CN1204189A - 接收设备和信号接收方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及接收设备,目的是进行高精度最大似然率序列估计和以改进的精度恢复发送的数据。由于提供了接收装置(31、32),加权装置(35)和解码装置(16),接收发送信号时,接收装置输出接收的信号(S27),该加权装置用于计算表示发送接收信号的时隙可靠性的加权系数和将这个加权系数乘以该接收信号并且输出,解码装置用于解码加权装置发送的接收信号(S29)和恢复之,在解码装置加上时隙可靠性时可进行最大似然率序列估计,因此,即使在通信质量随时隙变化的情况下,仍能以改进的精度恢复发送的数据。

Description

接收设备和信号接收方法

本发明涉及一种接收设备和信号接收方法，特别是可应用到诸如便携电话系统之类的无线通信系统的接收设备和信号接收方法。

在这种类型的无线通信系统中，一个提供通信服务的区域部划分成具有要求大小的一些网孔和在每个网孔中分别设置作为固定的无线站的一个基站，和作为移动无线站的便携电话设备安排为与该便携电话存在的网孔中的基站进行无线通信。虽然已经提出了各种类型的通信系统，但是，一种典型的设备是称为TDMA的时分多址系统。

这种TDMA系统是分别划分预定频率信道为如图1A和1B所示的固定时间宽度F0、F1、…的帧和进一步划分帧为固定时间宽度TS0到TS1的时隙，和当利用一个公共频率信道将时隙TS0分配给他的自己的站时，用户发送传输信号这种系统使得实现多路通信(即复用通信)成为可能，各个用户共享一个公共频率和频率可以有效地利用。在下文中分配传输的时隙TS0称为时隙TX，和将由一个发送时隙TX发送的数据块称为时隙。

下面将参照图2A、2B、3A和3B描述利用TDMA系统发送和接收数字信号的无线通信系统的发送设备和接收设备。关于此，表示在图2A、2B、3A和3B中的发送设备和接收设备设置在便携电话系统的便携电话设备和基站中，和用于从便携电话设备到基站或者从基站到便携电话设备的通信。

如图2A所示，发送设备1粗略地由卷积编码电路2、交错缓冲器3、成时隙处理电路4、差分正交相移键控(DQOSK)调制电路5、发送电路6和天线7组成，首先，发送的传输数据S1输入到卷积编码电路2。

卷积编码电路2包括固定级数的寄存器和异或电路，和该编码电路对输入的发送数据S1施加卷积编码和输出产生的发送码元S2到交错缓冲器3。交错缓冲器3在其存储区中顺序地存诸发送码元S2，和当发送码元S2存储在所述整个存储区(即，所要求的发送码元S2的量进行存储)时，该交错缓冲器按随机的次序改变传输码元S2的次序(在下文中这种改变次序称为交错)和输出产生的发送码元S3到成时隙处理电路4。关于此，交错缓冲器3具有多个时隙的存储容量，使得对多个时隙的发送码元可以在大量的传输时隙TX范围中进行扩展。

成时隙处理电路4划分所述发送码元S3为各时隙中，以便分配发送码元S3到各发送时隙TX中和顺序地每个时隙地输出分时隙的传输码元S4到DQOSK调制电路5。DQOSK调制电路5通过对每时隙馈送的发送信号S4施加DQOSK调制处理，形成由相位值表示的码元信息的发送码元S5和输出这个信号到发送电路6。

发送电路6在对每个时隙馈送的发送码元S5施加滤波处理后，变换所述发送信号S5为模拟信号，和通过施加频率变换为模拟发送信号，形成具有固定频率信道的发送信号，和在放大这个信号到固定功率后，经由天线7发送这个信号。因此，划分为各个时隙的发送信号S6从发送设备1与发送时隙TX同步地进行发送。关于此，为了参考的目的，上述发送设备1的每个电路进行的信号处理的简化草图表示在图2B。

另一方面，如图3A所示，接收设备10粗略地由天线11、接收电路12、DQOSK调解电路13、时隙连接处理电路14、去交错缓冲器15和维特比解码电路16组成，和通过天线11接收从发送设备1发送的发送信号S6和作为接收信号S11输入这个信号到接收电路12。接收电路12在放大该接收输入信号S11后，通过对所述接收信号S11施加频率变换提取出基带信号和通过对这个基带信号施加滤波处理后，通过变换基带信号为数字信号，提取出DQOSK调制的接收信号S12，和输出这个信号到DQOSK解调电路13。

DQOSK解调电路13通过对接收信号S12施加DQOSK解调处理提取出码元信息和作为接收的码元S13输出这个信息到时隙连接处理电路14。关于此，这个接收码元S13的值不是诸如“0”或“1”之类的二进制信号，而是多电平信号，因为在传输路径时已经叠加上噪声分量。时隙连接处理电路14是在一帧一帧的基础上连接分段得到的接收信号S13使之变为连续信号的电路，和当接收码元S13存储后面级的去交错缓冲器15的存储器容量时，连接所述接收码元S13和输出连接的接收码元S14到去交错缓冲器15。

去交错缓冲器15具有用于多时隙的存储容量，和在顺序存储馈送到内部存储区的接收码元S14后，利用与在发送设备1的交错缓冲器3进行的过程相反的过程变换所述接收码元S14次序，使之恢复接收码元S14到原来的顺序和输出恢复的接收码元S15到维特比解码电路16(在下文中恢复到以来的次序的过程称为去交错)。维特比解码电路16包括一个软判定维特比解码电路和根据接收码元S15考虑到卷积码的格子，通过估算最大似然率条件可以从所有改变条件中取出数据(即，最大似然率序列估算)，表示发送数据的接收数据S16恢复和输出。关于此，图3B表示上面解释的接收设备10的每个电路进行的信号处理的简图。

但是，在接收设备10中，通过维特比解码电路16进行最大似然率序列估算，恢复接收的数据S16。然而，为了以高精度恢复接收的数据，进一步改善最大似然率序列估算的效率是人们期望的。

在下面的段落中这一点将要更具体地描述。如上所述从DQOSK解调电路13馈送的接收码元S13是多电平信号。这个多电平信号的值粗略地表示接收码元的可靠性。维特比解码电路解码这样的多电平信号一般叫做软判定维特比解码电路，一般地，当附加每个码元的可靠性时，该电路通过进行最大似然率序列估算恢复数据。另一方面，进行解码具有“-1”或“+1”值的二进制值信号的维特比解码电路一般叫做硬判定维特比解码电路。当对这种硬判定维特比解码电路与软判定维特比解码电路进行比较时，一般来说，所述软判定维特比解码电路比硬判定维特比解码电路可以进行较高的精度最大似然率序列估算。原因是在软判定维特比解码电路的情况下，因为反映可靠性的多电平信号已经输入，可以进行反映可靠性的估算。因此，为了增加最大似然率序列估算的精度，认为如果码元的可靠性已反映到输入到维特比解码电路的信号中将是比较好的。

但是，在TDMA系统的情况下，接收码元是在分别划分成各个时隙后发送的，和具有通信质量逐时隙变化的可能性。因此，在这种情况下，认为如果表示时隙的通信质量可靠性的值反映到通过该时隙发送的所述码元值中，则维特比解码电路的最大似然率序列估算可以以较高的精度进行。特别是，当交错是在多时隙进行时，如果不反映可靠性，由于可靠性是随时隙变化的，所以可能进行错误的估算。

鉴于上面所述，本发明的目的是通过进行高精度最大似然率序列估算提供能够更精确地解码发送的数据的接收设备和信号接收方法。

通过提供接收包含一组预定信息单元信号的接收方法，本发明的上述目的和其它目的已经实现。该接收方法包括接收信号；对每个预定信息单元计算表示接收信号的可靠性的加权系数；由加权系数加权接收信号；和解码加权的信号的步骤。

另外，按照本发明，用于接收包含一组预定信息单元的信号的接收设备包括：接收信号的接收装置；用于对每个预定信息单元计算表示从接收装置输出信号的可靠性的加权系数的加权系数计算装置；利用加权系数加权从接收装置输出的信号的加权装置；和用于解码从加权装置输出的信号的解码装置。

当结合附图阅读本说明书时，从下面的详细描述中本发明的特性、原理和用途将会变得更清楚了，在各附图中，相同的部分是由相同的标号或字符表示的。

在各个附图中：

图1A和1B是解释TDMA系统的原理示意图；

图2A和2B是表示常规无线通信系统的发送设备的方框图；

图3A和3B是表示常规无线通信系统的接收设备的方框图；

图4是按照本发明的一个实施例的无线通信系统的发送设备的方框图；

图5是表示该无线通信系统的接收设备的方框图；

图6是表示该发送设备的随机相移电路的方框图；

图7是表示该接收设备的随机反相移电路的方框图；

图8是表示接收设备的解调电路的方框图；

图9是表示该解调电路的计算单元的方框图；

图10是表示该计算电路的调整电路的方框图；

图11是解释时隙的可靠性反映的情况和时隙的可靠性未反映的情况之间进行比较的误码率特性曲线图；

图12是解释计算的信噪功率比S／N和测量的信噪功率比S／N之间进行比较的特性曲线图；

图13是表示按照第二实施例的解调电路的方框图；

图14是表示按照第三实施例的解调电路的方框图；

图15是表示按照第三实施例的解调电路的计算单元的方框图；

图16是表示按照第四实施例的解调电路的方框图；

图14是解释当接收码元π／4相移时变换到复数平面的正上象限的接收码元的相位的简单线性图；

图18是解释当受到干扰波影响时的相位示意图；

图19是表示按照第四实施例的解调电路的计算单元的方框图；

图20是表示按照第五实施例的解调电路的方框图；

图21是表示按照第六实施例的解调电路的方框图；

图22是表示获得信号／干扰噪声功率比S／(I+N)的表的图；

图23是表示按照第七实施例的解调电路的方框图；

图24是解释当相移到复数平面的I轴时接收码元的示意图；

图25是解释当接收干扰波的情况下的示意图；

图26是表示偏离值比RQ／I和信号／干扰波比S／I之间关系的特性曲线图；

图27是表示照第八实施例的解调电路的方框图；

图28是说明通过计算获得的信号／噪声功率比S／N的特性曲线图；

图29是表示按照另外的实施例的计算单元的构成的方框图；

图30是表示按照另外的实施例构成的解调电路的方框图；

图31是表示按照另外的实施例的无线通信系统的发送设备的方框图；和

图32是表示按照另外的实施例的无线通信系统的接收设备的方框图。

本发明的各优选实施例将参照各附图进行描述：

(1)第一实施例

首先，将参照图4和5描述本发明应用的无线通信系统的一般结构。在图4中，与图2A和2B对应的各个部件以相同的标号予以表示，20一般表示诸如便携电话系统之类的无线通信系统的发送设备，和该设备具有几乎与表示在图2A和2B中的发送设备相同的结构，除了增加随机相移电路外。在这个发送设备20中，从成时隙电路4输出的发送码元馈送到DQPSK调制电路5。DQPSK调制电路5是通过发送码元S4施加DQPSK调制处理形成其码元信息是以相位值表示发送信号的电路。在这个实施例的情况下，产生π／4相移的DQPSK调制处理(即，通过从以前的码元相移变化π／4，最大相移变化控制为±3π／4)。由这种处理形成的发送信号S5馈送到随机相移电路21。

随机相移电路21通过连续利用每码元随机产生的相位数据乘输入发送信号S5，对发送信号S5施加随机相移。在这种情况下，如图6所示随机相移电路21是由随机相移数据产生电路21A和乘法器21B组成的。随机相移数据产生电路21A具有一个初始相位值，该值是由通信信道(例如，在便携电话系统中，由基站)事先变化的，和在一个预定规则的基础上从所述初始相位值顺序地产生随机相位值和输出表示该相位值的相位数据S22到乘法器21B。关于此，这个相位数据S22是具有幅度为“1”的随机相位值的复数。乘法器21B通过连续利用每码元的相位数据S22的复数乘输入的发送信号S5的复数对发送信号S5进行随机相移。因此，利用随机相移产生的发送信号S20发送到发送电路6。

通信的接收侧安排得具有与上述初始相位值相同的初始相位值，和按照相同的程序产生与发送侧相同的相位数据。如果接收信号这个相位数据划分进行恢复处理，则附加随机相移前的信号可以恢复。关于此，如果不是通信的另一方的某方接收了附加这个随机相移的发送信号，则他不能恢复原来的信号，因为他不具有相同的初始相位值。因此，如果通信将由每个通信信道利用不同初始相位值进行，即使在每个通信相互变为干扰波的情况，非通信方的信号，即干扰波，这些下扰波的相位仍然处于随机状态和这些干扰波可以看上去变为半噪声。

另外按照这个实施例，发送电路6在进行滤波处理为发送信号S20后，变换所述发送信号S20为模拟信号和通过变换频率为模拟发送信号，形成具有固定频率信道的发送信号S21和在放大这个信号到预定功率后，通过天线7发送这个信号。

然后，在图5中与图3A和3B中的相应部件以相同标号给出，标号30一般表示按照本发明的无线通信系统的接收设备，和除了具有接收电路31、随机反相移电路32和解调电路33外，该设备具有与表示在图3A和3B中的接收设备几乎相同的结构。首先，天线11接收从发送设备20发送的发送信号S21和作为接收信号S25输入这个信号到接收电路31。接收电路31在放大馈送的该接收信号S25到预定电平后，通过对所述接收信号施加频率变换提取出基带信号，和在对这个基带信号施加滤波处理后提取出通过数字化所述基带信号附加相移的接收信号S26，和输出这个信号到随机反相移电路32。关于此，在输出接收信号S26的情况下，这个接收电路31的模-数变换电路在放大该接收信号使得每个时隙的功率变为恒定之后，输出这个信号。按照这种无线通信系统，因为信号是按逐时隙发送的，存在着在传输路由上接收的衰落的每个时隙的变化可能性，因此有可能信号功率每个时隙是变化的。

对于输入接收信号S26，随机反相移电路32通过连续对表示与发送侧相同相位值的相位数据施加除法处理，恢复规定的所述接收信号S26的随机相移为原来的相移。实际上，如图7所示，随机反相移电路32是由随机相位数据产生电路32A和乘法器32B构成的。随机相位数据产生电路32A具有与发送侧相同的初始相位值，和根据与发送侧相同的固定规则从所述初始相位值产生与发送侧相同的相位值，和输出表示与乘法器32B的相位值具有共扼关系的相位值的相位数据S33(在图中“*”表示共扼关系)。关于此，这个相位数据S33是具有与在发送侧产生的相位值共扼的相位值的幅度为“1”的复数。乘法器32B通过由每码元的相位数据S33的复数乘以输入的接收信号S26的复数，抵消附加到所述接收信号S26上的相位变化和恢复到原来的相位条件。因此，如果利用具有与发送侧的相位数据共扼关系的相位数据S33，则利用乘法器32B代替除法器可以执行反相移。

由随机反相移电路32恢复到原来的相位的接收信号S27馈送到接着的解调电路33。解调电路33是由DQPSK调解电路34和加权电路35组成的，和分别输入接收信号S27到DQPSK解调电路34和加权电路35。DQPSK解调电路34通过对接收信号S27施加DQPSK解调处理提取码元信息和作为接收码元S28输出这个信号到加权电路35。加权电路35计算时隙的可靠性，通过该可靠性所述接收信号S27已经根据接收信号S每时隙发送，和计算对应于该可靠性的加权系数。然后，加权多路35以加权系数乘以接收码元S28，反映该时隙的可靠性的到所述接收码元S28的信号电平上，和输出产生的接收码元S29到时隙连接处理电路14。

时隙连接处理电路14是连接接收码元S29的电路，使得分段获得的接收码元S29变为连续信号，和当该接收码元S29存储在最后级的去交错缓冲器15的存储容量时，连接所述接收码元S29和输出这个连接的码元S30到去交错缓冲器15。去交错缓冲器15具有用于多时隙的存储容量，和在连续存储馈送到内部存储区的接收码元S30后，利用与发送设备20的交错缓冲器3进行的改变次序相反的过程改变所述接收码元S30的次序和恢复原来的次序，和输出产生的接收码元S31到维特比解码电路16。

维特比解码电路16是由软判定维特比解码电路组成的和通过对输入的接收码元S31进行最大似然率序列估算，恢复表示发送的数据的接收数据S32。这种情况下，在前级的加权电路35中，接收码元S28计算和接收码元S28发送的时隙的可靠性乘以表示该时隙的可靠性的加权系数。因此，将要馈送到维特比解码电路16的接收码元S31的信号电平变为对应于该时隙的可靠性的程度，和即使在通信质量随时隙改变的情况中，通过可靠性通信质量反映到信号电平中。因此，如果这样的接收码元S31可能输入到维特比解码电路16，则维特比解码电路16当附加了每时隙的可靠性的情况下，进行最大似然率序列估算，因此最大似然率序列估算可以以较高的精度进行和接收数据可以以进一步改善精度的发送恢复。

下面，将参照图8更具体地描述解调电路33的结构。如图8所示，在解调电路33中，从随机反相移电路32馈送的构成复数信号的接收信号S27馈送到由乘法器40和延迟电路41组成的DQPSK解码电路。乘法器40接收从延迟电路41发送的延迟一个码元的接收信号S35，和通过利用一个码元以前的接收信号S35的的共扼值乘以输入的接收信号S27，从所述接收信号S27中提取接收码元S28。通过这种相乘处理提取出来的接收码元S28是DQPSK调制的码元信息。这个接收码元S28馈送到接着的先进-先出缓冲器(下文称为FIFO缓冲器)42和连续进行存储。FIFO缓冲器42保持接收码元S28，直至该码元累加一个时隙和当该码元累加一个时隙时，FIFO缓冲器42输出所述接收码元S28到接着的乘法器43。

而且，通过乘法器40取出的接收码元S28还馈送到由加权系数计算单元52组成的暂时判定电路44。这个暂时判定电路44暂时地判定接收码元S28的相位状态，这时相位状态是DQPSK的4相状态和输出具有表示暂时判定的相位状态是“1”的幅度的复数信号到乘法器45。从延迟电路41发送的延迟一个码元的接收信号S35馈送到乘法器45，和所述乘法器45利用延迟一个码元的的接收信号S35乘以来自暂时判定电路44的复数信号S36，构成根据暂时判定结果的DQPSK调制信号，即接收信号S27的再生信号。在下文中，这个信号称为相对于原来接收信号S27的复制信号S37。

由乘法器45构成的复制接收信号S37馈送到减法器46。在减法器46中，原来的接收信号S27也输入，和减法器46从原来的接收信号S27中减去复制接收信号S37和输出表示相减结果的信号分S38到第一平方律电路47。在这种情况下，如果暂时判定电路44的判定结果是正确的，当进行试探性判定时，这个信号分量S38变为此时包含在接收信号S27中的两个噪声分量的信号和包含在前面接收信号的一个码元中的噪声分量进行组合。

第一平方律电路47通过平方每个码元的噪声分量的幅度，获得每个码元的噪声分量的功率和输出这个噪声功率S39到加法器48。第一加法器48相加从第一平方律电路47输出的每个码元的噪声功率S39，获得加上构成一个时隙的所有码元的噪声功率的一个时隙的噪声功率S40和输出这个功率到计算器49。

而且，从随机反相移电路32馈送的接收信号S27还馈送到第二平方律电路50。第二平方律电路50通过平方接收信号S27的幅度获得接收信号S27的每个码元的功率和输出这个信号功率S41到第二加法器51。该第二加法器51通过将从第二平方律电路50输出的每个码元的信号功率S41相加，计算加上组成一个时隙的所有码元的信号功率的一个时隙的信号功率S42，和输出这个功率到计算器49。关于此，这个信号功率S42表示接收信号S27的信号功率和这个功率是实际信号分量功率和噪声分量功率进行组合的信号功率。

计算器49根据输入的接收信号S27的噪声功率S40和信号功率S42计算表示时隙可靠性的加权系数S43后，输出这个信号到乘法器43。乘法器43利用加权系数S43乘以将从FIFO缓冲器42输出的接收码元S28，反映时隙的可靠性到接收码元S28的幅度中。因此，可以形成反映时隙可靠性的接收码元S29。

此时，计算单元49的结构表示在图9。计算单元49包括加权系数计算表49A和调整电路49B。加权系数计算表49A是由存储了加权系数表和规定了预定参数的存储器构成的，对应于所述参数的加权系数可以读出。这个加权系数是表示时隙可靠性，即通信质量的系数和表示信号与噪声的功率比的系数。调整电路49B根据输入的噪声功率S40和信号功率S42计算读出的加权系数的参数SP，和在加权系数计算表49A中通过规定所述参数SP，读出对应于参数SP的加权系数和输出这个系数作为加权系数S43。

这里，在下面的段落中将描述调整电路49B的结构。如图10所示，例如调整电路49B是由1／2电路49BA、除法电路49BB和计算电路49BC组成的。首先，如上所述，因为噪声功率S40是两个码元的噪声功率S39的和，噪声功率是实际噪声功率的两倍那么大。因此，噪声功率S40馈送到1／2电路49BA和将所述噪声功率S40分成两半，获得实际的噪声功率。这个噪声功率馈送到除法电路49BB和在这里进行除法处理。除法器49BB利用信号功率S42除以输入的噪声功率，获得噪声“N”对信号功率“S”的比。在这种情况下，因为信号功率S42含有噪声分量，这里可获得的信号噪声比是N／(S+N)。关于此，如果当计算噪声功率S40时所用的码元数和当计算信号功率S42时所用的码元数不同，则噪声功率S40可以码元数归一化和在利用码元数归一化信号功率S42后，可以获得噪声对信号功率N／(S+N)比。

在这种情况下，在加权系数计算表49A中存储一个表示噪声对信号功率N／(S+N)比相对于信号对噪声功率S／N比(这个值是根据实际值进行估算的值)的表，和计算电路49BC假设将从除法器49BB馈送的噪声对信号功率N／(S+N)比为参数SP，从加权系数计算表49A中读出对应的信号对噪声功率S／N比和输出这个系数作为加权系数S43。关于此，如果暂时判定电路44进行差错暂时判定，则噪声功率S40的值低于实际噪声功率，因此，对于可能存储在加权系数计算表49A中的部分，噪声对信号功率N／(S+N)比和信号对噪声功率S／N比的表进行校正。

按照上述结构，在接收设备30的情况下，解调电路33执行接收码元S28的暂时判定，根据暂时判定结果S36和前面接收的一个码元信号S27复制接收信号S27，构成复制接收信号S37的复制品。和通过提取这个接收信号S37的复制品与原来接收信号S27之间的差，获得每个码元的噪声分量S38和根据这个获得每个时隙的噪声功率S40。另外，在此同时，获得原来接收信号S27的一个时隙的信号功率S42。根据这个获得的噪声功率S40和信号功率S42，获得该时隙的表示信号对噪声功率S／N比的加权系数S43和该系数与接收码元S28相乘。通过每个时隙进行这种操作，该时隙的信号对噪声功率S／N比反映到接收码元S28的幅度中，因此，形成反映时隙可靠性的接收码元S29。如果这种反映时隙可靠性的接收码元S29经由时隙连接处理电路14和最后级的去交错缓冲器15输入到维特比解码电路16中，则所述维特比解码电路16可以在附加了每个时隙的可靠性的情况下进行最大似然率序列估算，和接收的数据可以以较高的精度进行解码。

关于此，在图11中表示出时隙的可靠性通过由一个加权系数乘以接收码元S28反映的情况和可靠性不反映的情况的接收信号的误码率。表示在图中的系统负载表示在该无线通信系统中信道的利用系数和这个系数正比于干扰波功率。从图11中清楚看出，当时隙可靠性反映到接收码元S28中时可以更为精确地恢复接收数据。

而且，在接收设备30的情况下，因为时隙的信号对噪声功率S／N比作为一个加权系数存储在加权系数计算表49中，和根据噪声功率S40和信号功率S42，信号对噪声功率S／N比从表49A中读出，并且使得这个比作为加权系数S43，正确表示时隙的可靠性的加权系数S43利用简单的结构可以容易地进行计算。关于此，根据噪声功率S40和信号功率S42获得信号对噪声功率S／N比，和这个比可以用作加权系数S43。但是，如图12所示，当信号对噪声功率S／N比处于差的状态和引入了误差时，通过计算获得的信号对噪声功率S／N比与实际值不一致。然而，通过对这部分求补，如果估算值接近于实际的信号对噪声功率比S／N可能制备和制表，则可以获得正确的信号对噪声功率S／N和正确地表示可靠性的加权系数S43可以获得。

按照上述的结构以及获得的信号功率S42，噪声功率S40可以从接收信号S27中获得，和表示信号对噪声功率S／N的加权系数S43可以根据噪声功率S40和信号功率S42进行计算和以接收信号S28乘以这个系数，时隙的可靠性可以反映到接收码元S28中。因此，如果反映时隙可靠性的接收码元S29馈送到维特比解码电路16，在附加每个时隙的可靠性后可以进行最大似然率序列估算，因此，可以以较高的精度恢复接收数据S32。

(2)第二实施例

在图13中，对应图8的各个部分是以相同的标号表示的，60一般表示按照第二实施例的解调电路。接收信号S27输入到构成DQPSK解调电路的乘法器40和延迟电路41。乘法器40接收将从延迟电路41馈送的延迟一个码元的接收信号S35和利用一个码元以前接收信号S35的共扼值复数相乘输入的接收信号S27从接收信号S27中提取接收码元S28。假定通过这种乘法处理提取的接收码元S28是DQPSK调制的码元信息。这个接收码元S28输入到连接着的FIFO缓冲器42和连续地存储在这个FIFO缓冲器42中。FIFO缓冲器42保存接收码元S28，直至该码元存储一个时隙和当该码元存储一个时隙时，FIFO缓冲器42输出接收码元S28到接着的乘法器43。

而且，通过乘法器40提取的接收码元S28还输入到由加权系数计算单元59组成的绝对值电路61。这个绝对值电路61通过提取构成QPSK信号的接收信号S28的I分量和Q分量的绝对值，变换该码元信息到复数平面的正上象限，和输出变换的接收码元S50到减法器62和第二平方律电路50。

从RMA电平电路发送出的参考码元信号S51输入到减法器62。这个参考码元信号S51是在复数平面上π／4相移的信号和它的幅度是在该时隙中的每个码元的平均功率。减法器从接收码元S50中减去参考码元信号S51，计算这个差和输出表示这个差的信号分量S52到平方律电路47。关于此，这个信号分量S52表示包含在接收码元S50中的噪声分量。

第一平方律电路47通过平方每个码元的信号分量S52获得每个码元的噪声分量功率和输出该噪声功率S53到第一加法器48。第一加法器48相加从第一平方律电路47发送出的每个码元的噪声功率，获得一个时隙的噪声功率S54和输出这个功率到计算器49。

另一方面，第二平方律电路50通过平方从绝对值电路61馈送的接收码元S50的幅度，获得每个码元的信号功率，和输出这个功率到第二加法器51。该第二加法器51相加将从第二平方律电路50发送出的每个码元的信号功率S55，获得一个时隙的信号功率和输出这个功率到计算器49。关于此，这个信号功率S56变为刚好和在第一实施例的情况一样的实际信号分量功率和噪声分量功率组合的信号功率。

计算器49根据输入的噪声功率S54和信号功率S56计算表示信号对噪声比S／N的加权系数S43和输出这个系数到乘法器43。乘法器43利用这个加权系数乘以从FIFO缓冲器42发送出的接收码元S28，反映时隙的信号对噪声比S／N到所述接收码元S28的幅度中。在这个实施例的情况下，通过反映时隙的信号对噪声比S／N到所述接收码元S28中，可以形成反映了时隙的可靠性的接收码元S29。关于此，如图9所示，在这个实施例中计算器49包括加权系数计算表49A和调整电路49B，和根据输入噪声功率S64和信号功率S56计算列表的参数SP，和计算规定所述参数SP为计算表49的加权系数，读出需要的加权系数和输出这个系数作为加权系数S43。

按照上述的结构，在按照第二实施例的解调电路60中，接收码元S28绝对值电路61变换到复数平面正上象限，和计算变换的接收码元S50和参考码元信号S51之间的差，噪声信号分量S52计算和根据这个分量计算出一个时隙的噪声功率S54。与此同时，根据接收码元S50获得一个时隙的信号功率S56。然后，根据这个噪声功率S54和信号功率S56，获得表示一个时隙的信号对噪声比S／N的加权系数S43和接收码元S28相乘。通过这种每个时隙的处理，该时隙的信号对噪声比S／N反映到接收码元S28的幅度中因此，形成反映时隙可靠性的接收码元S29。如果这样的反映时隙可靠性的接收码元S29可能输入到后级的维特比解码电路16中，则在维特比解码电路18中附加了每个时隙的可靠性的最大似然率序列估算可以进行，和接收数据S32以较高精度可以恢复。

按照上述结构，因为在变换接收码元S28为复数平面的正上象限后，当从变换的接收码元S50中减去参考码元信号S51时获得噪声功率S54，和从所述接收码元S50中获得信号功率S56，和根据噪声功率S54和信号功率S56，计算表示信号对噪声比S／N的加权系数S43和接收码元S28相乘，时隙的可靠性可以反映到接收码元S28中。因此，如果反映时隙可靠性的接收码元S29可能馈送到维特比解码电路16，则可以在附加了每个时隙的可靠性的情况下进行最大似然率序列估算，因此可以更精确地恢复接收数据S32。

(3)第三实施例

在对应于图8的各个部件是以相同标号表示的图14中，70一般表示按照第三实施例的解调电路，与第一实施例的情况一样，接收信号S27馈送入组成DQPSK解调电路的乘法器40和延迟电路41。乘法器40接收从延迟电路41发送的延迟了一个码元的接收信号S27和输入的接收码元S27前面的接收信号S35的共扼值复数相乘，从所述接收码元S27中提取接收码元S28。假定利用这种相乘处理提取的接收码元S28是QPSK调制码元信息。这个接收码元S28输入到接着的FIFO缓冲器42和连续地存储。FIFO缓冲器42保存接收码元S28，直至该码元存储满一个时隙和当存储满一个时隙时，FIFO缓冲器42输出所述接收码元S28到接着的乘法器43。

而且，利用这个乘法器40提取出的接收码元S28还馈送到加权系数计算单元69。在加权系数计算单元69中，接收码元S28的I分量馈送到第一绝对值电路71和第一平方律电路72，而接收码元S28的Q分量馈送到第二绝对值电路75和第二平方律电路76。第一绝对值电路71利用获得的I分量绝对值获得每个码元的所述I分量的幅度和输出表示这个I分量幅度的信号分量S60到加法器电路73。该第一加法器电路73通过相加表示I分量幅度的一个时隙的信号分量S60对一个时隙的I分量幅度求和，和输出表示I分量的幅度和的信号分量S61到计算单元79。

另一方面，第一平方律电路72通过平方每个码元的I分量计算每个码元I分量的功率和输出表示每个码元I分量功率的信号分量S62到第二加法器74。第二加法器74通过加上表示每个码元的I分量功率的信号分量S62的一个时隙，求和一个时隙的I分量的功率和输出表示I分量功率的和的信号分量S63到计算单元79。

同样，输入Q分量的第二绝对值电路通过得到Q分量的绝对值获得每个码元的Q分量的幅度和输出表示这个Q分量的幅度的信号分量S64到第三加法器电路77。第三加法器电路77通过加上表示这个Q分量幅度的S64的一个时隙，求和一个时隙的Q分量的幅度和输出表示Q分量幅度的信号分量S65到计算单元79。

第二平方律电路76通过平方每个信号的Q分量计算每个码元Q的分量的功率，和输出表示每个码元的Q分量的功率的信号分量到第四加法器电路78。第四加法器电路78通过加上表示每个码元的Q分量的功率一个时隙的信号分量S66，相加一个时隙的Q分量的功率和输出表示Q分量的功率的信号分量S67到计算单元79。

这里，通过第一到第四加法器电路获得I和Q分量的幅度和功率的和，从而简化了结构。然而，以码元数除以这个幅度和功率的和，可以获得幅度和功率的平均值。

计算单元79根据输入的I分量的幅度和(S61)与I分量的功率和(S63)以及Q分量的幅度和(S65)与Q分量的功率和(S67)，计算表示该时隙的信号对噪声功率比S／N的加权系数S43，和输出这个信号到乘法器43。乘法器43通过由加权系数S43乘以来自FIFO缓冲器42的接收码元S28，使得该时隙的信号对噪声功率比S／N反映到所述接收码元S28的幅度中。因此，在这个实施例的情况下，形成反映时隙可靠性的接收码元S28。

这里，在图15中表示出计算单元79的结构。如图15所示，在计算单元79中，与通过输入表示I分量的幅度的信号分量S61到第三平方律电路60获得I分量的幅度的平方一样，通过输入表示Q分量的幅度的信号分量S65到第四平方律电路83获得Q分量的幅度的平方。这些获得的I和Q分量的幅度的平方值分别输入到加法器电路81并进行相加，和产生的表示幅度的平方和的信号分量S68馈送到计算电路85。

另一方面，表示I分量功率的信号分量S63和表示Q分量功率的信号分量S67馈送到加法器电路82和进行相加后，它们馈送到N倍电路64和增加码元时间的数量。计算电路85通过从码元时间的数量(S69)增加的功率中减去幅度的平方值(S68)获得I和Q分量的随机化值和作为表参数SP在加权系数计算表86中规定这个值。在加权计算表86中，表中的I和Q分量的随机值和对应的加权系数(即，表示信号对噪声功率比S／N的系数和具有基于测量的值的系数)进行存储和读出对应规定的随机值的加权系数和将其输出。接收电路85输出从加权系数计算表86读出的加权系数作为加权系数S43到乘法器43。因此，时隙的信号对噪声功率比S／N在乘法器43中反映到接收码元S28中。

按照上述结构，在第三实施例中的解调电路70分离通过乘法器40提取的接收码元S28为I和Q分量以及从接收码元S23的I分量中计算一个时隙的I分量的幅度(S61)和功率(S63)，从接收码元S28的Q分量中计算一个时隙的Q分量的幅度(S65)和功率(S67)。然后，根据所计算的一个时隙的I分量的幅度和功率及Q分量的幅度和功率，计算I和Q分量的随机值并且根据所述I和Q分量的随机值获得表示时隙的信号对噪声功率比S／N的加权系数S43和用接收码元S26乘以这个系数。通过对每个时隙的这种处理，信号对噪声功率比S／N反映到接收码元S28中，因此，形成反映该时隙的可靠性的接收码元S29。如果反映时隙可靠性的这个接收码元S29输入到后级的维特比解码电路16中，则维特比解码电路16可以根据附加的时隙可靠性进行最大似然率序列估算，从而，可以以较高的精度恢复接收数据S32。

按照上述结构，从接收码元S28的I分量和Q分量中获得I分量的幅度S61和功率S63与Q分量的幅度S65和功率S67，和根据这个信号获得I和Q分量的随机值，并且根据这个随机值，计算出表示时隙的信号对噪声功率比S／N的加权系数S43以及与接收码元S28相乘，该时隙的可靠性可以反映到所述接收码元S28中。因此，反映时隙可靠性的接收码元S29馈送到维特比解码电路16，在附加每个时隙的可靠性的情况下可以进行最大似然率序列估算和可以以较高精度恢复接收数据S32。

(4)第四实施例

在图16中，对应于图8的各个部件是由相同标号表示的。一般90表示按照第四实施例的解调电路。在这个实施例的情况下，加权系数是按照接收时隙的干扰波的影响确定的。首先，在这个解调电路90中，接收信号S27馈送到组成DQPSK调制电路的乘法器40和延迟电路41中。乘法器40接收从延迟电路41发送和延迟一个码元并且一个码元前的接收信号S35的共扼值与输入的接收信号S27进行复数相乘的接收信号S35，从所述接收信号S27中提取接收码元S28。假定通过这种相乘处理提取的接收码元S28是QPSK调制的码元信息。这个接收码元S28馈送到接着的FIFO缓冲器42和连续地进行存储。FIFO缓冲器42保持这个码元直到接收码元S28存储一个时隙，和当接收码元S28存储一个时隙时，输出这个码元到接着的乘法器43。

而且，由乘法器40提取的接收码元S28馈送到包括加权计算单元89的绝对值电路91。这个绝对值电路91通过提取构成QPSK信号的接收码元S28的I分量和Q分量的绝对值变换码元信息到复数平面的正上象限和输出变换的接收码元S70到乘法器92。在这个乘法器92中，输入从π／4相移电路88输出的相位数据S71。这个相位数据S71是具有+π／4相位值的幅度是“1”的复数相位数据。乘法器92利用接收码元S70复数相乘这个相位数据S71，形成接收码元S79的相位相移π／4的接收码元S72。

这里，如果接收码元S70不受干扰波的影响，如图17所示，接收码元S72的每个码元移动到在复数平面的相位是π／2和处于Q轴上的位置。因此，如果接收码元S70不受干扰波的影响，则每个码元的I分量变为“0”和Q分量变为恒定值。另一方面，如果接收码元受干扰波的影响，则接收码元S72的每个码元不需要处于相位是π／2的位置上，如图18所示，但是处于集中在π／2周围的π／4范围内的随机散射状态。原因是如果接收到从诸如干扰波之类的非通信方的发送设备发送的电波，相位不会返回到以前的状态，即使可能通过随机反相移电路32进行相移处理和保持在随机状态。因此，如果由这种接收码元S72表示的相位值的散射状态即偏移状态被检测到，因此接收码元受到干扰波的影响还是不受影响变得很清楚。

从而，由乘法器92获得的接收码元S72分离为I分量和Q分量以便检测偏移和I分量馈送到第二绝对值电路93和第一平方律电路94，而Q分量馈送到第三绝对值电路95和第二平方律电路96。第二绝对值电路93通过获得I分量的绝对值而得到每个码元的所述I分量的幅度和输出表示这个I分量的幅度的信号分量S73到第一加法器97。第一加法器97通过相加表示这个I分量的幅度的一个时隙的信号分量S73求和一个时隙的I分量的幅度和输出表示该I分量的幅度和的信号分量S74到计算单元98。

第一平方律电路94通过平方输入的每个码元的I分量计算每个码元的I分量功率和输出表示每个码元的I分量功率的信号分量S75到第二加法器99。第二加法器99通过相加表示每个码元的I分量功率的一个时隙的这个信号分量S75求和一个时隙的I分量功率和输出表示该I分量的功率和的信号分量S76到计算单元98。

同样，输入的Q分量第三绝对值电路95通过获得Q分量的绝对值而得到每个码元的Q分量绝对值的幅度，和输出表示这个Q分量的幅度的信号分量S77到第三加法器电路100。第三加法器电路100通过相加表示这个Q分量的幅度的一个时隙的信号分量S77求和一个时隙的Q分量的幅度和输出表示该Q分量的幅度和的信号分量S78到计算单元98。

第二平方律电路96通过平方每个码元的Q分量计算每个码元的Q分量的功率和输出表示每个码元的Q分量的功率的信号分量S79到第四加法器电路101。第四加法器电路101通过相加表示每个码元Q分量功率的一个时隙的信号分量S79求和一个时隙的Q分量的功率和输出表示该Q分量的功率和的信号分量S80到计算单元98。

计算单元98在根据输入的I分量幅度的和(S74)获得I分量的偏移值和I分量的功率和(S76)的同时，根据输入的Q分量幅度的和(S78)获得Q分量的偏移值和Q分量的功率和(S80)，和根据I分量和Q分量的偏移值计算表示该时隙受到干扰波的影响程度的加权系数S81(即信号-干扰波功率比S／I)和输出这些系数到乘法器43。关于此，如果偏移值大，这意味着干扰波的影响显著，和作为加权系数选择小的值。乘法器43利用这个加权系数S81乘以从FIFO缓冲器42发送出的接收码元S28，产生反映到所述接收码元S28的幅度上的信号-干扰波功率比S／I。因此，在这个实施例的情况下，时隙的可靠性基于干扰波的影响可以反映到接收码元S28的幅度上。

这里，计算单元98的结构表示在图19。如图19所示，在这个计算单元98中，通过输入表示I分量幅度的信号分量S74到第三平方律电路102和通过输入表示I分量功率的信号分量S76到N-倍电路103，获得I分量的幅度的平方，I分量的功率增加码元的倍数。产生的平方的I分量幅度和增加的码元倍数的I分量功率分别馈送到减法器104和从I分量的功率的码元倍数中减去I分量的平方的幅度计算出I分量的偏移值。表示I分量的偏移值的信号分量S83发送到接着的计算电路105。

而且，计算单元98在输入表示Q分量的幅度的信号分量S78和获得Q分量的幅度的平方的同时，输入表示Q分量的功率的信号分量S80到N倍电路107和Q分量功率被增加了码元的倍数。产生的平方的Q分量的幅度和Q分量功率倍数分别馈送到减法器108，和通过从Q分量的功率的码元倍数减去产生的平方的幅度可以计算出Q分量的偏移值。这个表示Q分量的偏移值的信号分量S84发送到接着的计算电路105。

计算电路105规定输入I单元和Q单元到加权系数计算表109上的偏移值作为列表的参数。表示I单元的偏移值和Q单元的偏移值与相应的加权系数(即表示该时隙的信号-干扰波功率比S／I的系数与基于该测量的值的系数)的表被存储在加权系数计算表109中，而计算电路105读出相应于规定的I单元的偏移值和Q单元的偏移值的加权系数并且输出从加权系数计算表109这样读出的加权系数给乘法器43作为加权系数S81。利用这个安排，在乘法器43，该时隙的信号-干扰波功率比S／I反射给接收码元S28的幅度，并且可以反射时隙的可靠性。

根据前述的结构，在根据第四实施例的解码电路90中，利用绝对值电路91接收的码元S28被变换到复数平面上的右上象限，变换的接收码元的相位由乘法器92相移π／4。然后，在这个相位变换的接收码元S72被分离为I单元和Q单元之后，得到一个时隙的I单元的幅度之和(S74)与一个时隙的I单元功率之和(S76)，而且得到一个时隙的Q单元的幅度之和(S78)与一个时隙的Q单元功率之和(S80)。然后，基于这些计算结果(S74、S76、S78和S80)，得到I单元的偏移值和Q单元的偏移值，并且根据此得到表示该时隙的信号-干扰波功率比S／I的加权系数S81，这个加权系数乘以接收码元S28。每个时隙进行这个过程，信号-干扰波功率比S／I反射给接收码元S28的幅度而且构成反射时隙可靠性接收码元S29。如果反射时隙可靠性接收码元S29被输入到随后步骤的维特比解码电路16，则在所述维特比解码电路16中当加上时隙的可靠性时可进行最大似然率序列估计，并且接收的数据S32可以较高的准确性恢复。

根据前述的结构，由于在进行可变换为复数平面上的右上象限的接收码元S70的π／4相移之后，得到来自那个相位变换的接收码元S72的I单元和Q单元的偏移值，和基于该I单元和Q单元的偏移值，计算表示该时隙的信号-干扰波功率比S／I的加权系数S81并且乘以接收的码元S28，基于该干扰波的该时隙的可靠性可反射给所述接收码元S28。因此，如果基于该干扰波的反射时隙可靠性的接收码元可馈送给维特比解码电路16，即使在存在干扰波的环境中，当加上每个时隙的可靠性时，可进行最大似然率序列估计，因此接收的数据S32可以较高的准确度恢复。

(5)第五实施例

在图20中，其中相应于图16的部件给予相同的标号，根据第五实施例110一般表示解调电路。在这个实施例的情况下，由乘法器92的相位变换处理形成的接收码元S72不分离为I单元和Q单元，但是该接收码元由极坐标变换转换为幅度单元γ和相位单元θ，并且据此计算加权系数。

首先，在加权系数计算单元121中，由乘法器92得到的接收码元S72及其π／4相移的相位输入到极座标变换电路111。极座标变换电路111将极座标变换应用到接收码元S72，提取接收码元S72的幅度单元r和在每个码元复数平面的相位单元θ并且输出所述幅度单元r到第二绝对值电路112及第一平方律电路113，以及输出相位单元θ到第三绝对值电路114和第二平方律电路115。

第二绝对值电路112得到幅度单元r的绝对值并且输出这个值到第一加法电路116。第一加法电路116通过加上一时隙的幅度单元r的绝对值得到一时隙的幅度单元r的和并且输出表示一时隙的幅度单元r的和的信号单元S90给计算单元117。第一平方律电路113通过平方每个码元的幅度单元r计算该功率单元并且输出它给第二加法电路118。第二加法电路118通过加上一时隙的功率单元得到一时隙的功率和并且输出表示一时隙的功率和的信号单元S91给计算单元117。

另一方面，第三绝对值电路114得到相位单元θ的绝对值并且输出该值给第三加法电路119。第三加法电路119通过加上一时隙的相位单元θ得到一时隙的相位单元θ的和并且输出表示一时隙的相位单元θ的和的信号单元S92给计算单元117。第二平方律电路115平方每个码元的相位单元θ并且输出平方的结果给第四加法电路120。第四加法电路120加上一时隙的相位单元θ的平方结果并且输出表示一时隙的那个平方结果的和的信号单元S93给计算单元117。

计算单元117除了基于幅度单元r之和(S90)与平方的幅度单元r之和(S91)得到幅度单元r的偏移值，还基于相位单元θ之和(92)与平方的相位单元θ之和(92)得到相位单元θ的偏移值并根据这个幅度单元r的偏移值和相位单元θ的偏移值列表该加权系数，并且输出到乘法器43作为加权系数S94。就此而论，而且在这个实施例的情况下，计算单元117具有加权系数计算表，包括表示幅度单元r的偏移值与相位单元θ的偏移值之间关系并且相应于该加权系数(即表示时隙的信号-干扰波功率比S／I的系数)的一个表，并且根据幅度单元r的偏移值与相位单元θ的偏移值列表该加权系数计算表计算需要的加权系数S94。

根据前述的结构，在解调电路110中，通过极坐标变换该接收的码元S72提取幅度单元r和相位单元θ，并且得到幅度单元r和相位单元θ的偏移值。根据这个幅度单元r和相位单元θ的偏移值，计算表示时隙的信号-干扰波功率比S／I的加权系数，而且该偏移值乘以接收码元S28。通过每个时隙进行这个过程，该信号-干扰波功率比S／I被反射到接收码元S28的幅度并且形成反射该时隙可靠性的接收码元S29。如果这样的反射该时隙可靠性的接收码元S29被输入到后级的维特比解码电路16，所述维特比解码电路16可在加上每个时隙的可靠性时进行最大似然率序列估计，而且该接收的数据S32可以以较高的精确度解码。

就此而论，在这个实施例的情况下，由于偏移值是在进行极坐标变换为接收码元S72和提取幅度单元r和相位单元θ之后得到的，所以该偏移值可以比在第四实施例的情况下更精确地检测。因此，根据这个实施例可以更精确地检测干扰波的影响程度，和可靠性可更精确地反射到接收码元S28。

根据前述结构，由于接收码元S72被极坐标变换并且提取幅度单元r和相位单元θ，以及得到相位单元θ的偏移值，所以得到所述幅度单元r的偏移值，而且根据这些，在计算表示时隙的信号-干扰波功率比S／I的加权系数S94时，被乘以接收码元S28，基于干扰波的时隙可靠性可反射给所述接收码元S28。因此，如果反射基于干扰波的时隙可靠性的接收码元S29可馈送给维特比解码电路16，即使在存在干扰波的环境中，在加上每个时隙的可靠性时，可进行最大似然率序列估计，而且接收的数据S32可以进一步改善的精度恢复。

(6)第六实施例

在图21中，其中相应图8和16的部件标以相同的标号，130一般表示根据第六实施例的解调电路。在这个实施例的情况下，使用在第一、第二或第三实施例中所示的任一个加权系数计算单元52、59或60和在第四实施例所示的加权系数计算单元89的组合计算该加权系数。这样的解调电路130适合地应用存在噪声和干扰波二者的环境以及在突然出现强的单个干扰波的环境即使正常地该干扰波变成噪音。

首先，在这个线路接口单元130中，接收信号S27馈送给乘法器40和包括DQPSK调制电路的延迟电路41。乘法器40接收从延迟电路41发送并且延迟一个码元以及复数乘一个码元前接收的信号S35和输入的接收信号S27的共轭值的接收信号S35，从所述接收信号S27提取接收的码元S28。但是，通过这个乘处理得到的接收码元S28是QPSK调制的码元信息。这个接收的码元S28馈送给后续的缓冲器FIFO 42并且陆续地存储。FIFO缓冲器保持接收的码元S28直到它被存储一个时隙，而当存储一时隙的接收码元S28时，它输出所述接收的码元S28给后面的乘法器43。

此外，由乘法器40得到的接收码元S28馈送给第一加权系数计算单元52，而且还馈送给第二加权系数计算单元89。在这里，由于根据第一实施例的加权系数计算单元52用作第一加权系数计算单元，根据第二或第三实施例可使用加权系数计算单元59或69。而且，根据第四实施例第二加权系数计算单元是加权系数计算单元89。

第一加权系数计算单元52如在第一实施例中通过暂时地确认接收码元S28形成接收信号S37的复制，并且根据复制的接收信号S37和原始的接收信号S27之间的差得到噪声功率。然后，第一加权系数计算单元52根据噪声功率S40和接收信号S27的信号功率列表，计算表示时隙的信号-噪声比S／N加权系数S43并且输出这个加权系数到第三加权系数计算单元131。

另一方面，如在第四实施例的情况下，在复数平面上变换接收码元S28到右上象限之后，第二加权系数计算单元89移位该相位π／4并且形成其相位条件是在复数平面Q轴周围为中心的接收码元S72。第二加权系数计算单元89从接收码元S72提取I单元和Q单元和计算所述I单元的偏移值及Q单元的偏移值，根据这些值，将这些值列表，它计算表示该时隙的信号-干扰波功率比S／I的加权系数S81和输出这个系数给第三加权系数计算单元131。

根据表示加权系数S43的信号-噪声功率比S／N和表示加权系数S81的信号-干扰波功率比S／I，第三加权系数计算单元131计算表示信号-干扰噪声功率比S／(I+N)的加权系数，在其中组合这两个单元，并且输出它到乘法器43作为新加权系数S100。因此，通过将包含两个单元的加权系数S100乘以接收码元S28，乘法器43使得信号-干扰噪声功率比S／(I+N)反射给接收码元S28的幅度，并且考虑这两个单元，形成反射时隙可靠性的接收码元S29。

在第三加权系数计算单元131，在计算表示信号-干扰噪声功率比S／(I+N)的加权系数S100的情况下，根据两个加权系数S43和S81进行列表，因此得到加权系数S100。具体地讲，加权系数S43的值是L，而加权系数S81的值是M，预先准备可根据诸如图22所示的这些值L和M，并且通过输入值L和M给这个表计算相应的加权系数S100。例如，如果加权系数S43的值L为“1”和加权系数S81的值M为“5”，则计算具有值EA的加权系数。在图22表示的值AA和HH是预先分别通过测量得到信号-干扰噪声功率比S／(I+N)的估计值。

根据前述的结构，由于根据由第一加权系数计算单元52计算的时隙的信号-干扰噪声功率比S／(I+N)的加权系数S43和表示由第二加权系数计算单元89计算的时隙的信号-干扰波功率比S／I的加权系数S81，加权系数S100表示信号-干扰噪声功率比S／(I+N)，其中计算两个单元被组合和乘以接收码元S28，时隙的可靠性可正确地计算并且在噪声和干扰波都存在的情况下，反射给接收码元S28。因此，即使在维特比解码电路16中，接收的数据也可以较高的精确度恢复。

(7)第七实施例

在图23中，图8的相应部件给予相同的标号，根据第七实施例140一般表示解调电路。而且在这个实施例的情况下，考虑在接收信号S27中包含噪声分量和干扰分量，在如在第六实施例的情况那样，计算加权系数。

首先，在这个解调电路140中，接收信号S27馈送给乘法器40和包括DQPSK解调电路的延迟电路41。乘法器40接收从延迟电路41发送的延迟一个码元的接收信号S35和通过将接收信号S35前一码元的共轭值复数乘以该输入接收信号S27，从所述接收信号S27提取接收的码元S28。假定由这个乘处理得到的接收码元S28是QPSK调制的码元信息。这个码元信息S28馈送给FIFO缓冲器42和连续地存储。FIFO缓冲器42保持该接收码元S28，直到它存储一个时隙和当存储一个时隙的接收码元S28，输出所述接收码元S28给后面的乘法器43。

而且，由乘法器40得到的接收码元S28馈送给包括加权系数计算单元141的暂时判定电路44。这个暂时判定电路44是用于暂时地确定在哪个相位条件下接收码元S28是在QPSK的四个相位条件中的形式的一个电路并且输出复数信号S36，表示暂时地确定的相位条件的幅度对于乘法器45和乘法器142是“1”。

延迟一个码元和从延迟电路41发送的接收信号S35馈送给乘法器45，而这个乘法器45将来自暂时判定电路44的复数信号S36乘以延迟一码元的接收信号S35，形成DQPSK调制信号，即，再生的接收信号S27，复制接收信号S37以及输出它给基底46。

而且，原始接收的信号S27馈送给减法器46，和所述减法器46从原始接收的信号S27减去复制的接收信号S37并且输出表示减的结果的信号分量S38给第一平方率电路47。在这个情况下，如果暂时判定电路44的判定结果是正确的，这个信号分量S38变成在进行暂时判定时包含在接收信号S27中的噪声分量和包含在一个码元前接收的信号S27中的噪声分量组合的信号。

第一平方率电路47通过平方每个码元的信号分量S38的幅度得到每个码元的噪声分量的功率，和输出噪声功率S39给第一加法电路48。第一加法电路48通过加上噪声功率S39得到一个时隙的噪声功率S40并且输出给1／2电路143。如上所述，由于这个S40是由两个码元的噪声功率S39的和构成的，1／2电路143将这个噪声功率S40分为两半并且输出得到的噪声功率S110给减法器144和除法器145。

接收信号S27也馈送给第二平方率电路50。这个第二平方率电路50通过平方这个接收信号S27的幅度得到每个码元的接收信号S27的功率并且输出信号功率S41给第二加法电路51。第二加法电路51通过加上那个信号功率S41得到一个时隙的信号功率S42并且输出它给减法器144。关于此，这个信号功率表示接收信号S27的信号功率并且是信号分量的实际功率与噪声分量的功率组合的信号功率。

减法器144通过从信号功率S42中减去噪声功率S110得到纯信号功率S111并且输出给除法器145，从该纯信号功率S111估计噪声功率。然后除法器145通过将这个信号功率S111除以噪声功率S110计算该时隙的信号-噪声功率比S／N并且输出给选择开关147和比较器148，在下面它们作为加权系数S112进行叙述。

在选择开关147中，这个加权系数S112馈送给第一输入终端，同时具有值“0”的加权系数S130馈送给第二输入终端。选择开关147一般选择加权系数S112和输出给乘法器43，但是，当控制信号S128从比较器148发送时，它选择加权系数S130和输出它，以代替加权系数S112。乘法器43乘加权系数S112或乘选择开关147发送的S130给从fifo缓冲器42产生的接收码元S28。因此，可构成反射时隙可靠性的接收码元S29。

关于此，由第二加法电路51构成的信号功率S42也馈送给1／N电路146。这个1／N电路146通过将信号功率S42除以一个时隙的码元数计算一个码元的信号功率S113并且输出给倒数计算电路149。倒数计算电路149计算这个信号功率S113的倒数值S114并且输出给乘法器150。这个乘法器150通过将接收码元S29的每个码元乘以这个倒数值S114规范化所述接收码元S29的每个码元的功率。因此，即使在接收电路31中不能完全产生每个时隙的功率的情况下，甚至可通过该规范化产生每个时隙的功率并且可取消每个时隙的功率的标定。关于此，均衡每个时隙的功率的原因是：如果该功率一个一个时隙地标定，则是否由时隙的可靠性差引起的或由低电功率引起的低信号电平是不清楚的，而且在后级的维特比解码电路16中不能正确地恢复接收数据32。

另一方面，在复数信号S36所加的乘法器142中，还输入接收码元S28。这个乘法器142通过将表示接收码元S28的相位的复数信号S36的共轭值复数乘以所述接收码元S28构成接收码元S115，所述接收码元S28的相位被移位。而且如果接收码元S28不受干扰波的影响，如图24所示的，这个接收码元S115的每个码元存在于复数平面上的相位为零的位置，即在X轴上，在该位置上Q分量变为“0”和I分量变为固定值。另一方面，如果该接收码元S28受到干扰波的影响，如图25所示，则接收码元S115的每个码元不必在I轴上，但是随机地散布在围绕I轴为中心的π／4区域内。因此，可检测以接收码元S115表示的相位值的散布程度即离散度，可找到信号-干扰波功率比S／I。因此，在这个接收码元S115被分为I分量和Q分量之后，这个接收码元S115被馈送到后面的电路，用于计算信号-干扰波功率比S／I。

首先，接收码元S115的I的分量馈送给第三平方率电路151和第三加法电路152。第三平方率电路151通过平方每个码元的I分量的幅度得到每个码元的I分量的功率和输出表示每个码元的I分量的功率的信号分量S116给第四加法电路153。第四加法电路153通过加上一时隙的信号分量S116计算一个时隙的I分量的功率并且输出表示一个时隙的I分量的功率的信号分量S117给减法器154。

另一方面，第三加法电路152通过加上一时隙的I分量的幅度得到I分量的幅度的增加的值并且输出表示这个增加值的信号分量S118给第四平方率电路155。第四平方率电路155平方这个信号分量S118得到I分量的幅度的平方值并且输出表示这个平方值的信号分量S119给1／N电路156。1／N电路156将这个信号分量S119除以一时隙的码元数并且输出表示除的结果的信号分量S120给减法器154。然后，在减法器154中，从信号分量S117减去信号分量S120，可得到I分量的离散值。表示这个I分量的离散值的信号分量S121由接连5倍电路157递增5倍并且馈送给比较器148。

另一方面，接收码元S115的Q分量提供给第五平方率电路158和第五加法电路159。第五平方率电路158通个产生每个码元平方的Q分量的幅度得到每个码元的Q分量的功率和输出表示每个码元的Q分量的功率的信号分量S122给第六加法电路160。第六加法电路160通过加上一时隙的这个信号分量S122计算一时隙的Q分量的功率和输出表示一时隙的Q分量的功率的信号分量S123给减法器161。

第五加法电路159通过加上一时隙的每个码元的Q分量的幅度得到Q分量幅度的所加的值，和输出表示这个所加的值的信号分量S124给第六平方率电路162。第六平方率电路162通过平方这个信号分量S124得到Q分量的幅度的平方值并且输出表示这个平方值的信号分量S125给1／N电路163。1／N电路163将这个信号分量S125除以一时隙的码元数和表示到减法器161的其结果的信号分量S126。因此，在减法器161中，从信号分量S123减去信号分量S126得到Q分量的离散值。表示Q分量的离散值的信号分量S127发送给比较器148。

比较器148判定Q分量的离散值是否大于5倍的I分量的离散值或者不是根据信号分量S121和信号分量S127。如果Q分量的离散值变得大于或超过I分量，它判定信号-干扰波功率比S／I低于10[dB]并且输出控制信号S128给选择开关147。因此，当接收信号S27受到强干扰波影响时，它通过输出具有值“0”的加权系数S130降低接收码元S28的可靠性，而且接收信号S27受到强干扰波的影响的事实可反射给接收码元S28。

关于此，产生Q分量的离散值是否超出五倍的I分量的离散值作为该接收信号是否受强干扰波影响的判定标准的事实是基于实际的测量。更具体地说，Q分量的离散值被除I分量的离散值，使得得到的值为离散值比RQ／I，并且通过实验计算这个离散值比RQ／I和信号-干扰波功率比S／I之间的关系，存在着如图26所示的关系。从这个图26已清楚，当离散值比RQ／I超出值“5”时，信号-干扰波功率比S／I变得低于-10[dB]，而且很明显，它受到强干扰波的影响。

表示信号-噪声功率比S／N的加权系数S112馈送给比较器148，而在判定信号-噪声功率比S／N超出加权系数S112 10[dB]的情况，所述比较器148不输出控制信号，即使Q分量的离散值变得较大。因此，可防止具有值“0”的加权系数S130被错误地选择，即使信号-噪声功率比S／N是大于10[dB]和通信质量是满意的，而且可防止接收码元S28的可靠性的降低。

根据前述的结构，在根据这第七实施例的情况下，接收码元S28被暂时地决定，根据该暂时的决定结果S36和一个码元前的接收信号S27，构成复制的接收信号S37，即复制的接收信号S27。而且通过取这个复制的接收信号S37与原始的接收信号S27之间的差，得到每个码元的噪声分量S38，和据此得到一时隙的噪声功率S110。而且，得到一时隙的接收信号S27的信号功率S42，通过从信号功率S42减去噪声功率S110，得到纯信号功率S111。然后，这个信号功率S111除以噪声功率S110，得到该时隙的信号-噪声功率比S／N并且经过选择开关147输出给乘法器43作为加权系数S112，而所述的加权系数S112被乘以接码元S28。因此，该时隙的信号-噪声功率比S／N反射给接收码元S28。

此外，与此合作，接收码元S28乘以接收码元S28的暂时判定结果S36的共轭值，形成了码元相位在I轴附近被移位的接收码元S115，和从所述接收码元S115得到时隙的I分量的离散值S121和Q分量的离散值S127。然后，比较器148判定Q分量的离散值是否超出5倍的I分量的离散值，结果，如果Q分量的离散值超出I分量，它判定该时隙受到强干扰波的影响并且输出控制信号S128，以及移位加权系数S112到具有值“0”的加权系数S130。因此，在该时隙受到强干扰波影响的情况下，所述接收码元S28的可靠性降低了接收码元S28乘以具有值“0”的加权系数S130，而它受到强干扰波的影响的事实反射给接收码元S28。

因此，在这个调制电路140的情况下，考虑在接收信号S27中包含的噪声分量和干扰波分量，根据该噪声分量和干扰波分量，该可靠性反射给接收码元S28。因此，如果反射这样可靠性的接收码元S29将馈送给后级的维特比解码电路16，所述维特比解码电路16可在加上该可靠性时进行最大似然率估计，而如果它突然受到强干扰波的影响，可准确地恢复接收数据S32，而不错误地恢复该干扰波。

根据前述的结构，由于从接收码元S28得到该时隙的信号-噪声功率比S／N和反射它到所述接收码元S28，在根据从接收码元S28得到的I和Q分量的离散值发现干扰影响的情况下，所述干扰的影响反射给接收码元S28，考虑了噪声分量和干扰波分量的可靠性可反射给接收码元S28。

(8)第八实施例

在图27中，图23的相应分量指定相同的标号，170一般表示根据第八实施例的解调电路。在这个实施例的情况下，得到信号-噪声功率比S／N的部件对于在第七实施例中表示的解调电路40是不同的，而且加权系数计算方法也不同。

在这个解调电路170中，表示由减法器46计算的噪声分量的信号分量S38输入到第一平方率电路47。第一平方率电路47通过平方每个码元的信号分量S38的幅度得到每个码元的噪声分量的功率，并且输出噪声功率S39给第一加法电路48。第一加法电路48通过加上噪声功率S39得到一时隙的噪声功率S40并且输出给1／N电路178。将噪声功率S40除以码元数N得到每个码元的噪声功率S149，并且输出给1／2电路143和减法器144。如上所述，由于噪声功率S40是两个码元的噪声功率S39的和，1／2电路143将这个噪声功率S149分为两半并且输出得到的噪声功率S110给除法器145。

另一方面，接收的信号S27馈送给绝对值电路172。绝对值电路172通过得到接收信号S27的绝对值得到所述接收信号S27的幅度并且输出表示这个幅度的信号分量S140给加法电路。第七减法电路173通过加上一时隙的这个信号分量S140计算一时隙的幅度的和并且输出表示这个幅度的和的信号分量S141给1／N电路174。1／N电路174通过将信号分量S141除以一个时隙的码元数计算平均的幅度并且输出信号分量S142，以便给第七平方率电路175表示这个平均幅度。第七平方率电路175通过平方这个信号分量S142计算接收信号S27的每个码元的平均功率S143并且输出给减法器144。

减法器144从接收信号S27的平均功率S143减去噪声功率S149计算消除了噪声分量的纯信号功率S144并且输出给除法器145。利用这个安排，除法器145将信号功率S144除以噪声功率S110得到时隙的信号-噪声功率比S／N并且输出表示该信号-噪声功率比S／N的信号分量S145给加权系数计算表176。

在加权系数计算表176中，存储基于测量的信号分量S145和相应的信号-噪声功率比S／N的一个表，而且在从除法器145提供信号分量S145的时间，读出相应的信号-噪声功率比S／N并且作为加权系数S146输出。这个加权系数S146经过选择开关147馈送给乘法器43，如在第七实施例的情况那样，并且乘以接收码元S28。因此，还是在这个实施例的情况下，基于该时隙的信号-噪声功率比S／N的可靠性可反射给接收码元S28。关于此，信号分量S145的值可提供给选择开关147作为加权系数S146，而不使用加权系数计算表176进行列表。

根据前述结构，在这个第八实施例的情况下，如第七实施例那样，从接收信号S27的功率S42减去一半的噪声功率S40不能得到纯信号功率。但是，从接收信号S27的每个码元的功率噪声功率S149得到纯信号功率S144。因此，在这个实施例的情况下，当噪声功率变得较大时，信号功率S144变得比在第七实施例的情况更小，结果，由除法器145得到的信号-噪声功率比S／N变得较小。在这时，由除法器145得到的信号-噪声功率比S／N不能均匀地增加，但是噪声功率S149变得越大，它有可能变得更小。因此，如在图8中所示的，在如实线所示的信号-噪声功率比S／N是满意的条件下，由正常计算得到的信号-噪声功率比S／N未表示出明显的差别，但是，根据这个实施例，该差别变得明显了，如虚线所示的。因此，在列表变为该参数的计算值可能是不同的，和列表的信号-噪声功率比S／N即加权系数S146可能是不同的，结果，可靠性以进一步改进的精度反射给接收码元S28。

根据前述结构，由于计算信号功率S144消除了从接收信号S27的平均功率S143减去噪声功率S149得到的躁声分量，和根据这个信号功率S144及噪声功率S149，得到了用于列表的信号-噪声功率比S／N，可容易地进行计算加权系数S146的列表。

(9)其它实施例

上面叙述的第一实施例已涉及了提供加权系数计算表49A的情况，计算表49A包括在计算单元49中的噪声-信号功率比N／(S+N)和相应的信号-噪声功率比S／N的表，根据由噪声功率S40和信号功率S42得到噪声-信号功率比N／(S+N)列表相应的信号-噪声功率比S／N以及使用这个值作为加权系数S43。但是，本发明不限于此，而且加权系数可根据计算单元中的其它方法得到。例如，假定噪声功率S40的值为A，信号功率S42的值为B，由下式计算的值C用作信号-噪声功率比S／N。

C=2-K×A／B    …(1)

表示值A／B和值C之间的关系的表存储在加权系数计算表49A中。然后，值A／B根据噪声功率S40和信号功率S42进行计算，而且根据A／B的值，从加权系数计算表49A列表相应值C。这样，得到了信号-噪声功率比S／N而且这可作为加权系数S43输出。关于此，在这里使用的常数k的值是从“5”到“10”的值，诸如“6”是优选值。

此外，本发明不限于上述情况。这里噪声功率S40的值是A，和信号功率S42的值是B，表示A／B值的表和相应的噪声-信号功率比N／(S+N)的表被列表并且存储在加权系数计算表49A中。然后，根据噪声功率S40和信号功率S42计算A／B的值，并且根据A／B的值，从加权系数计算表49A得到相应的噪声-信号功率比N／(S+N)。然后，这个噪声-信号功率比N／(S+N)的值乘以值B，得到噪声分量N的值，通过从值B中减去这个噪声分量N的值，得信号分量值S，和从这些噪声分量N和信号分量S得到信号-噪声功率比S／N的值，而且这可作为加权系数S43发送。

此外，本发明不限于此。这里噪声功率S40的值是A，和信号功率S42的值是B，表示A／B值的表和相应的噪声-信号功率比N／(S+N)的表被列表并且存储在加权系数计算表49A中。然后，根据噪声功率S40和信号功率S42计算A／B的值，并且根据A／B的值，从加权系数计算表49A得到相应的噪声-信号功率比N／(S+N)。然后，这个噪声-信号功率比N／(S+N)的值乘以值B，得到噪声分量N的值，通过从值B中减去这个噪声分量N的值，得信号分量值S，和从这些噪声分量N和信号分量S得到信号-噪声功率比S／N的值，而且这可作为加权系数S43发送。

而且，本发明不限于此。这里噪声功率S40的值是A，和信号功率S42的值是B，和将A／B值和相应的信号-噪声功率比S／N列入一个表中并且存储在加权系数计算表49A中，并且根据A／B的值列表，可得到信号-噪声功率比S／N并且输出作为加权系数S43。此外，本发明不限于此，利用值B-A得到信号分量值S，和将这个信号分量S的值除以A的值得到的值D及信号-噪声功率比S／N列入一个表中并且存储在加权系数计算表49A中，通过根据D的值列表，可得到信号-噪声功率比S／N，而这可作为加权系数S43发送。

此外，，而且正如图29所示的，计算单元180可由减法器181和除法器182构成，而信号分量S的值可由减法器181得到的值B-A得到，信号单元S除以A的值得到的值D可用作原来的信号-噪声功率比S／N，而且这事实上可用作信号-噪声功率比S／N和这可作为加权系数S43发送出去。关于此，在事实上值D用作加权系数S43的情况下，这个系统具有简化计算单元49的结构的优点，虽然与使用该表的列表比较，该精度根据加权系数在一定程度上变得差了。

此外，上面叙述的第四实施例已涉及利用信号-干扰波功率比S／I作为加权系数S81的情况。在这个第四实施例中，准备了表示I分量和Q分量的偏移值与信号-干扰功率比S／I之间关系的加权系数计算表109，和根据I分量和Q分量的偏移值列表这个加权系数计算表109，读出信号-干扰功率比S／I并且用作加权系数S81。但是，本发明不限于上述情况，而且该加权系数可由预定的计算进行计算。例如，在这里I分量的偏移值是A，而Q分量的偏移值是B，和通过平方接收的信号S27的幅度并且在一个时隙将它相加得到的接收信号S27是C，从下式得到值D：

D=k1×A／C2+k2×A／B    …(2)

使用值D，由下式得到值“a”：

a=k3×2-D                …(3)

这个值“a”可作为加权系数发送出去。假定k1、k2、k3分别是常数，和这里使用的值k1大约是“2”至“5”，特别是如“3”是k1的最佳值。k2的值约为“0．1”至“1．0”和最佳值是“0．5”，k3的值大约“1”至“8”和最佳值是“3”。

此外，值b由下式得到而且这个值可作为加权系数发送。

b=k3×2D／C              …(4)

但是，在每个时隙的功率由接收电路31放大变为常数的情况下，值D可定义如下：

D=k1×A+k2×A／B         …(5)

和值D可由上式得到。

D=k2×A／B               …(6)

或者，它可由上式得到。

此外，在这里I分量的偏移值是A，Q分量的偏移值是B，和得到Q分量的平均幅度并且使这个值为E，一个时隙的码元数是N，和使用下式计算值F：

F=k4×(A-k5×B)／(E×N)     …(7)

和使用这个值F得到值d。

d=k6×2-F                   …(8)

这个值d可作为加权系数发送。假定当在式(7)中得到的值F是小于“0”，则式(8)以F=0进行计算。而且，k4、k5、k6是常数，k4的值约为“3”至“10”和大约“6”是最佳值，k5的值大约是“1”至“3”和最佳值例如是“2”，以及k6的值是任选值。

而且，当每个时隙的功率由接收电路31放大变为常数时，值F可由下式表示：

F=k4×(A-k5×B)             …(9)

而且值F可由上面所示的式子得到。

此外，上面叙述的第四实施例已涉及通过π／4移位在复数平面上变换为右上象限的接收码元S70的相位来移位在该复数平面或在该平面Q轴周围的每个码元位置的情况。但是，本发明不限于此，而是通过π／4移位变换为右上象限的接收码元S70的相位，每个码元位置可移位到该复数平面I轴。但是，在这种情况下，I分量和Q分量应该与第四实施例颠倒地处理。

此外，上面叙述的第六实施例已涉及计算加权系数S100的情况，其中由第一加权系数计算单元52计算的加权系数S43和由第二加权系数计算单元89计算的加权系数S81通过列表组合为一个表。但是，本发明不限于此，而且可使用将加权系数S43的值乘以加权系数S81的值及该系数作为加权系数S100，其中这些计算结果相组合。

此外，上面叙述的第七和第八实施例已涉及通过提供1／2电路143而具有噪声功率S40或S149的情况。但是，本发明不限于此，通过去掉1／2电路143和使用噪声功率S40或S149可得到信号-噪声功率比S／N，如原来那样。

而且，上面叙述的第七实施例已涉及通过从包含噪声分量和信号分量的信号功率S42中减去噪声功率S110得到只由信号分量构成的信号功率S111，以及使用所述信号功率S111得到信号-噪声功率比S／N。但是，本发明不限于此，也可根据图30中所示的结构得到信号-噪声功率比S／N。

具体地讲，在图30中，其中图23的相应部件给予相同的标号，190一般表示解调电路，而在这个解调电路190的情况下，由第一加法电路48计算的一时隙的噪声功率馈送给1／N电路191。1／N电路191通过将噪声功率S40除以码元数N得到每个码元的噪声功率S190并且输出给1／2电路S192。1／2电路192将这个噪声功率S190分成两半并且输出得到的噪声功率S191给倒数计算电路193。倒数计算电路193得到这个噪声功率S191的倒数值并且输出给减法器194。从上面的叙述中已经清楚了，倒数值S192表示噪声分量N的倒数值，即1／N。

另一方面，由第二加法电路51计算的一时隙的信号功率S42馈送给1／N电路195。1／N电路195通过将信号功率S42除以码元数N得到每个码元的信号功率S193并且输出给倒数计算电路196。倒数计算电路196得到这个信号功率S193的倒数值S194并且输出给所述减法器194。关于此，由于信号功率S42是由纯信号分量S和噪声分量N构成的，这个倒数值S194表示1／(S+N)。

减法器194得到倒数值S194与倒数值S192之间的差并且输出结果S195给选择开关147作为给选择开关147的信号-噪声功率比S／N。因此，在乘法器43中，将接收码元S28乘以这个计算结果S195作为加权系数，时隙的可靠性反射给所述接收码元S28。利用这个安排，如果使得信号功率S193的倒数值S194与噪声功率S190的倒数值S192之间的差作为该信号-噪声功率比，则时隙的可靠性可反射给接收码元S28而且可得到与第七实施例的情况类似效果。关于此，根据图30所示的结构，通过取消1／N电路191及195并且使用噪声功率S40及信号功率S42可得到信号-噪声功率比S／N。此外，根据图30所示的结构，如在第七实施例的情况那样，得到的信号-噪声功率比S／N不提供给比较器148。但是，如在第七实施例的情况那样，信号-噪声功率比S／N可馈送给比较器148，和比较器148进行的选择开关147的开关操作可根据信号-噪声功率比S／N的值被禁止。

而且，上述实施例已涉及将本发明应用到利用TDMA系统通信的无线通信系统中的情况。但是，本发明不限于此，而且例如，如果它应用到图31和32所示的无线通信系统中，可得到与上述情况相同的效果。

图31和32所示的无线通信系统叙述如下。首先，在图31中，图4的相应部件给予相同的标号，200一般表示无线通信系统的发送设备。在这个发送设备200中，由DQPSK调制电路5产生的发送信号S5提供给高速反富立叶变换电路(IFFT)201。高速反富立叶变换电路(IFFT)201在其频率为固定距离分开的多个载波的相位差上堆积(pile)发送信号S5的码元信息并且输入多个载波构成的发送信号S200给随机相移电路21。随机相移电路21通过加上根据构成发送信号S200的多个载波相位的初始相位值利用规定的规则产生的随机相位值，随机化多个载波的相位值并且提供得到的发送信号S201给发送电路6。在对这个发送信号S201进行固定处理之后，发送电路6对该发送信号S201进行频率变换处理，变换为具有规定的频率信道的发送信号，并且经过天线发送它。在这个无线通信系统的情况下，发送电路6随机化每个固定定时的发送信号S202的频率信道，即进行跳频。

另一方面，在图32中，其中图5的相应部件给予相同的标号，210一般表示这个无线通信系统的接收设备，而在这个接收设备中，因天线接11收的接收信号馈送给接收电路31。接收电路31对该固定频率信道的接收信号S205进行频率变换处理，提取基带信号S206并且输出给高速富立叶变换电路(FFT)211。高速富立叶变换电路(FFT)211通过富立叶变换处理取出多个载波堆积在其上的相位信息构成的码元信息并且输出给随机相位反移位电路32作为接收的码元S207。随机相位反移位电路32使用与发送侧相同的相位值恢复接收信号S207的相位条件到以前的条件并且输出得到的接收信号S27给解调电路33。此后的说明将省略，因为它与上面叙述的接收设备30相同。因此，如果本发明应用到无线通信系统，该系统在多个载波的相位差上堆积要发送的信息而且还随机化加载多个载波的频率信道，可得到与上述的情况相同的效果。

此外，上述实施例已涉及应用本发明到TDMA方案的无线通信系统的情况。但是，本发明不限于此，而是还广泛地应用于无线通信系统，假定在这样的系统中，发送信号在被变换为时隙之后发送。在这种情况下，作为一个接收设备，如果该设备装备了接收装置、加权装置和解码装置可能就足够了，该接收装置用于接收发送信号和输出该接收信号，该加权装置根据从该接收装置发送的所述接收信号计算表示发送接收信号的时隙可靠性的加权系数和将该接收信号乘以所述加权系数并且输出它，该解码装置用于解码从该加权装置发送的接收信号和恢复该发送的数据。

根据如上所述的本发明，由于计算表示时隙可靠性的加权系数和解码被乘以所述加权系数的接收信号，当在该解码装置中加上时隙的可靠性时，可得到最大似然率序列估计，因此，即使在通信质量随时隙变化的情况下，当进行具有高精度的最大似然率序列估计时，发送的数据能够高精度地恢复。

虽然在这里结合本发明的优选实施例进行了叙述，但是目的在于在所附的权利要求书中覆盖落入本发明的真正精神和范围内的所有改变和修改，这各种改变和修改对于本领域的技术人员是显而易见的。

Claims (23)

1．用于接收由一组预定信息单元构成的信号的接收方法，包括步骤：

接收所述信号；

对每个预定信息单元计算表示所述接收信号的可靠性的加权系数；

利用所述加权系数加权所述接收信号；和解码所述加权的信号。

2．根据权利要求1的接收方法，其中：

由一组预定信息单元构成的所述信号是TDMA方法的信号，而所述预定信息单元是一个时隙。

3．根据权利要求1的接收方法，其中：

由一组预定信息单元构成的所述信号是多载波方法的信号，而所述预定信息单元是一个一个副载波或多个副载波。

4．根据权利要求3的接收方法，其中：

所述多载波方法的信号在时间方向还被划分，而所述预定信息单元是一个副载波或多个副载波的一个预定时间部分。

5．根据权利要求1的接收方法，其中：

所述加权是通过所述加权系数和所述接收信号相乘进行的，而所述解码是软判定解码。

6．根据权利要求1的接收方法，其中：

所述加权系数利用有关信号功率和噪声功率的值的比率计算。

7．根据权利要求6的接收方法，其中：

所述的比率利用该接收信号的相位偏移的程度计算。

8．用于接收由一组预定的信息单元构成的信号的接收设备，包括：

用于接收所述信号的接收装置；

加权系数计算装置，用于对每个预定信息单元计算表示从所述接收装置输出的所述信号的可靠性的加权系数；

加权装置，利用所述加权系数加权从所述接收装置输出的所述信号；和

解码装置，用于解码从所述加权装置输出的所述信号。

9．根据权利要求8的接收设备，其中：

由一组预定的信息单元构成的信号是TDMA方法的信号，而预定的信息单元是时隙。

10．根据权利要求8的接收设备，其中：

由一组预定信息单元构成的所述信号是多载波方法的信号，而所述预定信息单元是一个副载波或多个副载波。

11．根据权利要求10的接收设备，其中：

所述多载波方法的信号在时间方向还被划分，而所述预定信息单元是一个副载波或多个副载波的一个预定时间部分。

12．根据权利要求8的接收设备，其中：

所述加权是通过所述加权系数和所述接收信号相乘进行的，而所述解码是软判定解码。

13．根据权利要求8的接收设备，其中：

所述加权系数利用有关信号功率和噪声功率的值的比率计算。

14．根据权利要求13的接收设备，其中：

所述的比率利用该接收信号的相位偏移的程度计算。

15．根据权利要求8的接收设备，其中：

所述接收装置包括执行将在发送时已经随机地移位的相位信号移位到相反相位的处理的一部分。

16．根据权利要求12的接收设备，其中：

所述软判定解码是维特比解码。

17．根据权利要求13的接收设备，其中：

有关信号功率和噪声功率的值的比率的所述计算是关于未延迟的信号和已延迟的信号之间的差作为一个信号分量而进行的(图5)。

18．根据权利要求13的接收设备，其中：

有关信号功率和噪声功率的值的比率的所述计算是关于平均电平和目前电平之间的差作为一个信号分量而进行的(图10)。

19．根据权利要求14的接收设备，其中：

所述相位偏离程度是利用根据该解调信号的正交分量的第一分量和第二分量的幅度分量和功率分量计算的该偏离计算的。

20．根据权利要求19的接收设备，其中：

所述正交分量是I／Q信号(图11)。

21．根据权利要求19的接收设备，其中：

所述正交分量是极坐标的r／θ分量信号(图17)。

22．根据权利要求19的接收设备，其中：

所述相位偏离程度是利用所述第一分量和第二分量的比较计算的。

23．根据权利要求22的接收设备，其中：

在所述加权系数的计算中，每个码元的噪声功率从每个码元的接收信号的功率中减去，以便得到纯信号功率(图24)。

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