NO326386B1 - Presis forhandsbestemmelse av signalnytteforholdet i et kommunikasjonssystem - Google Patents

Description

OPPFINNELSENS BAKGRUNN

I. Oppfinnelsens tekniske område

Denne oppfinnelse gjelder kommunikasjonssystemer, særlig slike systemer hvor man forhåndsbestemmer det såkalte signal/interferens/støyforhold (SINR) for et mottatt signal for å lette reguleringen av overføringshastigheten av data i trådløse kommunikasjonssystemer.

II. Gjennomgåelse av den kjente teknikk

Trådløse kommunikasjonssystemer brukes i et stort antall krevende situasjoner, innbefattet tjenester for søking og redning samt forretningsanvendelser, og i tillegg brukes slike systemer i standig større grad for overføring av datamaskinsignaler (data) i anvendelser for kontornett og via globale kommunikasjonsnett, særlig Internett. Slike anvendelser krever effektive og pålitelige kommunikasjonssystemer som kan arbeide på tross av elektriske forstyrrelser, signalsvekking (fading) og omgivelsesstøy og som dessuten kan håndtere store overføringshastigheter for den informasjonen som skal overføres (på digital form, data).

Telekommunikasjonssystemer som baserer seg på en rekke dekningsområder hvor det er mobile radiostasjoner (så som mobiltelefoner eller trådløse telefoner) bruker faste stasjoner i dekningsområdene, det som oftest kalles basestasjoner. Kommunikasjonsveien fra en basestasjon til en mobil stasjon kalles gjerne foroverkanalen, og motsatt signalvei går via returkanalen.

Signaler som overføres fra en mobil stasjon mottas således i en basestasjon og blir ofte videreformidlet til en koplingssentral (MSC) for trafikken til og fra mobile enheter i nettet. Denne sentral MSC ruter på sin side signalene til et offentlig telenett (PSTN) eller til en annen mobil stasjon i nettet. Tilsvarende blir signaler ofte overført fra telenettet til en mobil stasjon via både en basestasjon og en slik sentral. Hver basestasjon er oftest sentral i sitt dekningsområde hvor en mobil stasjon kan nås og kommunisere med basestasjonen.

I typiske kommunikasjonssystemer for mobile enheter kodes informasjonen, og den moduleres og sendes via en kanal, og deretter mottas den, demoduleres og dekodes av en mottaker. I mange moderne kommunikasjonssystemer så som områdene som bruker kodedelt multippelaksess (CDMA) kodes informasjonen digitalt av grunner som har med kanalstøy, trafikkapasitet og datasikkerhet å gjøre. En såkalt omhylnings- eller konvolute-dekoder (ofte også kalt turbokoder) utfører gjerne kodingen av informasjonen.

Det tør være velkjent innenfor denne teknikk at en omhylningsdekoder omvandler en sekvens av innkommende data (binærsifre) til et kodeord og basert på omhylningen av denne innkomne sekvens med seg selv eller med et annet signal. Kodetakten og genererte polynomer brukes for å fastlegge en bestemt omhylningskode. Slik koding av data og kombinert med den såkalte Viterbi-dekoder er allerede velkjent for å komme frem til feilkorreksjonskoding og -dekoding av data. Turbokodere bruker såkalte turbokoder, og dette er serie- eller parallellkoplinger som danner kjeder med to eller flere bestemte koder så som omhylningskoder.

Kommunikasjonssystemer for mobiltjeneste har det som typisk at en mottaker gjerne forflytter seg i forhold til en sender eller omvendt. Kommunikasjonsveien mellom sendere og mottakere i et slikt system vil være en kanal som er utsatt for signalsvekking. Satelittkommunikasjonssystemer for mobiltrafikk vil ha en sender i rommet og en mottaker i et kjøretøy på bakken, og mobiltelefonsystemer og jordbundne mikrobølgesystemer er videre andre eksempler på svekkingsutsatte kommunikasjonssystemer. En kanal som er utsatt for svekking vil av og til bli kraftig degradert når det gjelder overføringskapasiteten, og denne degradering vil skyldes forskjellige virkninger, innbefattet flerveissvekking, kraftig dempning ved mottaking via flere signalveier med refleksjoner av de utsendte signaler fra objekter og konstruksjoner, fra elementer i atmosfæren og på bakken og fra interferens som skyldes andre brukere av kommunikasjonssystemet. Andre virkninger som bidrar til degradering av slike kanaler omfatter såkalt Dopplerforskyvning ved at den aktuelle mottaker forflytter seg i forhold til senderen, og tilleggsstøy.

Typisk omvandles først et informsjonssignal til en form som er egnet for effektiv transmisjon via kanalen. En slik omvandling eller en modulasjon av informasjonssignalet innbefatter variasjon av en parameter for en bærebølge på basis av informasjonssignalet og på en slik måte at spekteret av den resulterende modulerte bærer vil ligge innenfor den aktuelle kanalbåndbredde. På et brukersted vil det opprinnelige signal som inneholder informasjon, ofte benevnt et meldingssignal, ideelt bli eksakt gjenskapt ut fra en versjon av den mottatte modulerte bærer, etter overføringen via kanalen. En slik reproduksjon oppnås generelt ved å bruke det inverse av den modulasjonsprosess som ble brukt av senderen som sendte informasjonen ut (kildesenderen).

I et CDMA-system vil samtlige frekvensresursser være tilgjengelige samtidig for samtlige brukere av kommunikasjonsnettet. Hver bruker har således til rådighet et støyliknende bredbåndssignal som opptar hele frekvensbåndet av interesse, det som iblant kalles frekvensallokeringen. Koderen letter koding av nødvendige reservedata (redundant informasjon) innen hver overført sekvens (benevnt ramme) for å utnytte hele denne frekvensallokering og letter også bruken av forskjellig overføringshastighet ved transmisjonen, på ramme/ramme-basis.

For talekommunikasjon vil kapasiteten i et CDMA-system bringes til det optimale eller maksimale ved å la hver bruker bare sende så mye data som er nødvendig. Dette skyldes at hver brukers transmisjon bidrar trinnvis til interferensen i et CDMA kommunikasjonssystem. En meget effektiv måte å redusere hver brukers bidrag til kapasiteten, men uten dermed å redusere tjenestekvaliteten for samme bruker, er ved hjelp av transmisjon med variabel eller varierende overføringshastighet. Bruken av en kommuni-kasjonskanal som utnytter variasjon i overføringshastigheten vil redusere den gjensidige interferens ved å eliminere unødvendige sendinger når det ikke er noen nyttetale som skal overføres.

På basis av talekommunikasjonens spesielle karakteristika vil effektregulering typisk brukes i et CDMA-system, hvorved man søker å garantere at hver bruker får en pålitelig overføringsvei for bestemte faste overføringshastigheter. En talekoder (vocoder) kan gi taledatakoding med varierende hastighet, og denne teknikk er allerede beskrevet i patentskriftet US 5 414 796 fra 1995-05-09, med tittelen "Variable Rate Vocoder". Når en slik vocoder frembringer en informasjonssekvens med en viss lengde (målt i bit) og ved en bestemt overføringshastighet (bit/sekund) sørger en effektregulering for å innregulere sendereffekten på brukerutstyrsiden til så liten sendeeffekt som mulig, men uten at dette svekker en pålitelig overføring ved den aktuelle hastighet. En slik effektregulering som altså undertrykker hver brukers bidrag til den totale interferens i nettet, vil lette oppnåelsen av den maksimale kapasitet i et CDMA-talesystem i den forståelse at antallet aktive brukere kan holdes på et maksimum.

For datakommunikasjon er de parametere som gir et mål på kvaliteten og effektiviteten av et system følgende: Overføringsforsinkelsen som er gitt for overføring av en datapakke, og den gjennomsnittlige overføringshastighet i systemet. Forsinkelsen er en viktig metrisk størrelse for et mål på kvaliteten av datakommunikasjonssystemet, mens den gjennomsnittlige overføringshastighet er et mål på hvor effektivt datatransmisjons-kapasiteten av kommunikasjonssystemet blir utnyttet. For å kunne optimalisere disse to parametere for et bestemt datakommunikasjonssystem brukes typisk en regulering av overføringshastigheten i stedet for regulering av sendereffekten. Forskjellene skissert ovenfor mellom tale- og datakommunikasjonssystemer generelt vil bedre forstås ut fra de følgende forskjellige karakteristika mellom disse to typer systemer: En vesentlig forskjell mellom taletjenester og datatjenester er det faktum at førstnevnte tjenester krever strenge og faste forsinkelsesgrenser. Typisk må den totale enveis forsinkelse av talesekvenser eller -rammer være mindre enn 100 ms. I motsetning til dette kan forsinkelse for generelle data være en variabel parameter som brukes for å optimalisere effektiviteten av overføringen i et datakommunikasjonssystem. Særlig vil en mer effektiv feilkorreksjonskodeteknikk som krever betydelig lengre forsinkelser enn det som kan tolereres i en taletjenestesitulasjon kunne brukes for andre typer data, og et eksempel på et effektivt kodeskjema for generelle data er allerede gitt i vår patentsøknad USSN 08/743,688 med tittel "SOFT DECISION OUTPUT DECODER FOR DECODING CONVOLUTIONALLY ENCODED CODEWORDS", innlevert 1996-11-06, nå US 5 933 462 trykket 1999-08-03, videreført som en norsk søknad med prioritet fra 6. november 1996.

En annen signifikant forskjell mellom tale- og datatjeneste er at førstnevnte krever en fast og felles tjenestegrad (GOS) for samtlige brukere. For digitalsystemer som tilbyr taletjeneste overføres dette typisk til en fast og lik overføringshastighet for samtlige brukere og en maksimal tolererbar verdi for talerammenes feilhyppighet. In kontrast til dette vil man for generell datatjeneste kunne ha en forskjellig GOS fra bruker til bruker, og denne størrelse kan parameteroptimaliseres for å øke den totale effektivitet av kommunikasjonssystemet. Tjenstegraden GOS for et bestemt datakommunikasjonssystem defineres typisk som den totale forsinkelse som er lagt inn i overføringen av en bestemt mengde data, heretter kalt en datapakke.

Man har likevel en annen betydelig forskjell også mellom tale- og datatjenester, nemlig ved at taletjenesten krever en pålitelig kommunikasjonsvei som når det gjelder CDMA-kommunikasjonssystemet som et eksempel tilveiebringes ved såkalt myk omruting. Myk omruting fører til redundant overføring fra to eller flere basestasjoner under omrutingsfasen, for å bedre påliteligheten og hindre at en sambandsvei brytes før en ny etableres. Denne ytterligere pålitelighet trengs imidlertid ikke for datatransmisjon generelt, siden datapakkene som eventuelt mottas i feil bare kan sendes om igjen. For datatjenesten kan således den sendereffekt som brukes til å besørge myk omruting mer effektivt i stedet brukes for overføring av ytterligere data. En fremgangsmåte og et apparat som er optimalisert for trådløs overføring av digitale data er allerede beskrevet i vår patentsøknad USSN 08/963,386 fra 1997-11-03, nå US 6 574 211 trykket 2003-06-03 om pakketransmisjon ved store overføringshastigheter.

Som en konklusjon på gjennomgåelsen av disse karakteristika for datakommunikasjon vil det være slik at et datakommunikasjonssystem som er utformet for å optimalisere den gjennomsnittlige overføring vil søke å betjene hver bruker ut fra den basestasjon som kan besørge betjeningen best og samtidig vet den høyest mulige dataoverføringshastighet Rb som brukeren på pålitelig måte kan håndtere. Konklusjonen ovenfor er gjennomgått i vår patentsøknad USSN 08/963,386 fra 1997-11-03, nå US 6 574 211 trykket 2003-06-03 nevnt ovenfor, og som et resultat av denne konklusjon vil en basestasjon i et moderne høyhastighetsdatakommunikasjonssystem (HDR) alltid sende ved maksimal sendereffekt til bare én bruker i løpet av hver gitt tidsluke og bruke overføringshastighetsregulering for å innregulere den maksimale overføringshastighet som brukeren pålitelig kan motta ved. Som en karakteristikk for datakommunikasjonen vil overføringen ("the throughput") være viktigere for forover- enn returkanalen.

En fornuftig styre- eller reguleringsalgoritme for overføringshastigheten vil gjerne inneholde 2 sløyfer, nemlig en indre sløyfe og en ytre sløyfe, idet den indre styrer overføringshastigheten i foroverkanalen basert på forskjellen mellom det gjennomsnittlige forhold mellom signalet og summen av interferens og støy, nemlig forholdet SINR for den neste pakke, og SINR-tersklene for samtlige dataoverføringshastigheter, mens den ytre sløyfe innregulerer disse SINR-terskler for overføringshastighetene, basert på den kjente størrelse PER i foroverkanalen. Av hensiktsmessighetsgrunner vil nær det gjennomsnittlige forhold SINR for en pakke og SINR-tersklene for samtlige dataoverføringshastigheter henholdsvis kalles pakke-SINR og SINR-terskler.

SINR-tersklene reflekterer ytelsen av et kommunikasjonssystem med modemer, men bestemmes hovedsaklig av kanalstatistikk. Det forventes at SINR-tersklene bare langsomt endrer seg og med relativt små varianser, slik at en følgesløyfe som bygger på størrelsen PER vil oppnå god ytelse. Ytterligere detaljer og analyse av hvordan den ytre sløyfe kan utføres vil imidlertid ligge utenfor dette konsepts ramme.

I den aktuelle situasjon antas at SINR-tersklene er faste. Det skal her fokuseres på utformingen av algoritmen for den indre sløyfe, og den såkalte kjerneteknikk man bruker for det indre av den indre sløyfe er den kanalforhåndsbestemmelse oppfinnelsen gjelder.

I et HDR-system kan foroverkanalens trafikkoverføring håndtere i alt elleve forskjellige dataoverføringshastigheter, og hver slik hastighet tilsvarer en bestemt pakkelengde som er tilordnet et bestemt antall tidsluker, nemlig 1, 2, 4, 8 eller 16. Visse pakkelengder kan håndtere flere hastigheter, og typisk vil de høyere hastigheter være tilordnet de minste pakkelengder.

En krets benevnt prediktor vil forhåndsbestemme den neste pakkes SINR for samtlige pakkelengder. Den mobile stasjon vil i et kommunikasjonsnett av denne type søke å forespørre den høyest mulige overføringshastighet ved å sammenlikne forhåndsbestemmelsene med SINR-tersklene. Her vil forhåndsbestemmelsene for den neste pakkes SINR for en gitt pakkelengde rett og slett angis som prediksjon.

I HDR-systemet sendes informasjonen som gjelder forespørsel etter en bestemt dataoverføringshastighet til den aktuelle basestasjon (BS) via en styrekanal (DRC) for dataoverføringshastighet i returkanalen, en gang hver tidsluke. Basestasjonen omfatter en krets benevnt planlegger som sørger for planlegging av foroverkanalens trafikkpakker i samsvar med en gunstig og effektiv prioritetsalgoritme. Når denne planlegger er i ferd med å betjene en mobil stasjon blir denne stasjon betjent ved den overføringshastighet den har anmodet om via kanalen DRC (selv om den aktuelle overføringshastighet kan være lavere dersom basestasjonen BS ikke har nok informasjonssifre).

Ved mottakingen av anmodningen eller forespørselen om en bestemt over-føringshastighet innstiller basestasjonen hastigheten for et overført signal, og denne innstilling utføres for den neste pakke i respons på den informasjon som foreligger om kanalen, fra en tidligere pakke. En basestasjon som sender ved utilstrekkelig eller for høy over-føringshastighet vil imidlertid føre til redusert kanaloverføring eller ineffektiv bruk av nettressursene.

Aktuelle implementeringer av den teknikk som er skissert her vil imidlertid ha betydelige begrensninger. Forholdet SINR kan blant annet endre seg raskt. Den dataover-føringshastighet som først var velegnet for en tidligere sendt pakke behøver slett ikke være det for den pakke som følger etter. Forsinkelsen mellom transmisjonen av en bestemt pakke og genereringen og transmisjonen av en anmodningsmelding for en bestemt dataover-føringshastighet for en etterfølgende pakke kan føre til redusert kanalytelse, særlig når kanalen kjennetegnes ved raske fluktuasjoner i støy eller annen interferens.

På denne bakgrunn anser man at det er et behov for et effektivt system og en tilsvarende fremgangsmåte for å bringe overføringen i et kommunikasjonssystem som er i stand til å endre forholdet SINR i tidsrommet mellom bestemmelsen av et styresignal for overføringshastighet, basert på en tidligere sendt pakke og bruken av dette signal til en etterfølgende pakke, til et maksimum. Det er videre behov for et system for innregulering av overføringshastigheten for overførte signaler i samsvar med den aktuelle endring av forholdet SINR.

Kort gjennomgåelse av oppfinnelsen

I følge oppfinnelsen, løses de overnevnte problemer ved en fremgangsmåte angitt i krav 1 og som har de karakteristiske trekk som angitt i den kjennetegnende del av kravet; og et apparat angitt i krav 13 og som har de karakteristiske trekk som angitt i den kjennetegnende del av kravet.

Behovet i teknikken vil løses ved oppfinnelsens system for en nøyaktig forhåndsbestemmelse av forholdet SINR, og i en typisk utførelse brukes dette system i et trådløst kommunikasjonsnett og omfatter en første mekanisme for å motta et signal som sendes via en kanal fra en ekstern sender, og en andre mekanisme for generering av en sekvens med estimater for forholdet SINR og basert på det mottatte signal. En tredje mekanisme bestemmer et forhold mellom elementer i denne sekvens, og en fjerde mekanisme utnytter dette forhold for å komme frem til forholdet SINR som en forhåndsbedømmelse for et påfølgende mottatt signal.

I den typiske utførelse omfatter systemet videre en mekanisme for å frembringe en forespørselsmelding om overføringshastigheten for de aktuelle data, basert på det forhåndsbestemte forhold SINR. En sender sender ut denne melding til en ekstern sender/mottaker som innbefatter styrekretser for overføringshastigheten og mottar meldingen for innstilling av denne hastighet for signalet i respons på meldingen.

I en særlig utførelse baseres forholdet mellom elementene i estimatsekvensen på et gjennomsnitt av de enkelte elementer. Den tredje mekanisme omfatter en filterbank for å beregne gjennomsnittet. Pulsresponsene for overføringsfunksj onene som er knyttet til hvert av disse filtere i banken blir tilpasset forskjellige svekkingssituasjoner, idet disse innbefatter en situasjon som gjelder et raskt bevegelig system, en annen situasjon gjelder et langsomt bevegelig system, mens en tredje gjelder et system som beveger seg med midlere hastighet.

En seleksjonsmekanisme er koplet til hvert filter i filterbanken og velger en utgang fra et av filtrene. Denne valgte utgang koples til et filter hvis overføringsfunksj on er mest egnet for en aktuell svekkingssituasjon (fading). I den typiske utførelse velges den største utgang fra de enkelte utganger fra filterbanken, basert på det minste standardfeilawik. Den resulterende presise forhåndsbestemmelse av forholdet SINR letter frembringelsen av nøyaktige forespørsler om overføringshastighet.

Kort gjennomgåelse av tegningene

Fig. 1 viser et skjema over en sender/mottaker i et trådløst kommunikasjonssystem og konstruert i samsvar med det som fremgår av oppfinnelsen. Sender/mottakeren bruker en prediktor for forhåndsbestemmelse av forholdet SINR, fig. 2 viser nærmere hvordan en slik prediktor er bygget opp, og fig. 3 viser ytterligere detaljer i denne SINR-prediktor.

Beskrivelse av oppfinnelsen

Oppfinnelsen skal nå gjennomgås med referanse til viste utførelser for bestemte anvendelser og situasjoner, men det er klart at oppfinnelsen ikke er begrenset til dette. Folk med vanlig kunnskap innenfor denne teknikk og tilgang til den bakenforliggende teknikk vil innse at ytterligere modifikasjoner, anvendelser, situasjoner og utførelsesformer også kan ligge innenfor oppfinnelsens ramme, og ytterligere felt hvor oppfinnelsen kan brukes kan også lett foreslås.

CDMA-systemer bruker generelt en av to metoder for å overføre kjente pilotsignaler sammen med ukjente datasignaler. Disse metoder innbefatter den såkalte pilot- eller referansesymbolassisterte metode, og den andre av metodene er pilotkanalmetoden. I den første spres et pilotsignal som inneholder kjente symboler ved hjelp av en kvasistøysekvens (PN-sekvens) og legges inn i en datasekvens som er spredt ved hjelp av samme PN-sekvens, før overføring til en eller flere mobile stasjoner i kommunikasjonsnettet. I pilotkanalfrem-gangsmåten som er metode nr. 2, spres både pilotsignalet og datasignalet, men med hver sin innbyrdes forskjellige PN-sekvens, hvoretter de summeres sammen og sendes.

Fig. 1 viser et skjema over en sender/mottaker 10 som hører til et trådløst kommunikasjonssystem eller -nett, og denne sender/mottaker er i samsvar med oppfinnelsen og gjør bruk av en SINR-prediktor 12. Systemet med sender/mottakeren 10 representerer en mobil stasjon for CDMA. Signaler som mottas fra systemet kommer inn via en foroverkanal mellom en basestasjon (ikke vist) og systemet selv. Signalet som sendes ut fra sender/mot-takerens senderside går via en returkanal til den aktuelle basestasjon.

For å gjøre situasjonen klarere er imidlertid mange detaljer i sender/mottakeren og systemet utelatt på tegningen, så som klokke- eller timingkretser, mikrofoner, høyttalere og annet. Fagfolk vil lett kunne tenke seg slike ytterligere kretser og komponenter uten at det er nødvendig med noen eksperimentering.

Systemet med sender/mottakeren 10 bruker en telekommunikasjonssender/mottaker med dobbel frekvensomvandling og har en antenne 14 koplet til en dupleksenhet 16. Sistnevnte er koplet til en mottakergren som fra venstre til høyre på tegningen omfatter en mottakerforsterker 18, en blander fra høyfrekvens (RF) til mellomfrekvens (IF) og med henvisningstallet 20, et båndpassfilter 22 på mottakersiden, en automatikkrets 24 for automatisk forsterkningsregulering, og en omvandlerkrets 26 for frekvenstransponering fra mellomfrekvens (IF) til basisbåndet (BB). Denne omvandler 26 er koplet til basisbåndprosessoren 28 i en samle/avdekkingskrets 64 inne i denne prosessor 28.

Dupleksenheten 16 er også koplet til en senderdel 65 som omfatter en senderforsterker 30, en første blander 32 fra mellomfrekvens til høyfrekvens (IF/RF), et båndpassfilter 34, en reguleringsforsterker 36 (AGC) og en andre blander 38 som utgjør en omvandler fra basisbånd (BB) til mellomfrekvens (IF). Denne andre blander 38 er koplet til basisbåndprosessoren 28 ved en koder 40.

Utgangssignalene fra den allerede omtalte samle/avdekkingskrets (SA-kretsen) 64 i prosessoren 28 er ført til en SINR-krets 66 og en kombinasjonskrets 42 med veiefunksjon. Signalene fra kretsen 66 går til den allerede omtalte SINR-prediktor 12, en LLR-krets 46 og denne kombinasjonskrets 42.

En inngang på en spørrekrets 44 for generering av forespørsler om over-føringshastighet er koplet til en utgang på prediktoren 12, og en utgang fra LLR-kretsen 46 (idet LLR står for logaritmisk sannsynlighetsforhold) er koplet til en inngang på en dekoder 48, gjerne en turbodekoder slik det er vist i den aktuelle utførelse. En inngang på LLR-kretsen 46 er koplet til en utgang på kombinasjonskretsen 42, og en utgang fra dekoderen 48 går til en inngang på en styrekrets 50 som også er tilkoplet spørrekretsen 44 og en inngang på koderen 40.

Antennen 14 mottar og sender høyfrekvenssignaler, og det er dupleksenheten 16 som er tilkoplet den, som sørger for å skille mottakersignaler 52 fra sendersignaler 54.

Under bruken av sender/mottakeren 10 tas høyfrekvenssignaler på mottakersiden, nemlig mottakersignalene 52 inn via antennen 14 og føres via dupleksenheten til mottakerdelen 67 hvor signalene forsterkes i forsterkeren 18, blandes i den første blander 20 for frekvenstransponering til mellomfrekvens, filtreres i båndpassfilteret 22, forsterknings-reguleres i forsterkeren 24 og omvandles i den andre blander 26 til basisbåndsignaler 56. Disse føres til den digitale prosessor 28 for basisbåndprosessering.

I den viste utførelse er sender/mottakeren (TR) 10 innrettet for håndtering av signaler som er modulert i henhold til QPSK-teknikken, nemlig kvadraturfasedreiningsnøkling . for spredning og samling, og basisbåndsignalene 56 er kvadraturamplitudemodulasjonssig-naler (QAM) som omfatter de velkjent komponenter I og Q for henholdsvis ikke-fasedreid og kvadraturfasedreid del. Basisbåndsignalene 56 (I + Q) representerer både pilotsignaler og generelle datasignaler som overføres fra en sender/mottaker for CDMA-telekommunika-sjon, så som en slik sender/mottaker som brukes i en basestasjon.

I senderdelen 65 omvandles de digitale BB-signaler 58 til analoge signaler i den andre blander 38, blandes der til mellomfrekvenssignaler, filtreres i båndpassfilteret 34, blandes videre opp til høyfrekvens i den første blander 32, forsterkes i senderforsterkeren 30 og overføres via dupleksenheten 16 ut til antennen 14.

Både mottaker- og senderdelen 67 og 69 er koplet til prosessoren 28 som sørger for prosessering av signalene 56 og fører resultatet ut som utgangssignaler 58. Prosessoren 28 kan innbefatte funksjoner så som signal/dataomvandling og/eller omvendt.

Blander 38 for omvandling fra basisbånd til mellomfrekvens innbefatter forskjellige komponenter (ikke vist) så som omvandlere (DAC) fra digital til analog, blandere, summeringsledd, filtere, fasedreiere og lokaloscillatorer. Utgangssignalene 58 omfatter både I- og Q-komponenten, 90° faseforskjøvet. Disse utgangssignaler 58 føres til de (ikke viste) omvandlere som hører til blanderen 38, for omvandling til analoge signaler som deretter filtreres i lavpassfiltere (ikke vist) før blandingen. De enkelte faser av utgangssignalenes 58 komponenter innreguleres deretter, blandes og summeres via et 90° fasedreieledd (ikke vist), blanderen fra BB til IF (ikke vist) og et summeringsledd (eller ikke vist), idet disse kretser er innbefattet i blanderen 38.

I summeringsleddet etableres således mellomfrekvenssignalet som fører til forsterkeren 36 hvor forsterkningen av de blandede signaler innreguleres før filtrering i båndpassfilteret 34. Deretter blandes signaler fra en lokaloscillator for opptransponering til høyfrekvens i blanderen 32, signalene forsterkes i forsterkeren 20, og til slutt sendes de ut via dupleksenheten 16 og antennen 14.

Tilsvarende omfatter blanderen 26 i mottakerdelen 67 kretser (ikke vist) så som omvandlere (ADC) for analog til digital, oscillatorer og blandere. Signaler som for-sterkningsreguleres på mottakersiden går fra forsterkeren 24 og overføres til blanderen 26 hvor de omvandles til basisbåndsignaler og deretter videre omvandles til digital form i omvandlere (ikke vist).

Begge blandere 38 og 26 bruker oscillatorsignaler fra en første lokaloscillator 60 for å utføre blandingen. Blanderen 20 og blanderen 32 bruker også lokaloscillatorsignaler, denne gang fra en andre oscillator 62. Disse lokaloscillatorer 60 og 62 kan være lagt inn i faselåste sløyfer som genererer utgangssignaler som styres fra en overordnet oscillator (ikke vist).

Det er klart at også andre typer mottaker- og senderdeler 67 og 65 kan brukes i stedet for det som her er vist og beskrevet, og de forskjellige komponenter så som for-sterkerne 18 og 30, blanderne 20 og 32, filtrene 22 og 34, reguleringsforsterkerne 24 og 36 og blanderne 26 og 38 er for øvrig standardkomponenter og kan lett utformes på annen måte ut fra generell teknikk innen faget.

I prosessoren 28 føres de mottatte I- og Q-signaler 56 til SA-kretsen 64 hvor en pilotkanal som omfatter pilotsignaler og en datakanal som omfatter datasignaler trekkes ut fra signalene 56. De to kanaler overføres til SINR-kretsen 66 og kombinasjonskretsen 42 fra SA-kretsen 64.

SINR-kretsen 66 fører ut et SINR-signal som omfatter en sekvens med SINR-verdier, dvs. samplingsverdier til SINR-prediktoren 12 og LLR-kretsen 46. SINR-kretsen 66 fører også ut resiprositetsverdien av interferensenergien (1/Nt) til kombinasjonskretsen 42. Signalene fra SA-kretsen 64 går til kombinasjonskretsen 42 og dessuten også til dekoderen 48 hvor de dekodes og videreformidles til styrekretsen 50. Kombinasjonskretsen 42 beregner den signalvei som gir et optimalt forhold SINR ved å kombinere vektfaktorer for flerveisoverførte signalkomponenter av de mottatte datasignaler tilsvarende datakanalsignalene, utfører en veieoperasjon av de aktuelle overføringsveier, kombinerer disse og tilveiebringer de summerte og veide signalveioverføringer som en metrisk størrelse til den etterfølgende LLR-krets 46.

LLR-kretsen 46 bruker de metriske verdier fra kretsen 42 sammen med SINR-estimeringen som tilveiebringes av SINR-kretsen 66 for å frembringe beslutningsverdier for såkalt "myk dekoding" og et optimalt logaritmisk sannsynlighetsforhold LLR. Oppbyggingen av anvendbare LLR-kretser så som kretsen 46 er kjent innenfor teknikken, og i en foretrukket utførelse er kretsen 46 i samsvar med vår US patentsøknad 09/311,793 fra 1999-05-13, nå US 6 377 607 trykket 2002-04-23 og med tittel "System and method for performing accurate demodulation of turbo-encoded signals via pilot assisted coherent demodulation".

Den optimale LLR-verdi går til dekoderen 48 for å lette dekodingen av de mottatte datakanalsignaler. Styrekretsen 50 videreprosesserer signalene for å komme frem til utgående tale eller data via en høyttaler eller en annen innretning (ikke vist). Denne styrekrets 50 har også ansvaret for å kontrollere, overvåke og styre sendingen av tale- og datasignaler fra en inngangsinnretning (ikke vist) til koderen 40 før sendingen.

Spørrekretsen 44 frembringer som allerede nevnt en melding som utgjør en forespørsel om overføringshastighet og styring av denne, og meldingen bygger på den forhåndsbestemte SINR-verdi for den neste pakke som skal sendes, idet verdien fremkommer fra SINR-prediktoren 12. Denne enhet bruker en filterbank (som gjennomgått i nærmere detalj nedenfor) for å utføre SINR-prediksjonen, idet denne muliggjør at spørrekretsen 44 kan lage meldinger som akkurat passer til situasjonen og en aktuell overføringshastighet.

Spørrekretsen 44 sammenlikner det forhåndsbestemte SINR med et sett forhåndsbestemte terskler og frembringer SINR-melding ut fra den relative størrelse av det forhåndsbestemte SINR-signal i forhold til disse terskler. De nøyaktige detaljer for spørrekretsen 44 vil være anvendelsesavhengige og kan lett finnes og brukes av fagfolk for å passe til en gitt situasjon eller anvendelse.

Spørrekretsen 44 sender deretter ut en forespørselsmelding som videreføres til styrekretsen 50 hvor meldingen forberedes for koding ved hjelp av koderen 40 og deretter eventuelt sendes til den aktuelle basestasjon (ikke vist) via en spesiell forespørselskanal (DRC) for dataoverføringshastighet via senderdelen 660, dupleksenheten 16 og antennen 14. Når en slik basestasjon mottar meldingen innreguleres overføringshastigheten på tilsvarende måte som angitt i meldingen, for de overførte signaler.

Ved at man får etablert ganske presise SINR-estimater og estimater for den totale såkalte "chip-energi" Nt for den samlede interferens og støy, idet estimatene stammer fra

SINR-kretsen 66, gjør at ytelsen fra spørrekretsen 44 blir bedre, og samtidig bedres ytelsen fra dekoderen 48. Dette innebærer på sin side forbedring av hele systemets effektivitet og signalkapasitet, samt de tilknyttede telekommunikasjonssystemer, idet det aktuelle system som tidligere gjelder sender/mottakeren 10.

SINR-estimeringskretser er allerede kjent innenfor faget, og i en foretrukket ut-førelse er SINR-kretsen 66 utformet i samsvar med det man kan finne i vår patentsøknad USSN 09/310,053 fra 1999-05-11, nå US 6 661 832 trykket 2003-12-09, med tittel "System and method for providing an accurate estimation of received signal interference for use in wireless communications systems".

Sender/mottakeren 10 vist på fig. 1 vil lett kunne tilpasses bruk i en basestasjon i stedet for i en mobiltelefon eller generelt en forflyttbar radiostasjon, hvor den kommer til å inneholde funksjonskretser for innregulering av overføringshastighet og sendereffekt, idet dette er tatt hensyn til i den programvare som brukes og som håndteres av styrekretsen 50. Slik programvare vil kunne lages på konvensjonell måte av en programmerer som får kjennskap til den foreliggende oppfinnelse.

Selv om man i dette konsept har en prediktor 12 som gir SINR-prediksjoner til spørrekretsen 44 er det klart at slike prediksjoner eller forhåndsbestemmelser også kan etableres i andre typer kretser, så som en effektreguleringskrets, uten at dette gjør at oppfinnelsens ramme sprenges.

Fig. 2 viser i nærmere detaljer hvordan en slik SINR-prediktor 12 vist på fig. 1 kan være bygget opp. I det viste tilfelle har den et filter 70 som danner gjennomsnittet over et forskyvbart vindu og som mottar SINR-samplingsverdier fra SINR-kretsen 66 på fig. 1 som inngangsverdier. En krets 72 for omvandling til desibelverdier og filtrering mottar også disse samplingsverdier som inngangsstørrelser.

En utgang fra det middelverdidannende filter 70 går til en inngang på en desibelomvandler 74 beregnet for filtrerte signaler, og en utgang fra denne omvandler er parallellkoplet til en inngang på en SINR-prediktor 76 for rask svekkingsfluktuasjon, en inngang på en tilsvarende prediktor 78 for langsommere fluktuasjon, og en holdeprediktor 80. Utgangen fra disse tre prediktorer 76, 78 og 80 går til en prediksjonsselektor 82, og en annen utgang fra prediktoren 76 går i parallell til en inngang på prediktoren 78 og en inngang på holdeprediktoren. En utgang fra kretsen 72 er parallellkoplet til en inngang på prediktoren 78 og denne holdeprediktor 80.

Under drift mottar filteret 70 og kretsen 72 SINR-samplingsverdiene fra kretsen 66 vist på fig. 1. Filteret beregner middelverdien av de mottatte samplingsverdier over et gitt antall av dem. Dette antall vil være avhengig av situasjonen eller anvendelsene og kan lett fastlegges av fagfolk for bestemte behov.

Gjennomsnittet ut fra filteret 70 omvandles til en desibelskala via omvandleren 74, og resultatet går deretter i parallell til prediktorene 76-80. Kretsen 72 filtrerer de mottatte samplingsverdier og frembringer desibelverdiene av dem som utgangsstørrelser, og middelverdien av disse innreguleres til null. Kretsen 72 er anvendelsesspesifikk og kan lett utformes av fagfolk i teknikken. De resulterende omvandlede og filtrerte samplingsverdier går til prediktorene 78 og 80.

Prediktoren 76 for rask svekkingsfluktuasjon, den for langsommere fluktuasjon og holdeprediktoren 80 danner sammen en filterbank. Når man i et kommunikasjonsnett har rask signalsvekking eller fading vil den første SINR-prediktor 76 være utformet for å gi det minste standardavvik for prediksjonsfeilen som en utgangsstørrelse. Når imidlertid signalene svekkes langsomt brukes prediktoren 78 for å frembringe dette minste standardavvik, mens ved middels rask svekkingsfluktuasjon bruker man holdeprediktoren 80 for å frembringe samme minste standardavvik.

Prediksjonsselektoren 82 bruks til å velge blant utgangene fra prediktorene 76-80, nemlig det signal som har minst standardavvik for prediksjonsfeilverdien og som da er mest representativt for den aktuelle svekkingssituasjon for signaloverføringen. Den valgte prediksjon føres ut fra prediksjonsselektoren 82, idet denne lett kan bygges opp av fagfolk innenfor teknikken. Utgangene fra SINR-prediktorene 76, 78 og 80 er "opphakket" av for-håndsbestemmelsesfaktorer for å hindre overskyting av SINR-prediksjonen, slik det gjennomgås nærmere nedenfor.

Fagfolk vil kunne innse at et enkelt filter hvis overføringsfunksj onskoeffisienter selektivt kan endres i samsvar med endringer i svekkingsforholdene, kan brukes i stedet for filterbanken som består av SINR-prediktorene 76, 78 og 80, uten at dette sprenger oppfinnelsens ramme. I tillegg kan man ha forskjellige filterkoeffisienter og/eller ytterligere filtere, uten at man berører denne ramme.

Prediktorene 76-80 er lineære og utformet for å simulere et såkalt Wiener-filters oppførsel.

Generelt vil et signal y(n) ofte inneholde en signalkomponent x(n) og en støykomponent w(n) slik at y(n) = x(n) + w(n), hvor n er samplingstallet. Et ønsket signal vil alltid være en lineær funksjon av x(n) og kan estimeres ut fra y(n). I det foreliggende tilfelle vil x(n) representere SINR-samplingsverdiene.

Forhåndsbestemmelse eller prediksjon er en spesiell gren av estimeringen av det ønskede signal, før en egentlig observasjon av dette. Det ønskede signal d(n+D) er D samplingsverdier foran y(n), idet D er et forhåndsbestemt tall og større eller likt 5 samplingsverdier i det foreliggende tilfelle. Forskjellen mellom en prediksjond (n) av det ønskede signal d(n), og dette ønskede signal er da en feilfunksjon e(n). Det er velkjent innenfor teknikken at et optimalt lineært filter er et Wiener-filter i den forståelse at det fører til en minimal midlere kvadratisk feil.

Det ønskede signal d(n) her er det gjennomsnittlige forhold SINR over pakkelengden. Forskjellige pakkelengder tilsvarer således forskjellige ønskede signaler. Sender/mottakeren 10 på fig. 1 kjører prediksjoner for fem forskjellige pakkestørrelser (med 1, 2, 4, 8 og 16 tidsluker). Ved mottakingen av et signalveikombinert SINR-estimat som oppdateres hver halve luke vil sender/mottakeren 10 på fig. 1 (som tilsvarer en mobil stasjon) kjøre prediktoren 12 fem ganger, tilsvarende pakkestørrelsen for dette gitte antall luker. Således oppdaterer prediktoren 12 prosesseringen som er illustrert på fig. 3 fem ganger for fem forskjellig pakkelengder med forskjellige verdier av parametrene så som prediksjonsforsinkelse og filterkoeffisienter.

Fig. 3 viser et diagram i nærmere detalj for SINR-prediksjonen for en gitt pakkelengde og implementert via SINR-prediktoren 12 på fig. 2. Kretsen 72 omfatter således en første desibelomvandler 90, idet en inngang på denne mottar SINR-samplingsverdiene fra SINR-kretsen 66 på fig. 1, mens en utgang er koplet til en positiv terminal for en subtraktor 92 og inngangen på et filter 96 (F]). En utgang fra dette filter er koplet til en negativ terminal på den første subtraktor 92.

Under drift omvandler kretsen 72 de mottatte SINR-samplingsverdier til en desibelskala via desibelomvandleren 90 og filtrerer de desibelrelaterte signaler ved hjelp av det første filter 96. Resultatet trekkes fra de desibelsamplingsverdier som kommer fra omvandleren 90, og utgangen fra kretsen 72 kan beskrives ved følgende likning:

hvor uo(n) er utgangssamplingsverdiene fra kretsen 72, u(n) angir desibelskalasamplingsverdiene fra omvandleren 90, mens mu(n) representerer middelverdien av samplingsverdiutgangene fra det første filter 96.

Overføringsfunksj onen F^n) for dette første filter 96 er gitt av følgende likning:

hvor X er en konstant koeffisient, mens z er en kompleks variabel. Koeffisienten X er anvendelsesspesifikk og kan lett bestemmes av fagfolk for å møte bestemte behov og anvendelser.

De mottatte SINR-samplingsverdier fra kretsen 66 på fig. 1 går også til filteret 70 som utfører gjennomsnittsberegning av SINR-samplingsverdiene over et antall på L samplingsverdier, idet L angir den gitte pakkelengde.

En utgang fra filteret 70 går til utgangen av dB-omvandleren (som altså omvandler utgangen fra filteret 70 til en desibelskala i samsvar med fremgangsmåter som er velkjente innenfor teknikken). De resulterende desibelverdier som representerer det ønskede signal føres til prediktoren 76 for hurtig svekkingsfluktuasjon, den tilsvarende prediktor 78 for langsom fluktuasjon og holdeprediktoren 80 for fluktuasjoner med midlere hastighet.

I prediktoren 76 går utgangen fra omvandleren 74 til en negativ terminal på en andre subtraktor 106, og samtidig til et filter 100 (F3). En utgang fra filteret 100 går til en første forsinkelse 102, en første oppbakkingskrets 104 og til et første summeringsledd 120 og et andre summeringsledd 150 i holdeprediktoren 80 henholdsvis prediktoren 78. En utgang fra den første oppbakkingskrets 104 er koplet til en inngang på selektoren 82, og den andre inngang på subraktoren 106 går til en utgang på den første forsinkelse 102. En utgang på den andre subtraktor 106 er koplet til en første kvadreringskrets 108 som har en utgang koplet til en inngang på det første filter 112 (F4). En utgang fra dette filter 112 er koplet til en inngang på en første kvadratrotkrets 114, og en utgang fra denne krets 114 går til en inngang på den første oppbakkingskrets 104.

Under drift mottar prediktoren 76 samplingsverdiene fra omvandleren 74 i filteret F3 100 og ved en negativ på den andre subtraktor 106. Filteret F3 100 beregner langtidsmiddelverdien av desibelverdiene og har følgende overføringsfunksjon: hvor langtidsverdien md(n) gjelder for de mottatte desibelskalasamplingsverdier og ved en bestemt samplingsverdi n, slik at denne middelverdi blir en middelverdi for SINR-predik-sjonend i(n+D) som ligger D samplingsverdier inn i fremtiden, idet D er en forhåndsbestemt forsinkelse som er basert på en gitt pakkelengde. Størrelsen a er en forhåndsbestemt koeffisient for filterets 100 overføringsfunksjon F3, d(n) er den aktuelle eller ønskede utgang fra desibelomvandleren 74, mens md(n-l) er langtidsmiddelverdien en samplingsverdi tidligere. Overføringsfunksjonen F3 for filteret 100 kan også angis med følgende likning:

hvor z som før er en kompleks variabel, mens a er en forhåndsbestemt koeffisient som angitt ovenfor, a kan lett bestemmes av fagfolk for bestemte behov og anvendelser.

Resultatet md(n) fra filteret 100 blir forsinket D samplingsverdier i den første forsinkelseskrets 102 og føres til en positiv terminal på den andre subtraktor 106. Den andre subtraktor 106 trekker d(n) fra utgangen på omvandleren 74 fra størrelsen md(n) og frembringer et prediksjonsfeilsignal ej(n) i respons. Dette feilsignal kvadreres og filtreres i kvadreringskretsen 108 henholdsvis det første filter 112 med overføringsfunksjon F4. Dette første filter 112 er et filter med uendelig pulsrespons (IIR) og overføringsfunksjon F4(z) gitt nedenfor:

hvor p er en filterkoeffisient, mens de øvrige variable er beskrevet ovenfor.

De filtrerte, dvs. midlede og deretter kvadrerte verdier føres til kvadratrotkretsen 114 hvor kvadratroten av det gjennomsnittlige kvadrat (rmsei) av feilsignalet ei(n) beregnes. Resultatet føres til den første oppbakkingskrets 104 hvor det multipliseres med en gitt konstant kj. Den nøyaktige verdi av denne konstant vil være avhengig av situasjonen og behøver ikke en gang være en konstant, idet den dynamisk kan oppdateres i samsvar med endringer i signalomgivelsene, idet denne oppdatering kan utføres ved hjelp av en annen krets (ikke vist) eller en programvarerutine.

Størrelsen rmsei(n) fremkommer av følgende likning:

hvor P er den samme som i likning 5, og størrelsen msei(n-l) representerer utgangen fra det første filter 112 med overføringsfunksjon F4, en samplingsverdi tidligere.

Den første oppbakkingskrets 104 reduserer den første prediksjon di(n+D) med ki(rmse!) for å redusere overskytende prediksjonsverdier. Denne reduserte første prediksjon angis medd 'i(n+D) og fremkommer av følgende likning:

hvor de variable er som ovenfor.

Oppbyggingen av prediktorene 78 og 80 vil være tilsvarende prediktoren 76, men prediktoren 78 har i tillegg et filter 116 med overføringsfunksjon F2 og det første summeringsledd 150. Holdeprediktoren 80 har i tillegg nok et holdefilter 118 og et andre summeringsledd 120. Summeringsleddene 120 og 150 mottar langtidsmiddelverdien md(n) fra filteret 100 i prediktoren 76.

Prediktoren 78 omfatter fra venstre til høyre på tegningen og øverst nevnt først, et tredje subtraksjonsledd 122, en andre kvadreringskrets 124, et andre filer 128 med over-føringsfunksjon F4, en andre kvadratrotkrets 130, filteret 116 (F2), det første summeringsledd 150, en andre forsinkelse 132 og en andre oppbakkingskrets 134.

Under driften sørger filteret 116 for å filtrere utgangssignalene fra kretsen 72, og dette filters 116 overføringsfunksjon F2(z) er gitt av følgende likning: hvor (i er en forhåndsbestemt filterkoeffisient som tidligere. Utgangsstørrelsend o(n+D) fra det andre filter 116 er gitt ved følgende likning:

hvor [i. er som ovenfor, faktor to på høyre side av likhetstegnet er lik totaluttrykket forsinket med en samplingsverdi, mens u<)(n) er utgangen fra kretsen 72.

Utgangen fra filteret 116, som gitt av likning 9, går til en terminal som hører til det første summeringsledd 150 og hvor utgangen fra størrelsen md(n) fra prediktoren 76 blir tilføyd. Den resulterende sum er angitt avd 2(n+D) og fremkommer av følgende likning:

hvor de variable er som gitt ovenfor.

Utgangen fra det første summeringsledd 150 som gitt ved likningen 10 går i parallell til den andre forsinkelse 32 og den andre oppbakkingskrets 134. Forsinkelsen 132 forsinker utgangen fra summeringsleddet 150 med verdien D og overfører resultatet til en positiv terminal på det tredje subtraksjonsledd 122 som trekker utgangen d(n) fra kretsen 74 fra det forsinkede resultat slik at et andre feilsignal e2(n) fremkommer, gitt av følgende likning:

hvord 2(n) er den forsinkede utgang fra det første summeringsledd 150, dvs. utgangen fra den andre forsinkelse 132, mens d(n) er utgangen på filtersiden på dB-omvandleren 74.

Dette andre feilsignal e2(n) kvadreres deretter og filtreres i den andre kvadreringskrets 124 henholdsvis det andre filter 128 med overføringsfunksjon F4. Denne overføringsfunksjon er som gitt i likning 5. Kvadratroten av utgangen fra filteret 128 beregnes i den andre kvadratrotkrets 130 og gir følgende utgang:

hvor altså dette uttrykk er kvadratroten av den midlere kvadratiske feil for signalet e2(n), den midlere kvadratiske feil mse2(n-l) er utgangen fra det andre filter 128 forsinket en samplingsverdi, og de øvrige variable og konstanter er som gitt ovenfor.

Resultatet fra likning 12 multipliseres med en forhåndsbestemt faktor k, og produktet trekkes fra utgangen fra det første summeringsledd 150, slik at man får:

hvor for øvrig konstantene og de variable er som beskrevet ovenfor. Utgangen D2'(n+D) fra den andre oppbakkingskrets 134 føres til prediksjonsselektoren 82.

Den forhåndsbestemte faktor k2 som er anvendelsesspesifikk og lett kan bestemmes av fagfolk kan være ekvivalent med faktorene ki og k3 i kretsen 104 og kretsen 148 og kan dynamisk endres uten at dette går ut over oppfinnelsens ramme.

Holdeprediktoren 80 omfatter fra venstre til høyre og øverst og nedover på tegningen, et fjerde subtraksjonsledd 136, en tredje kvadreringskrets 138, et tredje filter 142 med overføringsfunksjon F4, en tredje kvadratrotkrets 144, en tredje forsinkelseskrets 146, holdefilterkretsen 118, det andre summeringsledd 120 og en tredje oppbakkingskrets 148.

I den bestemte utførelse av oppfinnelsen vil holdeprediktoren 80 bare brukes når pakkelengden er mindre eller lik 2 spalter, og denne prediktor 80 blir i så fall selektivt aktivert av en krets (ikke vist) som fastlegger når pakkelengden er mindre eller lik 2 spalter og selektivt da aktiverer prediktoren 80 for å gi ut signaler.

Under drift sørger holdefilterkretsen 118 for å filtrere utgangen fra kretsen 72 for omvandling og filtrering og gir resultatet videre til en terminal tilhørende det andre summeringsledd 120 hvor utgangen md(n) fra filteret 100 i prediktoren 76 tilføyes. Utgangen fra addisjonsleddet 120 blir bestemt av følgende likning:

hvor HW utgjør en holdeveiefaktor og fremkommer fra holdefilterkretsen 118, mens Uo(n) er utgangen fra SINR-kretsen 72.

Den resulterende utgang forsinkes antallet D samplingsverdier i den tredje forsinkelseskrets 146 slik atd 3(n) fremkommer. Utgangen d(n) av dB-omvandleren 74 trekkes deretter fra den forsinkede resulterende utgang slik at man får et tredje feilsignal e3(n) gitt av følgende likning:

hvor de variable er de samme som ovenfor.

Den påfølgende tredje kvadreringskrets 138, det tredje filter 142 (F4) og den tredje kvadratrotkrets 144 sørger for å komme frem til det midlere kvadratiske feilsignal rmse3(n) for feilsignalet e3(n), idet dette feilsignal er gitt av formelen nedenfor:

hvor den tilsvarende kvadratiske feilverdi mse3(n-l) er utgangen fra det tredje filter 142 forsinket med en enkelt samplingsverdi, mens de andre konstanter og variable er som ovenfor. Overføringsfunksj onen F4 er som gitt i likning 5.

Den resulterende kvadratiske feil rmse3(n) multipliseres med den gitte konstant k3 via kretset 148, og resultatet trekkes fra utgangend 3(n+D) for det andre summeringsledd 120 slik at man får følgende resultat:

hvor konstantene og de variable er som gitt ovenfor. Resultatet gitt i denne likning går til prediksjonsselektoren 82. Denne velger den prediksjon som har minst rmse-verdi som den endelige prediksjon for den gitte pakkelengde. For pakker med 1 og 2 spalter velger selektoren 82 mellom prediktorene 76, 78 og 80, mens den for 4, 8 og 16 spalter for pakkene velger mellom prediktorene 76 og 78 (med raskt henholdsvis langsomt fadingfilter).

Forsinkelsene 102, 132 og 146 gir forsinkelser på D halvspalter, hvor D er en pre-diksjonslatens for den gitte pakkelengde. Prediktoren 12 mottar SINR-estimeringssampler en gang hver halve spalte, men frembringer bare SINR-prediksjoner for pakke-gjennomsnittet annenhver halvspalte, og i tillegg vil filteret 96 legges inn hver halve spalte, mens filtrene 100, 112, 116, 128 og 142 med sine respektive overføringsfunksjoner F2, F3 og F4 legges inn annenhver halvspalte. Beskrivelsene av overføringsfunksj onene Fi(z), F2(z), F3(z) og F4(z) vil neglisjere virkningene av såkalt desimeringsprosessering, men fagfolk vil lett kunne innjustere disse overføringsfunksjoner i samsvar.

Likeledes er det innlysende at prediktoren 12 kan være implementert i programvare uten at dette går ut over oppfinnelsen, og i så fall vil filtrene 96, 100, 112, 128, 142 og 116 lett kunne koples inn eller ut i samsvar med reglene ovenfor.

Her er altså en særlig utførelse beskrevet, men andre varianter med forskjellige modifikasjoner og beregnet for forskjellige formål vil også kunne utarbeides av fagfolk, idet de patentkrav som er satt opp nedenfor søker å dekke oppfinnelsen best mulig.

Claims (36)

1. Fremgangsmåte for å motta et signal, karakterisert ved at det omfatter: måle signaler for å danne en sekvens av påfølgende signal/interferens/støyforhold-estimat, filtrere estimatene i henhold til hver av flere forhåndsbestemte svekkelsesmiljøer for å danne flere sekvenser av signal til signal/interferens/støyforhold-prediksjoner, idet hver av de flere sekvenser av signal/interferens/støyforhold-prediksjoner tilsvarer en av de flere forhåndsbestemte svekkelsesmiljøer, sammenlikne hver av de flere sekvenser av signal/interferens/støyforhold-prediksjoner med i det minste ett signal/interferens/støyforhold-estimat påfølgende sekvensene for å danne flere prediksjonsfeil, idet hver av de flere prediksjonsfeil tilsvarer en av de flere forhåndsbestemte svekkelsesmiljøer, danne et forhåndsbestemt signal/interferens/støyforhold basert på de flere sekvenser av signal/interferens/støyforhold-prediksjoner og de flere prediksjonsfeil.

2. Fremgangsmåte ifølge krav 1, karakterisert ved at de flere forhåndsbestemte svekkelsesmiljøer omfatter et langsomt svekkelsesmiljø.

3. Fremgangsmåte ifølge krav 2, karakterisert ved at de flere forhåndsbestemte svekkelsesmiljøer ytterligere omfatter et hurtig svekkelsesmiljø.

4. Fremgangsmåte ifølge krav 1, karakterisert ved at de flere forhåndsbestemte svekkelsesmiljøer omfatter et hurtig svekkelsesmiljø.

5. Fremgangsmåte ifølge krav 1, karakterisert ved at filtreringen omfatter midling av estimatene.

6. Fremgangsmåte ifølge krav 1, karakterisert ved at filtreringen omfatter filtering av estimatene i henhold til et endelig impulsresponsfilter.

7. Fremgangsmåte ifølge krav 1, karakterisert ved at filtreringen omfatter filtrering av estimatene i henhold til et uendelig impulsresponsfilter.

8. Fremgangsmåte ifølge krav 7, karakterisert ved at filtreringen ytterligere omfatter filtrering av estimatene i henhold til et endelig impulsresponsfilter.

9. Fremgangsmåte ifølge krav 1, karakterisert ved at dannelsen av et forhåndsbestemt signal/interferens/støyforhold omfatter valg av en av de flere prediksjonsfeil.

10. Fremgangsmåte ifølge krav 1, karakterisert ved at det ytterligere omfatter: justering av det forhåndsbestemte signal/interferens/støyforhold med en tilbaketreknings verdi.

11. Fremgangsmåte ifølge krav 10, karakterisert ved at tilbaketrekningsverdien er konstant.

12. Fremgangsmåte ifølge krav 10, karakterisert ved ytterligere å omfatte justering av tilbaketrekningsverdien i henhold til et endrende signalmiljø.

13. Apparat for mottak av et signal, karakterisert ved at det omfatter: midler for å måle signaler for å danne en sekvens av påfølgende signal/interferens/støyforhold-estimat, midler for å filtrere estimatene i henhold til hver av flere forhåndsbestemte svekkelsesmiljøer for å danne flere sekvenser av signal/interferens/støyforhold-prediksjoner, idet hver av de flere sekvenser av signal/interferens/støyforhold-prediksjoner tilsvarer en av de flere forhåndsbestemte svekkelsesmiljøer, midler for å sammenlikne hver av de flere sekvenser av signal/interferens/støyforhold-prediksjoner med i det minste ett signal/interferens/støyforhold-estimat påfølgende sekvensen for å danne flere prediksjonsfeil, idet hver av de flere prediksjonsfeil tilsvarer en av de flere forhåndsbestemte svekkelsesmiljøer, midler for å danne et forhåndsbestemt signal/interferens/støyforhold basert på de flere sekvenser av signal/interferens/støyforhold-prediksjoner og de flere prediksjonsfeil.

14. Apparat ifølge krav 13, karakterisert ved at de flere forhåndsbestemte svekkelsesmiljøer omfatter midler for filtrering av estimatene i henhold til et langsomt svekkelsesmiljø.

15. Apparat ifølge krav 14, karakterisert ved at de flere forhåndsbestemte svekkelsesmiljøer ytterligere omfatter midler for filtrering av estimatene i henhold til et hurtig svekkelsesmiljø.

16. Apparat ifølge krav 13, karakterisert ved at de flere forhåndsbestemte svekkelsesmiljøer omfatter midler for filtrering av estimatene i henhold til et hurtigsvekkelsesmiljø.

17. Apparat ifølge krav 13, karakterisert ved at filtreringen omfatter midling av estimatene.

18. Apparat ifølge krav 13, karakterisert ved at filtreringen omfatter filtrering av estimatene i henhold til et endelig impulsresponsfilter.

19. Apparat ifølge krav 13, karakterisert ved at filtreringen omfatter et uendelig impulsresponsfilter.

20. Apparat ifølge krav 19, karakterisert ved at filtreringen ytterligere omfatter et endelig impulsresponsfilter.

21. Apparat ifølge krav 13, karakterisert ved at midler for danning omfatter midler for valg av en av de flere prediksjonsfeil.

22. Apparat ifølge krav 13, karakterisert ved ytterligere å omfatte midler for justering av det forhåndsbestemte signal/interferens/støyforhold med en tilbaketrekningsverdi.

23. Apparat ifølge krav 22, karakterisert ved at midlene for justering er konfigurert for å anvende en konstant tilbaketrekningsverdi.

24. Apparat ifølge krav 22, karakterisert ved ytterligere å omfatte midler for justering av tilbaketrekningsverdien i henhold til et endrende signalmiljø.

25. Apparat ifølge krav 13, karakterisert ved at det omfatter: en signal/interferens/støyforhold-krets for måling av signalet for å danne en sekvens av påfølgende signal/interferens/støyforhold-estimat, en filterbank for filtrering av estimatene i henhold til hver av flere forhåndsbestemte svekkelsesmiljøer for å danne flere sekvenser av signal/interferens/støyforhold-prediksjoner, idet hver av de flere sekvenser av signal/interferens/støyforhold-prediksjoner tilsvarer en av de flere forhåndsbestemte svekkelsesmiljøer, en prediksjonsvelger for sammenlikning av hver av de flere sekvenser av signal/interferens/støyforhold-prediksjoner med i det minste ett signal/interferens/støyforhold-estimat påfølgende sekvensen for å danne flere prediksjonsfeil, idet hver av de flere prediksjonsfeil tilsvarer en av de flere forhåndsbestemte svekkelsesmiljøer, og å danne et forhåndsbestemt signal/interferens/støyforhold basert på flere sekvenser av signal/interferens/støyforhold-prediksjoner og de flere prediksjonsfeil.

26. Apparat ifølge krav 25, karakterisert ved at filterbanken omfatter en langsom svekkelses - signal/interferens/støyforhold-prediktor.

27. Apparat ifølge krav 26, karakterisert ved at filterbanken ytterligere omfatter en hurtig svekkelses-signal/interferens/støyforhold-prediktor.

28. Apparat ifølge krav 26, karakterisert ved at filterbanken ytterligere omfatter en holdefilterprediktor.

29. Apparat ifølge krav 25, karakterisert ved at filterbanken omfatter en hurtig svekkelses - signal/interferens/støyforhold-prediktor.

30. Apparat ifølge krav 25, karakterisert ved at filterbanken omfatter en holdfilterprediktor.

31. Apparat ifølge krav 25, karakterisert ved at filterbanken omfatter et endelig impulsresponsfilter.

32. Apparat ifølge krav 25, karakterisert ved at filterbanken omfatter: et uendelig impulsresponsfilter.

33. Apparat ifølge krav 32, karakterisert ved at filterbanken ytterligere omfatter et endelig impulsresponsfilter.

34. Apparat ifølge krav 25, karakterisert ved ytterligere å omfatte en tilbaketrekningskrets for justering av det forhåndsbestemte signal/interferens/støyforhold med en tilbaketrekningsvei.

35. Apparat ifølge krav 34, karakterisert ved at tilbaketrekningskretsen er konfigurert for å tilveiebringe en konstant tilbaketrekningsverdi.

36. Apparat ifølge krav 34, karakterisert ved at tilbaketrekningskretsen er konfigurert for å justere tilbaketrekningsverdien i henhold til et endrende signalmiljø.