CN102136880A - 用于失真鲁棒解码的设备和方法 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及用于失真鲁棒解码的设备和方法。一种用于解码在预定失真时间间隔期间被失真所干扰的码符号的设备，包括：基于所述码符号来提供可靠性信息的可靠性信息发生器以及将所述码符号解码成码字的解码器。该解码器被配置成基于经过加权的可靠性信息来解码所述码符号，其中通过在与失真时间间隔不一致的时间期间应用第一权重并且在与失真时间间隔一致的时间期间应用不同于第一权重的第二权重来从可靠性信息生成经过加权的可靠性信息。

Description

用于失真鲁棒解码的设备和方法
技术领域
本发明涉及解码，并且更特别地涉及一种用于对被失真所干扰的码信号进行失真鲁棒（distortion-robust）解码的技术。
背景技术
在移动通信中，用户设备（UE）通过移动站（MS）接收控制和数据信息。移动站另外使用例如独立的同步信道来传送同步信息。该同步信息充当接收控制和数据信息的失真，从而降低通信的吞吐率。
在UMTS的下行链路中，例如高速共享控制信道（HS-SCCH）和高速物理下行链路共享信道（HS-PDSCH）的接收被由节点B（即基站）传送的主和辅公共同步信道（P-SCH和S-SCH）破坏。SCH信道的同步信息不与数据和控制信道的信息正交，并且在时间上像突发一样（burst-like），从而造成增加的干扰级。为了减少或消除这种干扰，在移动终端中应用码片级或者甚至子码片级SCH信道的确定性重构，以便从控制/数据信道中减去重构的SCH信道。该确定性SCH消除需要准确的功率估计和减法电路。对于这些和其他需求，需要高计算功率的移动终端，所述高计算功率的移动终端生产起来很昂贵并且可能具有高功耗。
因为这些和其他原因，存在对减少干扰的改进的需要。
附图说明
附图被包括用以提供对实施例的进一步理解并且被并入和构成该说明书的一部分。这些附图示出实施例并且与说明书一起用来解释实施例的原理。参考以下详细描述，将容易认识到实施例的多个预期的优点和其他实施例，因为这些实施例变得更好理解。附图的元件不一定相对于彼此按比例绘制。相似的附图标记表示相应的相似部分。
图1示意性地图示根据一个实施例的设备。
图2示意性地图示根据一个实施例在失真的时间间隔期间被失真所干扰的码符号。
图3示意性地图示根据一个实施例的UMTS接收机。
图4示意性地图示根据一个实施例的UMTS接收机。
图5示意性地图示根据一个实施例的无线电信号的冗余版本方案。
图6示出示意性图示根据一个实施例的涡轮（turbo）解码器的结构的框图。
图7示出示意性图示根据一个实施例依赖于UMTS接收机的失真功率的数据吞吐量和信噪比之间的关系的图表。
图8示出示意性图示根据一个实施例依赖于UMTS接收机的LLR的权重的数据吞吐量和信噪比之间的关系的图表。
具体实施方式
在下面的详细说明中，参考附图，其形成具体实施方式的一部分，并且在附图中通过图解说明来示出具体实施例，在具体实施例中可以实践本发明。在这点上，方向性术语，诸如“顶部”、“底部”、“前”、“后”、“前端”、“尾端”等参考所描述的（一个或多个）图的取向来使用。因为实施例的部件可以以许多不同的取向定位，所以方向性术语是用于图解说明的目的而绝非限制性的。应当理解在不偏离本发明范围的情况下可以利用其他实施例以及可以作出结构上或逻辑上的改变。因此，以下具体实施方式不应以限制性的意义来理解，并且本发明的范围由所附权利要求限定。
要理解到，本文所描述的各种示例性实施例的特征可彼此组合，除非另外明确指出。
本说明书中所采用的术语“耦合”和/或“电耦合”不意味着这些元件必须直接耦合在一起；在“耦合”或“电耦合”的元件之间可提供中间元件。
下文描述用于解码码符号的设备，其包括可靠性信息发生器和解码器。
码是一种用于将一条信息转换成另一种表示形式的规则。编码是一种过程，通过其将来自源的信息转换成要被传送的码符号。解码是一种相反的过程，其将这些码符号转换回能被接收机理解的信息。通过解码，将所接收到的消息转化或映射成给定码的码字。这些方法通常被用来恢复通过噪声信道发送的消息或信号，例如通过无线电信道发送的无线电信号。
可以用区块（block）编码或卷积编码来编码数据。区块码对预定大小的比特或符号的固定大小的块（分组）起作用。卷积码对任意长度的比特或符号流起作用。区块编码可以例如是里德-所罗门编码、格雷、BCH（博斯-乔赫里-霍昆黑姆，Bose-Chaudhuri-Hocquenghem）、多维奇偶性或汉明编码。可以在级联编码方案中合并块和卷积码。
码可以被用于以对传输或存储中的误差更有抵抗力的方式来表示数据。这种码被称作误差校正码，并且通过为所存储（或传送）的数据包括精心构思的冗余而起作用。示例包括汉明码、里德-所罗门码、里德-穆勒、博斯-乔赫里-霍昆黑姆、涡轮、格雷、戈帕、低密度奇偶性校验（LDPC）码以及空间-时间码。误差检测码可以被优化以检测突发误差或随机误差。解码器可以使用这些码中的一个来解码码符号。特别地，解码器可以是涡轮解码器、低密度奇偶性校验（LDPC）解码器或其他利用可靠性信息的解码器。LDPC码是一种线性区块码。与0的数目相比，它们的奇偶性校验矩阵仅包含几个1。它们提供非常接近于容量的性能并且使用线性时间复杂度算法来进行解码。涡轮编码是一种将两个或更多相对简单的卷积码和交织器组合来产生非常接近于信道容量的区块码（在香农极限的分贝的一小部分内）的方案。
可靠性信息发生器为码字生成可靠性信息。该可靠性信息或似然（likelihood）信息可以例如是LLR（对数似然比）值，APP（后验概率）值或概率值。似然信息可以是基于比特的，以使得对于码字的单独比特b={+1,-1}，可以根据下述等式来确定似然信息：
ë = log(p[b=+1]/p[b=-1]) = log(p/(1-p)), (1)
其中p[b=+1] = p是将单独数据比特b解释为+1的概率，且p[b=-1] = 1-p是将单独数据比特b解释为-1的概率。似然信息ë被表示为似然比的对数（LLR）。可以将所检测的数据符号的单独不同比特的似然信息的绝对值加起来以提供总和的可靠性信息。
可以在用于实施UMTS（通用移动电信系统）标准（例如UMTS标准的发布99、4、5、6、7、8和9或更高版本之一）的一个实施例中设计下文所述的设备。在一个实施例中，设备可以实施HSPA（高速分组接入）移动电话协议，例如HSDPA（高速下行链路分组接入）和HSUPA（高速上行链路分组接入）。所述设备可以实施HSPA＋（演进的HSPA）标准。在一个实施例中，所述设备可以被设计成实施WCDMA（宽带码分多址）标准。所述设备可以被设计成实施LTE（长期演进）移动通信标准、E-UTRAN（演进型通用陆地无线电接入网络）标准、HSOPA（高速正交频分复用分组接入）标准或由3GPP（第三代合作伙伴项目）标准组织定义的超级3G标准。此外，在一个实施例中，所述设备可以被设计成实施根据研发对互通性的测试策略的工业协会的WiMAX（微波存取全球互通）或IEEE（电气及电子工程师协会）802.16（无线MAN）和802.11（无线LAN）标准。在下文中所描述的设备还可以被设计成实施其他标准并且本发明可以预期所有这些变化。
设备可以包括集成电路或无源设备（passive）。可以用不同技术来制造集成电路，并且例如所述集成电路可以被设计成逻辑集成电路、模拟集成电路、混合的信号集成电路、存储器电路或集成无源设备。
下文将描述在时间间隔期间因为失真而被干扰的码符号。
下文描述的失真时间间隔可以依赖于由移动通信标准定义的参数，例如码片率或符号率。在CDMA中，码片是直接序列展频（DSSS）码（例如在直接序列码分多址（CDMA）信道接入技术中使用的伪噪声码序列）的脉冲。在二进制直接序列系统中，每个码片通常是幅度为+1或-1的矩形脉冲，将其乘以（类似于表示消息比特的+1或-1）数据序列并且乘以载波波形以得到所传送的信号。因此，码片仅是来自码发生器的比特序列；它们被称为码片以避免将它们与消息比特混淆。码的码片率是每秒脉冲（每秒码片）的数目，以所述码片率来传送或接收码。码片率比符号率更大，意味着一个符号由多个码片表示。该率被称为扩频因子（SF）或处理增益。
符号率是使用数字调制（例如由QAM或QPSK调制）的信号每秒对传输介质完成的符号改变（信令事件）的数目。符号是持续固定时间段的通信信道的状态或有效条件（significant condition）。发送设备以固定且已知的符号率将符号放置在信道上，并且接收设备具有检测符号序列以便重构所传送的数据的任务。在CDMA系统中，术语符号可以指在应用CDMA扩频码之前使用调制方案（例如QAM）调制的一个信息比特或信息比特块。
用于接收无线电信号的UMTS接收机可以包含均衡器或Rake（耙）、解调器、解扰器、解扩器、LLR发生器、涡轮解码器和信道估计器以用于接收无线电信号，并且下文将描述所述UMTS接收机。
UMTS接收机被设计成实施UMTS（通用移动电信系统）标准（例如UMTS标准的发布99、4、5、6、7、8和9或更高版本之一）。UMTS接收机可以实施HSPA（高速分组接入）移动电话协议，例如HSDPA（高速下行链路分组接入）和HSUPA（高速上行链路分组接入）。
UMTS接收机可以包括集成电路或无源设备。可以用不同技术来制造集成电路，并且例如所述集成电路可以被设计成逻辑集成电路、模拟集成电路、混合的信号集成电路、存储器电路或集成无源设备。
无线电信号是无线电发射机（发送器）以大约3Hz到300GHz范围内的射频（RF）所辐射的射频信号。该范围对应于被用来产生并检测无线电波的交流电信号的频率。RF通常指的是电气电路中的振荡。
下面描述均衡器。它们可以使用无源或有源电子部件或数字算法来影响该系统的频率特性。移动无线电系统中的无线电信道通常是多径衰落信道，其引起所接收信号中的符号间干扰（ISI）。为了从信号中除去ISI，可以使用不同类型的均衡器。基于格状搜索（trellis search）的检测算法（例如MLSE（最大似然序列估计）或MAP（最大后验概率））提供良好的接收机性能，但是展现出高计算工作量。因此，利用展现出合理计算复杂度的近似算法（例如Rake、G-Rake、LMMSE（线性最小均方误差）、去相关器/迫零器（zero-forcer）、SIC/PIC（连续干扰消除/并行干扰消除）、球面解码器或列表解码器）。然而，这些检测器通常需要信道冲激响应或信道参数的知识，这可以由信道估计器提供。信道估计器是一种用于估计传输信道的信道参数的设备。信道估计通常基于已知的比特序列（也被指定为导频符号序列），其对某一发射机来说是唯一的并且在每个传输突发中重复。因此，信道估计器能够通过利用已知的传送比特以及所接收到的相应采样来针对每个突发分别估计信道冲激响应。代替通常的最大比合并Rake接收机，均衡器可以包括组合的自适应Rake/G-Rake和均衡器结构（被称为MMSE（最小均方误差））算法以降低多径破坏和ISI。
下文将描述Rake和Rake接收机。Rake是Rake接收机或广义（generalized）Rake（G-Rake）接收机，其利用所接收的无线电信号的多径信息。Rake可以被用来对抗多径衰落的效应。这可以通过使用若干子均衡器或“耙齿（finger）”，即若干相关器来完成，它们每一个都被分配给不同的多径分量。每个耙齿独立均衡单个多径分量，并且在稍后的阶段组合所有或一些耙齿的贡献以便使用每个传输路径的不同传输特性。在多径环境中这导致较高的信噪比。通过使用Rake，具有不同延迟的不同路径可以被有效地组合以获得路径分集增益。因为无线电信道的窄传输脉冲和大传输带宽，可以通过使用Rake来克服结果产生的符号间干扰（ISI）和无线电信道特性中的长延迟扩展。
下面描述包括在接收机（例如CDMA或UMTS接收机）中的解扰器和解扩器。接收机被设计成接收由发射机（例如CDMA或UMTS发射机）发送的无线电信号。在CDMA或UMTS发射机中，信息信号被扩频码调制以使它成为宽带信号，并且在CDMA或UMTS接收机中，通过使用解扩器和解扰器使该信息信号与相同码的副本（replica）相关。扩频过程实际上包括两个阶段（扩频和加扰），并且它们两个使用具有不同特性的不同类型的码。扩频阶段也被称为信道化。信道化增加信号的带宽。在该阶段使用的码是正交码。举例来说，UMTS使用正交可变扩频因子（OVSF）码。在理想正交系统中，期望正交信号和干扰正交信号之间的互相关是零。然而，在实际系统中，由于相同信号的反射和扰乱（distraction）总是存在某些多径分量。这些将使正交性失真。此外，码的数目是有限的，并且因此在每个小区中它们必须被再次使用。因此，相同码可以被分配给相邻小区中的不同用户。
在CDMA或UMTS发射机中，在扩频之后完成加扰，并且在用户设备（UE）（例如移动电话）中在解扩之前完成解扰（其是加扰的逆），所述解扩是扩频的逆。CDMA或UMTS接收机包含执行解扰的解扰器和执行解扩的解扩器。
在加扰过程中，用比特的伪随机序列（即扰码）乘以码序列。在下行链路方向中，每个基站具有唯一的扰码，并且在上行链路中就每个UE来说它是不同的。这些是所生成的具有良好自相关属性的码。以下述方式来连接自相关和互相关功能，即原则上不能同时获得良好的自相关和互相关值。扰码可以是短的或长的。短码跨越一个符号时段，而长码跨越几个符号时段。CDMA或UMTS接收机使用伪随机扰码来减少基站间干扰。每个节点B仅具有一个唯一的主扰码，并且这被用来分开各种基站。
下面将描述包括在接收机（例如CDMA或UMTS接收机）中的解调器。举例来说，UMTS发射机和接收机中的调制方案（星座）是HS-PDSCH信道上的16QAM和正交相移键控（QPSK）。在后面的UMTS版本中，可以使用更高的调制方案，例如256QAM。调制是一种过程，在其中用载波信号乘以所传送的符号以获得要被传送的信号。解调是逆过程，即用载波信号乘以所接收的信号以获得原始传送的符号。调制符号可以被称为码片，并且它们的调制速率可以例如是3.84Mcps。
下面描述解码器，尤其是涡轮解码器和LLR发生器。涡轮解码器通过使用涡轮码将码符号解码成码字。涡轮码是一种高性能的前向纠错（FEC）码，其是非常接近信道容量的第一实际码，信道容量是信道噪声的理论最大值，在该值处仍有可能以给定码率进行可靠通信。涡轮码应用于CDMA通信系统（例如UMTS）、卫星通信和其中设计者设法在存在数据破坏噪声的情况下通过带宽或等待时间约束的通信链路实现可靠信息传递的其他应用中。现今，涡轮码正在与提供类似性能的LDPC码竞争。
涡轮编码器发送三个比特子块。第一子块是有效载荷数据的m比特块。第二子块是针对有效载荷数据使用递归系统性卷积码（RSC码）计算的n/2奇偶性比特。第三子块是针对有效载荷数据的已知置换（permutation）、同样使用RSC卷积码计算的n/2奇偶性比特。因此，利用有效载荷而发送奇偶性比特的两个冗余但不同的子块。完整的块具有m+n个数据比特，其中码率是m/(m+n)。通过被称为交织器的设备来实施有效载荷数据的置换。从硬件来说，该涡轮码编码器包含两个相同的编码器，它们使用级联方案（被称为并行级联）而彼此连接。
在传送由涡轮编码器生成的完整块之前，删余（puncturing）设备可以被用于速率匹配。该删余设备可以从有效载荷数据或者从奇偶性比特的冗余子块中移除某些比特以降低要被传送的数据块的数据率。可替换地，重复设备可以被用于速率匹配，其可以重复来自有效载荷数据或来自奇偶性比特的两个冗余子块中的任一个的某些比特，以增加要被传送的数据块的数据率。可以一起实施删余和重复，以使得可以实现非整数数据率。在接收机方，可能需要去删余（de-puncturing）或去重复设备来在解码之前执行所接收到的比特到它们的原始地址的重新映射。去删余设备可以将比特重新映射到它们的原始寻址并将零插入到删余比特的位置。去重复设备可以移除由重复设备插入的重复比特以重构可以提供给解码器的原始数据块。
可以以类似于涡轮编码器的方式来构造涡轮解码器，两个基本解码器以串联方式而非并联方式彼此互连。第一解码器以较低的速度操作，因此其针对于第一编码器，并且第二解码器相应地针对第二编码器。第一解码器产生引起第一延迟的软判定（即可靠性数据）。相同第一延迟由第一编码器中的延迟线引起。第二解码器的操作引起第二延迟。
可以作为涡轮解码器前端的LLR（对数似然比）发生器可以针对数据流中的每个比特产生一个整数。该整数是对比特是0或1的可能性的度量，并且还被称为软比特或可靠性信息。该整数例如可以从范围[-127, 127]选取，其中-127意味着“确定为0”，-100意味着“非常有可能为0”，0意味着“它有可能是0或1”，100意味着“非常有可能为1”，127意味着“确定为1”等等。这将概率特征（aspect）引入到来自LLR发生器的数据流，但是它传达关于每个比特的更多信息而不仅仅是0或1。例如，就每个比特来说，涡轮解码器的前端必须判定内部电压是高于还是低于给定阈值电压电平。对于涡轮码解码器（涡轮解码器），前端（或LLR发生器）将提供内部电压离给定阈值多远的整数度量。
为了解码数据的m+n比特块，涡轮解码器前端创建似然性度量块，其中针对数据流中的每个比特创建一个似然性度量。存在两个并行解码器，一个用于n/2比特奇偶性子块中的每一个。这两个解码器使用针对有效载荷数据的m种似然性的子块。对第二奇偶性子块起作用的解码器知道编码器用于该子块的置换。两个解码器中的每一个针对有效载荷子块中的m个比特的模式生成一种假设（利用所得到的似然性）。比较假设比特模式，并且如果它们不同，则解码器交换它们在假设中针对每个比特而具有的所得到的似然性。每个解码器结合从其他解码器得到的似然性估计以针对有效载荷中的比特生成新的假设。然后，它们比较这些新的假设。该迭代过程继续直到通常在15到18个循环中两个解码器针对有效载荷的m比特模式提出相同的假设。
图1示意性地图示根据一个实施例的设备。该设备100包含可靠性信息发生器102和解码器104，它们通过在可靠性信息发生器102和解码器104之间连接的缩放（scaling）元件106而耦合。该设备100在作为到可靠性信息发生器102的输入端的输入端处接收码符号102，并且在作为解码器104的输出端的输出端处提供码字112。
码符号110被失真D(t)所干扰，其中在失真的时间间隔δ (delta)期间出现失真。该时间间隔δ可以是预定长度δ的时间间隔δ。它还可以是具有大于δ的时段的周期时间间隔，例如大于δ长度的两倍。例如，它的长度可以是δ长度的十倍。失真D(t)可以是在时间间隔δ期间包含同步符号的同步信号。同步符号关于码符号的相对位置可以是可配置的。例如，可以将延迟应用于码符号以在同步符号和码符号之间配置期望的时间关系。可以选择后续时间间隔δ（时间间隔δ之外）之间的符号，以使得同步信号D(t)不使原始码符号114失真或者至少比在失真δ的时间间隔期间（同步）的失真更少。
在失真δ的时间间隔期间的失真D(t)级可以变化，而且失真δ的时间间隔之外失真D(t)级也会变化。典型地，在δ内的失真D(t)级大于δ外的失真D(t)级。D(t)可以是周期性的但是这不是必须的。D(t)可以是例如非周期性的同步信号，例如指示非同步传输数据分组的起始的同步脉冲，其中连续数据分组的传输之间的时间差是未知的。当设备100知道同步脉冲时，可以通过检测码符号110中的同步脉冲来确定失真的时间间隔（同步）δ。
D(t)可以是设备100已知的确定性信号。可以通过使用用于检测已知失真信号D(t)的功率的阈值来确定δ。高于该阈值的D(t)的功率指示δ的起始时间，并且低于该阈值的D(t)的功率指示δ的结束时间。
可靠性信息发生器102基于编码的符号110来生成可靠性信息116。该可靠性信息116可以是似然信息，例如LLR（对数似然比）值。似然信息可以是基于比特的以使得对于码字的单独比特b={+1,-1}，可以根据上文指示的等式（1）来确定似然信息。
缩放元件106产生可靠性信息118的加权版本。通过用权重w对可靠性信息116加权来生成可靠性信息118的加权版本。权重w可以在与失真的时间间隔δ不一致的时间期间取第一权重w1，并且可以在与失真的时间间隔δ一致的时间期间取不同于第一权重w1的第二权重w2。典型地，第二权重w2小于第一权重w1。换句话说，对可靠性信息116加权以考虑失真的时间间隔δ期间的可靠性低于失真的时间间隔δ之外的可靠性。
根据一个实施例，缩放元件106可以例如由具有时变乘法因子w的乘法器来实施，以使可靠性信息116乘以权重w1（在失真的时间间隔δ之外）和w2（在失真的时间间隔δ期间），其中w1和w2彼此不同。在下文中，为了简化并且在没有对一般性进行约束的情况下，假设在一个实施例中w1=1除非以其他方式指出。然后可以实施缩放元件106以使得在与失真的时间间隔δ不一致的时间t期间，可靠性信息发生器102直接连接到解码器104，并且在与失真的时间间隔δ一致的时间t期间，可靠性信息发生器102经由加权单元连接到解码器104，所述加权单元例如应用处于0和1之间的范围内的权重w（对应于w2）。根据一个实施例，缩放元件106可以由切换元件（未示出）来实施，所述切换元件由失真的时间间隔δ来控制，并且在第一位置其将可靠性信息116直接传到解码器104的输入端，且在第二位置其经由乘法器（乘法因子w）将可靠性信息116传到解码器104的输入端。
解码器104将码符号110解码成码字112。如果w1=1，则在与失真的时间间隔δ不一致的时间期间（例如同步脉冲）使用（未加权的）可靠性信息116，而在与失真的时间间隔δ一致的时间期间（例如同步脉冲）使用可靠性信息的加权版本118。
图2示意性地图示根据一个实施例在预定失真时间间隔期间被失真所干扰的码符号。码符号110是由HSDPA通信链路的HS-PDSCH信道（高速物理下行链路共享信道）传送的HS-PDSCH符号，其中HSDPA通信链路的SCH信道（同步信道）的同步符号使码符号110失真。失真D(t)包含16个HS-PDSCH符号，并且具有对应于预定的失真时间间隔δ的256个码片的长度。码符号110具有对应于HS-PDSCH信号的一个时隙（slot）的2560个码片的长度。HS-PDSCH信号的最先256个码片被包含SCH信道的同步符号的同步信号D(t)所干扰。HS-PDSCH信号的每个时隙被同步符号所干扰以使得失真的预定间隔δ具有256个码片的长度，并且是周期性的，周期为2560个码片的长度。SCH信道可以包括两个子信道，主SCH（P-SCH）和辅信道SCH（S-SCH），其会使HS-PDSCH信号失真。可以根据3GPP标准TS 25.211（例如版本V5.8.0）来指定HS-PDSCH信道和SCH信道。
用权重w ª [0;1]对基于与失真的预定时段（同步）δ一致的16个HS-PDSCH符号的可靠性信息（LLR值）加权，而不用权重w来对基于与失真的预定时段δ不一致（未在图2中描绘）的HS-PDSCH符号的可靠性信息（LLR值）加权。
可替换地，码符号110可以是由被SCH信道失真的HSDPA通信链路的HS-SCCH信道（高速共享控制信道）传送的HS-SCCH符号（即控制符号）。可替换地，码符号110可以是例如UMTS发布99 DPCH（专用物理信道）下行链路信道的DPCH符号。DPCH信道包含DPDCH（专用物理数据信道）数据信道和DPCCH（专用物理控制信道）控制信道。在下行链路方向上，例如可以以时分复用模式来处理数据和控制信息。对于多达八个用户的数据部分，例如其可以被打包（pack）到一起。对于特定配置，时隙内数据和控制比特的位置可以是静态的，以使得被指定给数据信道的一个特定用户或被指定给控制信道的特定控制信息总是被分配给时隙中的相同段。该段可以是暴露于由SCH信道引起的失真的一个段。因此，对于该用户/控制信息，可以应用LLR加权以减少失真的影响。参考帧起始，DPCH信道也可能被延迟，因此SCH信道也是这样。例如，可以通过系统参数的预先配置来配置该延迟，其中可以在有效范围内选择所述系统参数。
SCH不会通过构造而与携带CDMA签名的信息正交。SCH失真在时间上是突发性的，意味着UMTS时隙的每个最先的256个码片（在多径信道的情况下甚至更多）经历增加的干扰级。通过在图1中描绘的设备100，该干扰可以被抑制，以使得甚至在高码率、高调制阶数和高几何因子的情况下系统吞吐量被增加。
设备100可以另外在将码符号110馈送到可靠性信息发生器102之前执行确定性SCH消除以进一步提高系统吞吐量。确定性SCH消除意味着在移动终端中在（子）码片级上在本地重构SCH信道。利用它们的功率和信道冲激响应的估计，在数据（HS-PDSCH）和控制（HS-SCCH）信息被扩频和解码（参见下文描述的图3和图4）之前，在均衡器/Rake之前或之后，从所接收的/均衡的信号减去它们。这需要SCH的准确功率估计和码片或子码片级的对应减法电路（其可以被包括在设备100中）。
图3示意性地图示根据一个实施例的CDMA接收机。举例来说并且在没有对一般性进行约束的情况下，CDMA接收机可以是UMTS接收机。UMTS接收机300包括均衡器/rake单元302，解扰器304，多个例如15个解扩器306(1), 306(2),..., 306(15)，复用器412，LLR发生器408，缩放单元410以及解码器（例如涡轮解码器314）。
均衡器/rake单元302具有用于接收无线电信号y的输入端以及连接到解扰器304以提供均衡器输出信号y’的输出端。解扰器304具有接收均衡器输出信号y’的输入端和连接到例如15个解扩器306(1), 306(2),..., 306(15)的每一个以提供解扰的符号序列y*的输出端。解扩器306(1), 306(2),..., 306(15)中的每一个都具有接收解扰的符号序列y*的输入端，以及连接到复用器412的多个例如15个输入端的相应输入端以提供相应解扩符号序列z(1), z(2),..., z(15)的输出端。复用器412复用在其输入端处接收到的例如15个解扩符号序列z(1), z(2),..., z(15)，并且在其连接到LLR发生器408的输出端处提供经过复用的解扩符号序列z。LLR发生器408具有接收复用的解扩符号序列z的输入端，以及连接到缩放单元410以提供LLR值序列L的输出端。缩放单元410具有用于接收LLR值序列L的输入端，以及连接到涡轮解码器314以提供缩放的LLR值序列L’的输出端。涡轮解码器314具有用于接收缩放的LLR值序列L’的输入端，以及通过解码复用的LLR值序列L’来提供码字序列z’的输出端。
均衡器/rake单元302可以包含均衡器或Rake或如上文所描述的组合的Rake以及均衡器结构和如上文所描述的解调器。均衡器/rake单元302将均衡或Rake处理应用于所接收到的信号y，以便反转多径信道的影响并且相干地合并单独传播路径。
均衡器提供经过均衡的信号。通过对无线电信号y执行均衡操作来生成经过均衡的信号。该均衡操作可以例如包括通过使用均衡器302已知或估计的信道参数来使无线电信号y和逆冲激响应卷积。均衡操作可以由MLSE或MAP算法或能够将MLSE或MAP算法的计算复杂度降低到合理计算工作量的任何其他适合的算法（例如诸如算法像Rake、G-Rake、LMMSE、去相关器、迫零器、SIC/PIC、球面解码器或列表解码器）来实施。
Rake通过使用若干子均衡器或“耙齿”（即若干相关器）来利用所接收到的无线电信号y的多径信息，所述子均衡器或耙齿中的每一个都被分配给不同的多径分量。每个耙齿独立均衡无线电信号y的单个多径分量。组合所有耙齿的贡献以获得rake输出信号。
在解调器（未在图3中示出）的输入端处接收经过均衡的信号或rake输出信号或这两个信号的组合，所述解调器解调在其输入端处接收到的这一信号并且在均衡器/rake单元302的输出端处提供均衡器输出信号y’。解调器通过从调制信号恢复信息内容来解调在其输入端处接收到的调制信号。解调器可以检测基带信号的同相和正交分量的幅度或中频信号的相位或频率。解调器还可以将量化的幅度、相位或频率映射到码符号或解调的数据符号。可以并行到串行地将码符号转换成在解调器的输出端处提供的比特流，所述解调器的输出端是均衡器/rake单元302的输出端。解调器可以执行16 QAM、64 QAM或更高调制方案或QPAK或任何PSK调制方案。
均衡器/rake单元302接收包含数据字序列的无线电信号y，以及包含有效载荷数据符号的数据字。可以根据在图5中图示的预定义的冗余方案或冗余版本来为数据字序列的有效载荷数据符号排序。这允许UMTS接收机300将误差控制应用于数据传输或前向纠错（FEC）以避免重传或减少重传的次数。
解扰器304通过使用已知的扰码来解扰均衡器输出信号y’以提供解扰符号序列y*。通过该处理，移除对节点B来说唯一的已知加扰调制。使用如上所述的解扰器304，其使均衡器输出信号y’乘以比特的伪随机序列（即扰码）。扰码是对每个基站或节点B来说唯一的码，并且该码具有降低基站间干扰的良好自相关属性。
解扩器306(1), 306(2),..., 306(15)中的每一个都对解扰符号序列y*解扩以获得相应的解扩符号序列z(1), z(2),..., z(15)。在UMTS发射机中，用与信道有关的扩频码来调制与信道有关的信息以将无线电信号y提供为宽带信号。在UMTS接收机300的解扩器306(1), 306(2),..., 306(15)中，使所接收的信号与相同的与信道有关的扩频码的副本相关，以重构包括在无线电信号y中的相应信道的原始信息。当使用HSDPA时，可以为移动终端指定1到15个单独的并行HS-PDSCH信道。解扩还被称为解信道化（信道化的逆），从而降低所接收到的无线电信号y的带宽。扩频码是正交码，以使得当在UMTS接收机300中已知扩频码时，被包括在解扰符号序列y*中的与信道有关的信息可以被重构。
LLR发生器408基于在其输入端处接收到的经过复用的解扩符号序列z来生成LLR值L。对于每个HS-PDSCH信道，根据经过复用的解扩符号序列z来形成所传送的比特的软信息。该软信息（也被称为软比特或可靠性信息）是对比特是0或1的可能性的度量。它可以是整数，例如从范围[-127, 127]选取，其中-127意味着“确定为0”，-100意味着“非常有可能为0”，0意味着“它有可能是0或1”，100意味着“非常有可能为1”，127意味着“确定为1”等等。LLR发生器308(1), 308(2),..., 308(15)将概率特征引入到数据流，以传达关于每个比特的更多信息而不仅仅是0或1。
LLR发生器408为码字生成可靠性信息。对于经过复用的i=1..15个HS-PDSCH信道的LLR值L可以例如是根据等式L=log(p[bi =+1]/p[bi =-1])而确定的，其中p[bi =+1]是将被指定给相应HS-PDSCH信道i的经过复用的解扩符号序列z的单独数据比特bi 解释为+1的概率，且p[bi =-1]是将被指定给相应HS-PDSCH信道i的经过复用的解扩符号序列z的单独数据比特bi 解释为-1的概率。似然信息L被表示为似然比的对数（LLR）。可以将所检测的数据符号的单独不同比特的似然信息的绝对值加起来以提供总和的可靠性信息。
缩放单元410通过使LLR值序列L乘以缩放因子或用权重对该LLR值序列L进行加权来缩放该LLR值序列L。可以根据等式L’ = w*L来为每个时隙中的最先256个码片确定经过复用的单个HS-PDSCH信道的经过缩放的LLR值L’，并且根据等式L’ = L来为时隙中的剩余2560-256个码片确定经过复用的单个HS-PDSCH信道的经过缩放的LLR值L’，其中w表示其值在[0;1]间隔内的权重或缩放因子。根据图2，每个时隙中的最先256个码片被由SCH信道所传送的非正交符号产生的失真干扰。通过应用缩放过程，与这些失真码片相关联的LLR值对解码的影响被降低，从而导致具有较高准确度的失真鲁棒解码性能。
可替换地，可以对于每个时隙中的最先256个码片根据等式L’ = L来确定经过缩放的LLR值L’，并且对于时隙中的剩余2560-256个码片根据等式L’ = w*L来确定经过缩放的LLR值L’，其中w表示具有大于1的值的缩放因子。通过应用该可替换的缩放过程，相对于与失真码片相关联的LLR值对解码的影响，与无失真码片相关联的LLR值对解码的影响被过加权（over-weight）。而且，这种缩放导致更好的解码性能。一般来说，如已结合图1所描述的那样，可以利用两个权重w1、w2来完成缩放，其中w2比w1小，并且可选地w1或w2可以被设置成等于1。
涡轮解码器314将码符号解码成码字并且可以对应于将在下文所描述的图6中所描绘的涡轮解码器600。
LLR加权方法的有效性随着码率而改变，所述码率是系统性比特与每个码字的比特总数之间的比。码字包含例如如在图5中所图示并且下文所描述的系统性比特和冗余比特。对于低码率，改进是最明显的，而对于高码率（例如最大0.97）影响变得较不明显。因此，当增加码率时，可以增加加权因子w以便实现高性能。一般来说，如结合图1所描述的那样，可以利用两个权重w1、w2来完成缩放，其中当增加码率时，可以增加比w2/w1，并且反之亦然。可以通过改变在编码器所编码的码字的生成中的冗余信息和系统性信息之间的关系来改变码率。还可以通过改变从由编码器提供的码符号移除采样（删余（punctuate）码符号）的连续删余设备的删余程度来改变码率，由此改变系统性信息和冗余信息之间的关系。
类似地，利用调制方案（例如QPSK、16QAM、64AM、256QAM等等）来改变LLR加权方法的有效性。对于高调制方案，每个时间间隔传送更多符号，这导致用于传送冗余比特的更高容量。当冗余比特的数目增加时，可以降低加权因子w，由此将与失真码片相关联的符号衰减到更高的程度。因此，当增加调整方案等级以改进准确度时，可以降低加权因子w。一般来说，如结合图1所描述的那样，可以利用两个权重w1、w2来完成缩放，其中当增加调制等级时，可以降低比w2/w1，并且反之亦然。
UMTS接收机300还包含多个用于接收无线电信号y的天线。UMTS接收机300可以包含在MIMO（多输入/多输出）环境中使用的多个信道解码器314。当实施两个独立的码字时，例如第一信道解码器可以解码第一码字而第二信道解码器独立解码第二码字。可替换地，UMTS接收机300可以包含单个解码器314以例如顺序地或并行解码这两个码字。
图4示意性地图示根据一个实施例的CDMA接收机（例如UMTS接收机）。UMTS接收机400包括：均衡器/rake单元302，解扰器304，多个例如15个解扩器306(1), 306(2),..., 306(15)，多个例如15个LLR发生器308(1), 308(2),..., 308(15)，多个例如15个缩放单元310(1), 310(2),..., 310(15)，复用器312以及解码器（例如涡轮解码器314）。
均衡器/rake单元302，解扰器304，多个例如15个解扩器306(1), 306(2),..., 306(15)以及涡轮解码器314可以对应于如在图3中所描绘的均衡器/rake单元302，解扰器304，多个例如15个解扩器306(1), 306(2),..., 306(15)以及涡轮解码器314。然而，提供相应解扩符号序列z(1), z(2),..., z(15)的解扩器306(1), 306(2),..., 306(15) 的输出端被连接到相应LLR发生器308(1), 308(2),..., 308(15)。
LLR发生器308(1), 308(2),..., 308(15)中的每一个都具有用于接收相应解扩符号序列z(1), z(2),..., z(15)的输入端，以及连接到多个缩放单元310(1), 310(2),..., 310(15)的相应缩放单元以提供相应LLR（对数似然比）值序列L(1), L(2),..., L(15)的输出端。缩放单元310(1), 310(2),..., 310(15)中的每一个都具有用于接收相应LLR值序列L(1), L(2),..., L(15)的输入端；以及连接到复用器312的多个例如15个输入端的相应输入端以提供相应缩放的LLR值序列L*(1), L*(2),..., L*(15) 的输出端。复用器312复用在其输入端处接收到的例如15个缩放的LLR值序列 L*(1), L*(2),..., L*(15)并且在其连接到涡轮解码器314的输出端处提供复用的LLR值序列L’。涡轮解码器314具有接收复用的LLR值序列L’的输入端，以及通过解码复用的LLR值序列L’来提供码字序列z’的输出端。
多个LLR发生器308(1), 308(2),..., 308(15)中的每一个的功能可以对应于如在图3中所描绘的LLR发生器408的功能。多个缩放单元310(1), 310(2),..., 310(15)中的每一个的功能对应于如在图3中所描绘的缩放单元410的功能。缩放单元310(1), 310(2),..., 310(15)通过使相应LLR值序列L(1), L(2),..., L(15)乘以缩放因子或用权重对LLR值序列L(1), L(2),..., L(15)进行加权来缩放LLR值序列L(1), L(2),..., L(15)。可以根据等式L*(i)=w(i)*L(i)来为每个时隙中的最先256个码片确定例如i=1..15个HS-PDSCH信道的经过缩放的LLR值L*(i)，并且根据等式L*(i) = L(i)来为时隙中的剩余2560-256个码片确定例如i=1..15个HS-PDSCH信道的经过缩放的LLR值L*(i)，其中w(i)表示其值在[0;1]间隔内的权重或缩放因子。复用器312将例如15个经过缩放的LLR值序列L*(1), L*(2),..., L*(15)的软比特复用成单个复用的LLR值序列L’，其包含要被涡轮解码器314解码的码符号。
图5示意性地图示根据一个实施例的用于HSDPA传输的无线电信号的冗余版本方案。无线电信号y包含数据字序列，其中以冗余版本来为数据字的有效载荷数据符号排序。在图1中描绘的可靠性信息发生器102可以利用该冗余信息以提供可靠性信息116。如下文所描述的那样，解码器104也可以基于冗余信息来使用可靠性信息116以改进其编码性能。
图5描绘以不同冗余版本排序的四个数据字401、402、403、404。原始信息SYS可以被UMTS接收机300已知的复数函数映射成第一冗余信息R1和第二冗余信息R2。第一冗余信息R1可以包含第一部分R1A、第二部分R1B、第三部分R1C和第四部分R1D。第二冗余信息R2可以包含第一部分、第二部分R2B、第三部分R2C和第四部分R2D。原始信息SYS可以包含第一部分SYSA、第二部分SYSB、第三部分SYSC和第四部分SYSD。
以第一冗余版本0排序的第一数据字401包含全部原始信息SYS（SYSA、SYSB、SYSC、SYSD）、第一冗余信息R1的第一部分R1A和第二冗余信息R2的第一部分R2A。在第一（原始）传输期间形成以第一冗余版本0排序的第一数据字401。以第二冗余版本I排序的第二数据字402包含原始信息SYS的第一部分SYSA、第一冗余信息R1的第二部分R1B和第二冗余信息R2的第二部分R2B。在第一重传期间形成以第二冗余版本I排序的第二数据字402。以第三冗余版本II排序的第三数据字403包含原始信息SYS的第二部分SYSB、第一冗余信息R1的第三部分R1C和第二冗余信息R2的第三部分R2C。在第二重传期间形成以第三冗余版本II排序的第三数据字403。以第四冗余版本III排序的第四数据字404包含原始信息SYS的第三部分SYSC、第一冗余信息R1的第四部分R1D和第二冗余信息R2的第四部分R2D。在第三重传期间形成以第四冗余版本III排序的第四数据字404。
对于数据字401－404中的每一个，第一冗余信息R1和第二冗余信息R2的两个部分（R1A和R2A、R1B和R2B、R1C和R2C、R1D和R2D）具有近似或大约相同的长度。当形成数据字401－404时，首先用冗余信息R1、R2的相应部分来填充可用比特，并且然后用原始信息SYS的相应部分来填充空闲比特。根据重传是成功还是失败，可能需要使用以其他冗余版本排序的其他数据字执行的更多重传。HSDPA可以使用多达七个重传。
总码字CW_total包含原始信息SYS（或系统性部分SYS）、第一冗余信息R1（或第一奇偶性部分R1）以及第二冗余信息R2（或第二奇偶性部分R2）。系统性部分SYS、第一奇偶性部分R1和第二奇偶性部分R2中的每一个都可以包含N个比特。所传送的码字CW_trans（例如数据字401－404之一）可以包含3N比特的总码字CW_total中的x个比特，其中x处于从N到3N的范围内。
可以以如上所述对于数据字401、402、403、404的冗余版本来为如在图3中所描绘的LLR值L(1), L(2),...,L(15)和如在图4中所描绘的LLR值L排序。它们可以包含如下所述的系统性信息SYS和冗余信息R1和R2。根据图4的缩放单元410的缩放因子w或根据图3的缩放单元310(1), 310(2),..., 310(15)的缩放因子w(i)可以依赖于LLR值的冗余版本。以第一冗余版本排序（并且与失真的间隔一致，即在最先的256个码片期间）的LLR值可以被衰减到比以第二或第三冗余版本排序的LLR值更高的程度，或者反之亦然。（一个或多个）缩放因子w或w(i)可以依赖于包含在经过缩放的LLR值中的一类信息（系统性、第一冗余、第二冗余）。LLR值的冗余信息部分（与失真的间隔一致，即在最先的256个码片期间）例如可以被衰减到比相同LLR值的系统性信息部分更高的程度，或者反之亦然。LLR值的第一冗余信息部分（与失真的间隔一致，即在最先的256个码片期间）例如可以被衰减到比相同LLR值的第二冗余信息部分更高的等级。较高的衰减对应于w或w(i)的较小（正或负）幅度，以使得与w或w(i)的乘法导致与较高衰减对应的结果的较小幅度。
图6示意性地图示根据一个实施例的涡轮解码器的框图。涡轮解码器600可以对应于在图1中描绘的解码器104或在图3和4中描绘的涡轮解码器314。该涡轮解码器600包括第一卷积解码器602和第二卷积解码器604，这两个都对包括系统性信息606、第一奇偶性（冗余）信息608以及第二奇偶性（冗余）信息609的信息比特的相同块起作用。
如上所述，根据图5可以以包含系统性信息SYS和冗余信息R1和R2的冗余版本来为如在图3和图4中所描绘的经过缩放的LLR值L’排序。如在图5中所描绘的系统性信息SYS可以对应于如在图6中所描绘的系统性信息606。如在图5中所描绘的第一冗余信息R1可以对应于在图6中所描绘的第一奇偶性信息608。如在图5中所描绘的第二冗余信息R2可以对应于在图6中所描绘的第二奇偶性信息609。
第一卷积解码器602在第一输入端602a处接收系统性信息606，在第二输入端602b处接收第一奇偶性信息608并且在第三输入端602c处接收第一非固有LLR（对数似然比）信息610。第一卷积解码器602在第一卷积解码器602的输出端602d处提供第一APP（后验概率）LLR（对数似然比）信息612。第一加法器614将逆系统性信息606、逆第一非固有LLR信息610和第一APP LLR信息612相加以提供第一相加信息，将其与第一加权因子W1相乘以获得在第二卷积解码器604的第三输入端604c处接收的第二非固有LLR信息616。第二卷积解码器604的第一输入端604a接收由交织器П交织的系统性信息606。第二卷积解码器604的第二输入端604b接收第二奇偶性信息609。第二卷积解码器604在该第二卷积解码器604的输出端604d处提供第二APP LLR信息618。第二加法器620将由交织器П交织并且被反转的系统性信息606、逆第二非固有LLR信息616和第二APP LLR信息618相加以提供第二相加信息，将其与第二加权因子W2相乘并且被去交织器П-1去交织以获得在第一卷积解码器602的第三输入端602c处接收的第一非固有LLR信息610。
可选地，软映射器622对第二APP LLR信息618执行软映射操作以在涡轮解码器600的输出端处提供软编码的输出信息624。软映射器622的映射可以依赖于冗余版本（RV），以其来编码包含系统性信息606和奇偶性（冗余）信息608、609的码字。可替换地，可以在解码器600的输出端处提供第二APP LLR信息618作为硬编码的输出信息。
涡轮解码器600的解码是一种交换可靠性信息的迭代过程。在每个迭代中，每个卷积解码器602、604针对作为软输出（可靠性信息）的每个所接收的比特来计算LLR（对数似然比）。每个卷积解码器602、604的软输出被修改以便仅反映出其自己在所接收的信息比特中的信心（confidence）。每个LLR的正负号（sign）指示所接收的信息比特被作为“+1”或“-1”而发送，绝对值是相应-1/+1判定中信心的度量。卷积解码器602、604可以是最大的后验（MAP）解码器。
图7示出示意性图示根据一个实施例依赖于UMTS接收机的失真功率的数据吞吐量和信噪比之间的关系的图表。所述曲线示出在针对信噪比Ior/Ioc为50dB的AWGN（加性高斯白噪声）信道的不同SCH功率设置的情况下的有效性。使用对应于UMTS接收机300的5个HS-PDSCH信道，所述UMTS接收机300具有代替在图3中所描绘的15个HS-PDSCH信道的5个HS-PDSCH信道。调制方案是16QAM星座。传输块长度（TBL）是8125。对于16QAM星座，根据3GPP TS 25.211规范的HS-PDSCH信道的每个时隙存在640个比特。在图2中描绘了HS-PDSCH信道的一个时隙。因为HS-PDSCH信道的每个帧具有15个时隙，所以HS-PDSCH帧具有9600比特的长度。传输块长度对应于每个HS-PDSCH帧的系统性比特的数目。码率被确定为系统性比特的数目（TBL=8125）与每个HS-PDSCH帧的比特总数（=9000）的比。对于在图7中所描绘的图表，该比为0.846。与i=5个HS-PDSCH信道相关联的缩放因子w(i)等同地设置成w=0.75，其对应于因子0.25的衰减。
对于第一曲线701，使用-12dB且没有校正失真的SCH功率设置，即权重w(i)被设置成1。当信噪比Ec/Ior从-6.5dB降低到-8.5dB时，数据吞吐量（TP）从4000kbps减少到2000kbps。第二曲线702描绘当失真校正（corr）和加权因子w=0.75一起使用时的表现。数据吞吐量直到信噪比Ec/Ior降到低于-11dB才减少。
对于第三曲线703，使用-15dB且没有校正失真的SCH功率设置。当信噪比Ec/Ior从-9dB降低到-11dB时，数据吞吐量（TP）从4000kbps减少到2000kbps。第四曲线704描绘当失真校正（corr）和加权因子w=0.75一起使用时的表现。在所描绘的从-5dB变到-12dB的信噪比Ec/Ior范围中可以看到数据吞吐量没有减少。
对于第五曲线705，使用-18dB且没有校正失真的SCH功率设置。当信噪比Ec/Ior低于-11dB时，数据吞吐量（TP）开始从4000kbps减少。第六曲线706描绘当失真校正（corr）和加权因子w=0.75一起使用时的表现。在所描绘的从-5dB变到-12dB的信噪比Ec/Ior中可以看到数据吞吐量没有减少。
图7示出在缩放w=0.25（corr）时，解码性能增加大约4.5dB。
图8示出示意性图示根据一个实施例依赖于UMTS接收机的LLR的权重的数据吞吐量和信噪比之间的关系的图表。测量场景对应于图7的场景，差别是-12dB的SCH功率设置被用于所有曲线并且权重w是变化的。
对于第一曲线801，使用1.0的权重（即没有加权）。当信噪比Ec/Ior从-7dB降低到-8.5dB时，数据吞吐量（TP）从4000kbps减少到2000kbps。对于第二曲线802，使用0.9的权重（即衰减为0.1）。当信噪比Ec/Ior从-7.1dB降低到-9dB时，数据吞吐量（TP）从4000kbps减少到2000kbps。对于第三曲线803，使用0.8的权重（即衰减为0.2）。当信噪比Ec/Ior从-7.5dB降低到-9.5dB时，数据吞吐量（TP）从4000kbps减少到2000kbps。
第四曲线804、第五曲线805、第六曲线806、第七曲线807、第八曲线808、第九曲线809和第十曲线810图示当使用0.7、0.6、0.5、0.4、0.3、0.2和0.1的权重时的吞吐量性能。随着权重的减小，吞吐量降低的范围从较高信噪比移位到较低信噪比。
从图8所描绘的十条曲线看到，当使用0.1的权重时曲线810对应于所获得的最佳吞吐量。图8示出w=0.1的加权因子使解码性能增加甚至多于4.5dB。
一种用于对在失真的预定时间间隔期间被失真所干扰的码符号进行失真鲁棒解码的方法包括基于码符号提供可靠性信息以及将码符号解码成码字。解码使得通过在与失真时间间隔不一致的时间期间应用第一权重并且在与失真时间间隔一致的时间期间应用不同于第一权重的第二权重来从可靠性信息生成经过加权的可靠性信息。
此外，虽然本发明实施例的具体特征或方面已经仅相对于几个实施方式之一被公开，但是这种特征或方面可与其它实施方式的一个或多个其它特征或方面组合，这对于任何给定或具体应用可能是期望的和有利的。而且，就在详细说明或权利要求书中使用术语“包含”、“具有”、“有”或它们的其它变型来说，这种术语以类似于术语“包括”的方式是包含性的。而且，应该理解，本发明的实施例可用分立电路、部分集成电路或完全集成电路或编程装置来实现。还有，术语“示范性”、“举例来说”、以及“例如”仅表示为示例，而不是最佳或最优的。还要认识到，为了简化和便于理解的目的，本文描绘的特征和/或元件相对于另一个用具体尺度示出，并且实际的尺度可能大大不同于本文示出的。
尽管在这里已经示出并描述了具体的实施例，但本领域普通技术人员将意识到多种替换和/或等价实施方式可以替代示出和描述的具体实施例而不脱离本发明的范围。例如，在UMTS接收机的上下文中描述的实施方式可以应用于CDMA接收机或与诸如GSM或其派生之类的其他技术标准有关或者应用其他多接入方案（例如TDMA、FDMA等等）的移动通信接收机。本申请旨在覆盖在这里讨论的具体实施例的任何改变或变型。因此，本发明旨在仅由权利要求及其等价物来限制。

Claims (25)

1. 一种用于解码在失真时间间隔期间被失真所干扰的码符号的设备，包括：
可靠性信息发生器，其被配置成基于所述码符号来提供可靠性信息；以及
解码器，其被配置成基于经过加权的可靠性信息来将所述码符号解码成码字，
其中通过在与失真时间间隔不一致的时间期间应用第一权重到可靠性信息并且在与失真时间间隔一致的时间期间应用不同于第一权重的第二权重到可靠性信息来从可靠性信息生成经过加权的可靠性信息。
2. 根据权利要求1所述的设备，其中为所述码符号的每个比特提供作为一个数字的可靠性信息，所述数字具有指示比特状态的正负号以及指示所述比特在所指示的状态中的可靠性的幅度。
3. 根据权利要求1所述的设备，其中可靠性信息包括似然信息、对数似然比以及概率中的一个。
4. 根据权利要求1所述的设备，其中失真时间间隔是周期性的。
5. 根据权利要求1所述的设备，其中失真是包括同步符号序列的同步信号或者由包括同步符号序列的同步信号引起，其中同步符号关于码符号的相对位置是可配置的。
6. 根据权利要求1所述的设备，其中解码器包括涡轮解码器、LDPC解码器、卷积解码器、包括交织器的解码器以及利用可靠性信息的解码器中的一个。
7. 根据权利要求1所述的设备，其中第二权重小于第一权重。
8. 根据权利要求1所述的设备，其中第一权重或第二权重或这两者依赖于所述码符号的码率。
9. 根据权利要求8所述的设备，其中当增加所述码率时，第二权重与第一权重的比增加。
10. 根据权利要求1所述的设备，其中第一权重或第二权重或这两者依赖于所述码符号的调制星座方案。
11. 根据权利要求10所述的设备，其中对于调制星座方案的较高等级而言的第二权重与第一权重的比小于对于调制星座方案的较低等级而言的第二权重与第一权重的比。
12. 根据权利要求10所述的设备，其中调制包括QPSK、16QAM、64QAM和256QAM中的一个或多个。
13. 根据权利要求1所述的设备，还包括：
均衡器，其被配置成均衡由所述设备接收的无线电信号，由此提供经过均衡的信号；
解调器，其被配置成解调经过均衡的信号，由此提供解调符号；
解扰器，其被配置成对解调符号解扰，由此提供解扰符号；以及
解扩器，其被配置成对解扰符号解扩，由此向所述解码器提供码符号。
14. 一种用于对在失真时间间隔期间被失真所干扰的码符号进行失真鲁棒解码的方法，包括：
基于所述码符号来提供可靠性信息；以及
基于经过加权的可靠性信息来将所述码符号解码成码字，
其中通过在与失真时间间隔不一致的时间期间应用第一权重并且在与失真时间间隔一致的时间期间应用不同于第一权重的第二权重来从可靠性信息生成经过加权的可靠性信息。
15. 根据权利要求14所述的方法，其中为所述码符号的每个比特提供作为一个数字的可靠性信息，所述数字具有指示比特状态的正负号，并且具有指示所述比特在所指示的状态中的可靠性的幅度。
16. 根据权利要求14所述的方法，其中可靠性信息包括对数似然比以及概率中的一个。
17. 根据权利要求14所述的方法，其中失真是包括同步符号序列的同步信号或者由包括同步符号序列的同步信号引起。
18. 根据权利要求14所述的方法，其中第二权重小于第一权重。
19. 根据权利要求14所述的方法，其中第一权重或第二权重或这两者依赖于所述码符号的码率。
20. 根据权利要求19所述的方法，当增加所述码率时，第二权重与第一权重的比增加。
21. 根据权利要求14所述的方法，其中第一权重或第二权重或这两者依赖于所述码符号的调制星座方案。
22. 根据权利要求21所述的方法，其中对于调制星座方案的较高等级而言的第二权重与第一权重的比小于对于调制星座方案而言的较低等级的第二权重与第一权重的比。
23. 一种用于接收在同步时间间隔期间被同步信号所干扰的无线电信号的CDMA接收机，包括：
均衡器，其被配置成均衡无线电信号以提供经过均衡的信号；
解调器，其被配置成解调经过均衡的信号以提供解调符号序列；
解扰器，其被配置成利用扰码来解扰解调符号序列以提供解扰符号序列；
解扩器，其被配置成利用扩频码来解扩解扰符号符号序列以提供码符号序列；
LLR发生器，其被配置成基于码符号序列来生成对数似然比；以及
涡轮解码器，其被配置成基于经过加权的对数似然比来将码符号序列解码成码字序列，
其中通过在与同步时间间隔不一致的时间期间应用第一权重并且在与同步时间间隔一致的时间期间应用不同于第一权重的第二权重来从对数似然比生成经过加权的对数似然比。
24. 根据权利要求23所述的CDMA接收机，其中在HS-PDSCH信道上接收或在HS-SCCH信道上接收或在DPCH信道上接收包括时分复用的数据和控制信息的无线电信号。
25. 根据权利要求23所述的CDMA接收机，其中同步时间间隔包括256个码片的长度并且具有周期为2560个码片的周期性。
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