KR100837123B1

KR100837123B1 - 통신시스템 성능을 향상시키기 위해 신호 대 간섭 및 잡음비를 정확히 예측하기 위한 시스템 및 방법

Info

Publication number: KR100837123B1
Application number: KR1020027003361A
Authority: KR
Inventors: 우퀴앙; 블랙피터제이; 신드후샤이나나가브후샤나티
Original assignee: 퀄컴 인코포레이티드
Priority date: 1999-09-13
Filing date: 2000-09-12
Publication date: 2008-06-11
Also published as: IL148365A0; NO326386B1; CA2382536A1; NO20021209D0; ATE393495T1; CN1182658C; DE60038685D1; CN1377526A; MXPA02002701A; AU7372300A; US6426971B1; KR20020048407A; DE60038685T2; JP2003510863A; BR0013863A; HK1047831B; EP1212839B1; UA74154C2; KR100807134B1; JP4422379B2

Abstract

시스템 (10) 은 외부 송신기에 의해 채널을 통해 전송된 신호를 수신하는 제 1 회로를 포함한다. 제 2 회로는 수신된 신호를 기초로 하여 신호 대 간섭 및 잡음비의 추정값 시퀀스를 발생시킨다. 제 3 회로는 추정값 시퀀스의 구성요소들 사이의 관계를 결정한다. 제 4 회로는 후속 수신 신호에 대한 신호 대 간섭 및 잡음비 예측값을 제공하도록 상기 관계를 이용한다.

신호 대 간섭 및 잡음비 예측, 데이터 레이트 제어

Description

통신시스템 성능을 향상시키기 위해 신호 대 간섭 및 잡음비를 정확히 예측하기 위한 시스템 및 방법{SYSTEM AND METHOD FOR ACCURATELY PREDICTING SIGNAL TO INTERFERENCE AND NOISE RATIO TO IMPROVE COMMUNICATIONS SYSTEM PERFORMANCE}

본 발명은 통신시스템에 관한 것이다. 특히, 본 발명은, 무선 통신시스템에서 데이터 레이트 제어를 용이하게 하기 위해, 수신된 신호의 SINR (신호 대 간섭 및 잡음비; Signal to Interference and Noise Ratio) 를 예측하는 시스템에 관한 것이다.

무선 통신시스템은 탐사, 구조, 및 영업 애플리케이션을 포함한 다양한 요청 응용분야에서 사용되고 있다. 또한, 무선 통신시스템은 사무용 네트워크와 인터넷 응용분야에서 컴퓨터 데이터를 전송하기 위해서 더 많이 사용되고 있다. 그러한 응용분야는 전기적인 페이딩 잡음 환경에서 효과적으로 동작할 수 있고 높은 데이터 전송 레이트를 처리할 수 있는, 효율적이고 신뢰할 만한 통신시스템을 요구한다.

셀룰러 원격통신시스템은 하나 이상의 기지국이 복수의 이동국 (즉, 휴대용 전화 또는 무선 전화) 과 통신한다는 점에 특징이 있다. 기지국으로부터 이동국으로의 통신 링크는 순방향 링크이다. 이동국으로부터 기지국으로의 통신 링크는 역방향 링크이다.

이동국에 의해 송신된 신호는 기지국에 의해 수신되며, 흔히 이동 교환 센터 (mobile switching center, MSC) 에 중계된다. 이동 교환 센터는 신호를 공중 교환 전화망 (public switched telephone network, PSTN) 또는 또다른 이동국으로 라우팅한다. 이와 유사하게, 종종 그 공중 교환 전화망으로부터 기지국과 이동 교환 센터를 통하여 이동국으로 신호가 송신된다. 각 기지국은 하나의 셀, 즉 한 이동국이 그 기지국을 통하여 통신할 수 있는 영역을 관장한다.

전형적인 이동 통신시스템에서는, 정보가 인코딩되고 변조되어 채널을 통해 정보가 송신되고, 수신기에 의해 정보가 수신되어 복조 및 디코딩된다. CDMA (코드 분할 다중 접속) 셀룰러 네트워크 같은 현대의 통신시스템에서는, 정보가 채널 잡음, 용량, 및 데이터 보안의 이유로 디지털로 인코딩한다. 종종 컨벌루션 인코더 또는 터보 인코더가 정보의 인코딩을 수행한다.

해당 기술분야에서 잘 알려진 바와 같이, 컨벌루션 인코더는 입력 데이터 비트 시퀀스를 그 자신이나 또 다른 신호와 입력 시퀀스의 컨벌루션에 기초하여 코드워드로 변환한다. 컨벌루션 코드를 정의하는데는 코드 레이트와 생성 다항식을 사용한다. 데이터의 에러 정정 코딩과 디코딩을 제공하는 공지 기술은 비터비 디코더와 결합된 데이터의 컨벌루션 인코딩이 있다. 터보 인코더는 컨벌루션 코드와 같이 2 개 또는 그 이상의 구성 코드로 된 직렬 또는 병렬 연결 코드인 터보 코드를 사용한다.

이동 통신시스템은 송신기에 대한 수신기의 이동 또는 그 반대의 경우가 일반적이다. 이동 통신시스템에서 송신기와 수신기 사이의 통신 링크는 페이딩 채널이다. 페이딩 통신시스템의 예는 우주선에 송신기를, 지상의 차량에 수신기를 둔 이동위성 통신시스템, 휴대용 전화시스템 및 지상 극초단파 시스템이 있다. 페이딩 채널은 심하게 열화가 되는 채널이다. 이러한 열화는 다중경로 페이딩, 대기 및 지상의 물체나 구조물에 반사된 송신 신호의 다중 경로를 통한 수신에 기인하는 심각한 감쇄, 그리고 통신시스템의 다른 사용자들에 의해 유발되는 간섭을 포함한, 수많은 효과에 기인한다. 페이딩 채널의 손상에 기여하는 다른 효과들은 송신기에 대한 수신기 이동으로 인한 도플러 시프트와 부수적인 잡음을 포함한다.

통상, 정보 신호는 채널을 통한 효율적인 전송에 적합한 형태로 먼저 변환된다. 이 정보 신호의 변환이나 변조는 그 정보 신호에 기초하여 생성한 변조 반송파의 스펙트럼을 채널 대역폭 내로 한정하는 방식으로, 반송파의 파라미터를 변화시키는 것을 포함한다. 사용자 측에서, 채널을 통한 전달에 후속하여 수신된 변조 반송파로부터 원래의 메시지 신호를 복제한다. 통상, 그런 복제는 소스 송신기에 의해 사용된 변조 절차의 역순을 이용함으로써 이루어진다.

CDMA 시스템에서는, 모든 주파수 자원을 셀룰러 네트워크의 모든 사용자들에게 동시에 할당한다. 각 사용자는 전체 주파수 할당 부분을 점유하는 잡음과 같은 광대역 신호를 이용한다. 인코더는 전체 주파수 할당 부분을 활용하기 위해 각 송신 프레임 내의 여분의 필요한 데이터를 인코딩하는 것을 용이하게 하고, 또한 각 프레임 주기로 가변 레이트 전송을 용이하게 한다.

음성 통신에서는, 각 사용자가 단지 필요한 만큼의 데이터를 송신하도록 함으로써 CDMA 시스템의 용량을 최대화한다. 이것은 각 사용자의 송신이 CDMA 통신시스템에서의 간섭에 누적적으로 기여하기 때문이다. 그 사용자에 대한 서비스 품질을 감소시키지 않고 각 사용자의 용량 부담을 경감하는 아주 효과적인 수단은 가변 레이트 전송에 대한 것이 있다. 가변 레이트 통신 채널의 사용은 송신할 유용한 음성이 없을 때 불필요한 송신을 제거함으로써 상호 간섭을 줄인다.

음성 통신의 특징으로 인해, CDMA 시스템에서는, 어떤 고정된 데이터 레이트를 위한 신뢰할 만한 링크를 각 사용자에게 보장하기 위해 일반적으로 전력 제어를 이용한다. 보코더 (Vocoder) 는 미국 특허번호 제 5,414,796 호, 1995년 5월 9일, 발명의 명칭이 "Variable Rate Vocoder" 에서 설명된 기술을 이용하여 음성 데이터의 가변 레이트 소스 코딩을 제공할 수 있다.

일단 보코더가 일련의 정보 비트를 일정 레이트로 발생시키면, 전력 제어는 각 사용자를 조절하여 그 레이트를 신뢰성 있게 지원할 수 있는, 가능한 최소한의 전력을 송신하도록 시도한다. 전력 제어는, 이렇게 총 간섭에 대한 각 사용자의 기여를 억제하여, 유효 사용자의 수를 최대화한다는 의미에서 CDMA 음성 시스템의 최대 용량을 촉진한다.

데이터 통신에서, 시스템의 효율성과 품질을 측정하는 파라미터는 데이터 패킷을 전송하는데 요구되는 송신 지연과 그 시스템의 평균 처리량이다. 송신 지연은 데이터 통신시스템의 품질을 측정하기 위한 중요한 기준이다. 평균 처리량은 통신시스템의 데이터 송신 용량의 효율성의 척도이다. 데이터 통신시스템에 대해 상기의 파라미터들을 최적화하기 위해, 전력 제어를 대신하여 레이트 제어를 일반적으로 이용한다. 전술한 음성 통신시스템과 데이터 통신시스템의 차이점들은, 음성 통신과 데이터 통신의 다음의 상이한 특징들을 통해 더 잘 이해될 수 있다.

음성 서비스와 데이터 서비스의 큰 차이점은, 음성 서비스가 엄격하고 고정된 지연 요건을 부과한다는 사실이다. 일반적으로, 음성 프레임의 전체 일방향 지연은 100 msec 이하이어야 한다. 반대로, 데이터 지연은 데이터 통신시스템의 효율을 최적화하기 위해 사용되는 가변 파라미터가 될 수 있다. 좀더 자세히 설명하면, 음성 서비스에서 허용될 수 있는 것보다 훨씬 더 큰 지연을 요구하는, 더 효율적인 에러 정정 코딩 기술을 이용할 수 있다. 효율적 데이터 코딩 방식의 예가 본 발명의 양수인에게 양도되었으며, 1996 년 11 월 6 일자로 출원되었으며 발명의 명칭이 "SOFT DECISION OUTPUT DECODER FOR DECODING CONVOLUTIONALLY ENCODED CODEWORDS" 이고, 미국특허 출원번호 제 08/743,688 호이며, 현재는 1999 년 8 월 3 일에 발행된 미국특허 제 5,933,462 호에 개시되어 있다.

음성 서비스와 데이터 서비스의 또다른 큰 차이점은, 음성 서비스가 모든 사용자에게 일정한 공통의 서비스 등급 (grade of service, GOS) 을 요구한다는 것이다. 보통, 음성 서비스를 제공하는 디지털 시스템에서, 이를 모든 사용자들에 대한 일정하고 동일한 송신 레이트 및 음성 프레임의 에러율에 대한 최대 허용값으로 해석한다. 반대로, 데이터 서비스에서는, 서비스 등급은 사용자 마다 다를 수 있으며 데이터 통신시스템의 전체 효율성을 증가시키기 위해 최적화된 파라미터일 수 있다. 일반적으로, 이러한 데이터 통신시스템의 서비스 등급을 소정의 데이터량 (이하, 데이터 패킷이라고 한다) 의 전송시에 발생하는 총 지연으로 정의한다. 그러나, 음성 서비스와 데이터 서비스의 또다른 중요한 차이점은, 음성서비스가 이 CDMA 통신시스템의 예에서 소프트 핸드오프에 의해 제공되는 신뢰성 있는 통신 링크를 요구한다는 것이다. 소프트 핸드오프는 2 이상의 기지국으로부터의 여분의 송신을 초래하여 신뢰도를 향상시킨다. 그러나, 에러로 수신된 데이터 패킷을 재송신할 수 있기 때문에, 데이터 송신에서는 이러한 부가적인 신뢰도는 불필요하다. 데이터 서비스에서는, 소프트 핸드오프를 지원하기 위해 사용되는 송신 전력이 부가적인 데이터를 송신하는데 더욱 효율적으로 이용될 수 있다. 디지털 데이터의 무선 송신을 최적화하는 방법 및 장치가 본 발명의 양수인에게 양도되었으며, 1997 년 11 월 3 일에 출원되고, 발명의 명칭이 "Method and Apparatus For Higher Rate Packet Data Transmission" 이고, 미국특허 출원번호 제 08/963,386 호이며, 현재는 2003 년 6 월 3 일 에 발행된 미국특허 제 6,574,211 호에 개시되어 있다.

데이터 통신의 상술한 특징들의 결론으로서, 평균 처리량을 최적화하도록 설계된 데이터 통신시스템은 최우수 서비스 기지국으로부터, 사용자가 신뢰성있게 지원할 수 있는 최고 데이터 레이트 R_b로, 각 사용자에게 서비스하도록 시도한다. 본 발명의 양수인에게 양도되었으며, 1997 년 11 월 3 일에 출원되고, 발명의 명칭이 "Method and Apparatus For Higher Rate Packet Data Transmission" 이고, 미국특허 출원번호 제 08/963,386 호이며, 현재는 2003 년 6 월 3 일에 발행된 미국특허 제 6,574,211 호에 상기한 결론이 개시되어 있다.

상기 결론의 결과로서, 현대의 고속 데이터 레이트 (HDR, High-data-rate) 시스템에서는, 기지국은 항상 매 시간 슬롯에서 단지 한 사용자에게만 최대전력으로 송신하며 사용자가 신뢰성있게 수신할 수 있는 최대 레이트를 조절하기 위해 레이트 제어를 사용한다. 데이터 통신의 특성으로서, 처리량은 역방향 링크보다 순방향 링크에서 더 중요하다.

적절한 레이트 제어 알고리즘은 2 개의 루프, 즉 내부 루프와 외부 루프를 포함한다. 내부 루프는 다음 패킷의 평균 SINR 과 모든 데이터 레이트의 SINR 문턱값 사이의 차이값에 기초하여 순방향 링크 데이터 레이트를 제어하지만, 외부 루프는 순방향 링크 PER 에 기초하여 데이터 레이트의 SINR 문턱값을 조절한다. 편의를 위해, 한 패킷의 평균 SINR 과 모든 데이터 레이트의 SINR 문턱값을 각각 패킷 SINR 과 SINR 문턱값이라 한다.

SINR 문턱값은 모뎀 설계의 성능을 반영하나, 주로 채널 통계치에 의해 결정된다. SINR 문턱값이 비교적 작은 변화량으로 느리게 변화하여, PER 에 기반한 추적 루프가 좋은 성능을 달성할 것으로 기대된다. 외부 루프가 어떻게 이뤄지는지에 대한 세부적인 설명과 분석은 이 연구의 범위를 넘어서는 것이다.

본 특허에서는, SINR 문턱값이 고정되어 있다고 가정한다. 우리는 내부 루프 알고리즘의 설계에 중점을 둘 것이다. 내부 루프내의 핵심적인 기술은 채널 예측이다.

HDR 시스템에서, 순방향 링크 트래픽 채널은, 각 데이터 레이트가 1, 2, 4, 8 또는 16 슬롯과 관련되는 결정된 패킷 길이에 대응하는, 11 개의 데이터 레이트를 지원한다 어떤 패킷 길이는 복수의 레이트를 지원할 수 있다. 통상, 높은 레이트일수록 더 짧은 패킷 길이와 관련된다.

예측기는 모든 패킷 길이에 대해 다음 패킷의 SINR 을 예측할 것이다. 이동국은 그 예측값와 SINR 문턱값을 비교하여 가장 높은 레이트를 요청하려고 할 것이다. 편의를 위해, 주어진 패킷 길이에 대한 다음 패킷의 SINR 의 예측값을, 간단히 예측값이라고 한다.

이 HDR 시스템에서는, 데이터 레이트 요청 정보가 매 슬롯마다 역방향 링크 데이터 레이트 제어 (DRC) 채널을 통해 BS 에 보내진다. BS 는 적절하고 효율적인 우선순위 알고리즘에 따라 순방향 링크 전송 패킷을 스케쥴하는 스케쥴러를 구비한다. 일단 스케쥴러가 하나의 이동국을 서비스하기로 결정하면, 그 이동국은 DRC 채널을 통하여 요청한 레이트로 서비스 받는다 (실제 레이트는, BS 가 충분한 정보 비트를 가지고 있지 않는 경우 더 낮을 수도 있다).

데이터 레이트 요청 메시지를 받자마자, 기지국은 송신 신호의 레이트를 조절한다. 그 조절은 이전의 패킷에 의해 그 채널에 제공된 정보에 응답하여 다음 패킷에 대해 수행한다. 불충분하거나 과다한 데이터 레이트로 송수신하는 기지국은 각각 채널 처리량의 감소 또는 네트워크 자원의 비능률적 사용을 초래한다.

그러나, 상기 기술의 현재 구현 예는 중대한 한계를 가지고 있다. SINR 은 급격하게 변화할 수도 있다. 이전에 송신된 패킷에 적합하였던 데이터 레이트가 후속하는 송신 패킷에는 적당하지 않을 수도 있다. 한 패킷의 송신 및 생성과 후속하는 패킷에 대한 데이터 레이트 요청 메시지의 생성 및 송신 사이의 지연이, 특히 채널이 잡음이나 다른 간섭 하에서 급격히 변동하는 특징이 있을 때, 감소된 채널 처리량을 초래할 수 있다.

그러므로, 이전의 패킷에 기초한 레이트 제어 신호의 결정과 후속하는 패킷에 대한 레이트 제어 신호의 적용간에 발생하는 SINR 변동을 고려하여, 당해분야에서는 통신시스템 처리량을 최대화하는 시스템과 방법이 요구되고 있다. 또한, SINR 변동에 따라 송신 신호의 데이터 레이트를 조절하는 시스템이 요청된다.
본 발명의 요약

이러한 당해 기술분야에서의 요청은, 본 발명의 신호 대 간섭 및 잡음비의 정확한 예측을 제공하는 시스템에 의해서 해결된다. 도시된 실시형태에서는, 본 발명의 시스템이 무선 통신 시스템에서 채용되며, 외부 송신기에 의해 채널을 통해 송신된 신호를 수신하는 제 1 메카니즘을 구비한다. 제 2 메카니즘은 수신된 신호에 기초하여, 일련의 신호 대 간섭 및 잡음비의 추정값을 생성한다. 제 3 메카니즘은 추정값 시퀀스의 구성요소들 사이의 관계를 결정한다. 제 4 메카니즘은 상기 관계를 이용하여, 후속하여 수신된 신호에 대한 신호 대 간섭 및 잡음비 예측값을 제공한다.

또한, 도시된 실시형태에서는, 본 발명의 시스템은 신호 대 잡음비 예측값에 기초하여 데이터 레이트 요청 메시지를 생성하는 메카니즘을 구비한다. 송신기는 상기 데이터 레이트 요청 메시지를 외부 송수신기로 송신한다. 외부 송수신기는 상기 데이터 레이트 요청 메시지를 수신하고 그에 응답하여 신호의 송신 레이트를 조절하는 레이트 제어 회로를 구비한다.

이 특정 실시형태에서는, 상기 추정값 시퀀스의 구성요소들 사이의 관계는 추정값 시퀀스의 구성요소들의 평균에 기초한다. 제 3 메카니즘은 상기 평균을 계산하는 필터 뱅크를 구비한다. 필터 뱅크 내의 각 필터와 관련된 전달 함수의 임펄스 응답들은 상이한 페이딩 환경에 따라 조절된다. 상이한 페이딩 환경들은, 빠르게 이동하는 시스템과 관련되는 제 1 환경, 느리게 이동하는 시스템과 관련되는 제 2 환경, 및 중간 속도로 이동하는 시스템과 관련되는 제 3 시스템을 포함한다.

각 필터 뱅크에는 선택 메카니즘이 연결되어 있으며, 필터 뱅크 내 필터들 중의 하나로부터 출력을 선택한다. 선택된 출력은 현재의 페이딩 환경에 가장 적합한 전달 함수를 가진 필터와 관련된다. 본 특정 실시형태에서는, 최소 표준 편차에 기초하여 필터 뱅크의 출력들로부터 가장 큰 출력을 선택한다. 그 결과 생성된, 신호 대 간섭 및 잡음비의 정확한 예측값은 정확한 레이트 요청을 발생시키는 것을 용이하게 한다.

도 1 은 신호 대 간섭 및 잡음비 (SINR) 예측기를 채용하며, 본 발명의 교시에 따라 구성한 무선 통신시스템 송수신기의 도면이다.

도 2 는 도 1 의 SINR 예측기의 상세블록도이다.

도 3 은 도 2 의 SINR 예측기의 상세블록도이다.

이하, 본 발명을 특정 애플리케이션에 대해 나타낸 실시형태를 통해 설명하지만, 본 발명은 이에 한정되지 않는다. 여기에 제공된 교시에 접하려는 당업자는 본 발명의 범위 및 본 발명이 매우 유용한 부수적인 분야 내에서 부가적인 변형, 응용 및 실시형태를 알 수 있다.

일반적으로 CDMA 시스템은 미지의 데이터 신호와 함께 이미 알려진 파일럿 신호를 송신하기 위해 2 가지 방법 중 한 방법을 이용한다. 그 방법으로는, 파일럿 또는 참조 심볼 보조방법과 파일럿 채널 보조방법을 포함한다. 파일럿 심볼 보조방법에서는, 이미 공지된 심볼을 포함하는 파일럿 신호가 의사 잡음 (PN) 시퀀스에 의해 확산되고, 하나 이상의 이동국에 대한 송신의 준비시에 동일한 PN 시퀀스에 의해 확산된 데이터 시퀀스로 삽입된다. 파일럿 채널 보조방법에서는, 파일럿 신호와 데이터 신호를 다른 두개의 PN 시퀀스로 확산시킨 후, 이를 함께 부가하여 송신한다.

도 1 은 SINR 예측기 (12) 를 사용하는, 본 발명의 무선 통신시스템 송수신기 (10) 의 도면이다. 시스템 (10) 은 CDMA 이동국을 나타낸다. 송수신기 시스템 (10) 에 의해 수신되는 신호는 기지국 (미도시) 과 시스템 (10) 사이의 순방향 통신 링크를 통해 수신된다. 송수신기 시스템 (10) 에 의해 송신된 신호는 송수신기 시스템 (10) 으로부터 관련 기지국으로 역방향 통신 링크를 통해 송신된다.

명확성을 위해, 클로킹 회로, 마이크로폰, 스피커 등과 같은 송수신기 시스템 (10) 의 다수의 상세 부분들은 생략하였다. 당업자는 과도한 실험 없이도 부가적인 회로를 용이하게 실시할 수 있다.

송수신기 시스템 (10) 은 이중 변환 원격통신 송수신기이며 듀플렉서 (16) 에 연결된 안테나 (14) 를 구비한다. 듀플렉서 (16) 는 좌측에서 우측으로, 수신 증폭기 (18), 라디오 주파수 (RF) 대 중간 주파수 (IF) 믹서 (20), 수신 대역통과 필터 (22), 수신 자동 이득 제어회로 (AGC; 24) 및 중간 주파수 대 기저대역 (IF-to-baseband) 회로 (26) 를 구비하는 수신 경로에 연결되어 있다. 중간 주파수 대 기저대역 회로 (26) 는 기저대역 컴퓨터 (28) 의 역확산/디커버링 (despreading/decovering) 회로 (64) 를 통해 기저대역 컴퓨터 (28) 에 연결된다.

또한, 듀플렉서 (16) 는 송신 증폭기 (30), 중간 주파수 대 라디오 주파수 (IF-to-RF) 믹서 (32), 송신 대역통과 필터 (34), 송신 자동 이득 제어회로 (AGC) (36) 및 기저대역 대 중간 주파수 (baseband-to-IF) 회로 (38) 를 포함하는 송신 경로 (65) 에 연결된다. 송신 기저대역 대 중간 주파수 (baseband-to-IF) 회로 (38) 는 인코더 (40) 를 통해 기저대역 컴퓨터 (28) 에 연결된다.

기저대역 컴퓨터 (28) 에서 역확산/디커버링 회로 (64) 의 출력은 SINR 회로 (66), 및 경로 가중 및 합성 회로 (42) 에 연결된다. SINR 회로 (66) 의 출력은 SINR 예측기 (12), 로그가능도 비율 (log-likelihood ratio; LLR) 회로 (46), 및 경로 가중 및 합성 회로 (42) 에 연결된다.

레이트 요청 발생 회로 (44) 의 입력은 SINR 예측기 (12) 의 출력에 연결된다. 로그가능도 비율 (LLR) 회로 (46) 의 출력은 디코더 (48) 의 입력에 연결되며, 본 특정 실시형태에서는 터보 디코더이다. 로그가능도 비율 회로 (46) 의 입력은 경로 가중 및 합성 회로 (42) 의 출력에 연결된다. 또한, 디코더 (48) 의 출력은 레이트 요청 발생 회로 (44) 와 인코더 (40) 의 입력에 연결되어 있는 제어기 (50) 의 입력에 연결된다.

안테나 (14) 는 RF 신호를 수신하고 송신한다. 안테나 (14) 에 연결된 듀플렉서 (16) 는 송신 RF 신호 (54) 로부터 수신 RF 신호 (52) 의 분리를 용이하게 한다.

동작 동안에, 안테나 (14) 에 의해 수신된 RF 신호 (52) 는 수신 경로 (67) 로 송신되는데, 여기에서 수신 증폭기 (18) 에 의해 증폭되고, 라디오 주파수 대 중간 주파수 믹서 (20) 에 의해 중간 주파수로 믹싱되며, 수신 대역통과 필터 (22) 에 의해 필터링되고, 수신 자동 이득 제어회로 (24) 에 의해 이득 조절된 후, 중간 주파수 대 기저대역 회로 (26) 를 통해 디지털 기저대역 신호 (56) 로 변환된다. 그 후, 디지털 기저대역 신호 (56) 는 디지털 기저대역 컴퓨터 (28) 에 입력된다.

본 실시형태에서, 송수신기 시스템 (10) 은 직교 위상 변환 (QPSK; quadrature phase shift-keying) 확산 및 역확산 기술의 이용을 위해 구성되며, 디지털 기저대역 신호 (56) 는 동상 (I) 신호 성분과 직교 (Q) 신호 성분을 포함하는 직교 진폭 변조 (QAM; quadrature amplitude modulation) 신호이다. 이 I 와 Q 기저대역 신호 (56) 는 기지국에 사용되는 송수신기와 같은 CDMA 원격통신 송수신기로부터 송신한 데이터 신호 및 파일럿 신호 양자를 모두 나타낸다.

송신 경로 (65) 에서, 디지털 기저대역 컴퓨터 출력신호 (58) 는, 기저대역 대 중간 주파수 회로 (38) 를 통해 아날로그 신호로 변환되고, 중간 주파수 신호에 믹싱되며, 송신 대역통과 필터 (34) 에 의해 필터링되고, 중간 주파수 대 라디오 주파수 믹서 (32) 에 의해 라디오 주파수로 믹싱되고, 송신 증폭기 (30) 에 의해 증폭된 후, 듀플렉서 (16) 와 안테나 (14) 를 통해 송신된다.

수신 경로 (67) 와 송신 경로 (69) 는 모두 각각 디지털 기저대역 컴퓨터 (28) 에 연결된다. 디지털 기저대역 컴퓨터 (28) 는 수신된 기저대역 디지털 신호 (56) 를 처리하여 디지털 기저대역 컴퓨터 출력신호 (58) 를 출력한다. 기저대역 컴퓨터 (28) 는 신호 대 데이터 변환 및/또는 그 역변환 등의 기능을 포함할 수도 있다.

기저대역 대 중간 주파수 회로 (38) 는 디지털 대 아날로그 변환기 (DAC), 믹서, 가산기, 필터, 시프터, 및 로컬 오실레이터와 같은 다양한 구성요소 (미도시) 를 구비한다. 기저대역 컴퓨터 출력신호 (58) 는 90 도의 위상차가 나는 동상 (I) 신호 성분과 직교 (Q) 신호 성분를 모두 포함한다. 출력 신호 (58) 은 아날로그 기저대역 대 중간 주파수 회로 (38) 에 있는 디지털 대 아날로그 변환기 (미도시) 에 입력되고, 여기서 아날로그 신호로 변환된 후 믹싱 준비 시에 저주파 통과 필터 (미도시) 에 의해 필터링된다. 출력 신호 (58) 의 위상은 기저대역 대 중간 주파수 회로 (38) 에 포함된, 90 도 시프터 (미도시), 기저대역 대 중간 주파수 믹서 (미도시), 및 가산기 (미도시) 각각을 통하여 조절되고, 믹싱되며, 가산된다.

가산기는 송신 자동 이득 제어회로 (36) 로 중간 주파수 신호를 출력하며, 여기에서 송신 대역통과 필터 (34) 에 의한 필터링, 중간 주파수 대 송신 믹서 (32) 에 의한 라디오 주파수 (RF) 로의 믹싱, 송신 증폭기 (20) 에 의한 증폭, 및 듀플렉서 (16) 와 안테나 (14) 에 의한 최종적인 라디오 송신을 대비하여 믹싱된 중간 주파수 신호의 이득이 조절된다.

이와 유사하게, 수신 경로 (67) 에 있는 중간 주파수 대 기저대역 회로 (26) 는 아날로그 대 디지털 (ADC) 변환기, 오실레이터, 및 믹서와 같은 회로 (미도시) 를 구비한다. 수신 자동 이득 제어 회로 (24) 로부터 수신된 이득 조절 신호 출력은 중간 주파수 대 기저대역 회로 (26) 로 전송되고, 여기서 믹싱 회로에 의해 기저대역으로 믹싱되고 그 후 아날로그 대 디지털 변환기 (ADCs)(미도시) 를 통해 디지털 신호로 변환된다. 기저대역 대 중간 주파수 회로 (38) 와 중간 주파수 대 기저대역 회로 (26) 는 모두 믹싱 기능을 용이하게 하기 위해 제 1 오실레이터 (60) 에 의해 제공된 오실레이터 신호를 사용한다. 수신 라디오 주파수 대 중간 주파수 믹서 (20) 와 송신 중간 주파수 대 라디오 주파수 믹서 (32) 는 제 2 오실레이터 (62) 로부터의 오실레이터 신호 입력을 사용한다. 제 1 오실레이터 (60) 와 제 2 오실레이터 (62) 는 각각 마스터 참조 (master reference) 오실레이터 신호 (미도시) 로부터 출력 신호를 유도하는 위상 동기 (phase-locked) 루프로서 구현될 수 있다.

당업자는, 본 발명의 범위를 벗어남 없이 다른 수신 경로 (67) 및 송신 경로 (65) 의 형태를 대신 사용할 수 있음을 알 수 있다. 증폭기 (18, 30), 믹서 (20, 32), 필터 (22, 34), 자동 이득 제어회로 (24, 36) 및 주파수 변환회로 (26, 38) 와 같은 다양한 구성요소는 표준 구성요소로서, 당업자에 의해 쉽게 구성되며, 본 발명의 교시에 접근할 수 있다.

기저대역 컴퓨터 (28) 에서, 수신된 I 와 Q 신호 (56) 는 역확산/디커버링 회로 (64) 에 입력되며, 여기서 그 수신된 I 와 Q 신호 (56) 로부터 파일럿 신호를 포함하는 파일럿 채널 및 데이터 신호를 포함하는 데이터 채널이 추출된다. 파일럿 채널과 데이터 채널은 역확산/디커버링 회로 (64) 로부터 SINR 회로 (66) 와 경로 가중 및 합성 회로 (42) 에 제공된다.

SINR 회로 (66) 는 SINR 값 시퀀스 즉, 샘플들을 포함하는 SINR 신호를 SINR 예측기 (12) 와 LLR 회로 (46) 로 출력한다. 또한, SINR 회로 (66) 는 간섭 에너지의 역수 (1/N_t) 를 경로 가중 및 합성 회로 (42) 로 출력한다.

또한, 역확산/디커버링 회로 (64) 에 의해 경로 가중 및 결합 회로 (42) 에 제공된 역확산 및 디커버링된 데이터 채널 신호는 또한 디코더 (48) 에 제공되며, 여기서 디코딩되고 제어기 (50) 로 포워딩된다. 제어기 (50) 에서, 디코딩된 신호가 프로세싱되어 음성 또는 데이터가 출력되거나, 또는 관련 기지국 (미도시) 에의 전송을 위한 역방향 링크 신호가 발생된다.

경로 가중 및 합성 회로 (42) 는 데이터 채널 신호에 대응하는 수신된 데이터 신호의 다중경로 성분에 대한 최적 비율 경로 합성 가중치를 계산하고, 그 적절한 경로를 가중치를 주며, 복수의 경로를 합성하고, 그 합산되고 가중치가 부여된 경로를 로그 가능도 비율 (LLR) 회로 (46) 에 메트릭으로서 제공한다.

LLR 회로 (46) 는, 최적의 LLR 및 소프트 (soft) 디코더 결정값을 발생시키기 위해 SINR 회로 (66) 에 의해 제공되는 SINR 추정값과, 경로 가중 및 합성 회로 (42) 로부터의 메트릭을 이용한다. 이용가능한 LLR 회로의 구성은 당업계에 알려져 있다. 바람직한 실시형태에서, LLR 회로는 본 발명의 양수인에게 양도되었으며 1999년 5월 13일에 출원되었으며 발명의 명칭이 "SYSTEM AND METHOD FOR PERFORMING ACCURATE DEMODULATION OF TURBO-ENCODED SIGNALS VIA PILOT ASSISTED COHERENT DEMODULATION" 이고, 동시 계류중인 미국특허 출원번호 제 09/311,793 호이며, 현재는 2002 년 4 월 23 일 발행된 미국특허 제 6,377,607 호에 따라 구성된다.

최적인 LLR 값이 수신된 데이터 채널 신호의 디코딩을 용이하게 하기 위해 디코더 (48) 에 제공된다. 그 후, 제어기 (50) 는 디코딩된 데이터 채널 신호를 처리하여 스피커 또는 다른 장치 (미도시) 를 통해 음성이나 데이터를 출력한다. 또한, 제어기 (50) 는 송신을 대비하며 입력 장치 (미도시) 로부터 인코더 (40) 로의 음성 신호 및 데이터 신호의 전송을 제어한다.

레이트 요청 발생 회로 (44) 는 SINR 예측기 (12) 에 의해 제공되는 다음 패킷에 대해 예측된 SINR 값에 기초하여 레이트 제어 메시지를 발생시킨다. SINR 예측기 (12) 는 SINR 예측을 용이하게 하기 위해 필터 뱅크를 사용하며 (이하, 더 자세히 후술한다), SINR 예측은 레이트 요청 발생 회로 (44) 로 하여금 정확한 레이트 제어 메시지를 제공할 수 있도록 한다.

레이트 요청 발생 회로 (44) 는 예측된 SINR 을 소정의 문턱값 세트와 비교한다. 레이트 요청 발생 회로 (44) 는 여러 문턱값에 대한 예측된 SINR 신호의 상대적인 크기에 기초하여 레이트 제어 요청 메시지를 발생시킨다. 이 레이트 요청 발생 회로 (44) 의 정확한 상세 부분은 애플리케이션-특정적이며, 당업자에 의해 주어진 애플리케이션의 요건에 맞게 쉽게 결정되고 구현될 수 있다.

그 후, 레이트 요청 발생 회로 (44) 는 레이트 요청 메시지라고도 불리는 레이트 제어 메시지를 제공하며, 이는 제어기 (50) 에 전달된다. 제어기 (50) 는, 인코더 (40) 에 의한 인코딩과, 송신 경로 (66), 듀플렉서 (16) 및 안테나 (14) 를 거쳐 데이터 레이트 요청 채널 (DRC) 상으로 관련 기지국 (미도시) 에 최종적인 송신을 위해 레이트 요청 메시지를 준비한다. 기지국이 레이트 요청 메시지를 수신하였을 때, 기지국은 그에 따라 송신된 신호의 레이트를 조절한다.

SINR 회로 (66) 로부터의 정확한 SINR 추정값과 전체 간섭 잡음 칩 (chip) 에너지 N_t 추정값은, 레이트 요청 발생 회로 (44) 의 성능을 향상시키며 디코더 (48) 의 성능을 향상시킴으로써, 송수신기 시스템 (10) 및 관련 원격통신 시스템의 처리량과 효율성을 향상시킨다.

SINR 추정 회로는 당해 기술 분야에 공지되어 있다. 바람직한 실시형태에서는, SINR 회로 (66) 는 본 발명의 양수인에게 양도되었고 1999년 5월 11일에 출원되었으며 발명의 명칭이 "SYSTEM AND METHOD FOR PROVIDING AN ACCURATE ESTIMATION OF RECEIVED SIGNAL INTERFERENCE FOR USE IN WIRELESS COMMUNICATIONS SYSTEMS" 인, 동시 계류중인 미국특허 출원번호 제 09/310,053 호이며, 현재는 2003 년 12 월 9 일에 발행된 미국특허 제 6,661,832 호에 따라 구성된다.

도 1 의 송수신기는 이동국 대신 기지국에서의 사용을 위해 쉽게 구성되며, 이러한 경우에 송수신기 (10) 는 제어기 (50) 상에서 실행하는 소프트웨어로 내장된, 레이트 및 전력 조절 기능을 갖춘다. 적절한 소프트웨어는 당업자에 의해 용이하게 구성되며, 본 교시에 쉽게 접근할 수 있다.

본 특정 실시형태에서, 예측기 (12) 가 SINR 예측을 레이트 요청 발생 회로 (44) 에 제공하지만, 당업자는 그 SINR 예측을 본 발명의 범위를 벗어남이 없이 전력 제어 회로와 같은 또 다른 형태의 회로에 사용할 수도 있다.

도 2 는 도 1 의 SINR 예측기 (12) 의 상세 블록도이다. 이 SINR 예측기 (12) 는 도 1 의 SINR 회로 (66) 로부터 SINR 샘플을 입력으로서 수신하는 슬라이딩 윈도우 (sliding window) 평균 필터 (70) 를 구비한다. 또한, SINR 샘플 데시벨 변환기 및 필터 (72) 는 SINR 샘플을 입력으로서 수신한다.

평균 필터 (70) 의 출력은 필터 출력 데시벨 변환기 (74) 의 입력에 연결된다. 데시벨 변환기 (74) 의 출력은 병렬로 패스트 페이딩 (fast fading) SINR 예측기 (76) 의 입력, 슬로우 페이딩 (slow fading) SINR 예측기 (78) 의 입력, 및 유지 (hold) 예측기 (80) 의 입력에 연결된다. 패스트 페이딩 SINR 예측기 (76), 슬로우 페이딩 SINR 예측기 및 유지 예측기 (80) 의 출력은 예측 선택기 (82) 에 연결된다. 패스트 페이딩 SINR 예측기 (76) 의 또다른 출력은 병렬로 슬로우 페이딩 SINR 예측기 (78) 의 입력 및 유지 예측기 (80) 의 입력에 연결된다. SINR 샘플 데시벨 변환기 및 필터 (72) 의 출력은 병렬로 슬로우 페이딩 SINR 예측기 (78) 의 입력 및 유지 예측기 (80) 의 입력에 연결된다.

동작 동안에, 평균 필터 (70) 와 SINR 샘플 데시벨 변환기 및 필터 (72) 는 도 1 의 SINR 회로 (66) 로부터 SINR 샘플을 수신한다. 평균 필터 (70) 는 소정 수의 샘플에 대하여 그 수신된 SINR 샘플의 평균을 계산한다. 소정의 샘플의 수는 애플리케이션-특정적이며, 애플리케이션의 요건에 부합하도록 당업자에 의해 용이하게 결정할 수 있다.

평균 필터 (70) 로부터의 평균 SINR 샘플 출력은 필터 출력 데시벨 변환기 (74) 에 의해 데시벨 단위로 변환된다. 그 후, 이렇게 생성된, 필터링된 데시벨 단위 SINR 샘플은 병렬로 패스트 페이딩 SINR 예측기 (76), 슬로우 페이딩 SINR 예측기 (78), 및 유지 예측기 (80) 에 제공된다.

SINR 샘플 데시벨 변환기 및 필터 (72) 는 수신된 SINR 샘플을 필터링하고 SINR 샘플의 데시벨 값을 출력으로서 생성하며, 데시벨 값의 평균은 0 으로 조절된다. SINR 샘플 데시벨 변환기 및 필터 (72) 는 애플리케이션-특정적이며, 애플리케이션의 요건에 부합하도록 당업자에 의해 용이하게 결정할 수 있다.

이렇게 생성된, 변환, 필터링된 샘플은 슬로우 페이딩 SINR 예측기 (78) 와 유지 예측기 (80) 에 제공된다.

패스트 페이딩 SINR 예측기 (76), 슬로우 페이딩 SINR 예측기 (78) 및 유지 예측기 (80) 는 필터 뱅크를 형성한다. 패스트 페이딩 신호 환경에서, 패스트 페이딩 SINR 예측기 (76) 는 출력으로서 가장 작은 예측 오차의 표준편차를 출력으로서 생성하도록 설계한다. 이와 유사하게, 슬로우 페이딩 신호 환경에서 슬로우 페이딩 SINR 예측기 (78) 는 가장 작은 예측 오차의 표준편차를 출력으로서 생성하며, 중간 정도의 페이딩 신호 환경에서, 유지 예측기 (80) 는 가장 작은 예측 오차의 표준편차를 출력으로서 발생한다.

예측 선택기 (82) 는 SINR 예측기들 (76, 78, 80) 의 출력으로부터 현재의 페이딩 신호 환경을 가장 잘 나타내는 가장 작은 예측 오차의 표준편차를 가지는 신호를 선택한다. 선택된 예측값이 예측 선택기 (82) 로부터 출력되며, 예측 선택기 (82) 는 당업자에 의해 용이하게 구현될 수 있다. SINR 예측기들 (76,78,80) 의 출력은 후술하는 바와 같이, SINR 예측의 오버슈팅 (overshooting) 을 막기 위해 소정의 인자만큼 백-오프된다.

당업자는, 본 발명의 범위를 벗어남이 없이 SINR 필터들 (76, 78, 80) 을 포함하는 필터 뱅크를 대신하여, 페이딩 신호 환경이 변화함에 따라 선택적으로 변화하는 전달 함수 계수를 갖는 단일 필터를 사용할 수 있음을 알 수 있다. 또한, 다른 필터 계수들 및/또는 부가적인 필터들도 본 발명의 범위를 벗어남 없이 사용할 수도 있다.

SINR 예측기들 (76, 78, 80) 은 선형 예측 필터들이며, 위너 (Wiener) 필터 특성을 모방하도록 설계된다.

일반적으로, 신호 y(n) 은 y(n) = x(n) + w(n) 으로서 종종 신호 성분 x(n)과 잡음 성분 w(n) 을 포함하며, 여기서 n 은 샘플의 수 이다. 원하는 신호는 항상 x(n) 의 선형 함수이며 y(n) 으로부터 추정할 수 있다. 본 예에서, x(n) 은 SINR 샘플을 나타낸다.

예측은 현재의 관측에 앞서 미리 원하는 신호를 추정하는 특별한 경우이다. 원하는 신호 d(n + D) 는 y(n) 이전의 D 샘플이며, 여기서 D 는 소정의 수이고, 본 실시형태에서는 5 개 이상의 샘플이다. 원하는 신호 d(n) 의 예측

과 원하는 신호 d(n) 사이의 차이는 에러 e(n) 이다. 최적인 선형 필터는 최소의 제곱 평균 에러를 유발한다는 점에서 위너 (Wiener) 필터이다.

본 실시형태에서, 원하는 신호 d(n) 은 패킷 길이에 대한 평균 SINR 이다. 패킷 길이가 다르면 원하는 신호가 달라진다. 도 1 의 송수신기 (10) 는 5 개의 다른 패킷 크기 (1, 2, 4, 8 및 16 슬롯 패킷) 에 대해 예측을 행한다. 1/2 슬롯마다 갱신되는 경로 합성 SINR 추정값을 수신하자마자, 도 1 의 송수신기 (10) (이동국에 대응함) 는 (1, 2, 4, 8 및 16) 슬롯의 패킷 크기에 대응하여 각각 다섯번 예측기 (12) 를 실행한다. 그러므로, 예측기 (12) 는 예측 지연과 필터 계수와 같은 상이한 파라미터 값들로, 5 개의 다른 패킷 길이에 대해 도 3 에 나타낸 처리 절차를 5 회 갱신한다.

도 3 은 주어진 패킷 길이의 SINR 예측을 도 2 의 SINR 예측기 (12) 에 의해 구현하는 상세도이다. SINR 샘플 데시벨 변환기 및 필터 (72) 는, 입력이 도 1 의 SINR 회로 (66) 로부터 SINR 샘플을 수신하고 출력이 감산기 (92) 의 양의 단자와 필터 F₁ (96) 의 입력에 연결된, 제 1 데시벨 변환기 (90) 를 구비한다. 상기 필터 (96) 의 출력은 제 1 감산기 (92) 의 음의 단자에 연결된다.

동작 동안에, SINR 샘플 데시벨 변환기 및 필터 (72) 는 수신된 SINR 샘플을 데시벨 변환기 (90) 에 의해 데시벨 단위로 변환하며 제 1 필터 (96) 에 의해 데시벨 신호를 필터링한다. 필터링된 데시벨 샘플은 데시벨 변환기 (90) 로부터 출력된 데시벨 샘플에서 감산된다. SINR 샘플 데시벨 변환기 및 필터 (72) 의 출력은 다음의 수학식 1 로 표현한다.

여기서, u_o(n) 은 SINR 샘플 데시벨 변환기 및 필터 (72) 의 출력 샘플을 나타내며, u(n) 은 데시벨 변환기 (90) 로부터의 데시벨 단위 샘플 출력을 나타내고, m_u(n) 은 제 1 필터 (96) 로부터의 데시벨 단위 샘플 출력의 평균을 나타낸다. 제 1 필터 (96) 의 전달 함수 F₁(z) 는 다음의 수학식 2 로 표현한다.

여기서,

는 상수이고, z 는 복소수 변수이다. 계수

는 애플리케이션-특정적이며, 애플리케이션의 요건에 부합하도록 당업자에 의해 용이하게 결정될 수 있다.

또한, 도 1 의 SINR 회로 (66) 로부터 수신된 SINR 샘플은 슬라이딩 윈도우 평균 필터 (70) 에 입력된다. 평균 필터 (70) 는 L 샘플에 대해 SINR 샘플의 평균을 계산하며, 여기서 L 은 주어진 패킷 길이를 나타낸다.

평균 필터 (70) 의 출력은, 평균 필터 (70) 의 출력을 당해 기술분야에서 잘 알려진 방법으로 평균 필터 (70) 의 출력을 데시벨 단위로 변환하는 필터 출력 데시벨 변환기 (74) 에 연결된다. 원하는 신호를 나타내는 결과 데시벨 값은 패스트 페이딩 SINR 예측기 (76), 슬로우 페이딩 SINR 예측기 (78), 및 유지 예측기 (80) 에 입력된다.

패스트 페이딩 SINR 예측기 (76) 에서, 필터 출력 데시벨 변환기 (74) 의 출력은 제 2 감산기 (106) 의 음의 단자에 연결된다. 데시벨 변환기 (74) 의 출력은 필터 F₃ (100) 에 연결된다. 상기 필터 (100) 의 출력은 제 1 지연 (102), 제 1 백-오프 회로 (104) 에 연결되며, 유지 예측기 (80) 및 슬로우 페이딩 SINR 예측기 (78) 각각에 있는 제 1 가산기 (120) 와 제 2 가산기 (150) 에 연결된다. 제 1 백-오프 회로 (104) 의 출력은 예측 선택기 (82) 의 입력에 연결된다. 제 2 감산기 회로 (106) 의 제 2 입력은 제 1 지연 (102) 의 출력에 연결된다. 제 2 감산기 회로 (106) 의 출력은 제 1 제곱 회로 (108) 에 연결되며, 제 1 제곱 회로 (108) 는 제 1 필터 F₄ (112) 의 입력에 연결된 출력을 가진다. 필터 (112) 의 출력은 제 1 제곱근 회로 (114) 의 입력에 연결된다. 제 1 제곱근 회로 (114) 의 출력은 제 1 백-오프 회로 (104) 의 입력에 연결된다.

동작 동안에, 제 1 패스트 페이딩 SINR 예측기 (76) 는 필터 F₃ (100) 과 제 2 감산기 (106) 의 음의 단자에서 필터 출력 데시벨 변환기 (74) 로부터의 데시벨 단위 샘플을 수신한다. 필터 F₃ (100) 은 데시벨 값의 장기간 평균을 계산하고, 그 값은 다음의 수학식 3 으로 표현된다.

여기서, m_d(n) 은 특정 샘플 n 에서 수신된 데시벨 단위 샘플의 장기간 평균이며, 장래의 D 샘플들인 평균 SINR 예측

를 나타낸다. 여기서, D 는 주어진 패킷 길이에 기초한 소정의 지연이다. α는 필터 F₃ (100) 의 전달 함수의 소정의 계수이며, d(n) 은 데시벨 변환기 (74) 로부터의 현재 출력이고, m_d(n-1) 은 1 개 샘플 이전의 장기간 평균이다. 또한, 필터 F₃(100) 의 전달 함수는 다음의 수학식 4 로 표현된다.

여기서, z 는 복소수 변수이고, α는 상술한 바와 같이 미리 정해진 계수이다. α 는 애플리케이션의 요건에 부합하도록 당업자에 의해 용이하게 결정할 수 있다.

필터 (100) 로부터의 출력인, 결과 장기간 평균 m_d(n) 는 제 1 지연 회로 (102) 에 의해 D 샘플 만큼 지연되며, 제 2 감산기 (106) 의 양의 단자에 제공된다. 제 2 감산기 (106) 는 장기간 평균 m_d(n) 으로부터 필터 출력 데시벨 변환기 (74) 로부터의 출력 d(n) 을 감산하고, 그에 응답하여 예측 에러 신호 e₁(n) 을 제공한다. 결과 에러 신호 e₁(n) 은 제곱 회로 (108) 와 제 1 필터 F₄(112) 에 의해 각각 제곱되고 필터링된다. 제 1 필터 F₄ (112) 는 다음의 수학식 5 에 의해 설명되는 전달 함수 F₄(z) 를 가진 무한 임펄스 응답 (IIR; Infinite Impulse Response) 필터이다.

여기서, β는 필터 계수이고 다른 변수들은 위에서 설명한 바와 같다.

필터링된, 즉 평균되고 제곱된 값은 제곱근 회로 (114) 에 입력되고, 여기서 에러 신호 e₁(n) 의 제곱평균제곱근 값 (rmse₁) 을 계산한다. 제곱평균제곱근 에러 rmse₁은 제 1 백-오프 회로 (104) 에 제공되고, 여기서 rmse₁은 미리 정해진 상수 k₁으로 곱해진다. k₁의 정확한 값은 애플리케이션-특정적이며, 상수이거나 또는 신호 환경을 변화시킴에 따라 또 다른 회로 (미도시) 또는 소프트웨어 루틴에 의해 동적으로 갱신될 수도 있다.

제곱평균제곱근 에러 rmse₁(n)은 다음의 수학식 6 으로 표현된다.

여기서, β는 수학식 5 에서 주어진 바와 같고, 제곱 평균 에러 mse₁(n-1) 는 제 1 필터 F₄ (112) 로부터의 1 개 샘플 이전의 출력을 나타낸다.

제 1 백-오프 회로 (104) 는 예측 오버슈트를 줄이기 위해 제 1 예측

을 k₁*rmse₁ 만큼 감소시킨다. 감소된 제 1 예측은

으로 표현되며, 다음의 수학식 7 로 표현된다.

여기서, 변수들은 위에서 주어진 바와 같다.

슬로우 페이딩 SINR 예측기 (78) 과 유지 예측기 (80) 의 구조은, 패스트 페이딩 SINR 예측기 (76) 의 구조과 유사하다. 그러나, 슬로우 페이딩 SINR 예측기 (78) 은 부가적인 필터 F₂ (116) 와 제 1 가산기 (150) 을 구비한다. 유지 예측기 (80) 은 부가적인 유지 필터 (118) 와 제 2 가산기 (120) 을 포함한다. 제 1 가산기 (150) 과 제 2 가산기 (120) 는 패스트 페이딩 SINR 예측기 (76) 의 필터 F₃ (100) 로부터 장기간 평균 m_d(n) 출력을 수신한다.

슬로우 페이딩 SINR 예측기 (78) 는 제 3 감산기 (122), 좌측에서 우측으로 그리고 위에서 아래로, 제 2 제곱 회로 (124), 제 2 필터 F₄ (128), 제 2 제곱근 회로 (130), 필터 F₂ (116), 제 1 가산기 (150), 제 2 지연 (132), 및 제 2 백-오프 회로 (134) 를 구비한다.

동작 동안에, 필터 F₂ (116) 는 SINR 샘플 데시벨 변환기 및 필터 (72) 로부터의 출력을 필터링한다. 제 2 필터 F₂ (116) 의 전달함수 F₂(z) 는 다음의 수학식 8 로 표현한다.

여기서, μ는 소정의 필터 계수이다. 제 2 필터 F₂ (116) 의 출력

는 다음의 수학식 9 로 표현된다.

여기서, μ는 위에서 주어진 바와 같으며,

는 하나의 샘플 지연된 출력

이며, u₀(n) 은 SINR 샘플 데시벨 변환기 및 필터 (72) 의 출력이다.

수학식 9 로 표현된 필터 F₂ (116) 의 출력은, 제 1 가산기 (150) 의 단자에 입력되고, 여기서 패스트 페이딩 SINR 예측기 (76) 로부터 제공된 장기간 평균 m_d(n) 의 출력을 가산한다. 결과

으로 표현되고, 다음의 수학식 10 으로 표현된다.

여기서, 변수는 위에서 주어진 바와 같다.

수학식 10 으로 주어진 바와 같이, 제 1 가산기 (150) 의 출력은 병렬로 제 2 지연 (132) 과 제 2 백-오프 (back-off) 회로 (134) 에 입력된다. 그 지연 (132) 은 제 1 가산기 (150) 의 출력을 D 만큼 지연시키고 제 3 감산기 (122) 의 양의 단자에 그 결과를 제공한다. 제 3 감산기 (122) 는 상기 지연된 결과로부터 필터 출력 데시벨 변환기 (74) 의 출력 d(n) 을 감산하여 다음의 수학식 11 로 표현되는 제 2 에러 신호 e₂(n) 을 산출한다.

여기서,

은 제 1 가산기 (150) 의 지연된 출력, 즉 제 2 지연 (132) 의 출력이고, d(n) 은 필터 출력 데시벨 변환기 (74) 의 출력이다.

구해진 에러 신호 e₂(n) 는 제 2 제곱 회로 (124) 와 제 2 필터 F₄ (128) 각각에 의해 제곱되고 여과된다. 제 2 필터 F₄ (128) 의 전달 함수는 수학식 5 에서 설명된 바와 같다. 필터 F₄ (128) 의 출력의 제곱근은 제 2 제곱근 회로 (130) 에 의해 계산되어 다음의 결과를 산출한다.

여기서, rmse₂(n) 은 에러 신호 e₂(n) 의 제곱평균제곱근이다. 에러 제곱 평균 mse₂(n-1) 은 1 개 샘플 만큼 지연된 제 2 필터 F₄(128) 의 출력이다. 다른 변수들과 상수들은 위에서 주어진 바와 같다.

구해진 에러 제곱평균제곱근 rmse₂(n) 은 소정의 인자 k₂ 로 곱해지고, 그 결과는 제 1 가산기 (150) 의 출력으로부터 감산되어 다음의 출력을 산출한다.

여기서, 상수와 변수들은 위에서 설명된 바와 같다. 제 2 백-오프 회로 (134) 의 출력 d₂'(n+D) 은 예측 선택기 (82) 에 제공된다.

소정의 인자 k₂는 애플리케이션-특정적이며, 애플리케이션의 요건에 부합하도록 당업자에 의해 용이하게 결정할 수 있다. 인자 k₂는 제 1 백-오프 회로 (104) 와 제 3 백-오프 회로 (148) 에서 사용된 인자 k₁및 k₃ 와 동일할 수도 있으며, 본 발명의 범위를 벗어남 없이 동적으로 변경할 수도 있다.

유지 예측기 (80) 은 좌측으로부터 우측으로 그리고 위로부터 아래로, 제 4 감산기 (136), 제 3 제곱 회로 (138), 제 3 필터 F₄ (142), 제 3 제곱근 회로 (144), 제 3 지연 회로 (146), 유지 필터 회로 (118), 제 2 가산기 (120), 및 제 3 백-오프 회로 (148) 를 구비한다.

본 특정 실시형태에서는, 유지 예측기 (80) 는 패킷 길이가 2 개 슬롯 이하 일때만 사용한다. 유지 예측기 (80) 은, 패킷 길이가 2 개 슬롯 이하인 시점을 결정하고 선택적으로 유지 예측기 (80) 의 출력을 인에이블하는 (enable) 회로 (미도시) 에 의해 선택적으로 활성화된다.

동작 동안에, 유지 필터 회로 (118) 는 SINR 샘플 데시벨 변환기 및 필터 (72) 의 출력을 필터링하고 그 결과를 제 2 가산기 (120) 의 단자에 제공하며, 제 2 가산기는 패스트 페이딩 SINR 예측기 (76) 의 필터 (100) 의 출력 m_d(n) 을 가산한다.

가산기 (120) 의 출력은 다음의 수학식 14 로 표현된다.

여기서, 상기 HoldWeight 는 유지 필터 회로 (118) 에 의해 제공되며, u_o(n) 은 SINR 샘플 데시벨 변환기 및 필터 (72) 의 출력이다.

결과 출력은 제 3 지연 (146) 에 의해 D 샘플만큼 지연되어,

을 산출한다. 그 후, 필터 출력 데시벨 변환기 (74) 의 출력 d(n) 은 다음의 수학식 15 로 표현되는 제 3 에러 신호 e₃(n) 을 산출하기 위해 그 지연된 샘플

로부터 감산된다.

여기서, 변수들은 위에서 주어진 바와 같다.

그 후, 제 3 제곱 회로 (138), 제 3 필터 F₄ (142) 및 제 3 제곱근 회로 (144) 는 에러 신호 e₃(n) 의 에러 신호 제곱평균제곱근 rmse₃(n) 을 계산하며, 이는 다음의 수학식 16 으로 표현된다.

여기서, 에러 제곱 평균 mse₃(n-1) 은 1 개 샘플만큼 지연된 제 3 필터 F₄ (142) 의 출력이며, 다른 상수와 변수들은 위에서 주어진 바와 같다. 제 3 필터 F₄ (142) 의 전달 함수는 수학식 5 에서 주어진 바와 같다.

결과 제곱평균제곱근 에러 rmse₃(n) 은 제 3 백-오프 회로 (148) 에 의해 소정의 상수 k₃로 곱해진다. 그 결과는 제 2 가산기 (120) 의 출력

으로부터 감산되어, 다음의 출력을 산출한다.

여기서, 상수와 변수들은 위에서 주어진 바와 같다. 수학식 17 에 의해 주어진 결과는 예측 선택기 회로 (82) 에 제공된다.

예측 선택기 (82) 는 주어진 패킷 길이에 대한 최종적인 예측으로서, 가장 작은 rmse 값을 갖는 예측을 선택한다. 1 개 및 2 개 슬롯 패킷에 대해, 예측 선택기 (82) 는 패스트 페이딩 예측기 (76), 슬로우 페이딩 예측기 (78) 및 유지 예측기 (80) 로부터 선택한다. 4 개, 8 개 및 16 개 슬롯 패킷에 대해서, 예측 선택기 (82) 는 패스트 필터 (76) 과 슬로우 페이딩 필터 (78) 로부터 선택한다.

지연들 (102, 132, 146) 은 D 와 1/2 슬롯의 지연을 제공하며, 여기서 D 는 주어진 패킷 길이에 대한 예측 레이턴시 (prediction latency) 이다. 예측기 (12) 는 매 1/2 슬롯마다 한번씩 SINR 추정 샘플을 수신하나, 패킷 평균 SINR 예측값은 단지 매 2 와 1/2 슬롯마다 한번씩 발생시킨다. 또한, 필터 F₁(96) 는 매 1/2 슬롯마다 한번씩 적용되며, 전달 함수 F₂, F₃, F₄ 를 가지는 필터들 (100, 112, 116, 128 및 142) 은 매 2 와 1/2 슬롯마다 한번씩 적용된다. 전달 함수 F₁(z), F₂(z), F₃(z) 및 F₄(z) 의 설명은 데시메이션 (decimation) 프로세싱의 효과를 무시한다. 그러나, 당업자는 이에 따라 용이하게 전달 함수를 조절할 수 있다.

당업자는 SINR 예측기 (12) 를, 본 발명의 범위를 벗어남 없이 소프트웨어로 구현할 수 있음을 알 수 있으며, 이 경우, 필터들 (96, 100, 112, 128, 142 및 116) 은 위의 규칙에 따라 용이하게 스위치 온오프 (on/off) 시킬 수 있다.

이상, 본 발명을 특정 애플리케이션에 대한 특정 실시형태를 참조하여 설명하였다. 본 교시에 접근할 수 있는 당업자는 이 범위 내에서의 부가적인 변경, 응용, 및 실시형태를 알 수 있다.

그러므로, 첨부된 청구범위는 모든 그러한 응용, 변경 및 실시형태를 본 발명의 범위 이내로 포함시키고자 한다.

Claims

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신호를 수신하는 방법에 있어서,

연속적인 신호-대-간섭 잡음비 추정값의 시퀀스를 형성하기 위해 신호를 측정하는 단계;

신호-대-간섭 잡음비 예측값의 시퀀스들을 형성하기 위해 복수의 소정 페이딩 환경에 따라 상기 추정값을 필터링하는 단계로서, 상기 신호-대-간섭 잡음비 예측값 시퀀스들 각각은 상기 복수의 소정 페이딩 환경 중 하나에 대응하는, 필터링 단계;

복수의 예측값 에러를 형성하기 위해 상기 신호-대-간섭 잡음비 예측값의 시퀀스들 각각을 상기 시퀀스에 후속하는 하나 이상의 신호-대-간섭 잡음비 추정값과 비교하는 단계로서, 상기 복수의 예측값 에러 각각은 상기 복수의 소정 페이딩 환경 중 하나에 대응하는, 비교 단계;

상기 신호-대-간섭 잡음비 예측값의 시퀀스들 및 상기 복수의 예측값 에러에 기초하여 예측된 신호-대-간섭 잡음비를 형성하는 단계

를 포함하는, 신호 수신 방법.
제 28 항에 있어서,

상기 복수의 소정 페이딩 환경은 슬로우 페이딩 (slow fading) 환경을 포함하는, 신호 수신 방법.
제 29 항에 있어서,

상기 복수의 소정 페이딩 환경은 패스트 페이딩 (fast fading) 환경을 더 포함하는, 신호 수신 방법.
제 28 항에 있어서,

상기 복수의 소정 페이딩 환경은 패스트 페이딩 환경을 포함하는, 신호 수신 방법.
제 28 항에 있어서,

상기 필터링 단계는 상기 추정값의 평균을 산출하는 단계를 포함하는, 신호 수신 방법.
제 28 항에 있어서,

상기 필터링 단계는 유한 임펄스 응답 필터에 따라 상기 추정값을 필터링하는 단계를 포함하는, 신호 수신 방법.
제 28 항에 있어서,

상기 필터링 단계는 무한 임펄스 응답 필터에 따라 상기 추정값을 필터링하는 단계를 포함하는, 신호 수신 방법.
제 34 항에 있어서,

상기 필터링 단계는 유한 임펄스 응답 필터에 따라 상기 추정값을 필터링하는 단계를 더 포함하는, 신호 수신 방법.
제 28 항에 있어서,

상기 예측된 신호-대-간섭 잡음비를 형성하는 단계는 상기 복수의 예측값 에러 중 하나를 선택하는 단계를 포함하는, 신호 수신 방법.
제 28 항에 있어서,

상기 예측된 신호-대-간섭 잡음비를 백-오프 값에 의해 조절하는 단계를 더 포함하는, 신호 수신 방법.
제 37 항에 있어서,

상기 백-오프 값은 상수인, 신호 수신 방법.
제 37 항에 있어서,

상기 백-오프 값을 신호 환경을 변화시키는 것에 따라 조절하는 단계를 더 포함하는, 신호 수신 방법.
신호를 수신하는 장치에 있어서,

연속적인 신호-대-간섭 잡음비 추정값의 시퀀스를 형성하기 위해 신호를 측정하기 위한 신호-대-간섭 비 회로;

신호-대-간섭 잡음비 예측값의 시퀀스들을 형성하기 위해 복수의 소정 페이딩 환경에 따라 상기 추정값을 필터링하는데 있어서, 상기 신호-대-간섭 잡음비 예측값 시퀀스들 각각은 상기 복수의 소정 페이딩 환경 중 하나에 대응하는, 필터링을 위한 필터 뱅크;

복수의 예측값 에러를 형성하기 위해 상기 신호-대-간섭 잡음비 예측값의 시퀀스들 각각을 상기 시퀀스에 후속하는 하나 이상의 신호-대-간섭 잡음비 추정값과 비교하는데 있어서, 상기 복수의 예측값 에러 각각은 상기 복수의 소정 페이딩 환경 중 하나에 대응하는, 비교를 하고,

상기 신호-대-간섭 잡음비 예측값의 시퀀스들 및 상기 복수의 예측값 에러에 기초하여 예측된 신호-대-간섭 잡음비를 형성하기 위한 예측 선택기

를 포함하는, 신호 수신 장치.
제 40 항에 있어서,

상기 필터 뱅크는 슬로우 신호-대-간섭 잡음 예측기를 포함하는, 신호 수신 장치.
제 41 항에 있어서,

상기 필터 뱅크는 패스트 신호-대-간섭 잡음 예측기를 더 포함하는, 신호 수신 장치.
제 41 항에 있어서,

상기 필터 뱅크는 유지 필터 예측기를 더 포함하는, 신호 수신 장치.
제 40 항에 있어서,

상기 필터 뱅크는 패스트 페이딩 신호-대-간섭 잡음 예측기를 포함하는, 신호 수신 장치.
제 40 항에 있어서,

상기 필터 뱅크는 유지 필터 예측기를 포함하는, 신호 수신 장치.
제 40 항에 있어서,

상기 필터 뱅크는 유한 임펄스 응답 필터를 포함하는, 신호 수신 장치.
제 40 항에 있어서,

상기 필터 뱅크는 무한 임펄스 응답 필터를 포함하는, 신호 수신 장치.
제 47 항에 있어서,

상기 필터 뱅크는 유한 임펄스 응답 필터를 더 포함하는, 신호 수신 장치.
제 40 항에 있어서,

상기 예측된 신호-대-간섭 잡음비를 백-오프 값에 의해 조절하기 위한 백-오프 회로를 더 포함하는, 신호 수신 장치.
제 49 항에 있어서,

상기 백-오프 회로는 상수 백-오프 값을 제공하도록 구성되는, 신호 수신 장치.
제 49 항에 있어서,

상기 백-오프 회로는 신호 환경을 변화시키는 것에 따라 상기 백-오프 값을 조절하도록 구성되는, 신호 수신 장치.
신호를 수신하는 장치에 있어서,

연속적인 신호-대-간섭 잡음비 추정값의 시퀀스를 형성하기 위해 신호를 측정하는 수단;

신호-대-간섭 잡음비 예측값의 시퀀스들을 형성하기 위해 복수의 소정 페이딩 환경에 따라 상기 추정값을 필터링하는 수단으로서, 상기 신호-대-간섭 잡음비 예측값 시퀀스들 각각은 상기 복수의 소정 페이딩 환경 중 하나에 대응하는, 필터링 수단;

복수의 예측값 에러를 형성하기 위해 상기 신호-대-간섭 잡음비 예측값의 시퀀스들 각각을 상기 시퀀스에 후속하는 하나 이상의 신호-대-간섭 잡음비 추정값과 비교하는 수단으로서, 상기 복수의 예측값 에러 각각은 상기 복수의 소정 페이딩 환경 중 하나에 대응하는, 비교 수단;

상기 신호-대-간섭 잡음비 예측값의 시퀀스들 및 상기 복수의 예측값 에러에 기초하여 예측된 신호-대-간섭 잡음비를 형성하는 수단

을 포함하는, 신호 수신 장치.
제 52 항에 있어서,

상기 복수의 소정 페이딩 환경은 슬로우 페이딩 환경에 따라 상기 추정값을 필터링하는 수단을 포함하는, 신호 수신 장치.
제 53 항에 있어서,

상기 복수의 소정 페이딩 환경은 패스트 페이딩 환경에 따라 상기 추정값을 필터링하는 수단을 더 포함하는, 신호 수신 장치.
제 52 항에 있어서,

상기 복수의 소정 페이딩 환경은 패스트 페이딩 환경에 따라 상기 추정값을 필터링하는 수단을 포함하는, 신호 수신 장치.
제 52 항에 있어서,

상기 필터링 수단은 상기 추정값의 평균을 산출하는 수단을 더 포함하는, 신호 수신 장치.
제 52 항에 있어서,

상기 필터링 수단은 유한 임펄스 응답 필터에 따라 상기 추정값을 필터링하는 수단을 더 포함하는, 신호 수신 장치.
제 52 항에 있어서,

상기 필터링 수단은 무한 임펄스 응답 필터를 포함하는, 신호 수신 장치.
제 58 항에 있어서,

상기 필터링 수단은 유한 임펄스 응답 필터를 더 포함하는, 신호 수신 장치.
제 52 항에 있어서,

상기 형성 수단은 상기 복수의 예측값 에러 중 하나를 선택하는 수단을 포함하는, 신호 수신 장치.
제 52 항에 있어서,

상기 예측된 신호-대-간섭 잡음비를 백-오프 값에 의해 조절하는 수단을 더 포함하는, 신호 수신 장치.
제 61 항에 있어서,

상기 조절 수단은 상수 백-오프 값을 적용하도록 구성되는, 신호 수신 장치.
제 61 항에 있어서,

상기 백-오프 값을 신호 환경을 변화시키는 것에 따라 조절하는 수단을 더 포함하는, 신호 수신 장치.