, oder Wahrscheinlichkeitswerte sein. Die Likelihood-Informationen bzw. Mutmaßlichkeitsinformationen können so bitbasiert sein, dass für einzelne Bits b = {+1, –1} der Codeworte Likelihood-Informationen gemäß der folgenden Gleichung bestimmt werden können: λ = log(p[b = +1]/p[b = –1]) = log(p/(1 – p)), (1) wobei p[b = +1] = p die Wahrscheinlichkeit des Deutens eines einzelnen Datenbits b als +1 ist und p[b = –1] = 1 – p die Wahrscheinlichkeit des Deutens eines einzelnen Datenbits b als –1 ist. Die Likelihood-Information λ ist als der Logarithmus des Likelihood-Verhältnisses (LLR – Logarithmus des Likelihood-Verhältnis) bezeichnet. Die Beträge der Likelihood-Informationen unterschiedlicher einzelner Bits eines erkannten Datensymbols können aufaddiert werden, um so eine Summenzuverlässigkeitsinformation zu erhalten.
Die unten beschriebenen Vorrichtungen können in einer Ausführungsform zum Realisieren des UMTS-Standards (englisch: ”Universal Mobile Telecommunications System”) ausgelegt sein, z. B. einer der Versionen Release 99, 4, 5, 6, 7, 8 und 9 oder höher des UMTS-Standards. Die Vorrichtungen können in einer Ausführungsform ein HSPA-Mobiltelefonieprotokoll (englisch: ”High Speed Packet Access”) wie beispielsweise HSDPA-(englisch: ”High Speed Downlink Packet Access”)-Hochgeschwindigkeits-Paketdatenzugang auf der Abwärtsstrecke und HSUPA-(englisch: ”High Speed Uplink Packet Access”)-Hochgeschwindigkeits-Paketdatenzugang auf der Aufwärtsstrecke realisieren. Die Vorrichtungen können den Standard HSPA+ (HSPA Evolution) realisieren. Die Vorrichtungen können in einer Ausführungsform zum Realisieren des Standards WCDMA (englisch: ”Wideband Code Division Multiple Access” – Breitband-Vielfachzugriff im Codemultiplexverfahren) ausgewählt sein. Die Vorrichtungen können zum Realisieren des Mobilkommunikationsstandards LTE (englisch: ”Long Term Evolution” – Langzeit-Evolution), des Standards E-UTRAN (englisch: ”Evolved Universal Terrestrial Radio Access Network” – Evolution des universellen Erd-Funkanschlussnetzes), des Standards HSOPA (englisch: ”High Speed Orthogonal Frequency Division Multiplex Packet Access” – orthogonaler Hochgeschwindigkeits-Frequenzmultiplex-Paketdatenzugang) oder des durch die Standardisierungsorganisation 3GPP (englisch: ”Third Generation Partnership Project”) definierten Standards 3G ausgelegt sein. Weiterhin können die Vorrichtungen in einer Ausführungsform zum Realisieren von WIMAX (englisch: ”Worldwide Interoperability for Microwave Access”) gemäß der Prüfstrategien für Interoperabilität entwickelnden Industrievereinigung oder dem IEEE (englisch: "Institute of Electrical and Electronics Engineers") Standard 802.16 (englisch: "wireless MAN") und 802.11 (englisch: "wireless LAN") ausgelegt sein. Auch können die im Folgenden beschriebenen Vorrichtungen zum Realisieren von weiteren Standards ausgelegt sein und alle derartigen Variationen sind von der vorliegenden Erfindung in Betracht gezogen.
Die Vorrichtungen können integrierte Schaltungen und/oder passive Elemente enthalten. Die integrierten Schaltungen können durch unterschiedliche Technologien hergestellt sein und können beispielsweise als integrierte Logikschaltungen, integrierte Analogschaltungen, integrierte Mischsignalschaltungen, Speicherschaltungen oder integrierte passive Elemente ausgelegt sein.
Untenstehend werden gestörte Codesymbole beschrieben, die aufgrund einer während eines Störzeitabschnitts auftretenden Störung gestört sind.
Der unten beschriebene Störzeitabschnitt kann von durch den Mobilkommunikationsstandard definierten Parametern abhängig sein, z. B. der Chip-Rate oder der Symbolrate. Bei CDMA ist ein Chip ein Impuls eines Direktsequenz-Spreizspektrum-(DSSS)-Codes wie beispielsweise einer bei Direktsequenz-CDMA-(englisch: ”Code Division Multiple Access” – Vielfachzugriff im Codemultiplex) Kanalzugriffsverfahren benutzten Pseudozufallscodesequenz. Bei einem binären Direktsequenzsystem ist jedes Chip typischerweise ein Rechteckimpuls mit Amplitude +1 oder –1, der mit einer Datensequenz (in ähnlicher Weise die Nachrichtenbits darstellenden +1 oder –1) und mit einer Trägerwellenform multipliziert wird, um das übertragene Signal herzustellen. Die Chips sind daher nur die Bitfolge aus dem Codegenerator; sie werden Chips genannt, um eine Verwechselung mit Nachrichtenbits zu vermeiden. Die Chip-Rate eines Codes ist die Anzahl von Impulsen pro Sekunde (Chips pro Sekunde), mit der der Code übertragen oder empfangen wird. Die Chip-Rate ist größer als die Symbolrate, was bedeutet, dass ein Symbol durch mehrere Chips dargestellt wird. Das Verhältnis ist als der Spreizfaktor (SF) oder Verfahrensgewinn bekannt.
Die Symbolrate ist die Anzahl von am Übertragungsmedium pro Sekunde durchgeführten Symboländerungen (Zeichengabeereignissen) unter Verwendung eines digital modulierten Signals, z. B. moduliert durch QAM oder QPSK. Ein Symbol ist ein Zustand oder bedeutender Zustand des Kommunikationskanals, der für eine feste Zeitdauer besteht. Eine sendende Vorrichtung platziert Symbole auf dem Kanal mit einer festen und bekannten Symbolrate und die Empfangsvorrichtung hat die Aufgabe, die Folge von Symbolen zur Wiederherstellung der übertragenen Daten zu erkennen. Bei CDMA-Systemen kann der Begriff Symbol sich auf ein Informationsbit oder einen Block von Informationsbits beziehen, die unter Verwendung eines Modulationsverfahrens, beispielsweise QAM, vor Anwendung des CDMA-Spreizcodes moduliert werden.
UMTS-Empfänger zum Empfangen von Funksignalen können Entzerrer oder Rakes, Demodulatoren, Entwürfler, Entspreizer, LLR-Generatoren, Turbo-Decodierer und Kanalschätzer zum Empfangen von Funksignalen enthalten und werden unten beschrieben.
UMTS-Empfänger sind zum Umsetzen des UMTS-Standards (englisch: ”Universal Mobile Telecommunications System”), z. B. eine der Versionen Release 99, 4, 5, 6, 7, 8 und 9 oder höher des UMTS-Standards ausgelegt. Die UMTS-Empfänger können ein HSPA-Mobiltelefonieprotokoll (englisch: ”High Speed Packet Access” – Hochgeschwindigkeits-Paketdatenzugang) wie beispielsweise HSDPA (englisch: ”High Speed Downlink Packet Access” – Hochgeschwindigkeits-Paketdatenzugang auf der Abwärtsstrecke) und HSUPA (englisch: ”High Speed Uplink Packet Access” – Hochgeschwindigkeits-Paketdatenzugang auf der Aufwärtsstrecke) umsetzen.
UMTS-Empfänger können integrierte Schaltungen oder passive Elemente enthalten. Die integrierten Schaltungen können durch unterschiedliche Technologien hergestellt sein und können beispielsweise als integrierte Logikschaltungen, integrierte Analogschaltungen, integrierte Mischsignalschaltungen, Speicherschaltungen oder integrierte passive Elemente ausgelegt sein.
Funksignale sind Hochfrequenzsignale, die von einem Funksender (Sender) mit einer Hochfrequenz (HF) im Bereich von rund 3 Hz bis 300 GHz ausgestrahlt werden. Dieser Bereich entspricht der Frequenz von zum Erzeugen und Erkennen von Funkwellen benutzten elektrischen Wechselstromsignalen. HF bezieht sich gewöhnlich auf Schwingungen in elektrischen Schaltungen.
Im weiteren werden Entzerrer beschrieben. Sie können passive oder aktive elektronische Bauteile oder digitale Algorithmen zum Beeinflussen der Frequenzeigenschaften des Systems benutzen. Funkkanäle in Mobilfunksystemen sind gewöhnlich mit Mehrwegeschwund behaftete Kanäle, die Intersymbol-Interferenz (ISI) in dem empfangenen Signal verursachen. Zum Beseitigen von ISI aus dem Signal können unterschiedliche Entzerrerarten benutzt werden. Auf Trellis-Suche basierende Erkennungsalgorithmen, z. B. MLSE (englisch: ”Maximum-Likelihood Sequence Estimation” – Abschätzung der Folge mit der größten Wahrscheinlichkeit) oder MAP (englisch: ”Maximum A-posteriori Probability” – MAP-Schätzung) bieten eine gute Empfängerleistung, weisen jedoch hohen Rechenaufwand auf. Es werden daher Annäherungsalgorithmen benutzt, die angemessene Rechenkomplexität aufweisen, wie beispielsweise Rake, G-Rake, LMMSE (englisch: ”Linear Minimum Mean Squared Error” – linearer minimaler mittlerer quadratischer Fehler), Dekorrelator/Null-Erzwinger, SIC/PIC (englisch: ”Successive Interference Cancellation/Parallel Interference Cancellation” – schrittweise Entstörung/parallele Entstörung), Kugeldecodierer oder Listendecodierer. Diese Detektoren erfordern jedoch typischerweise Kenntnis der Kanalimpulsantwort oder der Kanalparameter, die von einem Kanalschätzer bereitgestellt werden können. Ein Kanalschätzer ist eine Vorrichtung zum Schätzen von Kanalparametern eines Übertragungskanals. Gewöhnlich beruht die Kanalschätzung auf einer bekannten Folge von Bits, die auch als eine Folge von Pilotsymbolen angegeben wird, die für einen gewissen Sender einmalig ist und die in jedem Übertragungs-Burst wiederholt wird. So kann der Kanalschätzer die Kanalimpulsantwort für jeden Burst getrennt durch Ausnutzen der bekannten übertragenen Bits und der entsprechenden empfangenen Abtastwerte schätzen. Der Entzerrer kann zum Verringern von Mehrwegezerstörung und ISI anstatt eines gewöhnlichen, im Maximalverhältnis kombinierenden (MRC – englisch: ”Maximum Ratio Combining”) Rake-Empfängers eine kombinierte, als MMSE-Algorithmus (englisch: ”Minimum Mean Square Error” – minimaler mittlerer quadratischer Fehler) bezeichnete adaptive Rake-/G-Rake- und Entzerrerstruktur enthalten.
Es werden im weiteren Rakes und Rake-Empfänger beschrieben. Rakes sind Rake-Empfänger oder G-Rake-Empfänger (englisch: ”Generalized-Rake” – verallgemeinerter Rake), die Mehrwegeinformationen des empfangenen Funksignals ausnutzen. Ein Rake kann zum Neutralisieren der Auswirkungen von Mehrwegeschwund benutzt werden. Dies kann durch Verwendung mehrerer Sub-Entzerrer oder ”Finger”, das heißt mehrere jeweils einer anderen Mehrwegekomponente zugewiesene Korrelatoren erreicht werden. Von jedem Finger wird getrennt eine einzelne Mehrwegekomponente entzerrt und in einem späteren Stadium wird der Beitrag einiger oder aller Finger dazu kombiniert, die unterschiedlichen Übertragungseigenschaften jedes Übertragungsweges zu nutzen. Dies ergibt ein höheres Signal-zu-Rauschverhältnis in einer Mehrwegeumgebung. Durch Verwendung von Rakes können unterschiedliche Wege mit unterschiedlichen Laufzeiten effektiv zum Erhalten des Wege-Diversitäts-Gewinns kombiniert werden. Aufgrund der schmalen Übertragungsimpulse und einer großen Übertragungsbandbreite des Funkkanals kann die sich ergebende Intersymbol-Interferenz (ISI) und eine weite Laufzeitstreuung in der Funkkanalcharakteristik durch Verwendung des Rake überwunden werden.
Es werden im folgenden Entwürfler und Entspreizer beschrieben, die in Empfängern, z. B. CDMA oder UMTS-Empfängern enthalten sind. Empfänger sind zum Empfangen von durch einen Sender, z. B. einen CDMA- oder UMTS-Sender gesendeten Funksignalen ausgelegt. In einem CDMA- oder UMTS-Sender wird das Nutzsignal durch einen Spreizcode moduliert, um es zu einem Breitbandsignal zu machen und im CDMA- oder UMTS-Empfänger wird dieser mit einem Duplikat des gleichen Codes durch Verwendung eines Entspreizers und eines Entwürflers korreliert. Der Spreizvorgang besteht gewöhnlich aus zwei Phasen, Spreizen und Verwürfeln und beide benutzen unterschiedliche Arten von Codes mit unterschiedlichen Eigenschaften. Die Spreizphase ist auch als Kanalaufteilung bekannt. Kanalaufteilung vergrößert die Bandbreite des Signals. Die in dieser Phase benutzten Codes sind orthogonale Codes. Beispielsweise benutzt UMTS OVSF-Codes (englisch: ”Orthogonal Variable Spreading Factor” – orthogonaler veränderlicher Spreizfaktor). In einem idealen orthogonalen System beträgt die Kreuzkorrelation zwischen den gewünschten und den störenden orthogonalen Signalen null. In einem realen System gibt es jedoch stets einige Mehrwegekomponenten durch Reflexionen und Ablenkungen des gleichen Signals. Diese werden die Orthogonalität verzerren. Darüber hinaus ist die Anzahl von Codes endlich und sie müssen daher in jeder Zelle wiederbenutzt werden. Der gleiche Code kann daher unterschiedlichen Benutzern in Nachbarzellen zugeteilt werden.
Verwürfeln geschieht nach dem Spreizen im CDMA- oder UMTS-Sender, und Entwürfeln, das Umgekehrte von Verwürfeln, geschieht in einer Benutzereinrichtung (UE – englisch: ”User Equipment”), z. B. einem Mobiltelefon, vor dem Entspreizen, das das Umgekehrte von Spreizen ist. Der CDMA- oder UMTS-Empfänger enthält einen Entwürfler, der das Entwürfeln durchführt, und einen Entspreizer, der das Entspreizen durchführt.
Im Verwürfelungsvorgang wird die Codefolge mit einer Pseudozufallsfolge von Bits, d. h. dem Verwürfelungscode, multipliziert. In der Abwärtsrichtung weist jede Basisstation einen einmaligen Verwürfelungscode auf und auf der Aufwärtsstrecke ist er für jede UE anders. Dies sind Codes, die mit guten Autokorrelationseigenschaften erzeugt werden. Die Autokorrelations- und Kreuzkorrelationsfunktionen sind so verbunden, dass es grundsätzlich nicht möglich ist, gute Autokorrelations- und Kreuzkorrelationswerte zur gleichen Zeit zu erlangen. Ein Verwürfelungscode kann entweder kurz oder lang sein. Kurze Codes überspannen eine Symbolperiode, während lange Codes mehrere Symbolperioden überspannen. Vom CDMA- oder UMTS-Empfänger werden zum Verringern von Interferenz zwischen Basisstationen Pseudozufalls-Verwürfelungscodes benutzt. Jeder Node-B weist nur einen einmaligen primären Verwürfelungscode auf und dieser wird zum Unterscheiden verschiedener Basisstationen benutzt.
Es werden im folgenden in Empfängern, z. B. CDMA- oder UMTS-Empfängern enthaltene Demodulatoren beschrieben. Als Beispiel ist als Modulationsschema (die Konstellation) in den UMTS-Sendern und -Empfängern Quadratur-Phasenumtastung (QPSK – englisch: ”Quadrature Phase Shift Keying”) und 16QAM auf dem HS-PDSCH-Kanal gewählt. In späteren UMTS-Versionen können höhere Modulationsschemata benutzt werden, beispielsweise 256QAM. Modulation ist ein Vorgang, bei dem die übertragenen Symbole mit dem Trägersignal multipliziert werden, wobei ein zu übertragendes Signal erhalten wird. Demodulation ist der umgekehrte Vorgang, bei dem das empfangene Signal zum Erhalten der ursprünglichen übertragenen Symbole mit dem Trägersignal multipliziert wird. Die Moduliersymbole werden Chips genannt und ihre Modulationsrate kann beispielsweise 3,84 Mcps betragen.
Es werden untenstehend Decodierer, insbesondere Turbo-Decodierer und LLR-Generatoren beschrieben. Von einem Turbo-Decodierer werden Codesymbole durch Verwendung eines Turbo-Codes in Codeworte decodiert. Turbo-Codes stellen eine Klasse von Hochleistungs-Vorwärtsfehlerkorrektur-(FEC-)Codes dar, die die ersten praktischen Codes darstellten, die sich der Kanalkapazität eng näherten, einem theoretischen Höchstwert für das Kanalrauschen, bei dem zuverlässige Kommunikation noch für eine gegebene Coderate möglich ist. Turbo-Codes werden in CDMA-Kommunikationssystemen wie beispielsweise UMTS, Satellitenkommunikation und sonstigen Anwendungen benutzt, wo Konstrukteure eine zuverlässige Informationsübertragung über Bandbreiten- oder Latenz-beschränkte Kommunikationsstrecken in der Gegenwart von datenverfälschendem Rauschen zu erreichen suchen. Turbo-Codes konkurrieren heutzutage mit LDPC-Codes, die eine ähnliche Leistung bereitstellen.
Ein Turbo-Codierer sendet drei Teilblöcke von Bits. Der erste Teilblock ist der m-bit-Block von Nutzdaten. Der zweite Teilblock umfasst n/2-Paritätsbits für die Nutzlastdaten, berechnet unter Verwendung eines rekursiven systematischen Faltungscodes (englisch: ”Recursive Systematic Convolutional” (RSC) Code). Der dritte Teilblock umfasst n/2-Paritätsbit für eine bekannte Permuation der Nutzlastdaten, wiederum berechnet unter Verwendung eines RSC-Faltungscodes. So werden mit der Nutzlast zwei redundante, aber unterschiedliche Teilblöcke von Paritätsbits gesendet. Der vollständige Block weist m + n Bits von Daten mit einer Coderate von m/(m + n) auf. Die Permutation der Nutzlastdaten wird durch eine Verschachteler genannte Vorrichtung ausgeführt. In der Hardware besteht dieser Turbo-Code-Codierer aus zwei gleichartigen Codierern, die unter Verwendung eines Parallelverkettung genannten Verkettungsschemas miteinander verbunden sind.
Vor Übertragung des vollständigen, durch den Turbo-Codierer erzeugten Blocks kann eine Punktierungsvorrichtung zur Ratenanpassung benutzt werden. Diese Punktierungsvorrichtung kann gewisse Bits aus den Nutzlastdaten oder aus den redundanten Teilblöcken von Paritätsbits zum Verringern der Datenrate des zu übertragenden Datenblocks entfernen. Als Alternative kann zur Ratenanpassung eine Wiederholungsvorrichtung benutzt werden, die gewisse Bits aus den Nutzdaten oder aus irgendeinem der zwei redundanten Teilblöcke von Paritätsbits zum Erhöhen der Datenrate des zu übertragenden Datenblocks wiederholen kann. Punktierung und Wiederholung können zusammen durchgeführt werden, so dass nicht ganzzahlige Datenraten realisiert werden können. Auf der Empfängerseite können Depunktierungs- oder Entwiederholungsvorrichtungen zum Durchführen von Wiederabbildung der empfangenen Bits auf ihre ursprünglichen Adressen vor dem Decodieren notwendig sein. Von einer Depunktierungsvorrichtung können die Bits wieder auf ihre ursprüngliche Adressierung abgebildet und Nullen an Stellen für die punktierten Bits eingefügt werden. Eine Entwiederholungsvorrichtung kann wiederholte Bits, die durch die Wiederholungsvorrichtung eingefügt wurden, zum Rekonstruieren des ursprünglichen Datenblocks, der für den Decodierer bereitgestellt werden kann, entfernen.
Der Turbo-Decodierer kann auf ähnliche Weise wie der Turbo-Codierer aufgebaut sein – zwei Elementardecodierer sind miteinander zusammengeschaltet, aber seriell, nicht parallel. Der erste Decodierer arbeitet mit niedrigerer Geschwindigkeit und ist damit für den ersten Codierer bestimmt, und der zweite Decodierer ist entsprechend für den zweiten Codierer bestimmt. Der erste Decodierer ergibt eine weiche Entscheidung (d. h. Zuverlässigkeitsdaten), die eine erste Verzögerung bewirkt. Die gleiche erste Verzögerung wird durch die Laufzeitkette im ersten Codierer verursacht. Durch die Funktionsweise des zweiten Decodierers wird eine zweite Verzögerung bewirkt.
Der LLR-Generator (englisch: ”Logarithmic Likelihood Ratio” – logarithmisches Wahrscheinlichkeitsverhältnis), der eine Turbo-Decodierer-Vorstufe sein kann, kann für jedes Bit im Datenstrom eine ganze Zahl erzeugen. Diese ganze Zahl ist ein Maß dessen, wie wahrscheinlich es ist, dass das Bit eine 0 oder 1 ist und wird auch weiches Bit oder Zuverlässigkeitsinformation genannt. Die ganze Zahl kann beispielsweise dem Bereich [–127, 127] entnommen sein, wobei –127 ”gewiss 0” bedeutet, –100 ”sehr wahrscheinlich 0” bedeutet, 0 ”es könnte entweder 0 oder 1 sein” bedeutet, 100 ”sehr wahrscheinlich 1” bedeutet, 127 ”gewiss 1” bedeutet usw. Dadurch wird in den Datenstrom vom LLR-Generator ein Wahrscheinlichkeitsaspekt eingeführt, aber mehr Informationen über jedes Bit als nur 0 oder 1 übermittelt. Beispielsweise muss für jedes Bit die Vorstufe eines Turbo-Decodierers entscheiden, ob eine interne Spannung über oder unter einem gewissen Schwellspannungspegel liegt. Für einen Turbo-Code-Decodierer (Turbo-Decodierer) würde die Vorstufe (oder der LLR-Generator) ein ganzzahliges Maß darüber bereitstellen, wie weit die interne Spannung von dem gegebenen Schwellwert entfernt ist.
Zum Decodieren des m + n-Bit-Blocks von Daten wird von der Turbo-Decodierer-Vorstufe ein Block von Wahrscheinlichkeitsmaßen erstellt, mit einem Wahrscheinlichkeitsmaß für jedes Bit im Datenstrom. Es gibt zwei parallele Decodierer, einen für jeden der n/2-Bit-Paritäts-Teilblöcke. Beide Decodierer benutzen den Teilblock von m Wahrscheinlichkeiten für die Nutzlastdaten. Der an dem zweiten Paritätsteilblock arbeitende Decodierer kennt die Permuation, die der Codierer für diesen Teilblock benutzt hat. Von jedem der zwei Decodierer wird eine Hypothese (mit abgeleiteten Wahrscheinlichkeiten) für das Muster von m Bits im Nutzlast-Teilblock erzeugt. Die Hypothese-Bitmuster werden verglichen und wenn sie sich unterscheiden, werden von den Decodierern die abgeleiteten Wahrscheinlichkeiten, die sie für jedes Bit in den Hypothesen aufweisen, ausgetauscht. Von jedem Decodierer werden die abgeleiteten Wahrscheinlichkeitsschätzungen vom anderen Decodierer zum Erzeugen einer Neuhypothese für die Bits in der Nutzlast aufgenommen. Dann vergleichen sie diese neuen Hypothesen. Dieser iterative Vorgang wird solange fortgesetzt, bis die zwei Decodierer zu der gleichen Hypothese für das m-Bit-Muster der Nutzlast gelangen, typischerweise in 15 bis 18 Zyklen.
1 zeigt schematisch eine Vorrichtung nach einer Ausführungsform. Die Vorrichtung 100 enthält einen Zuverlässigkeitsinformationsgenerator 102 und einen Decodierer 104, die durch ein zwischen den Zuverlässigkeitsinformationsgenerator 102 und den Decodierer 104 geschaltetes Skalierungselement 106 gekoppelt sind. Die Vorrichtung 100 empfängt Codesymbole 110 an einem Eingang, der ein Eingang zum Zuverlässigkeitsinformationsgenerator 102 ist und stellt Codeworte 112 an einem Ausgang bereit, der ein Ausgang des Decodierers 104 ist.
Die Codesymbole 110 werden mit einer Störung bzw. Verzerrung D(t) gestört, wobei die Störung während eines Störzeitabschnitts δ (delta) auftritt. Dieser Zeitabschnitt δ kann ein Zeitabschnitt δ von vorbestimmter Länge δ sein. Er kann weiterhin ein periodischer Zeitabschnitt mit einer größeren Periode als δ, beispielsweise größer als das Zweifache der Länge von δ sein. Er kann beispielsweise eine Länge von dem Zehnfachen der Länge von δ aufweisen. Die Störung D(t) kann ein Synchronisationssymbole während des Zeitabschnitts δ enthaltendes Synchronisationssignal sein. Die relative Lage der Synchronisationssymbole bezüglich der Codesymbole kann konfigurierbar sein. Beispielsweise kann an die Codesymbole eine Verzögerung zum Konfigurieren eines gewünschten Zeitverhältnisses zwischen Synchronisationssymbolen und Codesymbolen angelegt werden. Die Symbole zwischen nachfolgenden Zeitintervallen δ (außerhalb des Zeitintervalls δ) können so gewählt werden, dass ursprüngliche Codesymbole 114 durch das Synchronisationssignal D(t) nicht gestört werden, oder zumindest weniger gestört werden, als während Störzeitabschnitten δ (bzw. Synchronisationszeitabschnitten).
Der Pegel der Störung D(t) während der Störzeitabschnitte δ kann veränderlich sein, auch kann der Pegel der Störung D(t) außerhalb der Störzeitabschnitte δ veränderlich sein. Typischerweise ist ein Pegel von D(t) innerhalb von δ größer als ein Pegel von D(t) außerhalb von δ. D(t) kann periodisch sein, muss es aber nicht sein. D(t) kann beispielsweise ein nichtperiodisches Synchronisationssignal sein, z. B. ein den Beginn eines asynchronen Übertragungsdatenpakets anzeigender Synchronisationsimpuls, wobei eine Zeitdifferenz zwischen der Übertragung aufeinanderfolgender Datenpakete unbekannt ist. Wenn der Synchronisationsimpuls der Vorrichtung 100 bekannt ist, kann der Störzeitabschnitt (bzw. Synchronisationszeitabschnitt) δ durch Erkennen des Synchronisationsimpulses in den Codesymbolen 110 bestimmt werden.
D(t) kann ein der Vorrichtung 100 bekanntes deterministisches Signal sein. δ kann durch Verwenden eines Schwellwerts zum Erkennen einer Leistung des bekannten Verzerrungssignals D(t) bestimmt werden. Eine Leistung von D(t) oberhalb des Schwellwerts zeigt eine Anfangszeit für δ an und eine Leistung von D(t) unterhalb des Schwellwerts zeigt eine Endzeit von δ an.
Vom Zuverlässigkeitsinformationsgenerator 102 werden Zuverlässigkeitsinformationen 116 auf Grundlage der codierten Symbole 110 erzeugt. Die Zuverlässigkeitsinformationen 116 können Wahrscheinlichkeitsinformationen wie beispielsweise LLR-Werte (englisch: ”Logarithmic Likelihood Ratio” – logarithmisches Likelihood-Verhältnis) sein. Die Wahrscheinlichkeitsinformationen können so bitbasiert sein, dass für einzelne Bits b = {+1, –1} der Codeworte Wahrscheinlichkeitsinformationen gemäß der oben angegebenen Gleichung (1) bestimmt werden können.
Das Skalierungselement 106 erzeugt eine gewichtete Version der Zuverlässigkeitsinformationen 118. Die gewichtete Version der Zuverlässigkeitsinformationen 118 wird durch Gewichtung der Zuverlässigkeitsinformationen 116 mit einem Gewicht w erzeugt. Das Gewicht w kann ein erstes Gewicht w1 während nicht mit dem Störzeitabschnitt δ zusammentreffenden Zeiten annehmen und kann ein von dem ersten Gewicht w1 unterschiedliches zweites Gewicht w2 während mit dem Störzeitabschnitt δ zusammentreffenden Zeiten annehmen. Typischerweise ist das zweite Gewicht w2 geringer als das erste Gewicht w1. Anders gesagt werden die Zuverlässigkeitsinformationen 116 gewichtet, um während des Störzeitabschnitts δ eine geringere Zuverlässigkeit zu berücksichtigen als außerhalb des Störzeitabschnitts δ.
Nach einer Ausführungsform kann das Skalierungselement 106 beispielsweise durch einen Multiplizierer mit einem zeitlich veränderlichen Multiplikationsfaktor w zum Multiplizieren der Zuverlässigkeitsinformationen 116 mit Gewichten w1 (außerhalb des Störzeitabschnitts δ) und w2 (während des Störzeitabschnitts δ) realisiert sein, wobei sich w1 und w2 voneinander unterscheiden. Im Folgenden wird der Einfachheit halber und ohne Beschränkung der Allgemeinheit angenommen, dass w1 = 1 in einer Ausführungsform ist, sofern nicht anders bemerkt. Das Skalierungselement 106 kann dann so realisiert sein, dass während nicht mit dem Störzeitabschnitt δ zusammentreffenden Zeiten t der Zuverlässigkeitsinformationsgenerator 102 direkt mit dem Decodierer 104 verbunden ist und während mit dem Störzeitabschnitt δ zusammentreffenden Zeiten t der Zuverlässigkeitsinformationsgenerator 102 über eine ein beispielsweise in einem Bereich zwischen 0 und 1 liegendes Gewicht w (entsprechend w2) anwendende Gewichtungseinheit mit dem Decodierer 104 verbunden ist. Gemäß einer Ausführungsform könnte das Skalierungselement 106 durch ein (nicht gezeigtes) Schaltelement realisiert sein, das durch den Störzeitabschnitt δ gesteuert wird und das in einer ersten Stellung die Zuverlässigkeitsinformationen 116 direkt zum Eingang des Decodierers 104 durchlässt und in einer zweiten Stellung die Zuverlässigkeitsinformationen 116 über einen Multiplizierer (Multiplikationsfaktor w) zum Eingang des Decodierers 104 durchlässt.
Vom Decodierer 104 werden die Codesymbole 110 in Codeworte 112 decodiert. Wenn w1 = 1, dann werden die (ungewichteten) Zuverlässigkeitsinformationen 116 während nicht mit dem Störzeitabschnitt δ zusammentreffenden Zeiten (z. B. Synchronisationsimpuls) benutzt, während die gewichtete Version der Zuverlässigkeitsinformationen 118 während mit dem Störzeitabschnitt δ (z. B. Synchronisationsimpuls) zusammentreffenden Zeiten benutzt werden.
2 zeigt schematisch während eines (vorbestimmten) Störzeitabschnitts mit einer Störung behaftete Codesymbole gemäß einer Ausführungsform. Die Codesymbole 110 sind durch einen HS-PDSCH-Kanal (englisch: ”High Speed Physical Downlink Shared Channel” – gemeinsamen physikalischen Hochgeschwindigkeits-Abwärtskanal) übertragene HS-PDSCH-Symbole einer HSDPA-Kommunikationsstrecke, wobei die Codesymbole 110 durch Synchronisationssymbole eines SCH-Kanals (englisch: ”Synchronization Channel” – Synchronisationskanal) der HSDPA-Kommunikationsstrecke gestört sind. Die Störung bzw. Verzerrung D(t) enthält 16 HS-PDSCH-Symbole und besitzt eine Länge von 256 Chips entsprechend dem (vorbestimmten) Störzeitabschnitt δ. Die Codesymbole 110 weisen eine Länge von 2560 Chips entsprechend einem Schlitz des HS-PDSCH-Signals auf. Die ersten 256 Chips des HS-PDSCH-Signals sind mit dem Synchronisationssignal D(t) gestört, das die Synchronisationssymbole des SCH-Kanals enthält. Jeder Schlitz des HS-PDSCH-Signals ist so mit den Synchronisationssymbolen gestört, dass der (vorbestimmte) Störzeitabschnitt δ eine Länge von 256 Chips aufweist und periodisch mit einer Periode von 2560 Chips ist. Der SCH-Kanal kann aus zwei Unterkanälen bestehen, einem primären SCH-Kanal (P-SCH) und einem sekundären SCH-Kanal (S-SCH), die das HS-PDSCH-Signal stören können. Der HS-PDSCH-Kanal und der SCH-Kanal können gemäß dem 3GPP-Standard TS 25.211, z. B. der Version V5.8.0., spezifiziert sein.
Zuverlässigkeitsinformationen (LLR-Werte) basierend auf den mit der (vorbestimmten) Störperiode (bzw. Synchronisationsperiode) δ zusammentreffenden 16-HS-PDSCH-Symbolen werden mit einem Gewicht w ∊ ]0; 1[ gewichtet, während Zuverlässigkeitsinformationen (LLR-Werte) basierend auf nicht mit der (vorbestimmten) Störperiode δ (in 2 nicht gezeigt) zusammentreffenden HS-PDSCH-Symbolen nicht mit dem Gewicht w gewichtet werden.
Als Alternative können die Codesymbole 110 HS-SCCH-Symbole sein, d. h. durch einen HS-SCCH-Kanal (englisch: ”High Speed Shared Control Channel” – gemeinsamen Hochgeschwindigkeits-Kontrollkanal) einer durch den SCH-Kanal gestörten HSDPA-Kommunikationsstrecke übertragene Kontrollsymbole. Als Alternative können die Codesymbole 110 beispielsweise DPCH-Symbole eines DPCH-Abwärtskanals (englisch: ”Dedicated Physical Channel” – dedizierten physikalischen Kanals) der UMTS Release 99 sein. Der DPCH-Kanal enthält den DPDCH-Datenkanal (englisch: ”Dedicated Physical Data Channel” – dedizierten physikalischen Datenkanal) und den DPCCH-Kontrollkanal (englisch: ”Dedicated Physical Control Channel” – dedizierten physikalischen Kontrollkanal). In der Abwärtsrichtung können Daten- und Steuerinformationen beispielsweise im Zeitmultiplex bearbeitet werden. Für den Datenteil können beispielsweise bis zu acht Benutzer zusammengepackt werden. Für eine bestimmte Konfiguration kann die Lage von Daten und Steuerbits in einem Schlitz statisch sein, so dass ein bestimmter, dem Datenkanal zugewiesener Benutzer oder dem Kontrollkanal zugewiesene bestimmte Steuerungsinformationsteile stets dem gleichen Segment im Schlitz zugeordnet sind. Dieses Segment kann ein Segment sein, das der durch den SCH-Kanal verursachten Störung ausgesetzt ist. Daher kann für diesen Benutzer/diese Steuerinformationen die LLR-Gewichtung angewandt werden, um die Auswirkungen der Störung bzw. Verzerrung zu verringern. Auch kann der DPCH-Kanal zum Rahmenbeginn und daher auch zum SCH-Kanal verzögert sein. Die Verzögerung kann z. B. durch Vorkonfiguration der Systemparameter konfiguriert sein, die in einem gültigen Bereich gewählt werden können.
Die SCH sind in einer Ausführung nicht orthogonal zu den Informationen mit CDMA-Signaturen. Die SCH-Störung ist zeitlich burstartig, was bedeutet, dass jede der 256 ersten Chips (und noch mehr im Fall eines Mehrwegekanals) eines UMTS-Schlitzes einen erhöhten Störpegel aufweisen. Mit einer Vorrichtung 100 wie in 1 gezeigt kann diese Störung bzw. Interferenz so unterdrückt werden, dass der Systemdurchsatz selbst im Fall hoher Coderaten, hoher Modulationsordnungen und hoher Geometriefaktoren erhöht ist.
Zur weiteren Verbesserung des Systemdurchsatzes kann die Vorrichtung 100 zusätzlich vor der Zuführung der Codesymbole 110 zu dem Zuverlässigkeitsinformationsgenerator 102 eine deterministische SCH-Auslöschung durchführen. Eine deterministische SCH-Auslöschung bedeutet, dass die SCH-Kanäle örtlich auf (Teil-)Chip-Ebene im mobilen Endgerät rekonstruiert werden. Mit einer Schätzung ihrer Leistung und der Kanalimpulsantwort werden sie vor oder nach dem Entzerrer/Rake von dem empfangenen/entzerrten Signal subtrahiert, bevor die Daten-(HS-PDSCH-) und Steuer-(HS-SCCH-)-Informationen entspreizt und decodiert werden (siehe die unten beschriebenen 3 und 4). Dies erfordert eine genaue Leistungsschätzung des SCH und eine entsprechende Subtrahierschaltung auf der Chip- oder Teil-Chip-Ebene, die in der Vorrichtung 100 enthalten sein kann.
3 zeigt schematisch einen CDMA-Empfänger gemäß einer Ausführungsform. Als Beispiel und ohne Beschränkung der Allgemeinheit kann der CDMA-Empfänger ein UMTS-Empfänger sein. Der UMTS-Empfänger 300 umfasst eine Entzerrer-/Rake-Einheit 302, einen Entwürfler 304, eine Mehrzahl von z. B. fünfzehn Entspreizern 306(1), 306(2), ..., 306(15), einen Multiplexer 412, einen LLR-Generator 408, eine Skalierungseinheit 410 und einen Decodierer wie beispielsweise einen Turbo-Decodierer 314.
Die Entzerrer-/Rake-Einheit 302 besitzt einen Eingang zum Empfangen eines Funksignals y und einen mit dem Entwürfler 304 verbundenen Ausgang zum Bereitstellen eines Entzerrerausgangssignals y'. Der Entwürfler 304 besitzt einen Eingang zum Empfangen des Entzerrerausgangssignals y' und einen mit jedem der z. B. fünfzehn Entspreizer 306(1), 306(2), ..., 306(15) verbundenen Ausgang zum Bereitstellen einer Folge von entwürfelten Symbolen y*. Jeder der Entspreizer 306(1), 306(2), ..., 306(15) besitzt einen Eingang zum Empfangen der Folge von entwürfelten Symbolen y* und einen mit einem jeweiligen Eingang einer Mehrzahl von z. B. fünfzehn Eingängen des Multiplexers 412 verbundenen Ausgang zum Bereitstellen einer jeweiligen Folge entspreizter Symbole z(1), z(2), ..., z(15). Vom Multiplexer 412 werden die z. B. fünfzehn Folgen von an seinen Eingängen empfangenen entspreizten Symbolen z(1), z(2), ..., z(15) gemultiplext und eine Folge von gemultiplexten entspreizten Symbolen z an seinem Ausgang bereitgestellt, der mit dem LLR-Generator 408 verbunden ist. Der LLR-Generator 408 besitzt einen Eingang zum Empfangen der Folge von gemultiplexten entspreizten Symbolen z und einen mit der Skalierungseinheit 410 verbundenen Ausgang zum Bereitstellen einer Folge von LLR-Werten L. Die Skalierungseinheit 410 besitzt einen Eingang zum Empfangen der Folge von LLR-Werten L und einen mit dem Turbo-Decodierer 314 verbundenen Ausgang zum Bereitstellen einer Folge skalierter LLR-Werte L'. Der Turbo-Decodierer 314 besitzt einen Eingang zum Empfangen der Folge skalierter LLR-Werte L' und einen Ausgang zum Bereitstellen einer Folge von Codeworten z' durch Decodierung der Folge von gemultiplexten LLR-Werten L'.
Die Entzerrer-/Rake-Einheit 302 kann einen Entzerrer oder einen Rake oder eine kombinierte Rake- und Entzerrerstruktur wie oben beschrieben und einen Demodulator wie oben beschrieben enthalten. Von der Entzerrer-/Rake-Einheit 302 wird eine Entzerrung oder Rake-Verarbeitung an das empfangene Signal y angelegt, um die Auswirkung des Mehrwegekanals umzukehren und um einzelne Ausbreitungswege kohärent zu kombinieren.
Vom Entzerrer wird ein entzerrtes Signal bereitgestellt. Das entzerrte Signal wird durch Durchführen einer Entzerrungsoperation des Funksignals y erzeugt. Die Entzerrungsoperation kann beispielsweise eine Faltung des Funksignals y mit der umgekehrten Impulsantwort durch Verwenden bekannter oder durch den Entzerrer 302 geschätzter Kanalparameter umfassen. Die Entzerrungsoperation kann durch einen MLSE- oder MAP-Algorithmus oder durch jeden anderen geeigneten Algorithmus implementiert werden, der den Rechenaufwand des MLSE- oder MAP-Algorithmus auf einen sinnvollen Rechenaufwand wie beispielsweise Algorithmen wie Rake, G-Rake, LMMSE, Dekorrelatoren, Null-Erzwinger, SIC-/PIC, sphärischer Decodierer oder Listendecodierer verringern kann.
Von dem Rake werden Mehrwegeinformationen des empfangenen Funksignals y durch Verwendung mehrerer Teilentzerrer oder ”Finger”, d. h. mehrere Korrelatoren ausgenutzt, die jeweils einer unterschiedlichen Mehrwegekomponente zugewiesen sind. Von jedem Finger wird unabhängig eine einzelne Mehrwegekomponente des Funksignals y entzerrt. Die Beiträge aller Finger werden zum Erhalten eines Rake-Ausgangssignals kombiniert.
Das entzerrte Signal bzw. das Rake-Ausgangssignal oder eine Kombination beider Signale wird an einem Eingang des (in 3 nicht dargestellten) Demodulators empfangen, der dieses an seinem Eingang empfangene Signal demoduliert und das Entzerrerausgangssignal y' am Ausgang der Entzerrer-/Rake-Einheit 302 bereitstellt. Von dem Modulator wird das an seinem Eingang empfangene modulierte Signal durch Rückgewinnung des Informationsgehalts aus dem modulierten Signal demoduliert. Der Demodulator kann die Amplituden von gleichphasigen und Quadratur-Komponenten eines Basisbandsignals oder die Phase oder Frequenz eines Zwischenfrequenzsignals erkennen. Der Demodulator kann weiterhin die quantisierten Amplituden, Phasen oder Frequenzen zum Codieren von Symbolen oder demodulierten Datensymbolen abbilden. Die Codesymbole können in einen am Ausgang des Demodulators, der der Ausgang der Entzerrer-/Rake-Einheit 302 ist, bereitgestellten Bitstrom Parallelserien-umgesetzt werden. Von dem Demodulator kann beispielsweise eine 16-QAM-, 64-QAM- oder höhere Modulationsweise oder eine QPSK- oder beliebige PSK-Modulationsweise durchgeführt werden.
Von der Entzerrer-/Rake-Einheit 302 wird das Funksignal y empfangen, das eine Folge von Datenworten enthält, und die Datenworte enthalten Nutzdatensymbole. Die Nutzdatensymbole der Folge von Datenworten können gemäß einer vordefinierten Redundanzanordnung oder Redundanzversion geordnet sein, die in 5 dargestellt ist. Damit kann der UMTS-Empfänger 300 Fehlersicherung zur Datenübertragung oder Vorwärts-Fehlerkorrektur (FEC – englisch: ”Forward Error Correction”) zum Vermeiden von Wiederholung oder Verringern einer Anzahl von Wiederholungen anwenden.
Vom Entwürfler 304 wird das Entzerrer-Ausgangssignal y' durch Verwendung eines bekannten Verwürfelungscodes zum Bereitstellen der Folge von entwürfelten Symbolen y* entwürfelt. Durch diese Verarbeitung wird die bekannte Verwürfelungsmodulation entfernt, die für einen Node-B einmalig ist. Ein Entwürfler 306 wie oben beschrieben wird benutzt, der das Entzerrerausgangssignal y' mit einer Pseudozufallsfolge von Bits, d. h. dem Verwürfelungscode multipliziert. Der Verwürfelungscode ist ein Code, der für jede Basisstation oder Node-B einmalig ist und gute Autokorrelationseigenschaften zum Verringern von Störungen zwischen Basisstationen aufweist.
Von jedem der Entspreizer 306(1), 306(2), ..., 306(15) wird die Folge entwürfelter Symbole y* entspreizt und eine jeweilige Folge von entspreizten Symbolen z(1), z(2), ..., z(15) erhalten. In einem UMTS-Sender werden kanalabhängige Informationen durch einen kanalabhängigen Spreizcode zum Bereitstellen des Funksignals y als Breitbandsignal moduliert. In den Entspreizern 306(1), 306(2), ..., 306(15) des UMTS-Empfängers 300 wird das empfangene Signal mit einem Duplikat des gleichen kanalabhängigen Spreizcodes zum Rekonstruieren der Ursprungsinformationen der in dem Funksignal y enthaltenen jeweiligen Kanäle korreliert. Bei Verwendung von HSDPA kann es zwischen 1 und 15, einem Mobilendgerät zugewiesene einzelne parallele HS-PDSCH-Kanäle geben. Entspreizen ist auch als Entkanalisierung bekannt (das Umgekehrte von Kanalisierung), wodurch die Bandbreite des empfangenen Funksignals y verringert wird. Die Spreizcodes sind orthogonale Codes und die in den Folgen von entwürfelten Symbolen y* enthaltenen kanalabhängigen Informationen können rekonstruiert werden, wenn die Spreizcodes im UMTS-Empfänger 300 bekannt sind.
Vom LLR-Generator 408 wird ein auf der Folge von an seinem Eingang empfangenen gemultiplexten entspreizten Symbolen z basierender LLR-Wert L erzeugt. Für jeden HS-PDSCH-Kanal werden aus der Folge von gemultiplexten entspreizten Symbolen z weiche Informationen (englisch: ”soft information”) der übertragenen Bit gebildet. Diese auch weiches Bit bzw. soft Bit oder Zuverlässigkeitsinformationen genannten weichen Informationen stellen ein Maß dafür dar, wie wahrscheinlich es ist, dass ein Bit eine 0 oder eine 1 ist. Es kann eine ganze Zahl sein, z. B. aus dem Bereich [–127, 127] entnommen, wobei –127 ”gewiss 0” bedeutet, –100 ”sehr wahrscheinlich 0” bedeutet, 0 ”es könnte entweder 0 oder 1 sein” bedeutet, 100 ”sehr wahrscheinlich 1” bedeutet, 127 ”gewiss 1” bedeutet usw. Von den LLR-Generatoren 308(1), 308(2), ..., 308(15) wird ein Wahrscheinlichkeitsaspekt in den Datenstrom eingeführt, wodurch mehr Informationen über jedes Bit als nur 0 oder 1 übermittelt werden.
Vom LLR-Generator 408 werden Zuverlässigkeitsinformationen für Codeworte erzeugt. Der LLR-Wert L für die gemultiplexten i = 1 ... 15 HS-PDSCH-Kanäle kann z. B. gemäß der Gleichung L = log (p[b_i = +1]/p[b_i = –1]) bestimmt werden, wobei p[b_i = +1] die Wahrscheinlichkeit der Deutung eines einzelnen Datenbits b_i der Folge von einem jeweiligen HS-PDSCH-Kanal i zugewiesenen gemultiplexten entspreizten Symbolen z als +1 ist und p[b_i = –1] die Wahrscheinlichkeit des Deutens eines einzelnen Datenbits b_i der Folge von einem jeweiligen HS-PDSCH-Kanal i zugewiesenen gemultiplexten entspreizten Symbolen z als –1 ist. Die Likelihood-Information L wird als der Logarithmus des Likelihood-Verhältnisses (LLR) bezeichnet. Die Beträge der Likelihood-Information unterschiedlicher einzelner Bits eines erkannten Datensymbols können zum Bereitstellen einer Summenzuverlässigkeitsinformation aufaddiert werden.
Von der Skalierungseinheit 410 werden die Folgen von LLR-Werten L durch Multiplizieren derselben mit einem Skalierungsfaktor oder Gewichten derselben mit einem Gewicht skaliert. Die skalierten LLR-Werte L' für die gemultiplexten einzelnen HS-PDSCH-Kanäle können gemäß der Gleichung L' = w*L für die ersten 256 Chips in jedem Schlitz und gemäß der Gleichung L' = L für die übrigen 2560-256 Chips im Schlitz bestimmt werden, wobei w ein Gewicht oder einen Skalierungsfaktor mit einem Wert im Wertebereich [0; 1] darstellt. Nach 2 sind die ersten 256 Chips in jedem Schlitz mit einer Störung behaftet, die sich aus übertragenen nichtorthogonalen Symbolen des SCH-Kanals ergibt. Durch Anwendung des Skalierungsverfahrens wird ein Einfluss von diesen gestörten Chips zugeordneten LLR-Werten auf die Decodierung verringert und ergibt eine störrobuste Decodierungsleistung mit höherer Genauigkeit.
Als Alternative kann der skalierte LLR-Wert L' gemäß der Gleichung L' = L für die ersten 256 Chips in jedem Zeitschlitz und gemäß der Gleichung L' = w*L für die übrigen 2560–256 Chips im Schlitz bestimmt werden, wobei w den Skalierungsfaktor mit einem größeren Wert als 1 darstellt. Durch Anwendung dieses alternativen Skalierungsverfahrens wird ein Einfluss von nicht gestörten Chips zugeordneten LLR-Werten auf die Decodierung hinsichtlich eines Einflusses von gestörten Chips zugeordneten LLR-Werten auf die Decodierung übergewichtet. Auch ergibt diese Art von Skalierung eine bessere Decodierungsleistung. Im Allgemeinen kann wie in Verbindung mit 1 beschrieben die Skalierung mit zwei Gewichten w1, w2 erreicht werden, wobei w2 kleiner als w1 ist und wahlweise entweder w1 oder w2 als gleich 1 eingestellt werden können.
Der Turbo-Decodierer 314 decodiert die Codesymbole in Codeworte und kann einem Turbo-Decodierer 600 wie in 6 dargestellt entsprechen, der unten beschrieben wird.
Die Wirksamkeit der LLR-Gewichtungsverfahren ändert sich mit der Coderate, die ein Verhältnis der Systembits zu einer Gesamtzahl von Bits pro Codewort ist. Ein Codewort enthält wie beispielsweise in 5 dargestellt und unten beschrieben Systembit und redundante Bits. Für niedrige Coderaten ist die Verbesserung am ausgeprägtesten, während die Auswirkung für hohe Coderaten, z. B. maximal 0,97 weniger ausgeprägt ist. Um daher weiterhin hohe Leistungen zu erreichen, kann der Gewichtungsfaktor w bei Erhöhung der Coderate erhöht werden. Im Allgemeinen kann wie in Verbindung mit 1 beschrieben die Skalierung mit zwei Gewichten w1, w2 erzielt werden, wobei das Verhältnis w2/w1 bei Erhöhen der Coderate erhöht werden kann und umgekehrt. Die Coderate kann durch Ändern des Verhältnisses zwischen Systeminformationen und redundanten Informationen bei der Erzeugung eines durch einen Codierer codierten Codeworts verändert werden. Die Coderate kann auch durch Ändern eines Punktierungsgrades einer nachfolgenden Punktierungsvorrichtung verändert werden, die einzelne Werte aus den durch den Codierer bereitgestellten Codesymbolen entfernt (die Codesymbole punktiert) und dadurch das Verhältnis zwischen Systeminformationen und redundanten Informationen ändert.
Auf ähnliche Weise ändert sich die Wirksamkeit der LLR-Gewichtungsverfahren mit der Modulationsart bzw. dem Modulationsgrad, z. B. QPSK, 16QAM, 64QAM, 256QAM usw. Bei hohen Modulationsarten werden mehr Symbole pro Zeitabschnitt übertragen, was eine höhere Kapazität zum Übertragen redundanter Bits ergibt. So wie die Anzahl redundanter Bits erhöht wird, kann der Gewichtungsfaktor w verringert werden und dadurch die verzerrten Chips zugeordneten Symbole in einem höheren Grad abschwächen. So kann der Gewichtungsfaktor w bei Erhöhen eines Modulationsgrades zum Verbessern der Genauigkeit verringert werden. Im Allgemeinen kann, wie in Verbindung mit 1 beschrieben, die Skalierung mit zwei Gewichten w1, w2 erreicht werden, wobei das Verhältnis w2/w1 bei Erhöhen des Modulationsgrades verringert werden kann und umgekehrt.
Der UMTS-Empfänger 300 kann auch mehrere Antennen zum Empfangen des Funksignals y enthalten. Der UMTS-Empfänger 300 kann zur Verwendung in einer MIMO-Umgebung (englisch: ”Multiple Input/Multiple Output” – Mehrfacheingang/Mehrfachausgang) eine Mehrzahl von Kanaldecodierern 314 enthalten. Bei Realisierung von zwei unabhängigen Codeworten kann beispielsweise der erste Kanaldecodierer das erste Codewort decodieren, während der zweite Kanaldecodierer unabhängig das zweite Codewort decodiert. Als Alternative kann der UMTS-Empfänger 300 einen einzigen Decodierer 314 zum Decodieren beider Codeworte, z. B. sequentiell oder parallel, enthalten.
4 zeigt schematisch einen CDMA-Empfänger, z. B. UMTS-Empfänger gemäß einer Ausführungsform. Der UMTS-Empfänger 400 umfasst eine Entzerrer-/Rake-Einheit 302, einen Entwürfler 304, eine Mehrzahl von z. B. fünfzehn Entspreizern 306(1), 306(2), ..., 306(15), eine Mehrzahl von z. B. fünfzehn LLR-Generatoren 308(1), 308(2), ..., 308(15), eine Mehrzahl von z. B. fünfzehn Skalierungseinheiten 310(1), 310(2), ..., 310(15), einen Multiplexer 312 und einen Decodierer wie beispielsweise einen Turbo-Decodierer 314.
Die Entzerrer-/Rake-Einheit 302, der Entwürfler 304, die Mehrzahl von z. B. fünfzehn Entspreizern 306(1), 306(2), ..., 306(15) und der Turbo-Decodierer 314 können der Entzerrer-/Rake-Einheit 302, dem Entwürfler 304, der Mehrzahl von z. B. fünfzehn Entspreizern 306(1), 306(2), ..., 306(15) und dem Turbo-Decodierer 314 wie in 3 dargestellt entsprechen. Jeweilige Folgen von entspreizten Symbolen z(1), z(2), ..., z(15) bereitstellende Ausgänge der Entspreizer 306(1), 306(2), ..., 306(15) sind jedoch mit einem jeweiligen LLR-Generator 308(1), 308(2), ..., 308(15) verbunden.
Jeder der LLR-Generatoren 308(1), 308(2), ..., 308(15) besitzt einen Eingang zum Empfangen einer entsprechenden Folge entspreizter Symbole z(1), z(2), ..., z(15) und einen mit einer entsprechenden Skalierungseinheit der Mehrzahl von Skalierungseinheiten 310(1), 310(2), ..., 310(15) verbundenen Ausgang zum Bereitstellen einer entsprechenden Folge von LLR-Werten (englisch: ”Logarithmic Likelihood Ratio” – logarithmisches Likelihood-Verhältnis) L(1), L(2), ..., L(15). Jede der Skalierungseinheiten 310(1), 310(2), ..., 310(15) besitzt einen Eingang zum Empfangen einer entsprechenden Folge von LLR-Werten L(1), L(2), ..., L(15) und einen mit einem entsprechenden Eingang einer Mehrzahl von z. B. fünfzehn Eingängen des Multiplexers 312 verbundenen Ausgang zur Bereitstellung einer entsprechenden Folge von skalierten LLR-Werten L*(1), L*(2), ..., L*(15). Vom Multiplexer 312 werden die z. B. fünfzehn Folgen von an seinen Eingängen empfangenen skalierten LLR-Werten L*(1), L*(2), ..., L*(15) gemultiplext und eine Folge von gemultiplexten LLR-Werten L* an seinem Ausgang bereitgestellt, der mit dem Turbo-Decodierer 314 verbunden ist. Der Turbo-Decodierer 314 besitzt einen Eingang zum Empfangen der Folge von gemultiplexten LLR-Werten L' und einen Ausgang zum Bereitstellen einer Folge von Codeworten z' durch Decodieren der Folge von gemultiplexten LLR-Werten L'.
Die Funktionalität jedes der Mehrzahl von LLR-Generatoren 308(1), 308(2), ..., 308(15) kann der Funktionalität des LLR-Generators 408 wie in 3 dargestellt entsprechen. Die Funktionalität jeder der Mehrzahl von Skalierungseinheiten 310(1), 310(2), ..., 310(15) kann der Funktionalität der Skalierungseinheit 410 wie in 3 dargestellt entsprechen. Die Skalierungseinheiten 310(1), 310(2), ..., 310(15) skalieren die jeweiligen Folgen von LLR-Werten L(1), L(2), ..., L(15) durch Multiplizieren derselben mit einem Skalierungsfaktor oder Gewichten derselben mit einem Gewicht. Die skalierten LLR-Werte L*(i) für die z. B. i = 1 ... 15 HS-PDSCH-Kanäle kann gemäß der Gleichung L*(i) = w(i)*L(i) für die ersten 256 Chips in jedem Zeitschlitz und gemäß der Gleichung L*(i) = L(i) für die übrigen 2560–256 Chips im Zeitschlitz bestimmt werden, wobei w(i) einen kanalabhängigen Gewichtungsfaktor oder Skalierungsfaktor mit einem Wert im Wertebereich ]0; 1[ darstellt. Vom Multiplexer 312 werden die weichen Bits bzw. Soft Bits der z. B. fünfzehn Folgen skalierter LLR-Werte L*(1), L*(2), ..., L*(15) zu einer einzelnen Folge gemultiplexter LLR-Werte L' gemultiplext, die die durch den Turbo-Decodierer 314 zu decodierenden Codesymbole enthält.
5 zeigt schematisch ein Redundanzversionsschema eines Funksignals für eine HSDPA-Übertragung gemäß einer Ausführungsform. Das Funksignal y enthält eine Folge von Datenworten, wobei Nutzdatensymbole der Datenworte in Redundanzversionen geordnet sind. Von dem in 1 gezeigten Zuverlässigkeitsinformationsgenerator 102 können die Redundanzinformationen zur Bereitstellung der Zuverlässigkeitsinformationen 116 ausgenutzt werden. Auch kann der Decodierer 104 die auf den Redundanzinformationen basierenden Zuverlässigkeitsinformationen 116 zum Verbessern seiner Codierungsleistung wie unten beschrieben benutzen.
5 zeigt vier in unterschiedlichen Redundanzversionen geordnete Datenworte 401, 402, 403, 404. Die Ursprungsinformation SYS kann durch eine dem UMTS-Empfänger 300 bekannte komplexe Funktion auf die erste Redundanzinformation R1 und die zweite Redundanzinformation R2 abgebildet werden. Die erste Redundanzinformation R1 kann einen ersten Teil R1A, einen zweiten Teil R1B, einen dritten Teil R1C und einen vierten Teil R1D enthalten. Die zweite Redundanzinformation R2 kann einen ersten Teil R2A, einen zweiten Teil R2B, einen dritten Teil R2C und einen vierten Teil R2D enthalten. Die Ursprungsinformation SYS kann einen ersten Teil SYSA, einen zweiten Teil SYSB, einen dritten Teil SYSC und einen vierten Teil SYSD enthalten.
Ein in einer ersten Redundanzversion 0 angeordnetes erstes Datenwort 401 enthält die volle Ursprungsinformation SYS (SYSA, SYSB, SYSC und SYSD), den ersten Teil R1A der ersten Redundanzinformation R1 und den ersten Teil R2A der zweiten Redundanzinformation R2. Das in der ersten Redundanzversion 0 angeordnete erste Datenwort 401 wird während einer ersten (ursprünglichen) Übertragung gebildet. Ein in einer zweiten Redundanzversion I angeordnetes zweites Datenwort 402 enthält den ersten Teil SYSA der Ursprungsinformation SYS, den zweiten Teil R1B der ersten Redundanzinformation R1 und den zweiten Teil R2B der zweiten Redundanzinformation R2. Das in der zweiten Redundanzversion I angeordnete zweite Datenwort 402 wird während einer ersten Wiederholung gebildet. Ein in einer dritten Redundanzversion II angeordnetes drittes Datenwort 403 enthält den zweiten Teil SYSB der Ursprungsinformation SYS, den dritten Teil R1C der ersten Redundanzinformation R1 und den dritten Teil R2C der zweiten Redundanzinformation R2. Das in der dritten Redundanzversion II angeordnete dritte Datenwort 403 wird während einer zweiten Wiederholung gebildet. Ein in einer vierten Redundanzversion III angeordnetes viertes Datenwort 404 enthält den dritten Teil SYSC der Ursprungsinformation SYS, den vierten Teil R1D der ersten Redundanzinformation R1 und den vierten Teil R2D der zweiten Redundanzinformation R2. Das in der vierten Redundanzversion III angeordnete vierte Datenwort 404 wird während einer dritten Wiederholung gebildet.
Für jedes der Datenworte 401–404 weisen beide Teile (R1A und R2A, R1B und R2B, R1C und R2C, R1D und R2D) der ersten Redundanzinformation R1 und der zweiten Redundanzinformation R2 beinahe oder ungefähr die gleiche Länge auf. Beim Bilden der Datenworte 401–404 werden verfügbare Bits zuerst mit entsprechenden Teilen der Redundanzinformation R1, R2 angefüllt und danach werden freie Bits mit dem entsprechenden Teil der Ursprungsinformation SYS angefüllt. Davon abhängig, ob eine Wiederholung erfolgreich oder erfolglos ist, können weitere Wiederholungen notwendig sein, die durch Verwendung weiterer, in weiteren Redundanzversionen angeordneten Datenworten durchgeführt werden. HSDPA kann bis zu sieben Wiederholungen verwenden.
Ein Gesamtcodewort CW total enthält die Ursprungsinformation SYS (auch Systemteil SYS bezeichnet), die erste Redundanzinformation R1 (auch erster Paritätsteil R1 bezeichnet), und die zweite Redundanzinformation R2 (auch zweiter Paritätsteil R2 bezeichnet). Der Systemteil SYS, der erste Paritätsteil R1 und der zweite Paritätsteil R2 können jeweils N Bits enthalten. Ein übertragenes Codewort CW trans, z. B. eines der Datenworte 401–404 kann x Bit der 3N Bits des Gesamtcodeworts CW total enthalten, wobei x im Bereich von N bis 3N liegt.
Die LLR-Werte L(1), L(2), ...,L(15), wie in 3 gezeigt, und die LLR-Werte L, wie in 4 gezeigt, können wie oben beschrieben in Redundanzversionen für Datenworte 401, 402, 403, 404 angeordnet sein. Sie können wie unten beschrieben Systeminformation SYS und Redundanzinformationen R1 und R2 enthalten. Der Skalierungsfaktor w der Skalierungseinheit 410 nach 4 oder die Skalierungsfaktoren w(i) der Skalierungseinheiten 310(1), 310(2), ..., 310(15) nach 3 können von der Redundanzversion der LLR-Werte abhängig sein. In einer ersten Redundanzversion angeordnete (und mit dem Stprzeitabschnitt, d. h. während der ersten 256 Chips, zusammentreffende) LLR-Werte können in einem höheren Maß abgeschwächt werden als in einer zweiten oder einer dritten Redundanzversion angeordnete LLR-Werte, oder umgekehrt. Der (die) Skalierungsfaktor(en) w oder w(i) können von einer in den skalierten LLR-Werten enthaltenen Informationsart (systematisch, erstredundant, zweitredundant) abhängig sein. Der (mit dem Störzeitabschnitt, d. h. während der ersten 256 Chips, zusammentreffende) Redundanzinformationsteil der LLR-Werte kann beispielsweise in einem höheren Maß abgeschwächt werden als der Systeminformationsteil der gleichen LLR-Werte oder umgekehrt. Der erste (mit dem Störzeitabschnitt, d. h. während der ersten 256 Chips, zusammentreffende) Redundanzinformationsteil der LLR-Werte kann beispielsweise in einem höheren Maß abgeschwächt sein als der zweite Redundanzinformationsteil der gleichen LLR-Werte. Eine höhere Abschwächung entspricht einer kleineren (positiven oder negativen) Größe von w oder w(i), so dass eine Multiplikation mit w oder w(i) eine geringere Größe des Ergebnisses ergibt, die einer höheren Abschwächung entspricht.
6 zeigt schematisch ein Blockschaltbild eines Turbo-Decodierers gemäß einer Ausführungsform. Der Turbo-Decodierer 600 kann dem in 1 gezeigten Decodierer 104 oder den in 3 und 4 gezeigten Turbo-Decodierern 314 entsprechen. Der Turbo-Decodierer 600 enthält einen ersten Faltungs-Decodierer 602 und einen zweiten Faltungs-Decodierer 604, die beide den gleichen Block von Informationsbits einschließlich der Systeminformation 606, ersten Paritäts-(Redundanz-)Information 608 und zweiten Paritäts-(Redundanz-)Information 609 bearbeiten.
Wie oben beschrieben können die in 3 und 4 gezeigten skalierten LLR-Werte L' in Systeminformation SYS und Redundanzinformation R1 und R2 nach 5 enthaltenden Redundanzversionen angeordnet sein. Die in 5 gezeigte Systeminformation SYS kann der in 6 gezeigten Systeminformation 606 entsprechen. Die in 5 gezeigte erste Redundanzinformation R1 kann der in 6 gezeigten ersten Paritätsinformation 608 entsprechen. Die in 5 gezeigte zweite Redundanzinformation R2 kann der in 6 gezeigten zweiten Paritätsinformation 609 entsprechen.
Vom ersten Faltungs-Decodierer 602 wird die Systeminformation 606 an einem ersten Eingang 602a, die erste Paritätsinformation 608 an einem zweiten Eingang 602b und erste extrinsische LLR-Informationen (englisch: ”Logarithmic Likelihood Ratio” – logarithmisches Likelihood-Verhältnis) 610 an einem dritten Eingang 602c empfangen. Vom ersten Faltungs-Decodierer 602 werden erste APP-(englisch: ”A Posteriori Probability” – aposteriori-Wahrscheinlichkeits-) LLR-Informationen 612 an einem Ausgang 602d des ersten Faltungs-Decodierers 602 bereitgestellt. Von einem ersten Addierer 614 werden die inverse Systeminformation 606, die inverse erste extrinsische LLR-Information 610 und die erste APP-LLR-Information 612 zum Bereitstellen erster addierter Informationen addiert, die mit einem ersten Gewichtungsfaktor w₁ multipliziert werden, um zweite extrinsische LLR-Informationen 616 zu erhalten, die an einem dritten Eingang 604c des zweiten Faltungs-Decodierers 604 empfangen werden. Ein erster Eingang 604a des zweiten Faltungs-Decodierers 604 empfängt die durch einen Verschachtler Π verschachtelte Systeminformation 606. Ein zweiter Eingang 604b des zweiten Faltungs-Decodierers 604 empfängt die zweite Paritätsinformation 609. Vom zweiten Faltungs-Decodierer 604 werden zweite APP-LLR-Informationen 618 an einem Ausgang 604d des zweiten Faltungs-Decodierers 604 bereitgestellt. Ein zweiter Addierer 620 addiert die durch den Verschachtler Π verschachtelte Systeminformation 606, die inverse zweite extrinsische LLR-Information 616 und die zweite APP-LLR-Information 618 zum Bereitstellen zweiter addierter Informationen, die mit einem zweiten Gewichtungsfaktor w2 multipliziert und durch einen Entschachtler Π – 1 entschachtelt werden, wodurch die extrinsischen LLR-Informationen 610 erhalten werden, die am dritten Eingang 602c des ersten Faltungs-Decodierers 602 empfangen werden.
Wahlweise wird von einem weichen Umsetzer 622 (englisch: ”Soft Mapper”) eine weiche Abbildungsoperation an der zweiten APP-LLR-Information 618 zum Bereitstellen von weichcodierten Ausgangsinformationen 624 an einem Ausgang des Turbo-Decodierers 600 durchgeführt. Die Abbildung des weichen Umsetzers 622 kann von einer Redundanzversion (RV) abhängig sein, in der das die Systeminformation 606 und die Paritäts(Redundanz-)Information 608, 609 enthaltende Codewort codiert ist. Als Alternative kann die zweite APP-LLR-Information 618 am Ausgang des Decodierers 600 als hartcodierte Ausgangsinformation bereitgestellt werden.
Die Decodierung des Turbo-Decodierers 800 ist ein iterativer Vorgang mit dem Austausch von Zuverlässigkeitsinformationen. Bei jeder Iteration berechnet jeder Faltungs-Decodierer 602, 604 für jedes empfangene Bit ein LLR (englisch: ”Logarithmic-Likelihood Ratio” – logarithmisches Likelihood-Verhältnis) als weiche Ausgabe (Zuverlässigkeitsinformation). Die weiche Ausgabe jedes Faltungs-Decodierers 602, 604 wird abgeändert, um nur sein eigenes Vertrauen zu dem empfangenen Informationsbit widerzuspiegeln. Das Vorzeichen jedes LLR zeigt an, dass das empfangene Informationsbit entweder als ”–1” oder ”+1” gesendet wird, wobei die Beträge Vertrauensgrade an der jeweiligen –1/+1-Entscheidung darstellen. Die Faltungs-Decodierer 602, 604 können MAP-Decodierer (Maximum A Posteriori) sein.
7 zeigt ein Diagramm, das schematisch Datendurchsatz über Signal-zu-Rauschverhältnis in Abhängigkeit von der Störleistung für einen UMTS-Empfänger gemäß einer Ausführungsform darstellt. Die Kurven zeigen die Wirksamkeit im Fall unterschiedlicher SCH-Leistungseinstellungen für einen AWGN-Kanal (Additive White Gaussian Noise – additives weißes gaußsches Rauschen) mit einem Signal-zu-Rauschverhältnis Ior/Ioc von 50 dB. Es wird eine Anzahl von 5 HS-PDSCH-Kanälen entsprechend einem UMTS-Empfänger 300 mit 5 anstatt von 15 HS-PDSCH-Kanälen, wie in 3 gezeigt, benutzt. Die Modulationsart ist eine 16QAM-Konstellation. Eine Transportblocklänge (TBL) beträgt 8125. Für eine 16QAM-Konstellation gibt es 640 Bit pro Zeitschlitz des HS-PDSCH-Kanals gemäß der Spezifikation 3GPP TS 25.211. Ein Zeitschlitz des HS-PDSCH-Kanals ist in 2 dargestellt. Bei einer Anzahl von 15 Zeitschlitzen pro Rahmen eines HS-PDSCH-Kanals weist der HS-PDSCH-Rahmen eine Länge von 9600 Bits auf. Die Transportblocklänge entspricht der Anzahl systematischer Bits pro HS-PDSCH-Rahmen. Eine Coderate wird als das Verhältnis der Anzahl von systematischen Bits (TBL = 8125) und der Gesamtzahl von Bits (= 9000) pro HS-PDSCH-Rahmen bestimmt. Dieses Verhältnis beträgt 0,846 für das in 7 gezeigte Diagramm. Die mit den i = 5 HS-PDSCH-Kanälen verbundenen Skalierungsfaktoren w(i) sind gleichermaßen auf w = 0,75 eingestellt, was einer Abschwächung um einen Faktor von 0,25 entspricht.
Für eine erste Kurve 701 wird eine SCH-Leistungseinstellung von –12 dB und keine Verzerrungskorrektur benutzt, d. h. die Gewichte w(i) sind auf 1 eingestellt. Bei Verringerung des Signal-zu-Rauschverhältnisses Ec/Ior von –6,5 dB auf –8,5 dB nimmt der Datendurchsatz (TP) von 4000 kbps auf 2000 kbps ab. Eine zweite Kurve 702 zeigt das Verhalten, wenn eine Verzerrungskorrektur (corr) mit einem Gewichtungsfaktor von w = 0,75 benutzt wird. Der Datendurchsatz nimmt solange nicht ab, bis das Signal-zu-Rauschverhältnis Ec/Ior unter –11 dB verringert wird.
Für eine dritte Kurve 703 wird eine SCH-Leistungseinstellung von –15 dB und keine Verzerrungskorrektur benutzt. Der Datendurchsatz (TP) nimmt bei Verringerung des Signal-zu-Rauschverhältnisses Ec/Ior von –9 dB auf –11 dB von 4000 kbps auf 2000 kbps ab. Eine vierte Kurve 704 zeigt das Verhalten, wenn eine Verzerrungskorrektur (corr) mit einem Gewichtungsfaktor von w = 0,75 benutzt wird. Es ist in dem gezeigten Bereich des Signal-zu-Rauschverhältnisses Ec/Ior von –5 dB bis –12 dB keine Abnahme des Datendurchsatzes ersichtlich.
Für eine fünfte Kurve 705 wird eine SCH-Leistungseinstellung von –18 dB und keine Verzerrungskorrektur benutzt. Der Datendurchsatz (TP) beginnt bei Verringerung des Signal-zu-Rauschverhältnisses Ec/Ior unter –11 dB von 4000 kbps abzunehmen. Eine sechste Kurve 706 zeigt das Verhalten, wenn eine Verzerrungskorrektur (corr) mit einem Gewichtungsfaktor von w = 0,75 benutzt wird. Es ist in dem gezeigten Bereich des Signal-zu-Rauschverhältnisses Ec/Ior von –5 dB bis –12 dB keine Abnahme des Datendurchsatzes ersichtlich.
7 zeigt, dass bei einer Skalierung von w = 0,25 (corr) die Decodierungsleistung um rund 4,5 dB zunimmt.
8 zeigt ein Diagramm, das schematisch den Datendurchsatz über Signal-zu-Rauschverhältnis in Abhängigkeit von einem Gewicht des LLR für einen UMTS-Empfänger gemäß einer Ausführungsform darstellt. Das Messszenario entspricht dem der 7 mit dem Unterschied, dass eine SCH-Leistungseinstellung von –12 dB für alle Kurven benutzt wird und dass die Gewichte w verändert sind.
Für eine erste Kurve 801 wird ein Gewicht von 1,0, d. h. keine Gewichtung, benutzt. Der Datendurchsatz (TP) nimmt bei Verringern des Signal-zu-Rauschverhältnisses Ec/Ior von –7 dB auf –8,5 dB von 4000 kbps auf 2000 kbps ab. Für eine zweite Kurve 802 wird ein Gewicht von 0,9, d. h. Abschwächung von 0,1, benutzt. Der Datendurchsatz nimmt bei Verringern des Signal-zu-Rauschverhältnisses Ec/Ior von –7,1 dB auf –9 dB von 4000 kbps auf 2000 kbps ab. Für eine dritte Kurve 803 wird ein Gewicht von 0,8, d. h. Abschwächung von 0,2, benutzt. Der Datendurchsatz (TP von englisch: ”Throughput”) nimmt bei Verringern des Signal-zu-Rauschverhältnisses Ec/Ior von –7,5 dB auf –9,5 dB von 4000 kbps auf 2000 kbps ab.
Eine vierte Kurve 804, fünfte Kurve 805, sechste Kurve 806, siebente Kurve 807, achte Kurve 808, neunte Kurve 809 und zehnte Kurve 810 zeigen die Durchsatzleistung bei Verwendung von Gewichten von 0,7, 0,6, 0,5, 0,4, 0,3, 0,2 und 0,1. Der Bereich der Durchsatzabnahme wird von höheren Signal-zu-Rauschverhältnissen zu niedrigeren Signal-u-Rauschverhältnissen mit abnehmenden Gewichten verschoben.
Aus den in 8 gezeigten zehn Kurven entspricht die Kurve 810 dem besten Durchsatz, der bei Verwendung eines Gewichts von 0,1 erhalten wird. 8 zeigt, dass ein Gewichtungsfaktor von w = 0,1 die Decodierungsleistung um etwas mehr als 4,5 dB steigert.
Ein Verfahren zur störrobusten Decodierung von Codesymbolen, die während eines vorbestimmten Störzeitabschnitts mit einer Störung behaftet sind, enthält ein Bereitstellen von Zuverlässigkeitsinformationen basierend auf den Codesymbolen und einer Decodierung der Codesymbole in Codeworte. Die Decodierung ist derart, dass die gewichteten Zuverlässigkeitsinformationen durch ein Anlegen eines ersten Gewichts während nicht mit dem Störzeitabschnitt zusammentreffenden Zeiten und durch ein Anlegen eines zweiten Gewichts während mit dem Störzeitabschnitt zusammentreffenden Zeiten aus den Zuverlässigkeitsinformationen erzeugt werden, wobei sich erstes und zweites Gewicht voneinander unterscheiden.
Während zusätzlich ein bestimmtes Merkmal oder ein Aspekt einer Ausführungsform der Erfindung möglicherweise hinsichtlich nur einer von mehreren Ausführungen offenbart worden ist, kann ein solches Merkmal oder ein solcher Aspekt mit einem oder mehreren anderen Merkmalen oder Aspekten der anderen Ausführungen kombiniert werden, sowie es für eine beliebige gegebene oder bestimmte Anwendung wünschenswert oder vorteilhaft sein kann. Weiterhin sollen in dem Ausmaß, dass die Begriffe ”einschließen”, ”aufweisen”, ”mit” und andere Varianten derselben in entweder der ausführlichen Beschreibung oder den Ansprüchen benutzt werden, diese Begriffe auf eine ähnliche Weise wie der Begriff ”umfassen” inklusive sein. Weiterhin versteht es sich, dass Ausführungsformen der Erfindung in diskreten Schaltungen, teilweise integrierten Schaltungen oder voll integrierten Schaltungen oder Programmierungsmitteln realisiert sein können. Auch sind die Begriffe ”beispielhaft”, ”zum Beispiel” und ”z. B.” nur als Beispiel gemeint, anstatt das beste oder optimal. Auch soll anerkannt werden, dass hier gezeigte Merkmale und/oder Elemente mit bestimmten Abmessungen zueinander zum Zweck der Einfachheit und Leichtigkeit des Verständnisses dargestellt sind und dass die eigentlichen Abmessungen sich hinsichtlich den hier dargestellten unterscheiden können.
Obwohl bestimmte Ausführungsformen hier dargestellt und beschrieben worden sind, werden gewöhnliche Fachleute erkennen, dass eine Vielzahl alternativer und/oder gleichwertiger Ausführungen ohne aus dem Rahmen der vorliegenden Erfindung zu weichen für die spezifischen Ausführungsformen ausgetauscht werden können. Beispielsweise könnten im Zusammenhang eines UMTS-Empfängers beschriebene Ausführungen auf CDMA-Empfänger oder auf Mobilkommunikationsempfänger angewandt werden, die auf andere technische Standards wie z. B. GSM oder Ableitungen derselben bezogen sind oder andere Mehrfachzugriffsverfahren wie beispielsweise TDMA, FDMA usw. nutzen. Die vorliegende Patentschrift soll alle Anpassungen oder Variationen der hier beschriebenen spezifischen Ausführungsformen abdecken.
ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
Diese Liste der vom Anmelder aufgeführten Dokumente wurde automatisiert erzeugt und ist ausschließlich zur besseren Information des Lesers aufgenommen. Die Liste ist nicht Bestandteil der deutschen Patent- bzw. Gebrauchsmusteranmeldung. Das DPMA übernimmt keinerlei Haftung für etwaige Fehler oder Auslassungen.
Zitierte Nicht-Patentliteratur

Standards 3G [0023]
IEEE (englisch: ”Institute of Electrical and Electronics Engineers”) Standard 802.16 (englisch: ”wireless MAN”) [0023]
802.11 (englisch: ”wireless LAN”) [0023]
3GPP-Standard TS 25.211 [0052]

Claims

Vorrichtung (100) zum Decodieren von Codesymbolen (110), die während eines Störzeitabschnitts δ mit einer Störung D(t) behaftet sind, umfassend: einen Zuverlässigkeitsinformationsgenerator (102) zum Bereitstellen von Zuverlässigkeitsinformationen (116) basierend auf den Codesymbolen (110); und einen Decodierer (104) zum Decodieren der Codesymbole (110) in Codeworte (112) basierend auf gewichteten Zuverlässigkeitsinformationen (118), wobei die gewichteten Zuverlässigkeitsinformationen (118) durch Gewichten der Zuverlässigkeitsinformationen (116) mit einem ersten Gewicht w1 während nicht mit dem Störzeitabschnitt δ zusammentreffenden Zeiten und durch Gewichten der Zuverlässigkeitsinformationen (116) mit einem zweiten Gewicht w2 während mit dem Störzeitabschnitt δ zusammentreffenden Zeiten aus den Zuverlässigkeitsinformationen (116) erzeugt werden, wobei sich das erste Gewicht w1 und das zweite Gewicht w2 voneinander unterscheiden.
Vorrichtung (100) nach Anspruch 1, wobei die Zuverlässigkeitsinformationen (116) für jedes Bit der Codesymbole (110) als eine Zahl mit einem Vorzeichen bereitgestellt werden, wobei das Vorzeichen einen Zustand des Bits anzeigt, und wobei eine Größe der Zahl eine Zuverlässigkeit anzeigt, dass sich das Bit in dem angezeigten Zustand befindet.
Vorrichtung (100) nach Anspruch 1 oder 2, wobei die Zuverlässigkeitsinformationen (116) eine Likelihood-Information, eine Log-Likelihood-Verhältnis oder eine Wahrscheinlichkeit umfassen.
Vorrichtung (100) nach einem der Ansprüche 1 bis 3, wobei der Störzeitabschnitt δ periodisch ist.
Vorrichtung (100) nach einem der Ansprüche 1 bis 4, wobei die Störung D(t) ein Synchronisationssignal umfassend eine Folge von Synchronisationssymbolen ist oder durch dieses Synchronisationssignal verursacht wird, wobei eine relative Lage der Synchronisationssymbole zu den Codesymbolen (110) konfigurierbar ist.
Vorrichtung (100) nach einem der Ansprüche 1 bis 5, wobei der Decodierer (104) einen Turbo-Decodierer, einen LDPC-Decodierer, einen Faltungs-Decodierer, einen Decodierer mit Verschachteler oder einen Decodierer, der Zuverlässigkeitsinformationen ausnutzt, umfasst.
Vorrichtung (100) nach einem der Ansprüche 1 bis 6, wobei das zweite Gewicht w2 kleiner als das erste Gewicht w1 ist.
Vorrichtung (100) nach einem der Ansprüche 1 bis 7, wobei das erste Gewicht w1 oder das zweite Gewicht w2 oder beide von einer Coderate der Codesymbole (110) abhängig sind.
Vorrichtung (100) nach Anspruch 8, wobei ein Verhältnis des zweiten Gewichts w2 zu dem ersten Gewicht w1 bei Erhöhen der Coderate erhöht wird.
Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 9, wobei das erste Gewicht w1 oder das zweite Gewicht w2 oder beide von einem Modulationskonstellationsschema der Codesymbole (110) abhängig sind.
Vorrichtung (100) nach Anspruch 10, wobei ein Verhältnis des zweiten Gewichts w2 zu dem ersten Gewicht w1 für höhere Grade eines Modulationskonstellationsschemas kleiner ist als für niedrigere Grade des Modulationskonstellationsschemas.
Vorrichtung (100) nach Anspruch 10, wobei die Modulation eine oder mehrere der Modulationsarten QPSK, 16QAM, 64QAM und 256QAM umfasst.
Vorrichtung (300, 400) nach einem der Ansprüche 1 bis 12, weiterhin umfassend: einen Entzerrer (302) zum Entzerren eines durch die Vorrichtung (300, 400) empfangenen Funksignals y und damit zum Bereitstellen eines entzerrten Signals; einen Demodulator zum Demodulieren des entzerrten Signals und damit zum Bereitstellen von demodulierten Symbolen y' einen Entwürfler (304) zum Entwürfeln der demodulierten Symbole y' und damit zum Bereitstellen von entwürfelten Symbolen y*; und einen Entspreizer (306(1)) zum Entspreizen der entwürfelten Symbole y* und damit zum Bereitstellen der Codesymbole z(1) für den Decodierer (314).
Verfahren zur störrobusten Decodierung von Codesymbolen (110), die während eines Störzeitabschnitts δ mit einer Störung D(t) behaftet sind, umfassend: Bereitstellen von Zuverlässigkeitsinformationen (116) auf Grundlage der Codesymbole (110); und Decodieren der Codesymbole (110) in Codeworte (112) auf Grundlage von gewichteten Zuverlässigkeitsinformationen (118), wobei die gewichteten Zuverlässigkeitsinformationen (118) durch Gewichten der Zuverlässigkeitsinformationen (116) mit einem ersten Gewicht w1 während nicht mit dem Störzeitabschnitt δ zusammentreffenden Zeiten und durch Gewichten der Zuverlässigkeitsinformationen (116) mit einem zweiten Gewicht w2 während mit dem Störzeitabschnitt δ zusammentreffenden Zeiten aus den Zuverlässigkeitsinformationen (116) erzeugt werden, wobei sich das erste Gewicht w1 und das zweite Gewicht w2 voneinander unterscheiden.
Verfahren nach Anspruch 14, wobei die Zuverlässigkeitsinformationen (116) für jedes Bit der Codesymbole (110) als eine Zahl mit einem Vorzeichen bereitgestellt werden, wobei das Vorzeichen einen Zustand des Bits anzeigt, und wobei eine Größe der Zahl eine Zuverlässigkeit anzeigt, dass sich das Bit in dem angezeigten Zustand befindet.
Verfahren nach Anspruch 14 oder 15, wobei die Zuverlässigkeitsinformationen (116) ein Log-Likelihood-Verhältnis oder eine Wahrscheinlichkeit umfassen.
Verfahren nach einem der Ansprüche 14 bis 16, wobei die Störung D(t) ein eine Folge von Synchronisationssymbolen umfassendes Synchronisationssignal ist oder dadurch verursacht wird.
Verfahren nach einem der Ansprüche 14 bis 17, wobei das zweite Gewicht w2 kleiner als das erste Gewicht w1 ist.
Verfahren nach einem der Ansprüche 14 bis 18, wobei das erste Gewicht w1 oder das zweite Gewicht w2 oder beide von einer Coderate der Codesymbole (110) abhängig sind.
Verfahren nach Anspruch 19, wobei ein Verhältnis des zweiten Gewichts w2 zu dem ersten Gewicht w1 bei Erhöhen der Coderate erhöht wird.
Verfahren nach einem der Ansprüche 14 bis 20, wobei das erste Gewicht w1 oder das zweite Gewicht w2 oder beide von einem Modulationskonstellationsschema der Codesymbole (110) abhängig sind.
Verfahren nach Anspruch 21, wobei ein Verhältnis des zweiten Gewichts w2 zu dem ersten Gewicht w1 für höhere Grade des Modulationskonstellationsschemas kleiner als für niedrigere Grade des Modulationskonstellationsschemas ist.
CDMA-Empfänger (300, 400) zum Empfangen eines Funksignals y, das während eines Synchronisationszeitabschnitts δ mit einem Synchronisationssignal gestört wird, umfassend: einen Entzerrer (302) zum Entzerren des Funksignals y um ein entzerrtes Signal bereitzustellen; einen Demodulator zum Demodulieren des entzerrten Signals um eine Folge demodulierter Symbole y' bereitzustellen; einen Entwürfler (304) zum Entwürfeln der Folge von demodulierten Symbolen y' mit einem Verwürfelungscode um eine Folge entwürfelter Symbole y* bereitzustellen; einen Entspreizer (306(1)) zum Entspreizen der Folge von entwürfelten Symbolen y* mit einem Spreizcode um eine Folge von Codesymbolen z bereitzustellen; einen LLR-Generator (308, 408) zum Erzeugen logarithmischer Likelihood-Verhältnisse L auf Grundlage der Folge von Codesymbolen z; und einen Turbo-Decodierer (314) zum Decodieren der Folge von Codesymbolen z in eine Folge von Codeworten z' auf Grundlage von gewichteten logarithmischen Likelihood-Verhältnissen L', wobei die gewichteten logarithmischen Likelihood-Verhältnisse L' aus den logarithmischen Likelihood-Verhältnissen L durch Gewichten der logarithmischen Likelihood-Verhältnisse L mit einem ersten Gewicht w1 während nicht mit dem Synchronisationszeitabschnitt δ zusammentreffenden Zeiten und durch Gewichten der logarithmischen Likelihood-Verhältnisse L mit einem zweiten Gewicht w2 während mit dem Synchronisationszeitabschnitt δ zusammentreffenden Zeiten aus den logarithmischen Likelihood-Verhältnissen L erzeugt werden, wobei sich das erste Gewicht w1 und das zweite Gewicht w2 voneinander unterscheiden.
CDMA-Empfänger (300, 400) nach Anspruch 23, wobei das Funksignal y auf einem HS-PDSCH-Kanal empfangen wird oder auf einem HS-SCCH-Kanal empfangen wird oder auf einem DPCH-Kanal mit zeitgemultiplexten Daten und Steuerinformationen empfangen wird.
CDMA-Empfänger (300, 400) nach Anspruch 23 oder 24, wobei der Synchronisationszeitabschnitt δ eine Länge von 256 Chips umfasst und mit einer Periode von 2560 Chips periodisch ist.