KR101211940B1 - 신호의 비-파일럿 부분을 이용하여 채널 추정치를 생성하는 방법 및 장치 - Google Patents

Abstract

본 발명은 비-파일럿 신호를 이용하여 채널 추정치를 생성하는 장치 및 방법에 관한 것이다. 특히, 파일럿 부분 및 비-파일럿 부분을 가진 전송된 신호를 수신하도록 구성된 장치, 및 전송된 신호의 비-파일럿 부분에 기초하여 채널 추정치를 계산하고 상기 장치에 채널 추정치를 보내도록 구성된 채널 추정기를 포함하는 수신기가 제공된다. 상기 개선 사항을 구현하는 방법이 또한 제공된다.

파일럿 신호, 채널 추정, 원격 통신

Description

신호의 비-파일럿 부분을 이용하여 채널 추정치를 생성하는 방법 및 장치{METHOD AND APPARATUS FOR GENERATING A CHANNEL ESTIMATE USING A NON-PILOT PORTION OF A SIGNAL}

도 1은 본 발명의 예시적인 실시예에 따른 예시적인 셀방식 시스템을 도시하는 도면.

도 2는 본 발명의 예시적인 실시예에 따른 예시적인 이동 장치의 블록도.

도 3은 본 발명의 예시적인 실시예에 따른 터보 인코더의 블록도.

도 4는 터보 디코더를 사용하는 종래 수신기를 도시하는 도면.

도 5는 본 발명의 예시적인 실시예에 따라 레이크(RAKE) 결합기 앞에 반복 채널 추정을 사용하는 수신기를 도시하는 도면.

도 6은 본 발명의 예시적인 실시예에 따라 레이크 결합기 뒤에 반복 채널 추정을 사용하는 수신기를 도시하는 도면.

도 7은 본 발명의 예시적인 실시예에 따라 레이크 결합기 뒤에 반복 채널 추정을 사용하는 수신기용 시뮬레이트 수행 데이터를 도시하는 도표.

*도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명*

10 : 셀방식 시스템 12A-B : 기지국들

15A-B : 통신 장치 16A-B : 집적 회로

18A-D : 이동 장치 19A-B : 순방향 링크

20A-E : 역방향 링크

본 발명은 일반적으로 원격통신, 특히 무선 원격통신 시스템에 관한 것이다.

본 섹션은 하기에 기술되고 청구된 본 발명의 다양한 측면들에 관련될 수 있는 다양한 측면들을 독자에게 소개하기 위한 것이다. 이러한 논의는 본 발명의 다양한 측면들의 보다 나은 이해를 위하여 배경 정보를 독자에게 제공하는데 도움이 될 것으로 믿어진다. 따라서, 이들 언급들은 이러한 판단에서 판독되고 종래 기술을 용인하지 않는 것으로 이해되어야 한다.

비록 공용을 위한 제 1 이동 전화 시스템이 1946년에 개발되고, 1965년에 개선되었지만, 현대 무선 기술은 미국 아날로그 셀방식 표준인 Advanced Mobile Phone Service(AMPS)로서 1970년에 도입되었다. 이러한 이른 개발에도 불구하고, 제 1 상업적 셀방식 시스템은 1983년에 시카고에서 동작되기 시작하였고, 역사적으로 가장 빠르게 성장하는 고객 기술들 중 하나로 발생하고 있다. 실제로, 많은 사람들은 셀방식 캐리어들에 대한 중요 문제가 수용된 1990년대에 셀방식 서비스에 가입했다. 따라서, 셀방식 공급자들은 보다 많은 용량을 유도하는 방식들을 개발하여야 했다. 용량을 증가시키기 위한 가장 극단적이고 비용이 드는 방법은 셀 크기들을 감소시키고 부가적인 기지국들을 도입하는 것이다. 그러나, 많은 큰 매트로폴리탄 영역들에서, 기지국들 및 안테나들을 세우기 위한 허가들을 얻는 것은 어렵고 비용이 증가하게 되었다. 따라서, 셀방식 공급자들은 보다 많은 기지국들을 요구하지 않고 시스템 용량을 증가시키기 위한 해결책을 원했다. 하나의 제안된 해결책은 디지털 기술의 사용이다.

제 1 모든 디지털 시스템들, 개인용 통신 서비스들(PCS)은 1990년대 중반 미국에서 도입되었다. PCS는 제 2 세대 무선 서비스라 하고, 제 1 세대 이동 전화 서비스는 상기된 아날로그 서비스이다. 다양한 디지털 무선 기술들이 개발되었고, 이는 주파수 분할 다중 액세스(FDMA), 시분할 다중 액세스(TDMA), 코드 분할 다중 액세스(CDMA), 및 이동 통신용 글로벌 시스템(GSM)을 포함한다. 디지털 무선 통신들의 도래는 무선 네트워크들의 용량을 크게 증가시켰기 때문에, 셀방식 공급자들은 희망하는 가입자들에게 팔기 위한 보다 많은 용량을 가졌다.

상기된 바와 같이, 다양한 디지털 기술들이 있다. FDMA에서, 모든 전화 호출은 단일 주파수로 할당된다. 이 기술은 적은 수의 사용자들에게 잘 작동되지만, 사용자들의 수가 증가할수록, 각각의 사용자에 대해 충분하지 않은 주파수들이다. 이러한 제한을 극복하는 한가지 방법은 TDMA로서 알려진 기술이다. TDMA에서, 하나의 주파수는 몇개의 시간 슬롯들로 추가로 분할된다. 개별 전화 호출들은 각각의 시간 슬롯에 할당된다. 이러한 방식에서, TDMA는 사용자들이 하나의 주파수를 공유하도록 하여, 동시 사용자들의 수를 증가시킨다. 바람직하지 않게, TDMA는 증가하는 요구를 만족시키기에 충분한 시간 슬롯들을 제공할 수 없다.

CDMA는 이러한 문제를 처리하는 한가지 기술이다. CDMA 시스템에서, 전화 호출들은 주파수 또는 시간 슬롯에 의해 더 이상 분할되지 않는다. 오히려, 모든 전화 호출들은 동일한 시간 및 동일한 주파수에서 전송된다. 이러한 방법이 무질서하게 보여질 수 있지만, 각각의 개별 전화 또는 이동 장치는 상기 호출에 할당된 유일한 코드에 의한 호출을 인식할 수 있다. 이러한 유일한 코드는 많은 사용자들이 FDMA 또는 TDMA 보다 보다 더 큰 사생활 및 보안 정도를 허용하면서 단일 주파수를 공유하게 한다.

상기된 바와 같이, CDMA 시스템들은 많은 사용자가 단일 주파수를 공유하게 한다. 이러한 형태의 주파수 공유에서 한가지 잠재적인 문제는 다중 액세스 간섭이다. 다중 액세스 간섭(Multi-access interference; "MAI")은 특정 신호(예를 들어, 사용자 A의 전화 호출)가 동일한 주파수를 공유하는 다른 신호들에 의해 왜곡될 때 발생한다. 통상적으로, 다른 신호들은 동일한 주파수를 공유하는 다른 전화 호출이다. MAI는 통상적으로 전송된 신호를 왜곡하거나 마스킹할 수 있는 노이즈처럼 나타날 수 있다. 이러한 노이즈는 호출 선명도에 악영향을 미치고 단일 주파수를 공유할 수 있는 개별 전화 호출들의 수를 제한시킨다.

보다 낮은 전력 신호들이 보다 작은 MAI를 발생시키기 때문에, 이러한 MAI를 감소시키는 한가지 기술(및 따라서 노이즈를 감소시킴)은 신호 전력을 감소시키는 것이다. 바람직하지 않게, 신호 전력을 감소시키는 것은 전송 품질이 신호 전력에 관련되기 때문에 통상적으로 어렵고, 모든 다른 인자들은 동일하게, 보다 높은 전력에서 전송된 신호는 보다 낮은 전력에서 전송된 신호보다 적은 에러들로 수신기에 도달할 것이다. 특히, 매우 작은 전력으로 전송된 신호는 주파수상 노이즈에 의해 오버쉐도우(overshadow)될 수 있다. 만약 사용자 A의 전화 호출 부분들이 노이즈로부터 쉽게 구별될 수 없으면, 전화 호출에 에러들이 있을 수 있다. 전화 호출시 이들 에러들은 프레임 에러 레이트(frame error rate; "FER")로 통상적으로 측정된다. FER은 전송된 총 데이터에 대해 에러들을 가지고 전송된 데이터의 비율(프레임이 미리 지정된 수의 비트들로 구성된 프레임의 수의 측면에서 측정됨)이다. 높은 FER들은 전화 호출 갭들 또는 드롭된 호출들과 같은 호출 선명도를 가진 문제들에서 발생할 수 있다. 이동 전화 사용자들이 통상적으로 호출 선명도를 염려하기 때문에, 이동 전화 서비스들의 공급자들은 호출 선명도의 비용에서 신호 전력을 감소시키는 것을 주저한다.

상기 이동 전화 공급자들은 보다 저전력의 신호들이 보다 적은 MAI를 생성하고 보다 많은 이동 전화들이 단일 주파수를 공유하도록 하기 때문에 호출 선명도를 희생하지 않고 신호 전력을 감소시키기 위한 기술들에 여전히 관심을 갖는다. 호출 선명도를 희생하지 않고 다른 신호들의 전력을 감소시키는 하나의 방법은 신호 인코딩 및 디코딩을 통해서이다. 신호 인코딩은 전송에 보다 적합한 신호를 형성하기 위하여 신호 특성들을 변경하는 것이다. 예를 들어, 전송기에서 신호 인코더는 에러 수정 비트들을 신호에 부가할 수 있다. 이들 에러 수정 비트들은 전송동안 인코딩된 신호로 발전될 수 있는 에러들을 수정하기 위하여 수신기의 신호 디코더에 의해 사용된다. 수신기가 전송 동안 발전될 수 있는 에러들을 수정하도록 하기 위하여, 신호 인코더 및 디코더는 FER의 증가없이 낮은 전력에서 전송기가 신호를 전송하게 할 수 있다. 다른 말로, 신호 인코딩 및 디코딩은 낮은 전력에서 전송하는 효과들을 오프셋할 수 있다. 따라서, 신호 인코딩 및 디코딩 방법이 보다 우수할수록, 신호를 전송하기 위하여 통상적으로 필요한 전력이 낮아진다.

터보 코딩으로서 알려진 하나의 인코딩/디코딩 기술은 이전에 많이 사용된 코드들보다 높은 에러 수정 능력을 가진다. 실제로, 1993년의 터보 코드들의 도입은 여러해 동안 디지털 통신들에서 가장 흥분되고 중요한 개발들 중 하나로서 고려되었다. 터보 코드들을 사용함으로써, 데이터는 에러없는 전송을 위하여 최소 이론 SNR을 제공하는 섀넌 한계(Shannon limit)에 의해 지시된 바와 같은 신호 대 노이즈 비율(SNR)의 0.7dB 이내에서 전송될 수 있다. 이러한 높은 레벨의 에러 수정은 전송기들이 FER을 증가시키지 않고 보다 낮은 전력에서 신호들을 전송하게 한다. 이러한 이유로, 터보 코딩은 셀 전화의 다음 세대(제 3 세대 또는 "3G" 셀 전화들로서 알려짐)에서 채택하기 위한 주요 후보이다.

채널은 허용 가능한 FER을 유지하기 위하여 필요한 신호 전력을 증가시킬 수 있는 다른 인자이다. 채널은 신호에 대한 날씨, 지구의 자기장들, 지대 변화들, 구조들, 또는 차량들과 같은 환경 인자들의 넷 효과(net effect)를 포함한다. 수리적으로, 높은 주파수 캐리어를 제거한 후에, 원래의 신호(original signal)에 의해 곱셈된 복소수 플러스 주파수 비선택 채널에 대한 노이즈로서 표현되고, 상기 채널에는 수신된 전송 신호의 카피만이 있다. 신호를 다시 음성 또는 다른 유용한 데이터로 변환하기 위하여, 수신기는 채널을 추정함으로써 이들 환경적인 효과들에 대해 보상하도록 시도할 수 있다. 만약 수신기가 채널의 완전한 추정을 수행하면, 수신기는 수신된 신호를 전송된 신호의 정확한 카피로 변환할 수 있다(노이즈 또는 다중-경로 교란들 같은 다른 교란이 없다고 가정함). 바람직하지 않게, 실제 채널을 완전히 추정하는 것을 불가능하다. 따라서, 수신기는 통상적으로 전체 넷 환경 효과들을 통상적으로 보상할 수 없고 일부 부가적인 왜곡은 수신기에 도입된다. 통상적으로, 파일럿 신호는 채널을 추정하기 위하여 사용되고, 상기 파일럿 신호는 수신기가 채널 추정치를 계산하기 위하여 사용될 수 있는 알려진 심볼들을 포함한다. 파일럿 신호는 통상적으로 사용자의 데이터 신호로서 동일한 주파수를 차지하고, 동일한 방식으로 MAI에 공헌한다.

MAI에 의해 도입된 노이즈와 같이, 불완전한 채널 추정에 의해 생성된 왜곡을 보상하는 하나의 통상적인 방법은 신호 및/또는 파일럿 전력을 증가시키는 것이다. 그러나, 상기된 바와 같이, 신호 및/또는 파일럿 전력은 MAI를 증가시키기 때문에 바람직하지 않고, 이것은 호출 선명도에 영향을 미치며 동일한 주파수를 공유할 수 있는 전화 호출들의 수를 감소시킨다. 따라서, 보다 낮은 파일럿 신호 전력 또는 보다 낮은 사용자의 데이터 신호 전력에서 채널 추정 품질을 개선하는 방법은 호출 선명도가 유지되고 불완전한 채널 추정을 보상하기 위하여 사용되는 총 신호 전력(데이터 신호 전력 플러스 파일럿 신호 전력)이 낮아질 수 있기 때문에 바람직하다.

본 발명의 장점들은 다음 상세한 설명 및 도면들을 참조하여 판독시 명백하게 될 수 있다.

본 발명의 하나 이상의 특정 실시예들이 하기에 기술된다. 이들 실시예들의 간결한 설명을 제공하기 위하여, 실제 구현의 모든 특징들이 명세서에 기술되지는 않는다. 상기 임의의 실제 실행의 개발시, 임의의 엔지니어링 또는 설계 프로젝트에서처럼, 복수의 실행 특정 결정들은 하나의 실행에서 다른 실행으로 변화할 수 있는 시스템 관련 및 비지니스 관련 억제에 순응하는 것 같은 개발자의 특정 목표들을 달성하기 위하여 이루어지는 것이 인식되어야 한다. 게다가, 상기 개발 노력이 복잡하고 시간 소비적이지만, 그럼에도 불구하고 당업자를 위하여 설계, 제조 및 제작의 루틴을 보증할 수 있다는 것이 인식되어야 한다.

도 1은 예시적인 셀방식 시스템(10)을 도시한다. 시스템(10)은 하나 이상의 기지국들(12A-B)을 포함한다. 일반적으로, 기지국들(12A-B)은 안테나 타워들(14A-B)뿐만 아니라 안테나(14A-B)에 결합된 셀방식 통신 장치(15A-B)를 참조한다. 기지국들(12A-B)은 통상적으로 고정된 기지국들이지만, 일부 실시예들에서 비상 상황들에서 사용되는 휴대용 기지국들에 장착될 수 있다. 통신 장비(15A-B)는 통상적으로 집적 회로들(IC)(16A-B)을 포함한다. IC들(16A-B)은 통신 및 전력 제어를 용이하게 하도록 코드화를 실행하는 애플리케이션 특정 집적 회로들(ASIC) 또는 필드 프로그램가능 데이터 어레이들(FPGA들)을 포함할 수 있다. IC들(16A-B)은 신호들을 송신 또는 수신하기 위하여 기지국들(12A-B)에 의해 사용되는 전송기들, 수신기들 또는 송수신기들을 포함할 것이다. 각각의 IC(16A-B)는 저장 매체(17A-B)에 추가로 결합할 수 있다. 이러한 방식으로, IC들(16A-B)은 저장 매체(17A-B) 상에 저장된 명령들 또는 코드를 실행할 수 있다. 저장 매체(17A-B)는 하드 디스크들, 랜덤 액세스 메모리(RMA), 판독 전용 메모리(ROM) 및 전기적으로 프로그램가능한 판독 전용 메모리(EPROM)를 포함할 수 있다. 저장 매체(17A-B) 상에 저장된 코드는 새로운 소프트웨어를 인스톨하거나 종래 메모리를 리플래시함으로써 부분적으로 또는 전체적으로 업그레이드될 수 있다. IC(16A-B) 및 저장 매체(17A-B)가 동일한 컴퓨터 칩 또는 동일한 회로 보드 상에 배치될 수 있다는 것은 중요하다. 이러한 경우, 코드를 업그레이드하는 것은 다른 회로 보드로 회로 보드를 대체하고 다른 컴퓨터 칩으로 컴퓨터 칩을 대체하는 형태를 취할 수 있다.

이동 장치들(18A-D)은 기지국들(12A-B)과 통신하고, 예를 들어 하우스들 또는 차량들(예를 들어 장치들 18B 및 18D) 내에 배치된 셀방식 전화들이거나 이동 장치는 컴퓨터(예를 들어, 장치 18C) 내에 집적된 셀방식 회로일 수 있다. 각각의 이동 장치(18A-D)와 각각의 기지국(12A-B) 사이의 통신은 두개의 부분들 - 순방향 링크들(19A-E) 및 역방향 링크들(20A-E)을 포함한다. 도 1에 도시된 바와 같이, 순방향 링크들(19A-E)은 기지국들(12A-B)로부터 장치들(18A-D)로 통신한다. 유사하게, 역방향 링크들(20A-E)은 이동국들(18A-D)로부터 기지국들(12A-B)로의 통신을 말한다.

도시를 용이하게 하기 위하여, 각각의 순방향 링크들(19A-E) 및 역방향 링크들(20A-E)에 대하여 단일 신호 경로만이 도시된다. 그러나, 실제로는 안테나(32)와 무선 전화(18_a) 사이에 다중 신호 경로들이 존재할 수 있다. 이와 같이, 신호 경로들(19A-E 및 20A-E)을 도시하는 단일 라인이 기지국들(12A-B)과 무선 장치들(18A-D) 사이의 모든 신호 경로들을 나타내는 것이 이해되어야 한다. 이러한 다중 경로 현상은 주파수 선택 페이딩이라 하고, 전송된 신호가 전송기로부터 방사할때, 빌딩 같은 물리적 피쳐들 도는 구조들에 의해 반사될 수 있기 때문에 발생한다. 이러한 반사는 기지국들(12A-B)과 무선 장치들(18A-D) 사이의 다중 신호 경로들을 이동하는 신호의 다중 카피들을 형성할 수 있다. 이들 신호의 다중 카피들은 CDMA 환경에서 서로 인터페이스하여 노이즈로 부가된다.

기지국들(12A-B)은 이동 스위칭 센터(mobile switching center; MSC)(21)와 통신할 수 있다. 일부 실시예들에서, 기지국들(12A-B)과 MSC(21) 사이의 실제 접속은 T-1 라인 또는 마이크로파 접속일 수 있다. MSC(21)는 통상적으로 공용 스위칭 전화 네트워크(PSTN)(22)에 결합된다. 이러한 방식에서, 장치들(18A-D)은 기지국들(12A-B), MSC(21) 및 PSTN(22)의 결합을 통하여 종래 지상선 전화에 접속하여 통신할 수 있다.

도 2는 이동 장치(18A-D)의 송수신기의 예시적인 블록도를 나타낸다. 복수의 입력 장치들은 프로세서(26)에 결합될 수 있다. 이들은 제한되는 것은 아니지만, 카메라(23), 마이크로전화(24) 및 키패드(25)를 포함한다. 프로세서(26)는 추가로 전력 제어기(28), 전력 증폭기(30), 저장 매체(31) 및 배터리(32)에 결합한다. 전력 증폭기(30)는 안테나(34)에 결합되고 다시 전력 제어기(28)에 결합된다. 마이크로전화(24)는 오디오 음성 신호들을 전압 파동들로 변환한다. 아날로그 대 디지털 변환기(도시되지 않음)을 포함할 수 있는 프로세서(26)는 추가 처리를 위하여 수신된 전압 파동을 디지털 신호로 변환할 수 있다. 상기 처리는 특정 무선 기술(예를 들어, CDMA)에 따라 전송을 위하여 디지털 신호를 인코딩하는 것을 포함한다. 프로세서(26)는 또한 카메라(23) 또는 키패드(25)로부터 수신된 디지털 신호들을 인코딩할 수 있다.

전력 증폭기(30)는 안테나(34)를 통하여 추후 전송을 위하여 프로세서(26)로부터의 신호들을 증폭한다. 프로세서(26) 내에 포함될 수 있는 전력 제어기(28)는 전력 증폭기(30)에 결합되고 전력 증폭기(30)의 전력 레벨을 억제함으로써 안테나(34)로부터 나오는 신호들의 전력을 제어한다. 이러한 방식으로 전력 레벨을 제어하는 것은 배터리(32) 수명을 연장시킨다. 저장 매체(31)는 프로세서(26)에 결합되고 카메라(23), 마이크로폰(24), 또는 키패드(25)로부터 수신된 데이터뿐만 아니라 프로세서(26)용 명령들을 저장하도록 구성된다.

상기된 바와 같이, 프로세서(26)는 저장 매체(31) 상에 저장된 명령들 또는 코드를 실행할 수 있다. 저장 매체(31)는 하드 디스크들, 랜덤 액세스 메모리(RAM), 판독 전용 메모리(ROM), 및 전기적으로 프로그램가능한 판독 전용 메모리(EPROM)를 포함할 수 있다. 저장 매체(17A-B) 상에 저장된 코드는 새로운 소프트웨어를 인스톨하거나 종래 메모리를 리플래시함으로써 부분적으로 또는 전체적으로 업그레이드된다. 프로세서(26) 및 저장 매체(31)가 동일한 컴퓨터 칩 또는 동일한 회로 보드 상에 배치될 수 있다는 것이 중요하다. 이 경우, 코드를 업그레이드하는 것은 다른 컴퓨터 칩으로 컴퓨터 칩을 대체하거나 회로 보드를 다른 회로 보드로 대체하는 형태를 취할 수 있다.

도 3을 참조하여, 본 발명의 실시예들에 따른 터보 인코더의 블록도는 도시되고 일반적으로 참조 번호(100)에 의해 참조된다. 터보 인코더(100)는 IC들(16A-B) 또는 프로세서(26) 내에 전송될 디지털 신호를 인코딩하기 위하여 사용될 수 있다. 터보 코드들은 1993년에 최초로 도입되었고 터보 인코더(100)의 동작 원리들은 잘 알려져 있다. 그러나 요약하여 터보 인코더(100)는 터보 코딩 처리의 일부로서 신호 내의 비트들을 재배열하는 터보 인터리버(104)에 의해 분리된 두 개의 인코더들(102 및 106)을 포함한다.

인코더들(102 및 106)은 신호를 인코딩하기 위하여 순환 시스티매틱 컨벌루션(recursive systematic convolutional; "RSC") 코드를 사용한다. 이러한 인코딩을 나타내는 한가지 방법은: (1) 정보 비트이고 시스티매틱 비트라고도 불리는 입력 비트; (2) 터보 인코더(100) 내의 내부 변수인 현재 상태; (3) 패리티 비트로서 알려진 하나 이상의 에러 수정 비트들 플러스 시스티매틱 비트를 포함하고 인코딩된 비트들인 출력 비트들; 및 (4) 시스티매틱 비트가 인코딩된 후에(즉, 인코딩될 다음 시스티매틱 비트에 대한 현재 상태) 터보 인코더(100) 내의 내부 변수 값인 새로운 상태를 포함하는 테이블이다. 인코딩 처리는 특정 입력 비트 및 현재 상태에 대응하는 이 테이블의 로우를 선택하고 그 다음 로우에 대한 출력(인코딩된) 비트들을 선택하여 도시된다. 본 발명의 일실시예에서, 출력 비트들은 시스티매틱 비트 및 두개의 패리티 비트들을 포함한다.

터보 인코더(100)는 인코더들(102 및 106)에 의해 생성된 코드 레이트 이상으로 코드 레이트를 증가시키기 위한 펀쳐(puncturer)(108)를 포함할 수 있다. 코드 레이트는 시스티매틱 비트들이라 하는 총 전송된 비트들에 대한 정보 비트들의 비율이다(시스티매틱 비트들 플러스 에러 수정 비트들은 패리티 비트들이라 한다). 통상적으로 인코더들(102 및 106)의 코드 레이트는 매 하나의 시스티매틱 비트에 대하여 1/5 또는 4개의 패리티 비트들이다. 펀쳐(108)는 터보 인코더(100)가 신호의 에러 수정 비트들의 수를 감소시켜서 코드 레이트를 증가시키게 한다. 보다 적은 에러 수정 비트들이 있기 때문에 비록 코드 레이트를 증가시키는 것이 디코딩 품질을 감소시키지만, 시스티매틱 비트들의 전송 레이트를 증가시키고 따라서 주어진 시간 기간에 걸쳐 전송되는 정보의 양은 증가할 수 있다.

터보 인코더(100)는 채널 인터리버(110)를 포함할 수 있다. 채널 인터리버(110)는 신호 경로(20_a)를 따르는 단일 교란이 데이터 손실을 발생시키는 기회들을 감소시키기 위하여 신호 내의 비트들을 재배열한다. 신호 내의 데이터가 수신기에서 디인터리브될때(즉, 원래의 순서로 다시 놓여질때), 단일 교란의 효과들은 상기 교란 포인트에서 클러스터되기 보다 전체 신호를 가로질러 임의적으로 스프레드될 것이다. 이것은 교란의 충격을 감소시킨다.

디지털 신호가 터보 인코더(100)에 의해 인코딩된 후에, 트래픽 신호로서 불리는 인코딩된 신호는 인코딩된 신호를 전송을 위한 아날로그 신호로 변환할 변조기로 통과할 것이다. 변조기는 위상-시프트 키잉(phase-shift keying; "PSK"), 주파수 시프트 키잉(frequency shift keying; "FSK") 및 직교 진폭 변조(quadrature amplitude modulation; "QAM") 등을 포함하는 복수의 변조 기술들을 사용할 수 있다. 통상적인 CDMA 시스템은 위상-시프트 키잉을 사용하는 변조기를 사용할 것이다. 위상-시프트 키잉에서, 인코딩된 디지털 비트들은 인코딩된 디지털 신호에 기초하여 변화하는 일정한 진폭 및 위상을 가진 아날로그 신호로 변환된다. 예를 들어, 직교 위상 시프트 키잉(Quadrature Phase Shift Keying; "QPSK") 변조로서 알려진 위상 시프트 키잉의 하나의 형태에서, 4개의 상이한 가능한 위상 상태들이 있다. 4개의 상이한 위상 상태들은 4개의 상이한 이진 결합들 : 00, 01, 10, 및 11에 대응한다. 이러한 이유로, 인코딩된 디지털 비트들은 QPSK 변조시 한번에 두개의 비트들이 전송된다. 따라서, 만약 인코딩된 디지털 신호의 제 1 두개의 비트들은 01이고, 변조기는 인코딩된 신호를 01로 표시되는 위상을 가진 아날로그 신호로 변환할 것이다. 아날로그 신호가 수신기에 도달할때, 수신기는 위상 상태를 인식하고 아날로그 신호를 다시 01로 변환한다. QAM에서, 양쪽 진폭 및 위상은 비트들의 그룹에 대응하게 변화된다.

변조의 한가지 중요한 측면은 심볼의 개념이다. 하나의 심볼은 "비트들의 패키지(package of bits)"이다. 그 크기는 특정 변조 방식에서 신호 위상이 얻어질 수 있는 가능한 상태들의 수에 의해 결정된다. 예를 들어, 상기된 QSPK에서, 각각의 위상 상태는 두개의 비트들(예를 들어 01)에 상관된다. 따라서 QSPK에서, 심볼 크기는 두개의 비트들이다. 8개의 위상 시프트 키잉("8SPK")으로서 알려진 다른 형태의 변조에서, 신호의 위상은 8개의 가능한 상태들을 가질 수 있다. 이진 코드에서, 8개의 가능한 상태들은 3 비트들로 변형된다. 따라서, 8SPK에 대하여, 심볼은 3 비트 길이이다(예를 들어 101). 심볼은 특정 심볼 내의 각각의 비트들의 신뢰성이 링크되기 때문에 중요한 구조이다. 심볼의 전송 동안의 에러는 심볼 내의 모든 비트의 신뢰성을 감소시키고 그 반대도 가능하다.

도 4를 참조하여, 터보 디코더를 사용하는 종래 수신기는 참조 번호 130으로 도시되고 일반적으로 참조된다. 고주파 캐리어를 제거한 후에 트래픽 신호의 수신시 제 1 단계들중 하나는 레이크 결합이다. 상기된 바와 같이, 전송된 신호는 수신기에서 다중 카피들로 수신될 수 있다. 이러한 이유로, 종래 수신기(130)는 직접 및 간접 신호들을 함께 합성함으로써 보다 우수한 신호를 형성할 수 있다. 이것은 레이크 결합기(132)의 기능이다. 이러한 합성을 수행하기 위하여, 레이크 결합기(132)는 수신된 신호를 형성하는 전송된 신호의 다중 카피들에서 나오는 전송된 신호의 카피를 추출하는 것을 각각 시도하는 몇몇 레이크 핑거들을 포함한다. 레이크 결합기(132)는 채널 추정기(131)에 의해 제공되었던 각각의 레이크 핑거에 대한 채널 추정치에 기초하여 다중 카피들 각각에 대한 상대적 가중치(weight)를 스케일링할 수 있다. 레이크 결합기(132)는 전송된 신호의 통합 복제부(unified replica)를 형성하기 위하여 각각의 레이크 핑거의 출력에 신호들의 가중 합(weighted sum)을 결합한다. 이러한 통합된 복제부는 일련의 이산 시간 신호들 형태이다.

그러나, 이들 동작을 정확하게 수행하기 위하여, 레이크 결합기(132)는 전송된 신호의 다중 카피들 각각에 대한 채널들의 추정치들을 사용한다. 상기된 바와 같이, 트래픽 신호에 대해 채널은 날씨, 지구 자기장들, 지대 변화들, 구조들 또는 차량들과 같은 환경 인자들의 넷 효과이다. 게다가, 채널은 전송된 신호의 각각의 카피와 다를 수 있다. 이러한 복잡성으로 인해, 통상적으로 기지국들(12A-B)과 무선 장치들(18A-D) 사이의 정확한 채널을 아는 것이 불가능하므로, 채널 추정이 대신 사용될 수 있다. 채널 추정치를 결정하는 한가지 공통 방법은 파일럿 신호이다.

파일럿 신호는 통상적으로 기지국들(12A-B)과 무선 장치들(18A-D) 사이에서 일정하게 전송된 심볼들의 세트로서 알려진 파일럿 심볼들로 통상적으로 구성된다. 기지국들(12A-B) 및 무선 장치들(18A-D) 양쪽이 파일럿 신호의 성분들을 알기 때문에, 채널 추정치는 실제로 수신되었던 파일럿 심볼들의 값들과 파일럿 심볼들의 알려진 값들(즉, 파일럿 심볼들이 어떤 것인지)을 비교하여 계산될 수 있다. 예를 들어, QPSK 시스템에서, 파일럿 심볼이 01인 것으로 가정되는 것을 수신기가 알면, 채널이 전송동안 전송된 신호에 어떻게 영향을 주는가를 결정하기 위하여 01에 대하여 수신되어야 했던 아날로그 신호에 대해 실제로 수신된 신호를 비교할 수 있다. 충분한 시간 동안 이러한 비교를 수행함으로써, 채널 추정기(131)는 채널을 추정할 수 있다. 물론, 채널이 일정하게 변화하기 때문에, 이러한 처리는 연속적이다.

종래 수신기(130)에서, 인입하는 파일럿 심볼들(133)은 파일럿 심볼들에 기초하여 각각의 개별 레이크 핑거에 대한 채널 추정을 수행하는 채널 추정기(131)로 보내진다. 파일럿 심볼들이 알려지기 때문에, 터보 인코더(100)에 의해 인코드되지 않고 따라서 수신기(130)에서 디코드될 필요가 없다는 것이 주의된다. 파일럿 신호의 목적은 정보를 전송하는 것이 아니라, 채널 효과를 결정하는 것이다.

종래 수신기(130)에서, 각각의 레이크 핑거에 대한 채널 추정치들은 통상적으로 일단 계산되고, 상기 계산이 파일럿 신호만을 기초하여 레이크 결합기(132) 앞에서 수행되는 것이 주의된다. 채널 추정을 위한 이러한 기술은 원-샷 채널 추정(one-shot channel estimation)이라 한다. 하기에 보다 상세히 기술될 바와 같이, 허용할 수 있는 동안 이러한 원-샷 채널 추정은 채널 추정 정확도 개선을 위한 큰 여지를 남긴다.

도 4로 되돌아가면, 복조기(134)는 레이크 결합기(132)로부터 출력된 이산 시간 신호들의 시리즈에 대한 소프트 비트들을 계산한다. 소프트 비트는 비트가 1과 같을 확률 및 비트가 0과 같을 확률의 비율의 로그(logarithm)이다. 이것은 확률 비율의 로그(Logarithm of the likelihood ratio; "LLR")라 불린다. 예를 들어, 만약 소프트 비트들이 1에 대하여 0.8이고 0에 대하여 0.2이면, 복조기(134)는 비트가 1인 80% 기회 및 비트가 0인 20% 기회가 있다는 것을 가리킨다. 예를 들어 상기 LLR은

또는 0.6021이고 여기서 로그는 베이스 10에 대한 것이다. 포지티브 LLR은 소프트가 1로 가정되는 보다 큰 가능성을 가리키고, 네거티브 LLR은 소프트 비트가 0으로 가정되는 보다 큰 확률을 가리킨다. 본 발명의 대안적 실시예에서, LLR은 비트 1인 확률에 대해 비트가 0인 확률로서 정의될 수 있다. 이것은 단순히 종래의 문제이고 비록 이 변화가 하기된 기술들에서 최소 조절들을 요구하지만, 이들 조절들은 당업자에게 잘 알려져 있다.

복조기(134)를 통과한 후에, 복조기로부터의 소프트 비트들은 채널 디인터리버(136)로 라우팅된다(routed). 채널 디인터리버(136)는 도 3에 도시된 채널 인터리버(104)의 효과들을 보상하기 위하여 사용되고 원래의 순서(original order)에 다시 소프트 비트들을 배치한다.

트래픽 신호가 채널 디인터리버(136)를 통하여 통과된 후에, 터보 디코더(138)로 라우팅된다. 터보 디코더(138)는 그 사이에 터보 인터리버(142) 및 터보 디인터리버(144)를 가진 디코더들(140 및 146)을 포함한다. 터보 인코더(100)와 마찬가지로, 터보 디코더(138)의 동작은 종래에 잘 알려져 있다. 그러나 간략히 말하면, 터보 디코더(138)에서 디코더들(140 및 146) 각각은 트래픽 신호에서 각각의 시스티매틱 비트에 대한 LLR을 개량(refine)한다. 이러한 개량은 통상적으로 채널 디인터리버(136) 및 Bahl-Cocke-Jelinek-Raviv("BCJR") 알고리듬으로부터의 소프트 비트들을 사용하여 통상적으로 계산되지만 대안적 실시예들에서 다른 알고리듬들이 사용될 수 있다. 시스티매틱 비트들에 대한 LLR 값들은 터보 인터리버(142) 및 터보 디인터리버(144)를 통하여 하나의 디코더에서 다른 디코더로 통과된다. 각각의 디코더들(140 및 146)은 트래픽 신호를 디코드하는 바와 같이 다른 디코더의 신뢰성 제안들의 장점을 가질 수 있다. 디코더들(140 및 146)은 반복 방식으로 작업하고 신뢰성 제안들을 고정된 수의 반복들 동안 앞뒤로 통과시킨다. 고정된 수의 반복들 후에, 터보 디코더(138)에서 개량된 소프트 비트들은 소프트 비트들에 기초하여 하드 비트들(즉, 1 또는 0)로 전환된다. 예를 들어, 1에 대한 0.9 및 0에 대한 0.1의 소프트 비트들은 하드 비트 1로 전환되기 쉽다.

통상적인 터보 디코더가 각각의 디코딩 반복시 패리티(에러-수정) 소프트 비트들에 대한 LLR들을 계산하기 위한 리소스들을 확장하지 않는 것이 중요하다. 이와 같이, 비록 패리티 비트들에 대한 LLR이 시스티매틱 비트들에 대한 LLR들을 개량하기 위하여 사용되지만, 패리티 비트들 자체에 대한 LLR들은 각각의 디코딩 반복에서 통상적으로 개량되지 않는다.

종래 수신기(400)에서 사용된 원-샷 추정이 허용 가능하게 잘 수행되지만, 채널 추정의 정확도를 개선하기 위한 많은 기회가 있다. 채널 추정의 정확도를 개선하기 위한 한가지 기술은 트래픽 신호 내의 신뢰성이 있는 심볼들에 기초하여 채널 추정을 업데이트하는 것이다. 필수적으로 정상 트래픽 심볼들에서 나타나는 신뢰성이 있는 심볼들 그룹을 필수적으로 형성하는 이러한 처리는 보다 정확한 채널 추정치를 생성할 수 있고, 원-샷 채널 추정은 종래 수신기(400)에 사용된다.

도 5는 본 발명의 실시예들에 따른 레이크 결합기 앞에서 반복 채널 추정을 사용하는 수신기를 도시한다. 일반적으로 그것은 참조 번호 200이다. 수신기(200)는 레이크 결합기(202)에 제공된 채널 추정치를 개량하기 위하여 반복 채널 추정을 사용한다. 원-샷 채널 추정을 사용하는 대신, 수신기(200)는 트래픽 신호에서 심볼들의 LLR을 계산하고 만약 신뢰성이 있다면, 채널 추정치를 계산하기 위하여 신뢰성이 있는 심볼들을 사용한다. 이러한 채널 추정치는 레이크 결합기(202)로 통과된다. 특히, 각각의 디코딩 반복 후에 터보 디코더(224)의 출력은 필수적으로 채널 추정기(208)에 대한 제 2 파일럿 신호처럼 작동한다. 효과적으로, 이것은 트래픽 신호에 대한 채널 추정치를 개량하기 위하여 트래픽 신호 자체의 신뢰성이 있는 섹션들이 다시 제공되는 트래픽 신호에 대한 피드백 경로를 제공한다.

도 4에 도시된 종래 수신기(130)와 유사하게, 수신기(200)는 레이크 결합기(202)로 트래픽 신호를 라우팅한다. 레이크 결합기(202)는 상기된 레이크 결합기(132)와 유사하게 기능하고 각각의 레이크 핑거에 대한 트래픽 신호 및 채널 추정치를 수신한다. 레이크 결합기(202)는 각각의 핑거에 대한 상관관계를 계산하기 위하여 채널 추정치를 사용하고 그 다음, 지연, 스케일 및 직간접 신호들을 합산한다.

레이크 결합기(202)로부터, 레이크-결합된 트래픽 신호는 복조기(204) 및 채널 디인터리버(206)로 통과한다. 일 실시예에서, 이들 두 구성요소들은 도 4에 도시된 종래 수신기에 관련하여 상기된 카운터파트들(counterparts)과 유사하게 기능한다. 채널 디인터리버(206)를 통하여 통과 후에, 트래픽 신호는 터보 디코더(224)로 통과한다.

종래 수신기(130)와 달리, 수신기(200)는 채널 추정치를 생성하는데 사용하기 위하여 채널 추정기(208)에 대한 부가적이고 신뢰성이 있는 심볼들을 식별하기 위하여 터보 디코더(224)에 의해 생성된 LLR들을 사용할 수 있다. 그러나, 상기된 바와 같이, 통상적으로 터보 디코더는 시스티매틱 비트들의 LLR만을 개량하고 트래픽 신호의 모든 비트들의 LLR을 개량하지 않는다. 이러한 이유로, 패리티 비트들에 대한 LLR들의 대부분은 신뢰성이 있는 것으로 여겨지는 패리티 비트에 대한 임계치에 결코 부합하지 않을 것이다. 주어진 트래픽 신호의 총 비트들의 대부분을 패리티 비트들이 포함하기 때문에, 트래픽 신호에서 시스티매틱 비트들만을 사용하여 채널 추정 정확도를 크게 증가시키기 위하여 큰 수의 "신뢰성이 있는(reliable)" 심볼들을 형성하는 것은 어려울 수 있다.

이러한 문제를 해결하기 위하여 본 발명의 일 실시예에서, 수신기(200)는 터보 디코더(224)에 의해 계산되었던 시스티매틱 비트들의 개량된 LLR들에 기초하여 패리티 비트들의 LLR을 계산하는 소프트 터보 인코더(214)를 포함한다. 이러한 계산은 패리티 비트들이 시스티매틱 비트들에 기초하여 생성되었기 때문이다. 특히, 상기된 바와 같이, 터보 인코더(100) 내의 인코딩 처리가 입력 비트 b, 현재 상태 s, 출력 비트들 및 새로운 상태를 포함하는 테이블로서 제공될 수 있다. 이러한 테이블이 알려졌기 때문에, 그 값들은 터보 디코더(224)에 의해 계산된 시스티매틱 비트들의 LLR들에 기초하여 패리티 비트들의 각각에 대한 LLR을 계산하도록 소프트 터보 디코더(214)에 의해 사용될 수 있다.

따라서, 소프트 터보 인코더(214)는 다음 수학식으로 시간 k에서 패리티 비트들에 대한 LLR을 계산할 수 있다.

여기서 시간 k에서

는 패리티 비트의 LLR이고,

는 패리티 비트가 1인 확률이고,

는 패리티 비트가 0인 확률이다.

특히, 상기 방정식에서, s는 현재 상태를 나타내는 변수이다. 확률 p_k(s)는 시간 k에서 현재 상태가 실제로 s인 확률을 나타내고, 확률 p_k(s)는 하기에 더욱 상세히 기술된다. (S₁, B)는 출력 (패리티) 비트가 1(즉, 출력 비트들이 1인 인코더 테이블의 로우들)이도록 현재 상태 s와 입력 비트 b의 쌍들의 세트를 나타내고,

는 (S₁, B) 내에 있지 않은 쌍들의 세트를 나타낸다(즉, 출력 (패리티) 비트들이 0이다). 최종적으로, f_k(b)는 하기와 같이 제공된 함수이다.

여기서

는 터보 디코더(224)에 의해 제공된 시스티매틱 비트의 LLR이다.

인코딩 동안 실제로 사용된 현재 상태 s가 통상적으로 알려지지 않기 때문에, 소프트 터보 인코더(214)는 상태 s가 실제 현재 상태 값보다 특정 상태일 확률을 가지고 작동한다. p_k(s)로서 알려진 이러한 확률은 상기되었다. 시간 k+1에서 특정 상태의 확률 p_k(s)은 하기와 같이 표현된다.

여기서 g_j(s)는 입력 비트가 j이고 f_k(b)가 상기된 함수일때 현재 상태 s에 기초하여 새로운 상태를 제공하는 함수이다. 선택적인 표준화 단계는 모든 s에 따라 p_k(s)가 1과 합산되도록 수행될 수 있다.

본 발명의 대안적 실시예에서, 패리티 비트들에 대한 LLR은 터보 디코더(224)에서 개량된다. 본 실시예에서 터보 디코더(224)의 BCJR 알고리듬은 시스티매틱 및 패리티 비트들 양쪽에 대한 LLR 출력으로 변형된다. 이러한 터보 디코더 변형은 당업자에게 알려져 있고 Yinguiu Xu, Hsuan-Jung Su 및 Evaggelos Geraniotis에 의한 1999년 논문, 롤리 플랫-페이딩 채널들에 대한 반복 필터링 및 터보 디코딩을 갖는 파일럿 심볼 지원된 QAM(Pilot Symbol Assisted QAM with Iterative Filtering and Turbo Decoding over Raleigh Flat-Fading Channels), 및 M.C. Valenti 및 B.D. Woerner에 의한 2001년 논문, 플랫-페이딩 채널들에 대한 파일럿 심볼 지원된 터보 코드들의 반복 채널 추정 및 디코딩(Iterative Channel Estimation and Decoding of Pilot Symbol Assisted Turbo Codes Over Flat-Fading Channels)에 설명된다. 본 발명의 상기 실시예에서, 도 5에 도시된 소프트 터보 인코더(214)가 수신기(200)에 포함되지 않는 것이 주의되어야 한다.

도 5를 참조하여, 시스티매틱 및 패리티 비트들에 대한 LLR들은 소프트 변조기(210)에 제공될 수 있다. 소프트 변조기(210)는 심볼을 형성하는 비트들의 확률에 기초하여 특정 심볼에 대한 확률을 결정한다. 특정 심볼 내의 각각의 비트의 확률이 미리 결정된 임계치를 초과하면, 소프트 변조기는 심볼이 신뢰성이 있는 것으로 생각하고 심볼을 채널 추정기(208)에 제공하고, 여기서 상기 심볼은 채널 추정치의 계산 동안 부가적인 파일럿 심볼로서 사용한다. 예를 들어, 심볼은 두개의 비트들을 포함하고, 신뢰성 임계치는 97% 또는 그 이상이다. 97% 또는 그 이상의 신뢰성 임계치는 만약 LLR이

또는 1.5097 이상이면, 비트가 신뢰성이 있게 1로서 생각되고, 만약 LLR이

또는 -1.5097 이하이면, 비트는 신뢰성이 있게 0으로 생각되는 것을 의미한다. 따라서, 만약 제 1 비트가 0일 99%의 확률이 있다면, 제 1 비트에 대한 LLR은

또는 -1.9956이다. 유사하게, 제 2 비트가 1일 98%의 확률이 있다면, 제 2 비트에 대한 LLR은

또는 1.6902이다. 제 1 비트에 대한 LLR이 -1.5097 이하이고 제 2 비트에 대한 LLR이 1.5097이상이기 때문에, 심볼 01은 신뢰성이 있는 것으로 생각되는데, 이는 양쪽의 비트들이 신뢰성이 있는 것으로 생각되기 때문이다. 다른 한편, 제 2 비트에 대한 LLR이 1이 되는 80%의 기회만을 가졌다면, 그 LLR은

또는 0.602와 동일하고, 이것은 이 실시예에 대하여 선택된 1.5097 신뢰성 임계치 이하이다. 따라서, 이 경우, 심볼은 두개의 비트들중 하나가 충분히 신뢰성이 있지 않기 때문에 신뢰성이 있지 않다고 생각된다.

다른 실시예에서, 심볼을 포함하는 비트들의 확률들로부터 심볼 신뢰성을 결정할 수 있다. 만약 최대 확률 대 제 2 최대 확률의 비율이 임계치를 초과하면, 심볼이 신뢰성이 있는 것으로 생각될 수 있다.

상기된 처리는 터보 디코더(224)의 각각의 반복이 계속된다. 따라서, 터보 디코더(224)의 각각의 반복으로, 신뢰성이 있는 비트들의 수(및 신뢰성이 있는 심볼들의 수)가 터보 디코더(224)의 각각의 반복으로 증가할 수 있기 때문에 채널 추정의 정확도는 증가할 수 있다. 보다 정확한 채널 추정은 레이크 결합기(202)의 동작을 차례로 개선하고, 차례로 수신기(200)로부터 출력 품질을 개선하는 터보 디코더에 대하여 보다 우수한 품질 입력을 제공한다.

레이크 핑거들 각각에 대한 채널 추정치를 업데이트하기 위하여, 채널 추정기(208)는 통상적으로 이전 반복에서 계산되었던 각각의 레이크 핑거들에 대한 채널 추정치를 저장할 필요가 있다. 이전에 계산된 채널 추정치들을 저장하는 한가지 방법은 채널 추정기(208) 또는 수신기(200) 내의 어느 곳에 배치된 메모리를 가진다. 그러나, 본 발명의 다른 실시예에서, 레이크 결합기 뒤 채널 추정기를 업데이트하고 업데이트된 채널 추정치에 기초하여 레이크-결합된 트래픽 신호를 개량함으로써 부가적인 메모리에 대한 필요성없이 채널 추정 정확도를 증가시키는 것은 가능하다.

도 6을 참조하여, 본 발명의 실시예에 따른 레이크 결합기 뒤 반복 채널 추정을 사용하는 수신기가 도시되고 일반적으로 참조 번호 240에 의해 참조된다. 간략화를 위하여, 유사 참조 번호가 도 5와 관련하여 이전에 기술된 피쳐들을 설계하기 위하여 사용되었다. 수신기(200)와 관련하여 기술된 바와 같은 레이크 핑거들 각각에 대한 채널 추정 정확도를 증가시키는 대신, 수신기(240)는 복조기(204)의 레이크 결합 후에 채널 추정치를 개량하기 위하여 반복 채널 추정을 사용한다. 만약 완전한 채널 추정치들이 레이크 결합기에 이용되면, 레이크 결합기 다음 제 2 채널 추정을 요청하지 않는 것이 중요하다. 그러나, 불완전한 채널 추정들로 인해, 레이크 결합기 후에 사라지지 않는 채널상 잔류 효과가 있다.

이것을 달성하기 위하여, 수신기(240)는 소프트 변조기(210)로부터 출력된 신뢰성이 있는 심볼들에만 기초하여 레이크 결합 트래픽 신호에 대한 채널 추정치를 계산하는 제 2 채널 추정기(250)를 포함한다. 반복 채널 추정이 각각의 레이크 핑거에 대해 수행되지 않기 때문에, 채널 추정기(250)는 각각의 레이크 핑거에 대한 채널 추정치를 저장할 필요가 없다. 이러한 이유로, 통상적으로 도 5에 도시된 채널 추정기(208)보다 적은 메모리를 가지며 따라서 제조하기에 비용이 보다 적게 든다.

도 7과 관련하여 하기에 도시될 바와 같이, 수신기(240)는 메모리 양의 적당한 증가만으로 종래 수신기(130)에서 상당한 개선을 제공할 수 있다. 수신기(240)가 레이크 결합 후에 채널을 업데이트하기 때문에, 각각의 레이크 핑거에 대한 채널 추정치들은 도 4에 도시되고 심볼들(211)에 기초하여 원-샷 채널 추정만을 수행하는 채널 추정기(131)와 유사하게 작동하는 채널 추정기(252)에 의해 제공되는 것이 주의된다.

수신기(200) 및 수신기(240)의 설계시 많은 장점들이 있을 수 있다. 첫째, 수신기들(200 및 240)이 보다 정확한 채널 추정을 수행하기 때문에, 이들은 저전력으로 전송된 트래픽 신호들을 가진 종래 수신기와 동일한 프레임 에러 레이트("FER")를 제공할 수 있다.

예를 들어, 도 7은 본 발명의 실시예들에 따른 레이크 결합기뒤에 반복 채널 추정을 사용하는 수신기에 대한 시뮬레이트된 수행 데이터를 도시하는 흐름도를 도시한다. 도 7이 도시하는 바와 같이, 수신기(240)는 4% FER(0.04)에서 종래 수신기(130) 이상의 1dB 성능 개선을 가진다. 도 7은 종래 수신기(130) 및 직교 위상 시프트 키잉("QPSK") 변조 및 E_c,pilot/N_t=-20dB를 가진 1.2288 Mbps를 위한 스트로우맨(Strawman) 채널 모델 B를 사용하는 수신기(24)에 대한 FER 대 E_c.traffic/N_t를 도시한다. 스트로우맨 채널 모델 B는 공중 방송을 시뮬레이트하기 위한 산업 허용 표준 방법중 하나이다. E_c,traffic/N_t 및 E_c,pilot/N_t은 트래픽 칩 에너지 대 노이즈 및 파일럿 칩 에너지 대 노이즈의 비율들이다. 이들은 트래픽 및 파일럿 신호들의 신호 대 노이즈 비율을 측정하는 산업 허용 방법이다. 당업자는 트래픽 칩 에너지 대 노이즈 비율을 신호 전력 대 노이즈 비율로 쉽게 전환할 수 있다. 유사하게, 도 7에 도시되지 않았지만, 수신기(200)는 종래 수신기(130)와 동일한 FER을 유지하면서 2.0dB 이상의 성능을 증가시킬 수 있다.

도 7에 도시된 수신기(200) 및 수신기(240)의 성능 증가는 그들과 작동하는 전송기들에 직접적으로 적용될 수 있다. 예를 들어, 종래 수신기(130)에 비해 1dB 성능 증가를 가진 수신기는 비록 전송기의 트래픽 신호 세기가 1dB 만큼 감소되더라도 일정한 FER을 유지할 수 있을 것이다. 이것은 트래픽 신호 전력을 감소시키기 위하여 통신하는 전송기들쪽으로 수신기가 지향하게 할 수 있다. 특히, 도 7에 도시된 조건들하에서 동작하는 셀 전화 기지국의 경우, 기지국은 종래 수신기와 함께 동작하는 이동 장치와 비교하여 호출 선명도 손실없이 20.57%까지 트래픽 신호 전력을 감소시키기 위하여 통신하는 이동 장치들쪽으로 지향할 수 있다. 각각의 트래픽 신호의 트래픽 신호 전력을 감소시키는 것은 MAI를 감소시킬 수 있고, 상기된 바와 같이 동일한 주파수에서 기지국과 이동 장치들이 보다 잘 통신하게 한다.

수신기들(200 및 240)의 다른 장점은 종래 수신기들보다 파일럿 신호에 보다 적게 의존하는 것이다. 이러한 이유로, 수신기들(200 및 240)은 비록 파일럿 신호가 보다 적은 전력으로 전송되지만 종래 수신기와 동일한 FER을 제공할 수 있다. 파일럿 신호의 저전력으로 인한 에러 또는 갭이 허용 가능한 레벨을 지나 종래 수신기의 FER을 증가시킬 수 있지만, 수신기들(200 및 240)은 파일럿 신호없이 정확한 채널 추정을 유지하기 위하여 트래픽 신호의 신뢰성이 있는 심볼들을 사용할 수 있다. 특히, 셀 전화 기지국의 경우, 기지국은 호출 선명도를 손상하지 않고 파일럿 신호 전력을 감소시키기 위하여 이동 장치들과 직접 통신할 수 있다. 상기된 바와 같이, 각각의 파일럿 신호의 파일럿 신호 전력을 감소시키는 것은 MAI를 감소시킬 수 있어서, 동일한 주파수에서 기지국과 이동 전화 장치들이 통신될 수 있게 한다.

상기된 기지국들은 로컬 기능들을 실행하기 위하여 실행 가능한 명령들의 순서 리스트화(ordered listing)를 포함할 수 있다. 순서 리스트화는 명령들을 검색하고 그것을 실행할 수 있는 컴퓨터 기반 시스템에 의해 또는 시스템과 관련하여 임의의 컴퓨터 판독 가능 매체에서 구현될 수 있다. 이 애플리케이션의 본문에서, 컴퓨터 판독 가능 매체는 명령들을 포함, 저장, 통신, 진행, 전송 또는 운반하는 임의의 수단일 수 있다. 컴퓨터 판독 가능 매체는 전자, 자기, 광학, 전자기, 또는 적외선 시스템, 장치, 또는 소자일 수 있다. 도시되었지만, 제한적이지 않은 컴퓨터 판독 가능 매체들의 리스트는 하나 이상의 배선들을 가진 전기 접속(전자)부, 휴대용 컴퓨터 디스켓(자기), 랜덤 액세스 메모리(RAM)(자기), 판독 전용 메모리(ROM)(자기), 소거가능 프로그램가능 판독 전용 메모리(EPROM 또는 플래시 메모리)(자기), 광섬유(광학) 및 휴대용 컴팩트 디스크 판독 전용 메모리(CDROM)(광학)을 포함할 수 있다. 심지어 명령들이 프린트된 페이퍼 또는 다른 적당한 매체를 사용하는 것도 가능하다. 예를 들어, 명령들은 만약 필요하다면, 페이퍼 또는 다른 매체의 광학 스캐닝을 통해 전자적으로 캡쳐되거나, 컴파일되거나, 해석되거나 또는 적당한 방식으로 처리되고, 컴퓨터 메모리에 저장된다.

본 발명이 다양한 변형들 및 다른 형태들에 영향을 받을 수 있지만, 특정 실시예들은 도면들을 참조하여 도시되고 상세히 기술되었다. 그러나, 본 발명이 개시된 특정 형태들로 제한되지 않는 것은 이해되어야 한다. 오히려, 본 발명은 다음 첨부된 청구항들에 의해 정의된 바와 같이 본 발명의 사상 및 범위 내에 속하는 모든 변형들, 등가물들 및 대체물들을 커버한다.

본 발명은 보다 낮은 파일럿 신호 전력 또는 보다 낮은 사용자의 데이터 신호 전력에서의 채널 추정 품질 개선 방법을 제공하여 호출 선명도가 유지되고 불완전한 채널 추정을 보상하기 위하여 사용되는 총 신호 전력(데이터 신호 전력 플러스 파일럿 신호 전력)이 낮아질 수 있는 효과를 가진다.

Claims (18)

1. 수신기에 있어서:

   레이크 결합기(RAKE combiner)를 갖고, 파일럿 부분 및 비-파일럿 부분을 가진 전송된 신호를 수신하도록 구성된 장치;

   상기 전송된 신호의 적어도 일부에 대한 신뢰성 값을 계산하도록 구성된 소프트 터보 인코더로서, 상기 계산된 신뢰성 값은 상기 전송된 신호의 패리티 비트에 대한 것이고 상기 전송된 신호의 복수의 시스티매틱 비트들(systematic bits)에 대한 신뢰성 값에 기초하여 계산되는, 상기 소프트 터보 인코더; 및

   상기 비-파일럿 부분에 기초하여 채널 추정치를 계산하고, 상기 채널 추정치를 상기 장치에 전송하도록 구성된 채널 추정기를 포함하는, 수신기.
2. 제 1 항에 있어서, 상기 장치는:

   상기 소프트 터보 인코더로부터 상기 신뢰성 값을 수신하고, 상기 신뢰성 값에 기초하여 상기 전송된 신호의 일부가 신뢰할 수 있는지를 결정하고, 상기 전송된 신호의 신뢰할 수 있는 부분을 상기 채널 추정기에 전송하도록 구성된 소프트 변조기를 포함하는, 수신기.
3. 삭제
4. 삭제
5. 제 2 항에 있어서,

   상기 소프트 변조기는 심볼 내의 각 비트에 대한 LLR이 미리 결정된 임계치를 초과하는지 결정하여 상기 전송된 신호의 심볼이 신뢰할 수 있는지 결정하도록 구성된, 수신기.
6. 제 1 항에 있어서, 상기 장치는:

   상기 전송된 신호의 복수의 시스티매틱 및 패리티 비트들에 대한 신뢰성 값을 계산하도록 구성된 터보 디코더; 및

   상기 터보 디코더로부터 상기 신뢰성 값을 수신하고, 상기 신뢰성 값에 기초하여 상기 전송된 신호의 일부가 신뢰할 수 있는지를 결정하고, 상기 전송된 신호의 신뢰할 수 있는 부분을 상기 채널 추정기에 전송하도록 구성된 소프트 변조기를 포함하는, 수신기.
7. 제 6 항에 있어서,

   상기 터보 디코더는 상기 전송된 신호의 복수의 시스티매틱 및 패리티 비트들에 대한 LLR을 계산하도록 구성된, 수신기.
8. 제 7 항에 있어서,

   상기 소프트 변조기는 심볼을 포함하는 시스티매틱 및 패리티 비트들에 대한 LLR이 미리 결정된 임계치를 초과하는지 결정하여 상기 심볼이 신뢰할 수 있는지 결정하도록 구성된, 수신기.
9. 제 1 항에 있어서,

   상기 채널 추정기는 레이크 결합기의 레이크 핑거(RAKE finger)에 채널 추정치를 전송하도록 구성된, 수신기.
10. 제 1 항에 있어서,

    상기 장치는 레이크 결합된 신호를 수신하도록 구성된 복조기를 포함하고, 상기 채널 추정기는 상기 레이크 결합된 신호의 비-파일럿 부분에 기초하여 상기 채널 추정치를 계산하고 상기 채널 추정치를 상기 복조기에 전송하도록 구성된, 수신기.
11. 제 10 항에 있어서,

    상기 복조기는 상기 채널 추정기로부터 수신된 채널 추정치에 기초하여 레이크 결합된 신호를 복조하도록 구성된, 수신기.
12. 제 10 항에 있어서,

    소프트 변조기가 상기 전송된 신호의 시스티매틱 비트에 대한 신뢰성 값에 기초하여 상기 전송된 신호의 패리티 비트에 대한 신뢰성 값을 계산하도록 구성된, 수신기.
13. 신호 수신 방법에 있어서:

    파일럿 부분 및 비-파일럿 부분을 가진 전송된 신호를 수신하는 단계;

    터보 디코더로 상기 비-파일럿 부분의 시스티매틱 비트에 대한 LLR을 계산하고, 소프트 터보 인코더로 상기 비-파일럿 부분의 패리티 비트에 대한 LLR을 계산하여, 상기 비-파일럿 부분에 대한 신뢰성 값을 계산하는 단계;

    상기 신뢰성 값에 적어도 부분적으로 기초하여 채널 추정치를 생성하는 단계; 및

    레이크 결합기를 가진 장치에 상기 채널 추정치를 전송하는 단계를 포함하는, 신호 수신 방법.
14. 제 13 항에 있어서, 상기 신뢰성 값 계산 단계는 터보 디코더로 상기 비-파일럿 부분의 시스티매틱 및 패리티 비트들 모두에 대한 LLR을 계산하는 단계를 포함하는, 신호 수신 방법.
15. 제 13 항에 있어서, 상기 채널 추정치를 생성하는 단계는 상기 신뢰성 값에 배타적으로(exclusively) 기초하여 상기 채널 추정치를 생성하는 단계를 포함하고, 상기 신뢰성 값은 상기 비-파일럿 부분에 배타적으로 기초하여 계산되는, 신호 수신 방법.
16. 제 13 항에 있어서,

    장치에 상기 채널 추정치를 전송하는 단계는 상기 레이크 결합기의 복수의 레이크 핑거들 중 하나에 대한 채널 추정치를 전송하는 단계를 포함하는, 신호 수신 방법.
17. 제 13 항에 있어서,

    장치에 상기 채널 추정치를 전송하는 단계는 상기 채널 추정치를 복조기에 전송하는 단계를 포함하는, 신호 수신 방법.
18. 제 13 항에 있어서,

    

    에 따라 상기 비-파일럿 부분을 처리하는 단계를 포함하고,

    여기서,

    

    는 시간 k에서 패리티 비트의 LLR이고,

    

    는 패리티 비트가 1인 확률이고,

    

    는 패리티 비트가 0인 확률이고,

    s는 현재 상태를 나타내는 변수이고,

    p_k(s)는 시간 k에서 현재 상태가 s인 확률을 나타내고,

    (S₁, B)는 출력 (패리티) 비트가 1(즉, 출력 비트들이 1인 인코더 테이블의 로우들)이도록 현재 상태 s와 입력 비트 b의 쌍들의 세트를 나타내고,

    

    는 (S₁, B) 내에 있지 않은 쌍들의 세트를 나타내고,

    f_k(b)는

    

    와 같이 제공되는 함수이고, 여기서

    

    는 터보 디코더에 의해 제공되는 시스티매틱 비트의 LLR인, 신호 수신 방법.

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