MXPA02002701A - Sistema y metodo para predecir exactamente la relacion de senal a interferencia y ruido para mejorar el desempeno de un sistema de comunicaciones. - Google Patents

Abstract

Un sistema (10) para proporcionar un prediccion exacta de una relacion de senal a ruido de interferencia. El sistema (10) incluye un primer circuito para recibir una primera senal trasmitida a traves de un canal via un transmisor externo. Un segundo circuito genera una secuencia de estimados de la relacion de senal a ruido de interferencia sobre la base de la senal recibida. Un tercer circuito determina una relacion entre los elementos de secuencia de estimados. Un cuarto circuito emplea la relacion para proporcionar una prediccion de la relacion de senal a ruido de interferencia para una senal recibida posteriormente.

Description

SISTEMA Y MÉTODO PARA PREDECIR EXACTAMENTE LA RELACIÓN DE SEÑAL A INTERFERENCIA Y RUIDO PARA MEJORAR EL DESEMPEÑO DE UN SISTEMA DE COMUNICACIONES ANTECEDENTES DE LA INVENCIÓN I. Campo de la invención: Esta invención se relaciona con sistemas de comunicaciones. Específicamente, la presente invención se relaciona con un sistema para predecir la relación de señal a interferencia y ruido (SINR) de una señal recibida para facilitar el control de la velocidad de datos en sistemas de comunicaciones inalámbricos.

II. Descripción de la técnica relacionada: Los sistemas de comunicaciones inalámbricos son utilizados en una variedad de aplicaciones demandantes, incluyendo aplicaciones de búsqueda y rescate y comerciales. Además, los sistemas de comunicaciones inalámbricos están siendo cada vez más empleados para transferir datos de computadora en aplicaciones de redes de oficinas e internet. Tales aplicaciones requieren sistemas de comunicaciones eficientes y confiables que puedan operar efectivamente en ambientes de desvanecimiento eléctrico y ruidosos y que puedan manejar altas velocidades de transferencia de datos.

Los sistemas de telecomunicaciones celulares se caracterizan por una pluralidad de estaciones móviles (por ejemplo teléfonos celulares o teléfonos inalámbricos) en comunicación con una o más estaciones bese. El enlace de comunicaciones de una estación base a una estación móvil es el enlace de ida. El enlace de comunicaciones de la estación móvil a la estación base es el enlace de regreso. Las señales transmitidas por una estación móvil son recibidas por una estación base y con frecuencia reenviadas a un centro de conmutación móvil (MSC) . El MSC a su vez, encamina la señal a una red telefónica conmutada pública (PSTN) o a otra estación móvil. De manera similar, las señales son con frecuencia transmitidas de la red telefónica pública conmutada a una estación móvil vía una estación base y un centro de conmutación móvil . Cada estación base gobierna una célula, una región dentro de la cual una estación móvil puede comunicarse vía la estación base. En sistemas de comunicación móviles típicos, la información es codificada, modulada y transmitida sobre un canal y recibida, desmodulada y decodificada por un receptor. En muchos sistemas de comunicación modernos, tales como las redes celulares de Acceso Múltiple por División de Código (CDMA) , la información es codificada digitalmente por razones de ruido del canal, capacidad y seguridad de los datos. Un codificador convolucional o turbocodificador con frecuencia efectúa la codificación de la información. Como es bien sabido en la técnica, un codificador convolucional convierte una secuencia de bits de datos de entrada a una palabra de código basada en una convolución de la secuencia de entrada consigo misma o con otra señal . La velocidad del código y la generación de polinomiales son utilizadas para definir un código convolucional. La codificación convolucional de datos combinada con un decodificador de Viterbi es una técnica bien conocida para proporcionar la codificación y decodificación de corrección de errores de datos. Los turbocodificadores emplean turbocódigos, los cuales son concatenaciones en serie o en paralelo de dos o más códigos constituyentes tales como códigos convolucionales . Los sistemas de comunicaciones móviles son tipificados por el movimiento de un receptor en combinación a un transmisor o viceversa. El enlace de comunicaciones entre los transmisores y los receptores en un sistema de comunicaciones móvil es un canal de desvanecimiento. Los sistemas de comunicaciones de satélite móviles, que tiene un transmisor sobre un espacio aéreo y un receptor sobre un vehículo de base terrestre, sistemas de telefonía celular y sistemas de microondas terrestres son ejemplos de sistemas de comunicaciones de desvanecimiento. Un canal de desvanecimiento es un canal que es degradado severamente. La degradación resulta de numerosos efectos, incluyendo el desvanecimiento multitrayectoria, atenuación severa debida a la recepción vía trayectorias de reflexiones múltiples de la señal transmitida por objetos y estructuras en atmósfera y sobre la superficie, y de la interferencia causada por otros usuarios del sistema de telecomunicaciones. Otros efectos que contribuyen a dañar el canal desvanecido incluyen la desviación Doppler debida al movimiento del receptor con relación al transmisor y al ruido aditivo. Típicamente, una señal de información es convertida primero en una forma adecuada para su transmisión eficiente sobre el canal. La conversión o modulación de la señal de información implica hacer variar un parámetro de una onda portadora sobre la base de la señal de información de tal manera que el espectro del portador modulado resultante esté confinado dentro del ancho de banda del canal . En la ubicación de un usuario, la señal del mensaje original es reproducida a partir de una versión del portador modulado recibido después de la propagación sobre el canal. Tal reproducción se logra generalmente utilizando un inverso del proceso de modulación empleado por el transmisor de origen. En un sistema CDMA, todos los recursos de frecuencia son asignados simultáneamente a todos los usuarios de la red celular. Cada usuario emplea una señal de banda ancha similar al ruido que ocupa toda la asignación de frecuencia. El codificador facilita la codificación de los datos redundantes necesarios dentro de cada cuadro de transmisión para tomar ventaja de toda la asignación de frecuencia, y también facilita la transmisión a velocidad de variable sobre una base de cuadro por cuadro. Para la comunicación por voz, la capacidad de un sistema CDMA es maximizada haciendo que cada usuario transmita únicamente tantos datos como sean necesarios. Esta se debe a que cada transmisión de usuario contribuye a incrementar la transferencia en un sistema de comunicación CDMA. Un medio muy efectivo para reducir cada carga sobre la capacidad sin reducir la calidad del servicio a ese usuario es por medio de una transmisión a velocidad variable. El uso de un canal de comunicación de velocidad variable reduce la interferencia mutua eliminado transmisiones innecesarias cuando no existe frecuencia vocal útil a ser transmitida. Debido a las características de comunicación de voz, típicamente se utiliza el control de potencia en un sistema CDMA para garantizar a cada usuario un enlace confiable para ciertas velocidades de datos fijas. Un Vocoder puede proporcionar una codificación de origen de velocidad variable de datos de frecuencia vocal, utilizando la técnica descrita en la patente estadounidense número 5,414,796, Mayo 9, 1995, titulada "Vocoder de velocidad variable" . Una vez que el vocoder genera una secuencia de bits de información a cierta velocidad, el control de potencia tratará de ajustar el usuario para que transmita a menos potencia como sea posible de modo que pueda soportar de manera confiable la velocidad. El control de potencia, suprimiendo de este modo cada contribución de usuario a la interferencia total, facilita la capacidad máxima de un sistema de voz CDMA en el sentido de que el número de usuarios activos se maximiza. Para la comunicación de datos, los parámetros, que miden la calidad y efectividad de un sistema, son el retraso de transmisión requerido para transferir un paquete de datos y la velocidad total promedio del sistema. El retraso de transmisión es una métrica importante para medir la calidad del sistema de comunicación de datos. La velocidad total promedio es una medida de la eficiencia de la capacidad de transmisión de datos del sistema de comunicación. Para optimizar los parámetros anteriores para un sistema de comunicación de datos, típicamente se utiliza el control de velocidad, en lugar del control de potencia. Las diferencias anteriores entre los sistemas de comunicación de voz y datos pueden ser comprendidas mejor mediante las siguientes características diferentes entre las comunicaciones de voz y datos. Una diferencia significativa entre los servicios de voz y los servicios de datos es el hecho de que el primero impone requerimientos de retraso estrictos y fijos. Típicamente, el retraso de una vía total de los cuadros de frecuencia vocal debe ser menor de 100 msec. En contraste, el retraso de datos puede volverse un parámetro variable utilizado para optimizar la eficiencia del sistema de comunicación de datos. Específicamente, pueden ser utilizadas técnicas de codificación de corrección de errores más eficientes que requieren retrasos significativamente mayores que aquéllos que pueden ser tolerados por los servicios de voz. Un esquema de codificación eficiente ejemplar para datos se describe en la solicitud de patente estadounidense número 08/743,688, titulada "DECODIFICADOR DE SALIDA DE DECISIÓN FLEXIBLE PARA CODIFICAR PALABRAS DE CÓDIGO CODIFICADAS CONVOLUCIONALMENTE" , presentada en noviembre 6, 1996, otorgada al beneficiario de la presente invención e incorporada aquí como referencia. Otra diferencia significativa en los servicios de voz y los servicios de datos es que el primero requiere un grado de servicio (GOS) fijo y común para todos los usuarios. Típicamente, para sistemas digitales que proporcionan servicios de voz, esto se traduce en una velocidad de transmisión fija e igual para todos los usuarios y un valor tolerable máximo para los porcentajes de errores de los cuadros de frecuencia vocal . En contraste, para servicios de datos, el GOS puede ser diferente de usuario a usuario y puede ser un parámetro utilizado para incrementar la eficiencia total del sistema de comunicación de datos. El GOS de un sistema de comunicación de datos se define típicamente como el retraso total en el que se incurre la transferencia de una cantidad predeterminada de datos, aquí posteriormente referida como un paquete de datos. Otra diferencia significativa aún más de los servicios de voz y los servicios de datos es que el primero requiere un enlace de comunicación confiable el cual, en el sistema de comunicación CDMA ejemplar, es proporcionado por la transferencia suave o imperceptible. La transferencia suave o imperceptible da como resultado transmisiones redundantes de dos o más estaciones base para mejorar la confiabilidad. Sin embargo, ésta confiabilidad adicional no se requiere para la transmisión de datos debido a que los paquetes de datos recibidos con errores pueden ser transmitidos. Para servicios de datos, la potencia de transmisión utilizada para soportar la transferencia suave o imperceptible puede ser utilizada de manera más eficiente para transmitir datos adicionales. Un método y un aparato utilizados para la transmisión inalámbrica de datos digitales se describen en la solicitud de patente estadounidense número 08/963,386 titulada "Método y Aparato para la Transmisión de Datos de Paquetes a Mayor Velocidad", la cual se otorgo al beneficiario de la presente invención y se incorpora aquí como referencia. Como una conclusión de las características anteriores de la comunicación de datos, un sistema de comunicación de datos diseñados para optimizar el rendimiento promedio intentará dar servicio a cada usuario desde la mejor estación base de servicio y a la mayor velocidad de datos Rb que el usuario pueda soportar de manera confiable. La conclusión anterior se describe en la solicitud de patente estadounidense número de serie 08/963,386 titulada "Método y Aparato para la Transmisión de Datos de Paquete a Mayor Velocidad" , la cual se otorgó al beneficiario de la presente invención y se incorpora aquí como referencia. Como un resultado de la conclusión anterior, en los sistemas de alta velocidad de datos (HDR) modernos, la estación base transmite siempre a máxima potencia a únicamente un usuario en cada intervalo de tiempo y utiliza el control de velocidad para ajustar la velocidad máxima que el usuario puede recibir de manera confiable. Como una característica de la comunicación de datos, el rendimiento es más importante para el enlace de ida que para el enlace de regreso. Un algoritmo de control de velocidad apropiado contiene dos ciclos, el ciclo interno y el ciclo externo. El ciclo interno controla la velocidad de datos del enlace de ida sobre la base de la diferencia entre la SINR promedio del siguiente paquete y los umbrales de SINR de todas las velocidades de datos, mientras que el otro ciclo ajusta los umbrales de SINR de las velocidades de datos sobre la base del PER del enlace de ida. Por conveniencia, la SINR promedio de un paquete y los umbrales de SINR de todas las velocidades de datos serán referidas como SINR de paquete y umbrales de SINR respectivamente .

Los umbrales de SINR reflejan el desempeño del diseño del módem, pero son determinados principalmente por las estadísticas del canal. Esperamos que los umbrales de SINR cambien lentamente con varianzas relativamente pequeñas, de este modo un ciclo de rastreo basado en la PER alcanzará un buen desempeño. Los detalles y análisis adicionales sobre como el ciclo externo puede efectuarse están fuera del alcance de este estudio . En esta patente, asumimos que los umbrales de SINR son fijos. Nos enfocaremos sobre el diseño del algoritmo del ciclo interno. La técnica central dentro del ciclo interno es la predicción de canal . En el sistema HDR, los canales de tráfico del enlace de ida soportan 11 velocidades de datos, correspondiendo cada velocidad de datos a una longitud paquete determinística asociada con 1, 2, 4, 8 ó 16 intervalos . Algunas longitudes de paquete pueden soportar velocidades múltiples. Típicamente, las velocidades mayores están asociadas con longitudes de paquetes más cortas . El predictor predecirá la SINR del siguiente paquete para todas las longitudes de paquete. El móvil intentará solicitar la más alta velocidad comparando las predicciones con los umbrales de SINR. Por conveniencia, la predicción de la SINR del siguiente paquete para una longitud de paquete dada será referida simplemente como predicción . En el sistema HDR, la información de petición de velocidad de datos es enviada a la BS sobre el canal de control de velocidad de datos del enlace de regreso (DRC) una vez cada intervalo. La BS incluye un programador que programa o calendariza los paquetes de tráfico del enlace de ida de acuerdo con un algoritmo de prioridad bueno y eficiente. Una vez que el programador decide dar servicio a un móvil, el móvil es servido a la velocidad solicitada sobre el canal DRC (la velocidad real puede ser menor si la BS no tiene suficientes bits de información) . Tras la recepción del mensaje de petición de velocidad de datos, la estación base ajusta la velocidad de una señal transmitida. Los ajustes son efectuados para el siguiente paquete en respuesta a la información proporcionada acerca del canal por un paquete previo. Una estación base que transmite a velocidades de datos insuficiente o excesivas da como resultado un rendimiento reducido del canal o un uso ineficiente de los recursos de la red, respectivamente. Las implementaciones actuales de la técnica anterior sin embargo, tienen limitaciones significativas.

La SINR puede cambiar rápidamente. La velocidad de datos que fue apropiada para un paquete transmitida previamente puede no ser apropiada para un paquete transmitido posteriormente. El retraso entre la transmisión de un paquete y la generación y transmisión del mensaje de petición de velocidad de datos para un paquete posterior puede dar como resultado un rendimiento reducido del canal, especialmente cuando el canal se caracteriza por fluctuaciones rápidas en el ruido u otra interferencia. En consecuencia, existe la necesidad en la técnica de un sistema y un método eficientes para maximizar el rendimiento de los sistemas de comunicaciones que considere una SNIR cambiante que ocurre entre la determinación de la señal de control de velocidad sobre la base de un paquete previo y la aplicación de la señal de control de velocidad a un paquete posterior. Existe la necesidad adicional para un sistema para ajustar la velocidad de datos de una señal transmitida de acuerdo con la SINR cambiante.

SUMARIO DE LA INVENCIÓN La necesidad en la técnica es resuelta por el sistema para proporcionar una predicción exacta de una relación de señal a ruido de transferencia de la presente invención. En la modalidad ilustrativa, el sistema de la invención es empleado en un sistema de comunicaciones inalámbrico e incluye un primer mecanismo para recibir una señal transmitida a través de un canal vía un transmisor externo. Un segundo mecanismo genera una secuencia de estimados de la relación de señal a ruido de interferencia sobre la base de la señal recibida. Un tercer mecanismo determina una relación entre los elementos de la secuencia de estimados. Un cuarto mecanismo emplea la relación para proporcionar una predicción de la relación de señal a ruido de interferencia para una señal recibida posteriormente. En la modalidad ilustrativa, el sistema de la invención incluye además un mecanismo para generar un mensaje de petición de velocidad de datos basado en la predicción de la señal a ruido. Un transmisor transmite el mensaje de petición de velocidad de datos al transceptor externo. El transceptor externo incluye un circuito de control de velocidad para recibir el mensaje de petición de velocidad de datos y ajustar una velocidad de transmisión de la señal en respuesta a esto. En la modalidad específica, la relación de los elementos de la secuencia de estimados se basa en un promedio de los elementos de la secuencia de estimados. El tercer mecanismo incluye un banco de filtros para calcular el promedio. Las respuestas de impulso de las funciones de transferencia asociadas con cada filtro en el banco de filtros están diseñadas para diferentes ambientes de desvanecimiento. Los diferentes ambientes de desvanecimiento incluyen un ambiente asociado con un sistema que se mueve rápidamente, un segundo ambiente asociado con un sistema que se mueve lentamente, y un tercer sistema asociado con un sistema que se mueve a una velocidad media. Un mecanismo de selección está conectado a cada uno de los bancos de filtro y selecciona una salida de uno de los filtros en el banco de filtros. La salida seleccionada se asocia con un filtro que asocia una función de transferencia más adecuada para un ambiente de desvanecimiento actual. En la presente modalidad específica, se selecciona la salida más grande de las salidas del banco de filtro sobre la base de alineación estándar de error más pequeño. La predicción exacta resultante de la relación de señal a ruido de interferencia facilita la generación de peticiones de velocidad exactas.

BREVE DESCRIPCIÓN DE LOS DIBUJOS La Figura 1 es un diagrama del transceptor de un sistema de comunicaciones inalámbrico construido de acuerdo con las enseñanzas de la presente invención y que emplea un predictor de la relación de señal a interferencia y ruido (SINR) . La Figura 2 es un diagrama más detallado del predictor de SINR de la Figura 1. La Figura 3 es un diagrama más detallado del predictor de la Figura 2.

DESCRIPCIÓN DE LA INVENCIÓN Aunque la presente invención se describe aquí con referencia a modalidades ilustrativas de aplicaciones particulares, deberá comprenderse que la invención no se limita a éstas. Aquellos expertos en la técnica y que tengan acceso a las enseñanzas proporcionadas aquí reconocerán modificaciones, aplicaciones y modificaciones adicionales dentro del alcance de la misma y campos adicionales en los cuales la presente invención sería de utilidad significativa. Los sistemas CDMA generalmente emplean uno de dos métodos para transmitir una señal piloto conocida junto con una señal de datos desconocida. Los métodos incluyen el método ayudado por el símbolo piloto o de referencia y el método ayudado por el canal piloto. En el método ayudado por el símbolo piloto, se difunde una señal piloto que comprende símbolos por medio de una secuencia de pseudorruido (PN) y se inserta en una secuencia de datos difundida por la misma secuencia de PN en preparación para la transmisión a una o más estaciones móviles. En el método ayudado por el canal piloto, la señal piloto y la señal de datos son difundidas con dos secuencias de PN diferentes, las cuales son entonces sumadas y transmitidas. La Figura 1 es un diagrama del transceptor de un sistema de comunicaciones inalámbrico 10 de la presente invención que emplea un predictor de la relación de la relación de señal de interferencia a ruido (SINR) 12. El sistema 10 representa una estación móvil CDMA. Las señales recibidas por el sistema del transceptor 10 son recibidas por un enlace de comunicaciones de ida entre una estación base (no mostrada) y el sistema 10. Las señales transmitidas por el sistema del transceptor 10 son transmitidas sobre un enlace de comunicaciones de regreso del sistema del transceptor 10 a la estación base asociada . Para mayor claridad, muchos de los detalles del sistema del transceptor 10 han sido omitidos, tales como el circuito de sincronización, micrófonos, altavoces y así por el estilo. Aquellos expertos en la técnica podrán incrementar fácilmente los circuitos adicionales sin experimentación indebida.

El sistema del transceptor 10 es un transceptor de telecomunicaciones de conversión doble e incluye una antena 14 conectada a un duplexor 16. Un duplexor 16 está conectado a una trayectoria de recepción que incluye, de izquierda a derecha, un amplificador de recepción 18, un mezclador de frecuencia de radio (RF) a frecuencia intermedia (IF) 20, un filtro de paso de banda de recepción 22, un circuito de control de ganancia automático de recepción (AGC) 24 y un circuito de IF a banda base 26. El circuito de IF a banda base 26 está conectado a una computadora de la banda base 28 en un circuito despropagador/descubridor 64 en una computadora de banda base 28. El duplexor 16 también está conectado a una trayectoria de transmisión 66 que incluye un amplificador de transmisión 30, un mezclador de IF a RF 32, un filtro de paso de banda de transmisión 34, un AGC de transmisión 36, y un circuito de banda base a IF 38. El circuito de banda base a IF de transmisión 38 fue conectado a la computadora de banda base 28 en un codificador 40. Las salidas del circuito despropagador/descubridor 64 en la computadora de banda base 28 están conectadas a un circuito de SINR 66 y un circuito de ponderación y combinación de trayectoria 42. Las salidas del circuito de SINR 66 están conectadas al predictor de SINR 12, el circuito de LLR 46, y el circuito de ponderación y combinación de trayectoria 42. Una entrada de un circuito de generación de petición de velocidad 44 está conectada a una salida del predictor de SINR 12. Una salida del circuito de la relación de registro-probabilidad (LLR) 46 está conectada a una entrada de un decodificador 48, el cual es un turbodecodificador en la presente modalidad específica. Una entrada del circuito de LLR 46 está conectada a una salida del circuito de ponderación y combinación de trayectoria 42. Una salida del decodificador 48 está conectada a una entrada de un controlador 50 que también está conectada al circuito de generación de petición de velocidad 44 y a una entrada del codificador 40. La antena 14 recibe y transmite señales de RF.

Un duplexor 16, conectado a la antena 14, facilita la separación de las señales de RF recibidas 52 de las señales de RF transmitidas 54. En operación, las señales de RF 52 recibidas por la antena 14 son dirigidas a la trayectoria de recepción 64 donde son amplificadas por los amplificadores de recepción 18 mezcladas con frecuencias intermedias vía el mezclador de RF a IF 20, filtradas por el filtro de paso de banda de recepción 22, ajustadas en ganancia por el AGC de recepción 24, y a continuación convertidas a señales de banda base digitales 56 vía el circuito de IF a banda base. Las señales de banda base digitales 56 son entonces alimentadas a una computadora de banda base digital 28. En la presente modalidad, el sistema receptor está adaptado para utilizarse con técnicas de propagación y despropagación de inversión o cambio de fase de cuadratura (QPSK) y las señales de banda base digitales 56 son señales de modulación de amplitud de cuadratura (QAM) que incluyen ambos componentes de la señal en fase (I) y de cuadratura (Q) . Las señales de banda base I y Q 56 representan señales piloto y señales de datos transmitidas desde un transceptor de telecomunicaciones CDMA tal como un transceptor empleado en una estación base. En la trayectoria de transmisión 66, las señales de salida de la computadora de banda base digitales 58, son convertidas a señales analógicas vía el circuito de banda base a IF 38, mezcladas por las señales de IF, filtradas por el filtro de paso de banda de transmisión 34, mezcladas hasta RF por el mezclador de IF hasta RF 32, amplificadas por el amplificador de transmisión 30 y entonces transmitidas vía el duplexor 16 y la antena 14.

Ambas trayectorias de recepción y transmisión 64 y 66, respectivamente, están conectadas a la computadora de banda base digital 28. La computadora de banda base digital 28, procesa las señales digitales de banda base recibidas 56 y envía las señales de salida de la computadora de banda base digitales 58. La computadora de banda base 28 puede incluir funciones tales como conversiones de señal a datos y/o viceversa. El circuito de banda base a IF 38 incluye varios componentes (no mostrados) tales como convertidores de digital a analógico (DAC) , mezcladores, sumadores, filtros, desviadores y osciladores locales. Las señales de salida de la computadora de banda base 58 incluyen ambos componentes de la señal en fase (I) y cuadratura (Q) , que están 90° fuera de fase. Las señales de salida 58 son alimentadas a los convertidores de digital a analógico (DAC) (no mostrados) en el circuito de banda base a IF analógico 38, donde son convertidas a señales analógicas que son entonces filtradas por los filtros de paso bajo (no mostrados) en preparación para el mezclado. Las fases de las señales de salida 58 son ajustadas, mezcladas y sumadas vía un desviador de 90° (no mostrado) , mezcladores de banda base a IF (no mostrados) y el sumador (no mostrado), respectivamente, incluido en el circuito de banda base a IF 38.

Las señales de IF de las salidas del sumador al circuito AGC de transmisión 36, donde la ganancia de las señales de IF mezcladas es ajustada en preparación para la filtración vía el filtro de paso de banda de transmisión 34, mezclando hasta RF vía el mezclador de IF a transmisión 32, amplificando vía el amplificador de transmisión 20, y la transmisión de radio eventual vía el duplexor 36 y la antena 14. De manera similar, el circuito de IF a banda base 26 en la trayectoria de recepción 64 incluye circuitos (no mostrados) tales como convertidores de analógico a digital (ADC) , osciladores y mezcladores. Una salida de las señales ajustadas por ganancia recibida el circuito AGC de recepción 24 son transferidas al circuito de IF a banda base 26, donde son mezcladas con la banda base vía el circuito mezclador y a continuación convertidas a señales digitales vía convertidores de analógico a digital (ADC) (no mostrados) . Ambos del circuito de banda base a IF 38 y el circuito de IF a banda base 36 emplean una señal de oscilador proporcionada vía un primer oscilador 60 para facilitar las funciones de mezclado. El mezclador de RF a IF de recepción 20 y el mezclador de IF a RF de transmisión 32 emplean una entrada de señal de oscilador del segundo oscilador 62. El primer y segundo osciladores 60 y 62, respectivamente, pueden ser implementados como circuitos de fase sincronizada que derivan señales de salida de una señal de oscilador de referencia maestra (no mostrada) . Aquellos expertos en la técnica, apreciarán que pueden ser empleados otros tipos de trayectorias de recepción y transmisión 64 y 66 en su lugar, sin apartarse del alcance de la presente invención. Los diferentes componentes, tales como los amplificadores 18 y 30, los mezcladores 20 y 32, los filtros 22 y 34, los circuitos AGC 24 y 36, y los circuitos de conversión de frecuencia 26 y 38, son componentes estándar y pueden ser fácilmente construidos por aquellos expertos en la técnica y que tengan acceso a las enseñanzas de la presente. En la computadora de banda base 28, las señales I y Q recibidas 56, son alimentadas al circuito despropagador/descubridor 64, donde se extrae un canal piloto que comprende señales piloto y un canal de datos que comprende señales de datos de las señales I y Q recibidas 56. El canal piloto y el canal de datos son proporcionados al circuito de SINR 66 y el circuito de ponderación y combinación de trayectoria del circuito despropagador/descubridor 64.

El circuito de SINR 66 envía una señal de SINR que comprende una secuencia de valores de SINR, es decir, muestras, al predictor de SINR 12 y el circuito de LLR 46. El circuito de SINR 66 también envía el recíproco de la energía de interferencia (1/Nt) al circuito de ponderación y combinación de trayectoria 42. La señal del canal de datos despropagada y descubierta, proporcionada por el circuito despropagador/descubridor 64 al circuito de ponderación y combinación de trayectoria 42, también es proporcionada al decodificador 48, donde es decodificada y enviada al controlador 50. En el controlador 50, la señal decodificada es procesada para producir voz o datos, o para generar una señal del enlace de regreso para transferirla a la estación base asociada (no mostrada) . El circuito de ponderación y combinación de trayectoria 42 calcula la trayectoria en relación óptima combinando pesos de componentes multitrayectoria de la señal de datos recibida correspondiente a la señal de datos, pondera las trayectorias apropiadas, combina las trayectorias múltiples, y proporciona las trayectorias sumadas y ponderadas como una métrica al circuito de LLR 46. El circuito de LLR 46 emplea métricas del circuito de ponderación y combinación de trayectoria 42 con la estimación del SINR proporcionada por el circuito de SINR 66 para generar una LLR óptima y valores de decisión del decodificador flexibles. Las construcciones de los circuitos de LLR aplicables son conocidas en la técnica. En una implementación preferida, el circuito de LLR 46 es construido de acuerdo con las enseñanzas de la Solicitud de Patente Estadounidense copendiente No. de Serie 09/311,793 presentada en Mayo 13, 1999, titulada SISTEMA Y MÉTODO PARA EFECTUAR DESMODULACION EXACTA DE SEÑALES TURBOCODIFICADAS VIA DESMODULACION COHERENTE AYUDADA POR PILOTO, cedida al beneficiario de la presente invención e incorporada aquí como referencia. El valor de LLR óptimo es proporcionado al decodificador 48 para facilitar la decodificación de las señales del canal de datos recibidas. El controlador 50 procesa entonces las señales del canal de datos decodificadas para producir voz o datos vía un altavoz u otro dispositivo (no mostrado) . El controlador 50 también controla el envío de señales de frecuencia vocal y señales de datos desde un dispositivo de entrada (no mostrado) al decodificador 40 en preparación para la transmisión. El circuito de generación de petición de velocidad 44 genera un mensaje de control de velocidad basado en el valor de SINR predicho para el siguiente paquete de acuerdo a lo proporcionado por el predictor de SINR 12. El predictor de SINR 12 emplea un banco de filtros (como se discute con mayor detalle más adelante) para facilitar la predicción de la SINR, lo cual permite al circuito de petición de velocidad 44 proporcionar mensajes de control de velocidad exactos. El circuito de generación de petición de velocidad 44 compara el SINR predicho con un conjunto de umbrales predeterminados. El circuito de generación de petición de velocidad 44 genera un mensaje de petición de control de velocidad basado en la magnitud relativa de la señal de SINR predicha con respecto a los diferentes umbrales. Los detalles exactos del circuito de generación de petición de velocidad 44 son específicos de la aplicación y determinados e implementados fácilmente por aquellos expertos en la técnica para ajustarse a las necesidades de una aplicación dada. El circuito de generación de petición de velocidad 44 proporciona posteriormente un mensaje de control de velocidad, también llamado mensaje de petición de velocidad, el cual es transferido al controlador 50. El controlador 50 prepara el mensaje de petición de velocidad para la codificación vía el codificador 40 y la transmisión eventual a la estación base asociada (no mostrada) sobre un canal de petición de velocidad de datos (DRC) vía la trayectoria de transmisión 66, el duplexor 16 y la antena 14. Cuando la estación base recibe el mensaje de petición de velocidad, la estación base ajusta la velocidad de las señales transmitidas en consecuencia. Los estimados de la SINR exactos y los estimados de la energía del microcircuito integrado del ruido de interferencia total Nt del circuito de SINR 66, mejoran el desempeño del circuito de generación de petición de velocidad 44 y mejora el desempeño del decodificador 48, mejorando por lo tanto el rendimiento y eficiencia del sistema del transceptor 10 y el sistema de telecomunicaciones asociado. Los circuitos de estimación de SINR son conocidos en la técnica. En una implementación preferida, el circuito de SINR 66 es construido de acuerdo con las enseñanzas de la Solicitud de Patente Estadounidense copendiente No. de Serie 09/310,053 presentada en Mayo 11, 1999, SISTEMA Y MÉTODO PARA PROPORCIONAR UNA ESTIMACIÓN EXACTA DE INTERFERENCIA DE SEÑAL RECIBIDA PARA UTILIZARSE EN SISTEMAS DE COMUNICACIONES INALÁMBRICOS, cedida al beneficiario de la presente invención e incorporada aquí como referencia. El transceptor 10 de la Figura 1, está adaptado fácilmente para utilizarse en una estación base en lugar de una estación móvil, caso en el cual, el transceptor 10 contendrá la funcionalidad de ajuste de velocidad y potencia integrada en los programas y sistemas de programación que funcionan en el controlador 50. Los programas y sistemas de programación apropiados son construidos fácilmente por aquellos expertos en la técnica y que tengan acceso a las enseñanzas de la presente . Aunque en la presente modalidad específica, el predictor 12 proporciona predicciones de SINR al circuito de generación de petición de velocidad 44, aquellos expertos en la técnica apreciarán que las predicciones de SINR pueden ser empleadas por otro tipo de circuitos tales como un circuito de control de potencia sin apartarse del alcance de la presente invención. La Figura 2 es un diagrama más detallado del predictor de SINR 12 de la Figura 1. El predictor de SINR 12 incluye un filtro de promediación de ventana deslizante 70 que recibe muestras de SINR del circuito de SINR 66 de la Figura 1 como entrada. Un convertidor y filtro de decibeles de muestras de SINR 72 también recibe las muestras de SINR como entrada. Una salida del filtro de promediación 70 está conectada a una entrada de un convertidor de decibeles de salida del filtro 74. Una salida del convertidor de decibeles 74 está conectada, en paralelo, a una entrada de un predictor de SINR de desvanecimiento rápido 76, una entrada de un predictor de SINR de desvanecimiento lento 78, y una entrada de un predictor de retención 80. Las salidas del predictor de SINR de desvanecimiento rápido 76, el predictor de SINR de desvanecimiento lento 78, y el predictor de retención 80, están conectadas a un selector de predicción 82. Otra salida del predictor de SINR de desvanecimiento rápido 76 está conectada, en paralelo, a una entrada del predictor de SINR de desvanecimiento lento 78 y a una entrada del predictor de retención 80. Una salida del convertidor y filtro de decibeles de muestra 72 está conectada, en paralelo, a una entrada del predictor de SINR de desvanecimiento lento 78 y una entrada del predictor de retención 80. En operación, el filtro de promediación 70 y el convertidor y filtro de decibeles de muestras de SINR 72 recibe las muestras de SINR del circuito de SINR 66 de la Figura 1. El filtro de promediación 70 calcula un promedio de las muestras de SINR recibidas sobre un número predeterminado de muestras. El número predeterminado de muestras es específico de la aplicación y determinado fácilmente por aquellos expertos en la técnica para satisfacer las necesidades de una aplicación dada.

La salida de las muestras de SINR promediadas del filtro de promediación 70 son convertidas a la escala de decibeles vía el convertidor de decibeles del filtro de salida 74. Las muestras de SINR en la escala de decibeles filtradas resultantes son proporcionadas entonces, en paralelo, al predictor de SINR de desvanecimiento rápido 76, el predictor de SINR de desvanecimiento lento 78, y el predictor de retención 80. El convertidor y filtro de decibeles de muestras de SINR 72, filtra las muestras de SINR recibidas y produce los valores en decibeles de las muestras de SINR como salida, siendo la media de los valores de los decibeles ajustada a cero. El convertidor y filtro de decibeles de la muestra de SINR 72 es específico de la aplicación y es fácilmente determinado por aquellos expertos en la técnica. Las muestras convertidas y filtradas resultantes son proporcionadas al predictor de SINR de desvanecimiento lento 78 y al predictor de retención 80. El predictor de SINR de desvanecimiento rápido 76, el predictor de SINR de desvanecimiento lento 78, y el predictor de retención 80 forman un banco de filtros. En ambientes de señales de desvanecimiento rápido, el predictor de SINR de desvanecimiento rápido 76 está diseñado para producir la desviación estándar más pequeña del error de predicción como salida. De manera similar, durante ambientes de señales de desvanecimiento lento, el predictor de SINR de desvanecimiento lento 78 produce la desviación estándar más pequeña del error de predicción como salida, y durante ambientes de señales de desvanecimiento medio, el predictor de retención 80 produce la desviación estándar más pequeña del error de predicción como salida. El selector de predicción 82 selecciona de las salidas de los predictores de SINR 76, 78 y 80 la señal que tiene la desviación estándar más pequeña del valor del error de predicción, la cual es la más representativa del ambiente de señales de desvanecimiento actual . La predicción seleccionada es enviada desde el selector de predicción 82, el cual es fácilmente implementado por aquellos expertos en la técnica. Las salidas de los predictores de SINR 76, 78 y 80 son cortadas por factores predeterminados para prevenir el sobredisparo de la predicción de SINR como se discute con mayor detalle más adelante. Aquellos expertos en la técnica apreciarán que puede ser utilizado un solo filtro que tenga coeficientes de función de transferencia que sean cambiados selectivamente de acuerdo en ambientes de señales de desvanecimiento cambiantes en lugar del banco de filtros que comprende los filtros de SINR 76, 78 y 80 sin apartarse del alcance de la presente invención. Además, pueden ser empleados diferentes coeficientes de filtración y/o filtros adicionales, sin apartarse del alcance de la presente invención. Los predictores de SINR 76, 78 y 80 son filtros de predicción lineal y están diseñados para limitar el comportamiento del filtro de Wiener. En general, una señal y(n) con frecuencia contiene un componente de señal y(n) y un componente de ruido w(n) de modo que y(n)=x(n) + w(n) donde n es el número de muestra. Una señal deseada es siempre una función lineal de x(n) y puede ser estimada a partir de y(n) . En el presente caso, x(n) representa las muestras de SINR. La predicción es un caso especial de la estimulación de la señal deseada de manera anticipada de una observación actual. La observación deseada d(n+D) es D de muestras delante de y(n), donde D es un número predeterminado y es mayor que o igual a 5 muestras de la presente modalidad. La diferencia entre una predicción de ? d (n) de la señal deseada d(n) y la señal deseada d(n) es un error e (n) . Es bien sabido en la técnica que el filtro lineal óptimo es un filtro de Wiener en el sentido de que da como resultado un error cuadrado promedio mínimo.

La señal deseada d(n) en la presente modalidad es la SINR promedio sobre la longitud del paquete. Diferentes longitudes del paquete corresponden a diferentes señales deseadas. El transceptor 10 de la Figura 1 efectúa las predicciones para cinco tamaños de paquetes diferentes (paquetes de 1, 2, 4, 8 y 16 intervalos) . Tras la recepción de un estimado de SINR de trayectoria combinada, el cual sea actualiza cada medio de intervalo, el transceptor de la Figura 1 (que corresponde a una estación móvil) hace funcionar el predictor 12 cinco veces que corresponden a los tamaños de paquete de intervalos de {l, 2, 4, 8, 16), respectivamente. En consecuencia, el predictor 12 actualiza el procesamiento mostrado en la Figura 3 cinco veces para cinco longitudes de paquetes diferentes con diferentes valores de parámetros tales como retrasos de predicción y los coeficientes de filtración. La Figura 3 es un diagrama más detallado de la predicción de SINR de una longitud de paquete dada implementada vía el predictor SINR 12 de la Figura 2. El convertidor y filtro de decibeles de muestras de SINR incluye un convertidor de decibeles 90, una entrada del cual recibe las muestras de SINR del circuito de SINR 66 de la Figura 1, y una salida del cual está conectada a una terminal positiva de un sustractor 92 y una entrada de un filtro (Fx) 96. Una salida del filtro 96 está conectada a una terminal negativa del primer sustractor 92. En operación, el convertidor y filtro de decibles de muestra SINR 72 convierte las muestras de SINR recibidas a la escala de decibeles vía el convertidor de decibles 90 y filtra las señales en decibles vía el primer filtro 96. Las muestras en decibles filtradas son sustraídas de las muestras en decibeles enviadas desde el convertidor de decibles 90. La salida del convertidor y filtro de decibles de muestras de SINR 72 es descrita por la siguiente ecuación: u0(n) = u(n) -mu(n) , [1] donde u0(n) representa las muestras de salida del convertidor y filtro de decibeles de muestras de SINR 72; u(n) representa la salida de las muestras en la escala de decibeles del convertidor de decibeles 90; y mu(n) representa la media de la salida de las muestras en la escala de decibles del primer filtro 96. La función de transferencia F?(z) del primer filtro 96 es descrita por la siguiente ecuación: ^ (z) = -, [2] \ - (X ?)z~l donde ? es un coeficiente constante y z es una variable compleja. El coeficiente ? es específico de la aplicación y es determinado fácilmente por aquellos expertos en la técnica para satisfacer las necesidades de una aplicación dada. Las muestras de SINR recibidas del circuito de SINR 66 de la Figura 1 son también la entrada al filtro de promediación de ventana deslizante 70. El filtro de promediación 70 calcula un promedio de las muestras de SINR sobre muestras de L, donde L representa la longitud de paquete dada. Una salida del filtro de promediación 70 está conectada al convertido de decibeles de salida del filtro 74 que convierte la salida del filtro de promediación 70 a la escala de decibles de acuerdo con métodos bien conocidos en la técnica. Los valores de decibeles recibidos resultantes que representan la señal deseada son la entrada al predictor de SINR de desvanecimiento rápido 76, el predictor de SINR de desvanecimiento lento 78 y el predictor de retención 80. En el predictor de SINR de desvanecimiento rápido 76, la salida del convertidor de decibeles de salida del filtro 74 está conectada a una terminal negativa de un segundo sustractor 106. En una salida del convertidor de decibeles 74 está conectada a un filtro (F3) 100. Una salida del filtro 100 está conectada a un primer retraso 102, un primer circuito de corte 104, y a un primer sumador 120 y a un segundo sumador 150 en el punto de retención 80 el predictor de SINR de desvanecimiento lento 78, respectivamente. Una salida del primer circuito de corte 104 está conectada a una entrada del selector de predicción 82. Una segunda entrada del segundo circuito sustractor 106 está conectada a una salida del primer retraso 102. Una salida del segundo circuito sustractor 106 está conectada a un primer circuito de cuadratura 108, el cual tiene una salida conectada a una entrada del primer filtro (F4) 112. Una salida del filtro 112 está conectada a una entrada de un primer circuito de raíz cuadrada 114. Una salida del primer circuito de raíz cuadrada 114 está conectada a una entrada del primer circuito de corte 104. En operación, el predictor de SINR de desvanecimiento rápido 76 recibe las muestras en escalas de decibeles del convertidor de decibeles de salida del filtro 74 y el filtro F3 100 y a una terminal negativa del segundo sustractor 106. El filtro calcula un promedio a largo plazo de los valores en decibeles y es representado por la siguiente ecuación: d (n) = d\ (n+D) = (l-a)?tid(n-l) +ad(n) , [3] donde md (n ) es la media a largo plazo de las muestras en la escala de decibeles recibidas en una muestra particular n y representa una predicción de SINR ? promedio di (n+D) , la cual está D muestras en el futuro, donde D es un retraso predeterminado basado en la longitud del paquete dada. a es un coeficiente predeterminado de la función de transferencia (F3) del filtro 100; d(n) es la salida actual del convertidor de decibeles 74 y md (n -l ) es el promedio a largo plazo una muestra adelante. La función de transferencia F3 del filtro 3 también es descrita por la siguiente ecuación: a FAz) = 7 [4] l-(l-a)z" donde z es una variable compleja, a es un coeficiente predeterminado como se hizo notar anteriormente, a es determinada fácilmente por aquellos expertos en la técnica para satisfacer las necesidades en la aplicación dada. La salida del promedio a largo plazo resultante md(n) del filtro 100 es retrasada de muestras vía el primer circuito de retraso 102 y proporcionada a una terminal positiva del segundo sustractor 106. El segundo sustractor sustrae la salida d(n) del convertidor de decibeles de la salida del filtro 74 del promedio a largo plazo md(n) y proporciona una señal de error de predicción ßi (n) en respuesta. La señal del error resultante ßi (n) es cuadrada y filtrada por el circuito de cuadratura 108 y el primer filtro F4 112, respectivamente. El primer filtro F4 112 es un filtro de respuesta de impulso infinito (IIR) que tiene una función de transferencia F4(z) descrita por la siguiente ecuación: F z) = [5] l-(l- ?)z-' donde' ß es un coeficiente de filtración, y las otras variables son como se describieron anteriormente. Los valores filtrados, es decir, promediados, cuadrados son alimentados al circuito de raíz cuadrada 114, el cual calcula el cuadrado promedio de la raíz cuadrada (rmseí) de la señal de error ex (n) . El error promedio de la raíz rmseí es proporcionado al primer circuito de corte 104, donde el rmseí es multiplicado por una constante predeterminada ki . El valor exacto de kx es específico de la aplicación y puede ser una constante o puede ser actualizado dinámicamente de acuerdo con un ambiente de señal cambiante por otro circuito (no mostrado) o rutina de programas y sistemas de programación. El error cuadrado medio de la raíz rmseí (n) es descrito por la ecuación: rmsex(«) = ?l - ß - msex (n -1) + ß[e,(«)] , [6] donde ß es como se da para la ecuación (5) ; el error cuadrado promedio mse?(n-l) representa la salida del primer filtro F4112 una muestra adelante. El primer circuito de corte 104 reduce la ? primera predicción d\ (n+D) en k*rmsex para reducir el sobredisparo de la predicción. La primera predicción ? reducida es denotada por d\ (n+D) y es descrita por la siguiente ecuación: ? ? d\ (n+D) = d\ (n+D) -k -rmseí (n) , [7] donde las variables son como se dieron anteriormente . Las estructuras del proyector de SINR de desvanecimiento lento 78 y el predictor de retención 80 son similares a la estructura del predictor de SINR de desvanecimiento rápido 76. Sin embargo, el predictor de SINR de desvanecimiento lento 78 incluye un filtro adicional F2 116, y el primer sumador 150. El predictor de retención 80 incluye un filtro de retención adicional y un segundo sumador 120. El primer sumador 150 y el segundo sumador 150 reciben la salida media a largo plazo me(n) del filtro F3 100 del predictor de SINR del predictor de desvanecimiento rápido 76. El predictor de SINR de desvanecimiento 78, de izquierda a derecha y de arriba hacia abajo, un tercer sustractor 122, un segundo circuito de cuadratura 124, un segundo filtro F4 128, un segundo circuito de raíz cuadrada 130, el filtro F2 116, el primer sumador 150, un segundo retraso 132, y un segundo circuito de corte 134. En operación, el filtro F2 116 filtra la salida del convertidor y filtro de decibeles de muestras de SINR 72. La función de transferencia F2(z) del segundo filtro F2 116 es descrita por la siguiente ecuación: F2 (z) = ^ -, [8] \ -{\ -µ)z- donde µ es un coeficiente del filtro predeterminado. La ? salida d0(n + D) del segundo filtro F2 116 es descrita por la siguiente ecuación: dQ(n + D) = (l - µ)d0(n + D - l) + µu0(n) , [9] ? donde µ es como se vio anteriormente; dQ(n + D + l) es la ? salida d0(n + D) retrasada una muestra; y u0(n) es la salida del convertidor y filtro de decibeles de muestras de SINR 72. La salida del filtro F2 116 como lo describe la ecuación (9) es la entrada a una terminal del primer sumador 150, que suma la salida del promedio a largo plazo m (n) , que es proporcionada desde el predictor SINR de desvanecimiento rápido 76. La suma resultante es ? denotada por d2(n + D) y descrita por la siguiente ecuación: d2 (n + D) = d0 (n + D) + md (n) , [10] donde las variables son como se dieron anteriormente. La salida del primer sumador 150 como la dada por la ecuación (10) es alimentada, en paralelo, al segundo retraso 132 y el segundo circuito de corte 134. El retraso 132 retrasa la salida del primer sumador 150 en D y proporciona el resultado a una terminal positiva del tercer sustractor 122. El tercer sustractor sustrae la salida de d(n) del convertidor de decibeles de salida del filtro 74 del resultado retrasado para producir una segunda señal de error e2(n), la cual es descrita por la siguiente ecuación: e2(n) = d2(?) - d(n) , [11] ? donde d2 (?) es la salida retrasada del primer sumador 150, es decir, la salida del segundo retraso 132, y d(n) es la salida del convertidor de decibeles de salida del filtro 74. La señal de error resultante e2 (n) es cuadrada y filtrada por el segundo circuito de cuadratura 124 y el segundo filtro F4 128, respectivamente. La función de transferencia del segundo filtro F4 128 es como se describe en la ecuación (5) . La raíz cuadrada de la salida del filtro F4 128 es calculada por el segundo circuito de raíz cuadrada 130 y produce la siguiente salida : rmse2 (n) = -^(l - ß)mse2(n - \) + ß[e2 (n)]¿ , [12] donde rmse2 (n) es el error cuadrado medio de la raíz de la señal e2(n), el error cuadrado medio mse2(n-l) es la salida del segundo filtro F 128 retrasada en una muestra; y las otras variables y constantes son como se dieron anteriormente. El error cuadrado medio de la raíz rmse2 (n) es multiplicado por un factor predeterminado k, y el resultado es sustraído de la salida del primer sumador 150 para producir la siguiente salida: ?, ? d2 (n + D) = d2 (n + D) - k2 - rmse2(«) , [13 ] donde las constantes y variables son como se describieron ? anteriormente. La salida d2 (n + D) del segundo circuito de corte 134 es proporcionada al selector de predicción 82. El factor predeterminado k2 es específico de la aplicación y es determinado fácilmente por un experto en la técnica. El factor k2 puede ser equivalente a los factores kx y k3 empleados en el primer circuito de corte 104 y el tercer circuito de corte 148 y puede ser alterado dinámicamente sin apartarse del alcance de la presente invención. El predictor de retención 80 incluye, de izquierda a derecha y de arriba hacia abajo un cuarto sustractor 136, un tercer circuito de cuadratura 138, un tercer filtro F 142, un tercer circuito de raíz cuadrada 144, un tercer circuito de retraso 146, el circuito del filtro de retención 118, el segundo sumador 120, y el tercer circuito de corte 148. En la presente modalidad específica, el predictor de retención 80, es empleado únicamente cuando la longitud del paquete es menor que o igual a 2 intervalos. El predictor de retención 80 es activado selectivamente por un circuito (no mostrado) que determina cuando la longitud del paquete es menor que o igual a 2 intervalos, y permite la salida selectiva del predictor de retención 80. En operación, el circuito del filtro de retención 118 filtra la salida del convertidor y filtro de decibeles de muestras de SINR 72 y proporciona el resultado a una terminal del segundo sumador 120, la cual suma la salida m^n) del filtro 100 del predictor SINR de desvanecimiento rápido 76. La salida del sumador 120 es descrita por la siguiente ecuación: d (n + D) - u0 (n) - PesodeRe tención + md (n) , [ 14 ] donde el PesodeRetención es proporcionado por el circuito de filtro de retención 118, y u0 (n) es la salida del convertidor y filtro de decibeles de muestras de SINR 72.

La salida resultante retrasada de muestras por ? el tercer retraso 146 para producir d3 (n) . La salida d(n) del convertidor de decibeles de salida del filtro 74 ? es sustraída entonces de las muestras retrasadas d-, (n) para producir una tercera señal de error e3 (n) descrita por la siguiente ecuación: e2 (n) d3 (n) - d(?) , [15] donde las variables son como se dieron anteriormente. El tercer circuito de cuadratura 138, el tercer filtro F4 142 y el tercer circuito de raíz cuadrada 144 posteriores, calculan la señal del error cuadrado medio de la raíz mse3 (n) de la señal de error e3 (n) , que es descrita por la siguiente ecuación: rmse,(n) = J(\ - ß)mseJ (n - l) + ß[e3 (n)]¿ , [16] donde el error cuadrado medio rmse3 (n) es la salida del tercer filtro F 142 retrasada en una muestra; y las otras constantes y variables son como se dieron anteriormente. La función de transferencia del tercer filtro F4 142 es como se dio en la ecuación (5) .

El error cuadrado medio de la raíz resultante rmse3 (n) es multiplicado por la constante predeterminada k3, vía el tercer circuito de corte 148. El resultado es sustraído de la salida del segundo sumador 120 para producir la siguiente salida: ?. ? d2 (n + D) = d3(n + D) - k3 - rmse3 (n) , [17] donde las constantes y variables son como se dieron anteriormente. El resultado dado por la ecuación (17) es proporcionado al circuito selector de predicción 82. El selector de predicción 82 elige la predicción con el valor de rmse más pequeño como una predicción final para la longitud de paquete dada. Para paquetes de 1 y 2 intervalos, el selector de predicción 82 elige del predictor de desvanecimiento rápido 76, el predictor de desvanecimiento lento 78 y el predictor de retención 80. Para paquetes de 4 , 8, y 16 intervalos, el selector de predicción 82 se elige del filtro rápido 76 y el filtro de desvanecimiento lento 78. Los retrasos 102, 132 y 146 proporcionan retrasos de D medios intervalos, donde D es la latencia de predicción para la longitud de paquete dada. El predictor 12 recibe muestras de estimación de SINR una vez cada medio intervalo, pero únicamente produce predicciones de SINR promedio de paquete una vez cada dos medios intervalos. Además, el filtro Fi 96 es aplicado una vez cada medio intervalo, los filtros 100, 112, 116, 128 y 142 que tienen las funciones de transferencia F2, F3 y F son aplicados una vez cada dos medios intervalos. Las descripciones de las funciones de transferencia F?(z), F2(z), F3(z) y F4 (z) desprecian los efectos del procesamiento de decimación. Sin embargo, aquellos expertos en la técnica pueden ajustar fácilmente las sucesiones de transferencia en consecuencia. Aquellos expertos en la técnica apreciarán que el predictor de SINR 12 puede ser implementado en programas y sistemas de programación sin apartarse del alcance de la presente invención, caso en el cual, los filtros 96, l?'?, 112, 128, 142 y 116 son fácilmente encendidos o apagados de acuerdo con las reglas anteriores . De este modo, la presente invención ha sido descrita aquí con referencia a una modalidad particular para una aplicación particular. Aquellos expertos en la técnica y que tengan acceso a las enseñanzas de la presente, reconocerán modificaciones, aplicaciones y modalidades adicionales dentro del alcance de la misma. Por lo tanto, se pretende que las reivindicaciones anexas cubran cualesquiera y todas aquellas aplicaciones, modificaciones y modalidades que caigan dentro del alcance de la presente invención. Se hace constar que con relación a esta fecha, el mejor método conocido por la solicitante para levar a la práctica la citada invención, es el convencional para la manufactura de los objetos a que la misma se refiere.

Claims (27)

1. REIVINDICACIONES Habiéndose descrito la invención como antecede, se reclama como propiedad lo contenido en las siguientes reivindicaciones . 1. Un sistema para proporcionar una predicción exacta de una relación de señal a ruido de interferencia, caracterizado porque comprende: medios para recibir una señal trasmitida a través de un canal vía un transmisor; medios para generar una secuencia de estimados de la relación de señal a ruido de interferencia sobre la base de la señal recibida; medios para determinar una relación entre estimados de la secuencia de estimados; y medios para emplear la relación para proporcionar una predicción de la relación de señal a ruido de interferencia para una señal recibida posteriormente .
2. 2. El sistema de conformidad con la reivindicación 1, caracterizado porque incluye además medios para generar un mensaje de petición de velocidad de datos sobre la base de la predicción de la relación de señal a ruido.
3. 3. El sistema de conformidad con la reivindicación 2, caracterizado porque incluye además medios para transmitir el mensaje de petición de velocidad de datos al transmisor.
4. 4. El sistema de conformidad con la reivindicación 1, caracterizado porque la relación se basa en un promedio de elementos de la secuencia de estimados .
5. 5. El sistema de conformidad con la reivindicación 4, caracterizado porque los medios para la determinación incluyen un banco de filtros para calcular el promedio.
6. 6. El sistema de conformidad con la reivindicación 5, caracterizado además porque el banco de filtros incluye filtros de respuesta de impulso infinito.
7. 7. El sistema de conformidad con la reivindicación 5, caracterizado porque los coeficientes de las funciones de transferencia asociados con cada filtro en el banco de filtros están diseñados para diferentes ambientes de desvanecimiento.
8. 8. El sistema de conformidad con la reivindicación 7, caracterizado porque los diferentes ambientes de desvanecimiento incluyen diferentes ambientes de desvanecimiento de Raleigh, un ambiente asociado con un sistema que se mueve rápidamente, un segundo ambiente asociado con un sistema que se mueve lentamente, y un tercer sistema asociado con un sistema que se mueve a una velocidad media.
9. 9. El sistema de conformidad con la reivindicación 7, caracterizado porque incluye además un circuito de selección conectado a cada uno de los bancos de filtro para seleccionar una salida de uno de los filtros en el banco de filtro, la salida asociada con un filtro que tiene una función de transferencia más adecuada para un ambiente de desvanecimiento actual .
10. 10. Un transceptor de un sistema de comunicaciones eficiente para proporcionar señales de control exactas a un transceptor externo de acuerdo con características de interferencia de un canal sobre el cual el transceptor del sistema de comunicaciones y el transceptor externo se comunican, caracterizado porque comprende : una antena; un duplexor en comunicación con la antena; una trayectoria de recepción en comunicación con el duplexor para recibir una señal sobre el canal y proporcionar una señal digital en respuesta a esto; una computadora de banda base para recibir y procesar la señal digital; una señal predictor de la relación de interferencia y ruido para proporcionar una predicción de la relación de señal a interferencia y ruido para una señal digital recibida posteriormente; y medio de petición de velocidad para generar un mensaje de control de la velocidad y proporcionar el mensaje de control de velocidad al transceptor externo en - respuesta a la predicción de la relación de señal a interferencia de ruido.
11. 11. El transceptor de conformidad con la reivindicación 10, caracterizado porque los medios de petición de velocidad son implementados en la computadora de banda base .
12. 12. El transceptor de conformidad con la reivindicación 11, caracterizado porque los medios de petición de velocidad incluyen medios para despropagar la señal digital, estimar una señal portadora para el valor de interferencia para la señal digital despropagada.
13. 13. El transceptor de conformidad con la reivindicación 12, caracterizado porque el predictor de la relación de señal a interferencia y ruido incluye un banco de filtros predictores, cada filtro en el banco de filtros predictores tiene un predictor de la relación de señal a interferencia y ruido para predecir una relación de señal a interferencia y ruido de acuerdo con una característica de desvanecimiento predeterminada del canal.
14. 14. El transceptor de conformidad con la reivindicación 13, caracterizado porque el predictor de la relación de señal de interferencia y ruido incluye además un selector de predicción para seleccionar de cada uno de los predictores de la señal de relación de señal de interferencia y ruido una relación de señal a interferencia y ruido más adecuada para un desvanecimiento actual característico del canal.
15. 15. Un sistema para predecir exactamente una relación de señal a interferencia y ruido para una señal recibida sobre un canal, caracterizado porque comprende: primeros medios para proporcionar valores de la señal portadora a ruido de la señal recibida; segundos medios para filtrar los valores de la relación de señal portadora a ruido de acuerdo con las características de desvanecimiento del canal y proporcionar salidas en respuesta a esto para un canal de desvanecimiento lento, desvanecimiento medio y desvanecimiento rápido; y terceros medios para seleccionar de las salidas una relación de señal a interferencia ruido predicha.
16. 16. El sistema de conformidad con la reivindicación 15, caracterizado porque los segundos medios incluyen un circuito de corte para ajustar cada una de las salidas en un factor predeterminado.
17. 17. El sistema de conformidad con la reivindicación 15, caracterizado porque los segundos medios incluyen un filtro de promediación para proporcionar un promedio de los valores de la relación de señal portadora a ruido.
18. 18. El sistema de conformidad con la reivindicación 17, caracterizado porque filtro de promediación esta conectado a un circuito de conversión de decibeles para convertir el promedio de los valores de la relación de señal portadora a ruido a la escala de decibeles y proporcionar valores en la escala de decibeles en respuesta a esto.
19. 19. El sistema de conformidad con la reivindicación 18, caracterizado porque los segundos medios incluyen un banco de filtros que incluyen un primer filtro, el primer filtro para recibir los valores de la escala de decibeles y proporcionar una predicción de la relación de señal a interferencia y ruido basada en un canal de desvanecimiento lento.
20. 20. El sistema de conformidad con la reivindicación 19, caracterizado porque el primer filtro incluye un sistema de decimación para decimar los valores en la escala de decibeles y proporcionar valores decimados en respuesta a esto.
21. 21. El sistema de conformidad con la reivindicación 20, caracterizado porque el primer filtro incluye un filtro de promediación a largo plazo para promediar los valores decimados y proporcionar los valores promediados a un circuito de retraso, una salida del circuito de retraso conectado al circuito sustractor para sustraer valores decimados retrasados de los valores de la escala de decibeles y proporcionar una salida de sector en respuesta a esto a un circuito de cuadratura en comunicación con un filtro de promediación adicional y un circuito de raíz cuadrada, el circuito de raíz cuadrada proporciona la salida a un primer circuito de corte, el primer circuito de corte también recibe como entrada los valores promediados y proporciona la relación de señal a interferencia y ruido sobre la base del canal de desvanecimiento lento en respuesta a esto.
22. 22. El sistema de conformidad con la reivindicación 21, caracterizado porque el banco de filtros incluye además un segundo filtro y un tercer filtro para proporcionar predicciones de señal portadora a interferencia adecuadas para un canal de desvanecimiento lento y un canal de desvanecimiento medio, respectivamente.
23. 23. El sistema de conformidad con la reivindicación 15, caracterizado porque los segundos medios de filtración incluyen un banco de filtros que tiene un filtro por cada uno de los canales de desvanecimiento lento, desvanecimiento medio y desvanecimiento rápido, característicos.
24. 24. El sistema de conformidad con la reivindicación 23, caracterizado porque el banco de filtros incluye un primer filtro para aproximar un filtro de Wiener, el primer filtro proporciona una predicción relación de señal a interferencia y ruido para un canal de desvanecimiento lento.
25. 25. El sistema de conformidad con la reivindicación 24, caracterizado porque el banco de filtros incluye un segundo filtro para aproximar a un filtro de Wiener, el segundo filtro proporciona a la predicción de relación de señal a interferencia y ruido para un canal de desvanecimiento rápido.
26. 26. El sistema de conformidad con la reivindicación 25, caracterizado porque el banco de filtros incluye un tercer filtro para proporcionar una predicción de la relación de señal a interferencia y ruido para un canal de desvanecimiento medio, el tercer filtro implementado como un filtro de retención.
27. 27. Un sistema para predecir exactamente una relación de señal a interferencia y ruido para una señal recibida sobre cada canal, caracterizado porque comprende : primeros medios para obtener valores de la relación de señal a ruido basados en la señal recibida; segundos medios para filtrar la señal a los valores de la relación de señal portadora a ruido de acuerdo con un canal de desvanecimiento rápido y proporcionar una predicción de la relación de señal portadora a ruido de desvanecimiento rápido en respuesta a esto; terceros medios para filtrar los valores de la relación de señal portadora a ruido de acuerdo con un canal de desvanecimiento lento y proporcionar una predicción de la relación de señal portadora a ruido de desvanecimiento lento en repuesta a esto; cuartos medios para filtrar los valores de la relación de señal portadora a ruido de acuerdo con un canal de desvanecimiento medio proporcionar una predicción de la relación de señal portadora a ruido de desvanecimiento medio en respuesta a esto; y quintos medios para seleccionar de las predicciones la relación de señal portadora a ruido de desvanecimiento rápido, desvanecimiento lento y desvanecimiento medio y proporcionar una señal predicha a la relación de interferencia y ruido en respuesta a esto.