JP2006101508A - 信号の非パイロット部分を使用してチャネル推定値を生成するための方法および装置 - Google Patents

Abstract

【課題】非パイロット信号を使用してチャネル推定値を生成するための装置および方法を提供すること。
【解決手段】より具体的には、パイロット部分と非パイロット部分とを有する送信信号を受信するように構成されたデバイスと、送信信号の非パイロット部分に基づいてチャネル推定値を計算し、チャネル推定値をデバイスに送るように構成されたチャネル推定器とを備える受信器が提供される。この改良を実施するための方法もまた提供される。
【選択図】図５

Description

本発明は、一般に遠隔通信に関し、より詳細には、ワイヤレス遠隔通信システムに関する。

このセクションは、下記で述べられ特許請求されている本発明の様々な態様に関係する可能性がある技術の様々な態様を読者に紹介することが意図されている。この考察は、本発明の様々な態様をよりよく理解することを容易にするために、読者に背景情報を提供する上で役立つものと考えられる。したがって、これらの記載は、この考えで読むべきであり、従来技術の許容として読むべきでないことを理解されたい。

公共使用のための最初の移動電話システムは１９４６年に開発され、１９６５年に改良されたが、現代のワイヤレス技術は、米国アナログ・セルラ標準であるＡＭＰＳ（Ａｄｖａｎｃｅｄ Ｍｏｂｉｌｅ Ｐｈｏｎｅ Ｓｅｒｖｉｃｅ）として１９７０年に導入された。この初期の開発にもかかわらず、最初の商用セルラ・システムは、１９８３年にシカゴで稼働を開始し、したがって、史上最も成長の速い消費者技術を生み出した。実際、１９９０年代の中頃までに多数の人がセルラ・サービスに加入し、その結果、セルラ通信事業者のクリティカルな問題は、容量の問題となった。

したがって、セルラ・プロバイダは、より多くの容量を導出するための方法を開発しなければならなかった。容量を増大するための最も極端な、コストのかかる方法は、セル・サイズを削減し、追加の基地局を導入することを必要とした。しかし、多数の大都市圏では、基地局やアンテナを建てるために許可を得ることがますます困難かつコストのかかるものとなった。したがって、セルラ・プロバイダは、より多くの基地局を必要とすることなしにシステム容量を増大するための解決策を望んだ。１つの提案された解決策は、デジタル技術の使用を必要とした。

最初の全デジタル・システムであるＰＣＳ（Ｐｅｒｓｏｎａｌ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ Ｓｅｒｖｉｃｅｓ）は、１９９０年代の中頃に米国で導入された。ＰＣＳは第２世代ワイヤレス・サービスと呼ばれ、第１世代移動電話サービスは、上述のアナログ・サービスである。周波数分割多元接続（ＦＤＭＡ）、時分割多元接続（ＴＤＭＡ）、符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）、ＧＳＭ（Ｇｌｏｂａｌ Ｓｙｓｔｅｍ ｆｏｒ Ｍｏｂｉｌｅ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ）を含めて、様々なデジタル・ワイヤレス技術が開発された。デジタル・ワイヤレス通信の登場によりワイヤレス・ネットワークの容量が非常に増大したため、セルラ・プロバイダは、切望している加入者に販売するために、より多くの容量を得た。

上述のように、様々なデジタル技術がある。ＦＤＭＡでは、あらゆる電話呼が一意の周波数に割り当てられる。この技術は少数のユーザで十分機能するが、ユーザの数が増すにつれて、単純に各ユーザについて十分な周波数がなくなった。この限界を克服する１つの方法は、ＴＤＭＡとして知られる技術であった。ＴＤＭＡでは、１つの周波数が、さらにいくつかのタイム・スロットに分割される。次いで、個々の電話呼が各タイム・スロットに割り当てられる。このようにして、ＴＤＭＡは、複数のユーザが１つの周波数を共用することを可能にし、したがって、１回あたりユーザの数を増大させる。残念ながら、ＴＤＭＡは、ますます増える需要を満たすために十分なタイム・スロットを提供することができない。

ＣＤＭＡは、この問題に対処する１つの技法である。ＣＤＭＡシステムでは、電話呼は、もはや周波数またはタイム・スロットによって分割されない。逆に、電話呼はすべて、同時に同じ周波数で送信される。この方法は支離滅裂なものに思われるかもしれないが、個々の各電話または移動デバイスは、その呼に割り当てられた一意の符号によってその呼を認識することができる。この一意の符号により、多数のユーザが単一の周波数を共用することが可能になり、一方、ＦＤＭＡまたはＴＤＭＡより高度なプライバシーおよびセキュリティが可能になる。

上述のように、ＣＤＭＡシステムは、多数のユーザが単一の周波数を共用することを可能にする。このタイプの周波数共用の、１つの潜在的な問題は、多元接続干渉である。多元接続干渉（ＭＡＩ）は、特定の信号（たとえば、ユーザＡの電話呼）が、同じ周波数を共用する他の信号によって歪まされることである。一般に、他の信号は、同じ周波数を共用する他の電話呼である。ＭＡＩは、一般に、送信信号を歪ませる、またはマスクする可能性があるノイズとして現れる。このノイズは、呼の明瞭性に悪影響を及ぼし、単一の周波数を共用することができる個々の電話呼の数を制限する可能性がある。

より低電力の信号はＭＡＩをあまり発生しないため、このＭＡＩを低減する（したがって、ノイズを低減する）ための１つの技法は、信号電力を低減することである。残念ながら、信号電力を低減することは、一般に困難である。というのは、伝送品質が信号電力に関係しており、他の要素すべてが等しいとすると、より高電力で送信された信号は、より低電力で送信された信号より少ない誤りで受信器に到達することになるからである。より重要なことには、非常に少ない電力で送信された信号は、その周波数上のノイズによって覆い隠される可能性がある。ユーザＡの電話呼の一部を容易にノイズと区別することができない場合、その電話呼内に誤りがある可能性がある。電話呼内のこれらの誤りは、一般にフレーム誤り率（ＦＥＲ）で測定される。ＦＥＲは、送信された総データに対する、誤りを有して送信された（フレームの数で表して測定され、１つのフレームは予め指定された数のビットからなる）データの比である。ＦＥＲが高いと、電話呼ギャップまたは呼ドロップなど呼の明瞭性の問題が生じる可能性がある。移動電話ユーザは、一般に呼の明瞭性について関心があるため、移動電話サービスのプロバイダは、呼の明瞭性を代償として信号電力を低減することを躊躇する。

そうは言っても、移動電話プロバイダは、依然として、呼の明瞭性を犠牲にすることなしに信号電力を低減するための技法に非常に関心がある。というのは、より低電力の信号では、ＭＡＩが少なくなり、より多くの移動電話が単一の周波数を共用することが可能になるからである。呼の明瞭性を犠牲にすることなしに他の信号の電力を低減する１つの方法は、信号符号化／復号を介するものである。信号符号化は、信号をより送信に適したものにするために、信号の特性を変えることである。たとえば、送信器内の信号符号器は、信号に誤り訂正ビットを追加することができる。次いで、これらの誤り訂正ビットは、送信中に符号化信号内で発達している可能性のある誤りを訂正するために、受信器内の信号復号器によって使用される。送信中に発達している可能性のある誤りを受信器で訂正することを可能にすることにより、信号符号器／復号器は、ＦＥＲを増加することなしに、より低電力で、信号を送信器で送信することを可能にする。換言すれば、信号符号化／復号は、より低電力で送信することの作用をオフセットすることができる。したがって、信号符号化／復号方式がより良好であるほど、信号を送信するために一般に必要とされる電力が少なくなる。

ターボ符号化として知られる１つの符号化／復号技法は、以前に使用された多数の符号より大きな誤り訂正能力を有する。実際、１９９３年のターボ符号化の導入は、長年の間でデジタル通信における最も刺激的かつ重要な開発の１つとして考えられた。ターボ符号化を使用することにより、誤りのない送信のための最低論理ＳＮＲを与えるシャノン限界によって示される信号対雑音比（ＳＮＲ）０．７ｄＢ内でデータを送信することができる。この高レベルの誤り訂正は、ＦＥＲを増加することなしに、より低電力で、信号を送信器で送信することを可能にする。そのため、ターボ符号化は、（第３世代、または「３Ｇ」携帯電話として知られる）次世代の携帯電話で採用するための第１候補である。

チャネルは、許容可能なＦＥＲを維持するために必要とされる信号電力を増大することができるもう１つの要素である。チャネルは、天候、地球の磁界、地形変化、構造物、車両など、信号に対する環境要素の正味の作用を含む。数学上では、チャネルは、高周波搬送波を除去した後で、受信される送信信号のコピーだけがある、周波数を選択可能でないチャネルについて、複素数に、元の信号とノイズを加えたものを乗じたものとして表すことができる。信号を音声または他の有用なデータに変換して戻すために、受信器は、チャネルを推定することによって、これらの環境作用を補償しようと試みることができる。受信器がチャネルを完璧に推定することができるならば、（ノイズやマルチパス妨害のような他の妨害がないものと仮定すると）受信器は、受信信号を送信信号の正確なコピーに変換して戻すことができるはずである。残念ながら、チャネルを完璧に推定することは事実上不可能である。したがって、受信器は、一般的に、正味の環境作用すべてを補償することができず、受信器部で何らかの追加の歪みが導入される。一般に、チャネルを推定するためにパイロット信号が使用され、パイロット信号は、受信器を使用しチャネルの推定値を計算することができる既知のシンボルを含む。パイロット信号は、一般に、ユーザのデータ信号と同じ周波数を占有し、したがって、同じ形でＭＡＩの一因となる。

Ｙｉｎｇｊｉｕ Ｘｕ、Ｈｓｕａｎ−Ｊｕｎｇ Ｓｕ、Ｅｖａｇｇｅｌｏｓ Ｇｅｒａｎｉｏｔｉｓによる１９９９年の論文「Ｐｉｌｏｔ Ｓｙｍｂｏｌ Ａｓｓｉｓｔｅｄ ＱＡＭ ｗｉｔｈ Ｉｔｅｒａｔｉｖｅ Ｆｉｌｔｅｒｉｎｇ ａｎｄ Ｔｕｒｂｏ Ｄｅｃｏｄｉｎｇ ｏｖｅｒ Ｒａｌｅｉｇｈ Ｆｌａｔ−Ｆａｄｉｎｇ Ｃｈａｎｎｅｌｓ」 Ｍ．Ｃ．Ｖａｌｅｎｔｉ、Ｂ．Ｄ．Ｗｏｅｍｅｒによる２００１年の論文「Ｉｔｅｒａｔｉｖｅ Ｃｈａｎｎｅｌ Ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ ａｎｄ Ｄｅｃｏｄｉｎｇ ｏｆ Ｐｉｌｏｔ Ｓｙｍｂｏｌ Ａｓｓｉｓｔｅｄ Ｔｕｒｂｏ Ｃｏｄｅｓ Ｏｖｅｒ Ｆｌａｔ−Ｆａｄｉｎｇ Ｃｈａｎｎｅｌｓ」

ＭＡＩによって導入されたノイズの場合と同様に、不完全なチャネル推定によって生成された歪みを補償するための、１つの典型的な方法は、信号および／またはパイロット電力を増大することである。しかし、上述のように、信号および／またはパイロット電力を増大することは、呼の明瞭性に影響を及ぼし、同じ周波数を共用することができる電話呼の数を減少させるＭＡＩを増大させるため好ましくない。したがって、チャネル推定の品質を、より低いパイロット信号電力またはより低いユーザのデータ信号電力で改善するための技法が望ましい。というのは、呼の明瞭性を維持することができ、不完全なチャネル推定を補償するために使用される総信号電力（データ信号電力とパイロット信号電力を加えたもの）を引き下げることができるからである。

本発明の利点は、以下の詳細な説明を読めば、また図面を参照すれば自明となる可能性がある。

本発明の１つまたは複数の特定の実施形態について、下記で述べる。これらの実施形態について簡潔に説明するために、実際の実施物の特徴すべてについて本明細書で述べるものではない。任意のそのような実際の実施物の開発時には、任意の工学または設計プロジェクトの場合と同様に、システム関連の、またビジネス関連の制約の遵守など、ある実施物と別の実施物とで変わる可能性がある開発者の特定の目標を達成するために、多数の実施物特有の判断を行うべきであることを理解されたい。さらに、そのような開発努力は、複雑かつ時間のかかるものとなる可能性があるが、本開示の利益を有する当業者にとって、設計、作製、製造の型どおりの仕事となるはずであることを理解されたい。

図１は、例示的なセルラ・システムを示す。システム１０は、１つまたは複数の基地局１２Ａ〜Ｂを含む。一般に、基地局１２Ａ〜Ｂは、アンテナ・タワー１４Ａ〜Ｂ、ならびにアンテナ１４Ａ〜Ｂに結合されたセルラ通信機器１５Ａ〜Ｂを指す。基地局１２Ａ〜Ｂは、典型的には静止基地局であるが、いくつかの実施形態では、たとえば緊急の状況で使用されるトラック載置型可搬基地局とすることができる。通信機器１５Ａ〜Ｂは、典型的には、集積回路（ＩＣ）１６Ａ〜Ｂを含む。ＩＣ１６Ａ〜Ｂは、通信および電力制御を容易にするためにコードを実行する特定用途向け集積回路（ＡＳＩＣ）またはＦＰＧＡ（Ｆｉｅｌｄ Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ Ｇａｔｅ Ａｒｒａｙ）を含むことができる。ＩＣ１６Ａ〜Ｂは、典型的には、信号を送受信するために基地局１２Ａ〜Ｂによって使用される送信器、受信器、またはトランシーバを含むことになる。各ＩＣ１６Ａ〜Ｂは、さらに記憶媒体１７Ａ〜Ｂに結合することができる。このようにして、ＩＣ１６Ａ〜Ｂは、記憶媒体１７Ａ〜Ｂに記憶された命令またはコードを実行することができる。記憶媒体１７Ａ〜Ｂには、ハード・ディスク、ランダム・アクセス・メモリ（ＲＡＭ）、読取り専用メモリ（ＲＯＭ）、電気的プログラム可能な読取り専用メモリ（ＥＰＲＯＭ）が含まれる可能性がある。記憶媒体１７Ａ〜Ｂに記憶されたコードは、新しいソフトウェアをインストールすること、または既存のメモリをリフラッシュすることによって、部分的に、または完全にアップグレードすることができる。ＩＣ１６Ａ〜Ｂおよび記憶媒体１７Ａ〜Ｂは、同じコンピュータ・チップ上に、または同じ回路板上に位置することができることに留意することが重要である。この場合には、コードをアップグレードすることは、コンピュータ・チップを別のコンピュータ・チップで置き換えること、または回路板を別の回路板で置き換えることという形態をとることができる。

移動デバイス１８Ａ〜Ｄは、基地局１２Ａ〜Ｂと通信し、たとえば家屋または移動する車両（たとえば、デバイス１８Ｂおよび１８Ｄ）内に位置するセルラ電話とすることができ、あるいは、移動デバイスは、コンピュータ内で一体化されたセルラ回路（たとえば、デバイス１８Ｃ）とすることができる。各移動デバイス１８Ａ〜Ｄと各基地局１２Ａ〜Ｂとの間の通信は、２つの部分、すなわち順方向リンク１９Ａ〜Ｅおよび逆方向リンク２０Ａ〜Ｅを含む。図１に示されているように、順方向リンク１９Ａ〜Ｅは、基地局１２Ａ〜Ｂからデバイス１８Ａ〜Ｄに行く通信を指す。同様に、逆方向リンク２０Ａ〜Ｅは、移動デバイス１８Ａ〜Ｄから基地局１２Ａ〜Ｂに行く通信を指す。

例示を容易にするために、順方向リンク１９Ａ〜Ｅおよび逆方向リンク２０Ａ〜Ｅのそれぞれについて単一の信号経路だけが示されている。しかし、現実には、アンテナ３２とワイヤレス電話１８_ａの間に複数の信号経路が存在することができる。したがって、信号経路１９Ａ〜Ｅおよび２０Ａ〜Ｅを示す単一の線は、基地局１２Ａ〜Ｂとワイヤレス・デバイス１８Ａ〜Ｄの間の信号経路すべてを表すことを理解されたい。周波数選択フェージングとも呼ばれるこのマルチパス現象は、送信信号が、送信器から放射されたとき建物など物理的な特徴または構造物によって反射される可能性があるため発生する。この反射により、基地局１２Ａ〜Ｂとワイヤレス・デバイス１８Ａ〜Ｄの間で複数の信号経路上を移動する信号の複数のコピーが生み出される可能性がある。信号のこれらの複数のコピーはまた、ＣＤＭＡ環境内で互いに干渉し、したがってノイズを増やす可能性がある。

基地局１２Ａ〜Ｂは、移動交換センタ（ＭＳＣ）２１と通信することができる。いくつかの実施形態では、基地局１２Ａ〜ＢとＭＳＣ２１の間の実際の接続は、Ｔ−１ラインまたはマイクロ波接続とすることができる。ＭＳＣ２１は、典型的には、公衆交換電話網（ＰＳＴＮ）２２に結合される。このようにして、デバイス１８Ａ〜Ｄは、基地局１２Ａ〜Ｂ、ＭＳＣ２１、ＰＳＴＮ２２の組合せを介して、従来の陸線電話に対する接続と通信することができる。

図２は、移動デバイス１８Ａ〜Ｄのトランシーバの例示的なブロック図を表す。様々な入力デバイスをプロセッサ２６に結合することができる。これらには、それだけには限らないが、カメラ２３、マイクロフォン２４、キーパッド２５が含まれる。プロセッサ２６は、さらに電力コントローラ２８、電力増幅器３０、記憶媒体３１、バッテリ３２に結合する。電力増幅器３０は、アンテナ３４に結合し、電力コントローラ２８に結合して戻る。マイクロフォン２４は、可聴音声信号を電圧変動に変換する。アナログ−デジタル変換器（図示せず）を含むことができるプロセッサ２６は、受信された電圧変動を、さらに処理するためにデジタル信号に変換することができる。そのような処理は、特定のワイヤレス技術（たとえば、ＣＤＭＡ）に従って、送信のためにデジタル信号を符号化することを含むことができる。プロセッサ２６はまた、カメラ２３またはキーパッド２５から受信されたデジタル信号を符号化することができる。

電力増幅器３０は、アンテナ３４を介した後続の送信のためにプロセッサ２６からの信号を増幅する。プロセッサ２６内に含むことができる電力コントローラ２８は、電力増幅器３０に結合し、電力増幅器３０の電力レベルを絞ることによって、アンテナ３４から出る信号の電力を制御する。このようにして電力レベルを制御すると、バッテリ３２の寿命を延ばすことができる。記憶媒体３１は、プロセッサ２６に結合され、カメラ２３、マイクロフォン２４、またはキーパッド２５から受信されたデータ、ならびにプロセッサ２６のためのコマンド命令を記憶するように構成される。

上述のように、プロセッサ２６は、記憶媒体３１に記憶された命令またはコードを実行することができる。記憶媒体３１には、ハード・ディスク、ランダム・アクセス・メモリ（ＲＡＭ）、読取り専用メモリ（ＲＯＭ）、電気的プログラム可能な読取り専用メモリ（ＥＰＲＯＭ）が含まれる可能性がある。記憶媒体３１に記憶されたコードは、新しいソフトウェアをインストールすること、または既存のメモリをリフラッシュすることによって、部分的に、または完全にアップグレードすることができる。プロセッサ２６および記憶媒体３１は、同じコンピュータ・チップ上に、または同じ回路板上に位置することができることに留意することが重要である。この場合には、コードをアップグレードすることは、コンピュータ・チップを別のコンピュータ・チップで置き換えること、または回路板を別の回路板で置き換えることという形態をとることができる。

図３に転じると、本発明の諸実施形態によるターボ符号器のブロック図が示されており、参照符号１００によって全体的に参照されている。ターボ符号器１００は、ＩＣ１６Ａ〜Ｂ内で、またはプロセッサ２６内で、送信されるデジタル信号を符号化するために使用することができる。ターボ符号は１９９３年に最初に導入されており、したがって、ターボ符号器１００の動作原理は、当技術分野で周知である。しかし、簡単に述べると、ターボ符号器１００は、ターボ・インターリーバ１０４によって分離された２つの符号器１０２および１０６を含むことができ、ターボ・インターリーバ１０４は、ターボ符号化プロセスの一部として信号内のビットを再配置する。

符号器１０２および１０６は、典型的には、再帰的組織畳込み（ＲＳＣ）符号を使用し、信号を符号化する。この符号化を表す１つの方法は、（１）情報ビットであり、組織ビット（ｓｙｓｔｅｍａｔｉｃ ｂｉｔ）とも呼ばれる入力ビットと、（２）ターボ符号器１００内の内部変数である現在状態と、（３）符号化済みビットであり、組織ビットと、パリティ・ビットとして知られる１つまたは複数の誤り訂正ビットとを加えたものからなる出力ビットと、（４）組織ビットが符号化された後でターボ符号器１００内の内部変数の値となる新状態（すなわち、符号化される次の組織ビットのための現在状態）とを含むテーブルとしてである。符号化プロセスは、本質的に、特定の入力ビットと現在状態とに対応するこのテーブルの行を選択し、次いで、その行について出力（符号化済み）ビットを選ぶことによって表すことができる。本発明の一実施形態では、出力ビットは、１つの組織ビットと２つのパリティ・ビットを含む。

ターボ符号器１００はまた、符号化率（ｃｏｄｅ ｒａｔｅ）を符号器１０２および１０６によって生成された符号化率より上に高めるためのパンクチャラ（ｐｕｎｃｔｕｒｅｒ）１０８を含むことができる。符号化率は、総送信ビット（組織ビットと、パリティ・ビットとして知られる誤り訂正ビットとを加えたもの）に対する、組織ビットと呼ばれる情報ビットの比である。典型的には、符号器１０２および１０６の符号化率は、１／５または１つの組織ビットごとに４つのパリティ・ビットである。パンクチャラ１０８は、ターボ符号器１００で、信号内の誤り訂正ビットの数を削減し、それにより符号化率を高めることを可能にする。符号化率を高めることは、誤り訂正ビットが少なくなるため復号の品質を低下させる可能性があるが、組織ビットの伝送速度を高めることになり、したがって所与の時間全体にわたって送信される情報の量を増大させることができる。

ターボ符号器１００はまた、チャネル・インターリーバ１１０を含むことができる。チャネル・インターリーバ１１０は、信号内のビットを再配置し、信号経路２０_ａに沿った単一の妨害によりデータを喪失する可能性を低減する。信号内のデータが受信器部でデインターリーブされた（すなわち、元の順序に戻された）とき、単一の妨害の作用は、その妨害点で集められるのではなく、信号全体にわたってランダムに拡散されることになる。これは、妨害の影響を減少させる。

デジタル信号がターボ符号器１００によって符号化された後で、トラフィック信号とも呼ばれる符号化済み信号は、典型的には、送信のために符号化済み信号をアナログ信号に変換する変調器に進むことになる。変調器は、位相偏移変調（ＰＳＫ）、周波数偏移変調（ＦＳＫ）、直交振幅変調（ＱＡＭ）などを含めて、様々な変調技法を使用することができる。典型的なＣＤＭＡシステムは、位相偏移変調を使用する変調器を使用することになる。位相偏移変調では、符号化済みデジタル・ビットが、一定の振幅と、符号化されたデジタル信号に基づいて変わる位相とを有するアナログ信号に変換される。たとえば、４位相偏移（ＱＰＳＫ）変調として知られる位相偏移変調の１つの形態では、４つの異なる、可能な位相状態がある。この４つの異なる位相状態は、４つの異なる２値組合せ、すなわち００、０１、１０、１１に対応する。そのため、符号化済みデジタル・ビットは、ＱＰＳＫ変調で２ビットずつ送信される。したがって、符号化済みデジタル信号の最初の２つのビットが０１である場合、変調器は、この符号化済み信号を、０１を表すように指定された位相を有するアナログ信号に変換することになる。このアナログ信号が受信器に到達したとき、受信器は、位相状態を認識し、アナログ信号に変換を０１に変換して戻すことになる。ＱＡＭでは、ビットのグループに対応して、振幅と位相が共に変更される。

変調の１つの重要な態様は、シンボルの概念である。シンボルは、「ビットのパッケージ」である。そのサイズは、信号の位相が特定の変調方式においてとることができる可能な状態の数によって決定される。たとえば、上述のＱＰＳＫでは、各位相状態は、２つのビット（たとえば、０１）に対して相関関係がある。したがってＱＰＳＫでは、シンボル・サイズが２ビットである。８位相偏移変調（８ＰＳＫ）として知られる変調の別の形態では、信号の位相が、８つの可能な状態をとることができる。２進符号では、８つの可能な状態が３つのビットに変換される。したがって、８ＰＳＫの場合、シンボルは３ビット長（たとえば、１０１）である。シンボルは、特定のシンボル内のビットそれぞれの信頼性がリンクされるため重要な構造である。シンボルの送信中の誤りは、そのシンボル内のあらゆるビットの信頼性を低下させる可能性があり、逆もまた同様である。

次に図４に転じると、ターボ符号器を使用する従来の受信器が示されており、参照符号１３０によって全体的に参照されている。高周波搬送波を除去した後で、トラフィック信号を受信する際の最初の工程の１つは、ＲＡＫＥ合成である。上述のように、送信信号は、受信器部において複数のコピーで受信される可能性がある。そのため、従来の受信器１３０は、直接信号と間接信号を一緒に合成することによって、より良好な信号を生成することができる。これは、ＲＡＫＥコンバイナ１３２の機能である。この合成を実行するために、ＲＡＫＥコンバイナ１３２は、受信信号を構成する送信信号の複数のコピーから送信信号の１コピーを抽出しようとそれぞれが試みるいくつかのＲＡＫＥフィンガを含む。次いで、ＲＡＫＥコンバイナ１３２は、チャネル推定器１３１によって提供された各ＲＡＫＥフィンガについてのチャネル推定に基づいて、複数のコピーのそれぞれについて相対重みを比較することができる。次いで、ＲＡＫＥコンバイナ１３２は、各ＲＡＫＥフィンガの出力部で、信号の加重和を組み合わせ、１つにされた送信信号の複製を形成する。この１つにされた複製は、一連の離散時間信号の形態とすることができる。

ただし、これらの動作を正確に実行するために、ＲＡＫＥコンバイナ１３２は、送信信号の複数のコピーそれぞれについてチャネルの推定値を使用する。上述のように、チャネルは、天候、地球の磁界、地形変化、構造物、車両など、トラフィック信号に対する環境要素の正味の作用である。さらに、チャネルは、送信信号のコピーごとに異なる可能性がある。その複雑さにより、一般に、基地局１２Ａ〜Ｂとワイヤレス・デバイス１８Ａ〜Ｄの間で正確なチャネルを知ることは可能ではなく、その結果、その代わりにチャネル推定を使用することができる。チャネル推定値を決定する１つの一般的な方法は、パイロット信号を用いることである。

パイロット信号は、一般に、パイロット・シンボルからなり、パイロット・シンボルは、基地局１２Ａ〜Ｂとワイヤレス・デバイス１８Ａ〜Ｄの間で絶えず送信されるシンボルの既知の集合である。基地局１２Ａ〜Ｂとワイヤレス・デバイス１８Ａ〜Ｄは共にこのパイロット信号の内容を知っているため、パイロット・シンボルの既知の値（すなわち、パイロット・シンボルがそうあるべきもの）を、実際に受信されたパイロット・シンボルの値と比較することによって、チャネル推定値を計算することができる。たとえば、ＱＰＳＫシステムでは、パイロット・シンボルが０１であると仮定されることを受信器が知っている場合、受信器は、実際に受信された信号を、０１として受信されているはずのアナログ信号に比較し、送信中にチャネルが送信信号にどのように影響を及ぼしたかどうか判定することができる。この比較を十分な回数だけ実行することにより、チャネル推定器１３１は、チャネルを推定することができる。当然ながら、チャネルは絶えず変化しているため、このプロセスは連続的なものである。

従来の受信器１３０では、着信パイロット・シンボル１３３がチャネル推定器１３１に送られ、チャネル推定器１３１は、そのパイロット・シンボルに基づいて、個々の各ＲＡＫＥフィンガについてチャネル推定を実行する。パイロット・シンボルは既知であるため、ターボ符号器１００によって符号化されず、したがって受信器１３０内で復号する必要がないことに留意することが重要である。パイロット信号の目的は、情報を送信することではなく、チャネルの作用を決定することである。

従来の受信器１３０では、各ＲＡＫＥフィンガについてのチャネル推定値が、一般に１回計算されるだけであり、その計算が、ＲＡＫＥコンバイナ１３２の前で、パイロット信号に排他的に基づいて実行されることに留意することが重要である。チャネル推定のこの技法は、ワンショット・チャネル推定と呼ばれる。下記でより詳しく述べるように、このワンショット・チャネル推定は、許容できるものではあるが、依然としてチャネル推定の精度を改善するために大きな余地を残している。

図４に戻ると、復調器１３４は、ＲＡＫＥコンバイナ１３２から出力されたその一連の離散時間信号についてソフト・ビットを計算する。ソフト・ビットは、そのビットが１に等しい確率と、そのビットが０に等しい確率の比の対数である。これは、対数尤度比（ＬＬＲ）と呼ばれる。たとえば、ソフト・ビットが１について０．８、０について０．２であるならば、復調器１３４は、そのビットが１である確率が８０％、そのビットが０である確率が２０％あることを示しているはずである。上記の例のためのＬＬＲは、対数が１０を底とするものである場合、

または０．６０２１となる。正のＬＬＲは、ソフト・ビットが１と仮定される確率がより大きいことを示し、負のＬＬＲは、ソフト・ビットが０と仮定される確率がより大きいことを示す。本発明の代替の実施形態では、ＬＬＲを、ビットが０である確率割るビットが１である確率として定義することができる。これは単に約束事の問題であり、この変更は、下記で述べられている技法にわずかな調整を必要とする可能性があるが、これらの調整は、当業者に周知である。

復調器１３４を通過した後で、復調器からのソフト・ビットは、チャネル・デインターリーバ１３６に経路指定される。チャネル・デインターリーバ１３６は、図３に示されているチャネル・インターリーバ１１０の作用を補償し、ソフト・ビットを元の順序に配置し直すために使用される。

トラフィック信号は、チャネル・デインターリーバ１３６を通過した後で、ターボ復号器１３８に経路指定される。ターボ復号器１３８は、ターボ・インターリーバ１４２とターボ・デインターリーバ１４４を間に有して、復号器１４０および１４６を含む。ターボ符号器１００の場合と同様に、ターボ復号器１３８の動作は、当技術分野で周知である。しかし、簡単に述べると、ターボ復号器１３８内の復号器１４０および１４６のそれぞれは、トラフィック信号内の各組織ビットについてＬＬＲを洗練する。この洗練は、一般に、チャネル・デインターリーバ１３６からのソフト・ビットと、ＢＣＪＲ（Ｂａｈｌ−Ｃｏｃｋｅ−Ｊｅｌｉｎｅｋ−Ｒａｖｉｖ）アルゴリズムとを使用して計算されるが、代替の実施形態では、他のアルゴリズムを使用することができる。組織ビットについてのＬＬＲ値は、ターボ・インターリーバ１４２およびターボ・デインターリーバ１４４を介して、一方の復号器から他方の復号器に渡される。復号器１４０および１４６のそれぞれは、他方の復号器がトラフィック信号を復号したとき、その信頼性提案を利用することができる。復号器１４０および１４６は、反復する形で動作し、固定された反復数の間、信頼性提案を往復で渡す。固定された反復数の後で、ターボ復号器１３８内で洗練されたソフト・ビットは、それらのソフト・ビットに基づいてハード・ビット（すなわち、１または０）に変換される。たとえば、１についてのソフト・ビット０．９、および０についての０．１が、ハード・ビット１に変換される可能性が高いことになる。

典型的なターボ復号器は、各復号反復内でパリティ（誤り訂正）ソフト・ビットについてのＬＬＲを計算するためにリソースを費やさない。したがって、パリティ・ビットについてのＬＬＲを使用し、組織ビットについてのＬＬＲを洗練するが、パリティ・ビットについてのＬＬＲそれ自体は、一般に、各復号反復内で洗練されない。

従来の受信器４００内で使用されるワンショット推定は、許容可能に、良好に行われるが、チャネル推定の精度を改善するために多くの機会がある。チャネル推定の精度を改善するための１つの技法は、トラフィック信号内の信頼性できるシンボルに基づいてチャネル推定値を更新することである。本質的に通常のトラフィック・シンボルから信頼できるシンボルのグループを作成するこのプロセスは、従来の受信器４００内で使用されるワンショット・チャネル推定より正確なチャネル推定値を生成することができる。

図５は、本発明の諸実施形態による、ＲＡＫＥコンバイナの前で反復チャネル推定を使用する受信器を示す。これは、参照符号２００によって全体的に参照されている。受信器２００は、反復チャネル推定を使用し、ＲＡＫＥコンバイナ２０２に提供されるチャネル推定値を洗練する。受信器２００は、ワンショット・チャネル推定を使用する代わりに、トラフィック信号内のシンボルのＬＬＲを計算し、信頼できるものと考えられる場合、その信頼できるシンボルを使用し、チャネル推定値を計算する。次いで、このチャネル推定値は、ＲＡＫＥコンバイナ２０２に渡される。具体的には、各復号反復後のターボ復号器２２４の出力は、本質的に、チャネル推定器２０８用の第２のパイロット信号のように働く。実際には、これは、トラフィック信号についてチャネル推定値を洗練するためにトラフィック信号それ自体の信頼できる部分がフィードバックされるトラフィック信号用フィードバック経路を提供する。

図４に示されている従来の受信器１３０と同様に、受信器２００は、トラフィック信号をＲＡＫＥコンバイナ２０２に経路指定する。ＲＡＫＥコンバイナ２０２は、上述のＲＡＫＥコンバイナ１３２と同様に機能し、トラフィック信号と各ＲＡＫＥフィンガについてのチャネル推定値とを受信する。ＲＡＫＥコンバイナ２０２は、このチャネル推定値を使用して各フィンガについて相関を計算し、次いで、直接信号と間接信号を遅延させ、比較し、合計する。

ＲＡＫＥ合成済みトラフィック信号は、ＲＡＫＥコンバイナ２０２から復調器２０４およびチャネル・デインターリーバ２０６に進む。一実施形態では、これらの２つの構成要素は、図４に示されている従来の受信器１３０に関して上述したそれぞれの同等物と同様に機能する。トラフィック信号は、チャネル・デインターリーバ２０６を通過した後で、ターボ符号器２２４に進む。

従来の受信器１３０と異なり、受信器２００は、ターボ符号器２２４によって生成されたＬＬＲを使用し、チャネル推定器２０８がチャネル推定値を生成する際に使用するために、追加の信頼できるシンボルを識別することができる。しかし、上述のように、典型的なターボ符号器は、組織ビットのＬＬＲを洗練するだけであり、トラフィック信号内のビットすべてのＬＬＲを洗練しない。そのため、パリティ・ビットについてのＬＬＲの大部分は、信頼できるものと考えられるパリティ・ビットについての閾値を決して満たさないことになる。パリティ・ビットは、所与のトラフィック信号について総ビットの大きな割合を包含する可能性があるため、トラフィック信号内の組織ビットだけを使用して、チャネル推定の精度を著しく高めるために十分な多数の「信頼できる」シンボルを確立することは困難となる可能性がある。

この問題に対処するために、本発明の一実施形態では、受信器２００は、ターボ符号器２２４によって計算された組織ビットの洗練済みＬＬＲに基づいてパリティ・ビットのＬＬＲを計算するソフト・ターボ符号器２１４を含む。この計算は、パリティ・ビットが組織ビットに基づいて作成されているため可能である。具体的には、上述のように、ターボ符号器２２４内の符号化プロセスは、入力ビットｂ、現在状態ｓ、出力ビット、新状態を含むテーブルとして表すことができる。このテーブルは既知であるため、その値をソフト・ターボ符号器２１４で使用し、ターボ符号器２２４によって計算された組織ビットのＬＬＲに基づいて、パリティ・ビットのそれぞれについてＬＬＲを計算することができる。

したがって、ソフト・ターボ符号器２１４は、時間ｋにおけるパリティ・ビットについてのＬＬＲを、以下の数式を用いて計算することができる。すなわち、

ただし、時間ｋにおいて、

はパリティ・ビットのＬＬＲであり、

は、パリティ・ビットが１である確率であり、

は、パリティ・ビットが０である確率である。

より具体的には、上記の式で、ｓは、現在状態を表す変数である。確率ｐ_ｋ（ｓ）は、時間ｋでの現在状態が実際にｓである確率を示しており、確率ｐ_ｋ（ｓ）について下記でより詳しく述べる。（Ｓ_１，Ｂ）は、出力（パリティ）ビットが１であるような、現在状態ｓと入力ビットｂとの対の集合（すなわち、出力ビットが１である符号器テーブルの行）を示し、

は、同様に、（Ｓ_１，Ｂ）内にない対の集合（すなわち、出力（パリティ）ビットが０であるとき）を示す。最後に、ｆ_ｋ（ｂ）は、

によって与えられる関数であり、ただし、

は、ターボ符号器２２４によって提供される組織ビットのＬＬＲを示す。

符号化中に実際に使用された現在状態ｓは一般に既知でないため、ソフト・ターボ符号器２１４は、実際の現在状態値を用いるのではなく、状態ｓが特定の状態である確率を用いて動作する。ｐ_ｋ（ｓ）として知られるこの確率については、上記で述べた。時間ｋ＋１における特定の状態の確率ｐ_ｋ（ｓ）は、
ｐ_ｋ＋１（ｓ）＝ｐ_ｋ（ｇ_１（ｓ））ｆ_ｋ（ｂ）＋ｐ_ｋ（ｇ_０（ｓ））
によって数学的に表すことができ、ただし、ｇ_ｊ（ｓ）は、入力ビットがｊであるとき現在状態ｓに基づいて新状態を提供する関数であり、ｆ_ｋ（ｂ）は、上述の関数である。任意選択の正規化工程を実施し、ｐ_ｋ（ｓ）をすべてのｓにわたって１にすることができる。

本発明の代替の実施形態では、パリティ・ビットについてのＬＬＲが、ターボ符号器２２４内で洗練される。この実施形態では、ターボ符号器２２４内のＢＣＪＲアルゴリズムが、組織ビットとパリティ・ビットの双方についてＬＬＲを出力するように修正される。このターボ符号器修正は当業者に知られており、Ｙｉｎｇｊｉｕ Ｘｕ、Ｈｓｕａｎ−Ｊｕｎｇ Ｓｕ、Ｅｖａｇｇｅｌｏｓ Ｇｅｒａｎｉｏｔｉｓによる１９９９年の論文「Ｐｉｌｏｔ Ｓｙｍｂｏｌ Ａｓｓｉｓｔｅｄ ＱＡＭ ｗｉｔｈ Ｉｔｅｒａｔｉｖｅ Ｆｉｌｔｅｒｉｎｇ ａｎｄ Ｔｕｒｂｏ Ｄｅｃｏｄｉｎｇ ｏｖｅｒ Ｒａｌｅｉｇｈ Ｆｌａｔ−Ｆａｄｉｎｇ Ｃｈａｎｎｅｌｓ」、およびＭ．Ｃ．Ｖａｌｅｎｔｉ、Ｂ．Ｄ．Ｗｏｅｍｅｒによる２００１年の論文「Ｉｔｅｒａｔｉｖｅ Ｃｈａｎｎｅｌ Ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ ａｎｄ Ｄｅｃｏｄｉｎｇ ｏｆ Ｐｉｌｏｔ Ｓｙｍｂｏｌ Ａｓｓｉｓｔｅｄ Ｔｕｒｂｏ Ｃｏｄｅｓ Ｏｖｅｒ Ｆｌａｔ−Ｆａｄｉｎｇ Ｃｈａｎｎｅｌｓ」で述べられている。本発明のこの実施形態では、図５に示されているソフト・ターボ符号器２１４が受信器２００内に含まれないことに留意されたい。

次に図５に戻ると、組織ビットおよびパリティ・ビットについてのＬＬＲは、ソフト変調器２１０に提供することができる。ソフト変調器２１０は、シンボルを構成するビットの確率に基づいて、特定のシンボルについての確率を決定する。特定のシンボル内の各ビットについての確率が所定の閾値を超えた場合、ソフト変調器は、そのシンボルを信頼できるものと考え、そのシンボルをチャネル推定器２０８に送り、そこでそのシンボルは、チャネル推定値の計算中に追加のパイロット・シンボルとして働く。たとえば、シンボルは、９７％以上の信頼性閾値と共に、２ビットで構成することができる。９７％以上の信頼性閾値は、ＬＬＲが

または１．５０９７より高い場合、ビットが確実に１であると考えられ、ＬＬＲが

または−１．５０９７より低い場合、ビットが確実に０であると考えられることを意味する。したがって、第１のビットが０である９９％の確率がある場合、第１のビットについてのＬＬＲは、

または−１．９９５６である。同様に、第２のビットが１である９８％の確率がある場合、第２のビットについてのＬＬＲは、

または１．６９０２である。第１のビットについてのＬＬＲが−１．５０９７より低く、第２のビットについてのＬＬＲが１．５０９７より高いので、シンボル０１は、そのビットの両方が信頼できるものと考えられるため信頼できるものと考えられる。一方、第２のビットについてのＬＬＲが、１である可能性８０％を有するだけであるならば、そのＬＬＲは、

または０．６０２に等しいものとなるはずであり、これは、この例のために選ばれた信頼性閾値１．５０９７より十分低くなる。したがって、この場合には、そのシンボルは、その２つのビットの１つが十分信頼できるものでなかったため、信頼できるものと考えられないことになる。

別の実施形態では、シンボルの信頼性を、そのシンボルを含むビットの確率から決定することができる。確率の最大値と確率の第２の最大値との比が、ある閾値を超えた場合には、そのシンボルが信頼できるものであると考えることができる。

上述のプロセスは、ターボ復号器２２４の各反復に進む。したがって、ターボ復号器２２４の反復ごとに、チャネル推定の精度が高まる可能性がある。というのは、信頼できるビットの数（したがって、信頼できるシンボルの数）が、ターボ復号器２２４の反復ごとに高まる可能性があるからである。より正確なチャネル推定により、ＲＡＫＥコンバイナ２０２の動作が改善される可能性があり、ＲＡＫＥコンバイナ２０２は、よりよい品質の入力をターボ復号器に提供し、これにより受信器２００からの出力の品質が改善される。

ＲＡＫＥフィンガのそれぞれについてチャネル推定値を更新するために、チャネル推定器２０８は、典型的には、先の反復時に計算されたＲＡＫＥフィンガのそれぞれについてのチャネル推定値を記憶することを必要とする。先に計算されたチャネル推定値を記憶する１つの方法は、チャネル推定器２０８内に、または受信器２００内のどこかに位置するメモリを用いることである。しかし、本発明の他の実施形態では、ＲＡＫＥコンバイナの後でチャネル推定値を更新し、次いで更新されたチャネル推定値に基づいてＲＡＫＥ合成済みトラフィック信号を洗練することによって、この追加のメモリを必要とせずにチャネル推定値の精度を高めることが可能である。

次に図６に転じると、本発明の諸実施形態による、ＲＡＫＥコンバイナの後で反復チャネル推定を使用する受信器が示されており、参照符号２４０によって全体的に参照されている。話を簡単にするために、同様な参照符号を使用し、図５に関して先に述べた特徴を指定している。受信器２００に関して述べられているようにＲＡＫＥフィンガのそれぞれについてチャネル推定値の精度を高める代わりに、受信器２４０は、反復チャネル推定を使用し、復調器２０４内で、ＲＡＫＥ合成後のチャネル推定値を洗練する。完璧なチャネル推定値が、ＲＡＫＥコンバイナにとって使用可能であるならば、ＲＡＫＥコンバイナの後で第２のチャネル推定に頼らないはずである。しかし、不完全なチャネル推定により、ＲＡＫＥコンバイナの後で残存する、チャネル上の残留作用がある。

これを達成するために、受信器２４０は、ソフト変調器２１０から出力された信頼できるシンボルだけに基づいてＲＡＫＥ合成済みトラフィック信号についてチャネル推定値を計算する第２のチャネル推定器２５０を含む。反復チャネル推定は、各ＲＡＫＥフィンガについて実行されるものでないため、チャネル推定器２５０は、各ＲＡＫＥフィンガについてチャネル推定値を記憶することを必要としない。そのため、チャネル推定器２５０は、典型的には、図５に示されているチャネル推定器２０８よりメモリが少なく、したがって生産するためにコストがあまりかからない可能性がある。

図７に関して下記で示すように、受信器２４０は、メモリの量を少し増やすだけで、従来の受信器１３０より著しい改善をもたらすことができる。受信器２４０はＲＡＫＥ合成後にチャネルを更新するため、各ＲＡＫＥフィンガについてのチャネル推定値は、図４に示されていたチャネル推定器１３１と同様に動作する、またパイロット・シンボル２１１に基づいてワンショット・チャネル推定を実行するにすぎないチャネル推定器２５２によって提供されることに留意することが重要である。

受信器２００および受信器２４０の設計には、可能性のある多数の利点がある。最初に、受信器２００および２４０は、より正確なチャネル推定を実行するため、トラフィック信号をより低電力で送信して、従来の受信器と同じフレーム誤り率（ＦＥＲ）を実現することができる。

たとえば、図７は、本発明の諸実施形態による、ＲＡＫＥコンバイナの後で反復チャネル推定を使用する受信器についてシミュレートされた性能データを示す図を示す。図７が示すように、受信器２４０では、ＦＥＲ４％（０．０４）で、従来の受信器１３０より１ｄＢの性能改善がある。図７は、４位相偏移（ＱＰＳＫ）変調およびＥ_{ｃ，ｐｉｌｏｔ}／Ｎ_ｔ＝−２０ｄＢと共に、１．２２８８Ｍｂｐｓ用のＳｔｒａｗｍａｎ Ｃｈａｎｎｅｌ Ｍｏｄｅｌ Ｂを使用して、従来の受信器１３０と受信器２４０についてＥ_{ｃ，ｔｒａｆｆｉｃ}／Ｎ_ｔに対するＦＥＲを示す。Ｓｔｒａｗｍａｎ Ｃｈａｎｎｅｌ Ｍｏｄｅｌ Ｂは、無線放送をシミュレートするための、業界で受け入れられた標準的な方法の１つである。Ｅ_{ｃ，ｔｒａｆｆｉｃ}／Ｎ_ｔおよびＥ_{ｃ，ｐｉｌｏｔ}／Ｎ_ｔは、トラフィック・チップ・エネルギー対ノイズ、およびパイロット・チップ・エネルギー対ノイズの比である。これらは、トラフィック信号およびパイロット信号の信号対雑音比を測定する、業界で受け入れられた標準的な方法である。当業者なら、トラフィック・チップ・エネルギー対ノイズ比を信号電力対ノイズ比に容易に変換することができる。同様に、図７には示されていないが、受信器２００は、２．０ｄＢを超えて性能を高め、一方、従来の受信器１３０と同じＦＥＲを維持することができる。

図７に示されていた受信器２００および受信器２４０の性能上昇は、それを用いて動作する送信器に直接適用することができる。たとえば、従来の受信器１３０より１ｄＢの性能上昇がある受信器は、送信器のトラフィック信号強度が１ｄＢだけ減少した場合でさえ、一定のＦＥＲを維持することができることになる。これにより、受信器で、それと通信している送信器にトラフィック信号電力を削減するように指示することが可能になる。具体的には、図７に示されている条件下で動作する携帯電話基地局の場合には、従来の受信器と共に動作する移動デバイスに比べて呼の明瞭性を失うことなしに、基地局は、それと通信する移動デバイスに、それらのトラフィック信号電力を２０．５７％だけ削減するように指示することができる。各トラフィック信号のトラフィック信号電力を削減することにより、上述のようにＭＡＩを低減することができ、より多くの移動デバイスが同じ周波数上で基地局と通信することが可能になる。

受信器２００および２４０の別の利点は、従来の受信器ほどパイロット信号に依拠しないことである。そのため、受信器２００および２４０は、パイロット信号がより少ない電力で送信されるが、従来の受信器と同じＦＥＲを実現することができる。パイロット信号における、より低い電力による誤りまたはギャップにより、従来の受信器のＦＥＲは許容できるレベルをかなり超えて高まる可能性があるが、受信器２００および２４０は、トラフィック信号内の信頼できるシンボルを使用し、パイロット信号なしでさえ正確なチャネル推定を維持することができる。具体的には、携帯電話基地局の場合には、呼の明瞭性を損なうことなしに、基地局は、それと通信する移動デバイスに、それらのパイロット信号電力を削減するように指示することができる。上記で論じたように、各パイロット信号のパイロット信号電力を削減することにより、ＭＡＩを低減することができ、より多くの移動デバイスが同じ周波数上で基地局と通信することが可能になる。

上述の基本機能は、論理機能を実装するために、実行可能命令の順序付きリスト化を含むことができる。この順序付きリスト化は、命令を取り出し、それらを実行することができるコンピュータ・ベースのシステムによって、またはそれと共に使用するための任意のコンピュータ可読媒体内で実施することができる。本明細書の文脈では、コンピュータ可読媒体は、命令を容れる、記憶する、通信する、伝播する、送信する、または移送することができる任意の手段とすることができる。コンピュータ可読媒体は、電子、磁気、光、電磁、または赤外線型のシステム、装置、またはデバイスとすることができる。コンピュータ可読媒体の例示的な、しかし非包括的なリストには、１つまたは複数のワイヤを有する電気接続（電子）、可搬コンピュータ・ディスク（磁気）、ランダム・アクセス・メモリ（ＲＡＭ）（磁気）、読取り専用メモリ（ＲＯＭ）（磁気）、消去可能なプログラム可能読取り専用メモリ（ＥＰＲＯＭまたはフラッシュ・メモリ）（磁気）、光ファイバ（光）、可搬コンパクト・ディスク読取り専用メモリ（ＣＤＲＯＭ）（光）が含まれる可能性がある。命令が印刷される紙または別の好適な媒体を使用することさえ可能である。たとえば、命令は、紙または他の媒体を光学的に走査することによって電子的に取り込み、次いで、必要に応じて適切な形でコンパイル、解釈、または他の方法で処理し、次いでコンピュータ・メモリ内で記憶することができる。

本発明は、様々な修正形態および代替の形態が可能であるが、図面では、例として特定の諸実施形態が示されており、本明細書で詳しく述べられている。しかし、本発明は、開示されている特定の形態に限定されないものとすることを理解されたい。逆に、本発明は、添付の特許請求の範囲によって定義された本発明の精神または範囲内に入る修正形態、均等物、代替形態すべてを包含するべきである。

本発明の例示的な実施形態による例示的なセルラ・システムを開示する図である。 本発明の例示的な実施形態による例示的な移動デバイスのブロック図である。 本発明の例示的な実施形態によるターボ符号器のブロック図である。 ターボ符号器を使用する従来の受信器の図である。 本発明の例示的な実施形態による、ＲＡＫＥコンバイナの前で反復チャネル推定を使用する受信器の図である。 本発明の例示的な実施形態による、ＲＡＫＥコンバイナの後で反復チャネル推定を使用する受信器の図である。 本発明の例示的な実施形態による、ＲＡＫＥコンバイナの後で反復チャネル推定を使用する受信器についてシミュレートされた性能データを示す図である。

Claims (10)

1. ＲＡＫＥコンバイナを有し、パイロット部分と非パイロット部分とを有する送信信号を受信するように構成されたデバイスと、
   前記非パイロット部分に基づいてチャネル推定値を計算し、前記チャネル推定値を前記デバイスに送るように構成されたチャネル推定器とを備える受信器。
2. 前記デバイスが、
   前記送信信号の少なくとも一部分について信頼性値を計算するように構成されたソフト・ターボ符号器と、
   前記信頼性値を前記ソフト・ターボ符号器から受信し、
   前記信頼性値に基づいて、前記送信信号の一部分が信頼できるものであるかどうか判定し、
   前記送信信号の前記信頼できる部分を前記チャネル推定器に送るように構成されたソフト変調器とを備える、請求項１に記載の受信器。
3. 前記ソフト変調器が、前記送信信号の組織ビットについての信頼性値に基づいて、前記送信信号のパリティ・ビットについての信頼性値を計算するように構成される、請求項２に記載の受信器。
4. 前記デバイスが、
   前記送信信号の複数の組織ビットおよびパリティ・ビットについて、信頼性値を計算するように構成されたターボ復号器と、
   前記信頼性値を前記ターボ復号器から受信し、
   前記信頼性値に基づいて、前記送信信号の一部分が信頼できるものであるかどうか判定し、
   前記送信信号の前記信頼できる部分を前記チャネル推定器に送るように構成されたソフト変調器とを備える、請求項１に記載の受信器。
5. 前記デバイスが、ＲＡＫＥ合成済み信号を受信するように構成された復調器を備え、前記チャネル推定器が、前記ＲＡＫＥ合成済み信号の前記非パイロット部分に基づいて前記チャネル推定値を計算し、前記チャネル推定値を前記復調器に送るように構成される、請求項１に記載の受信器。
6. 信号受信の方法であって、
   パイロット部分と非パイロット部分とを有する送信信号を受信する工程と、
   前記非パイロット部分に基づいて、前記非パイロット部分について信頼性値を計算する工程と、
   前記信頼性値に少なくとも部分的に基づいて、チャネル推定値を生成する工程と、
   前記チャネル推定値を、ＲＡＫＥコンバイナを有するデバイスに送る方法。
7. 前記信頼性値を計算する工程が、
   ターボ復号器を用いて、前記非パイロット部分内の組織ビットについて対数尤度比を計算する工程と、
   ソフト・ターボ符号器を用いて、前記非パイロット部分内のパリティ・ビットについて対数尤度比を計算する工程とを含む、請求項６に記載の方法。
8. 前記チャネル推定値を生成する工程が、前記信頼性値に排他的に基づいて前記チャネル推定値を生成する工程を含み、前記信頼性値が前記非パイロット部分に排他的に基づいて計算される、請求項６に記載の方法。
9. 前記非パイロット部分を、式
   

   

   に従って処理する工程を含む、請求項６に記載の方法。
10. 信号受信の方法であって、
    パイロット部分と非パイロット部分とを有する送信信号を受信する工程と、
    前記非パイロット部分内のシンボルだけに基づいて、前記送信信号についてチャネル推定値を生成する工程とを含む方法。
    

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