KR20040005818A - 무선 통신 시스템에서 시간-분할 전력 할당을 위한 방법및 장치 - Google Patents

무선 통신 시스템에서 시간-분할 전력 할당을 위한 방법및 장치 Download PDF

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KR20040005818A
KR20040005818A KR10-2003-7003040A KR20037003040A KR20040005818A KR 20040005818 A KR20040005818 A KR 20040005818A KR 20037003040 A KR20037003040 A KR 20037003040A KR 20040005818 A KR20040005818 A KR 20040005818A
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존 스미
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Abstract

가변 데이터율 송신이 가능한 CDMA 데이터 통신 시스템에서, 주기적인 시간-분할 전력 할당은 인접 섹터내 간섭을 감소시키기 위해 적어도 하나의 섹터로의 반송 전력 레벨을 감소시킨다. 기지국은 각각의 섹터에 대한 시간-분할 전력 할당을 결정하고 전력 할당에 따라 신호를 발생시킨다. 이동 유니트(700)는 각각의 전력 레벨에 해당하는 필터 계수를 발생시킨다. 이동 유니트는 각각의 전력 레벨에 대한 데이터율을 결정하기 위해 반송파 신호-간섭(C/I)을 추정한다. 등화기(710)의 이전 반복이 저장되고 향후 추정을 정확하게 하는데 사용된다.

Description

무선 통신 시스템에서 시간-분할 전력 할당을 위한 방법 및 장치 {METHOD AND APPARATUS FOR TIME-DIVISION POWER ASSIGNMENTS IN A WIRELESS COMMUNICATION SYSTEM}
최근의 통신 시스템은 여러 응용에서 사용할 수 있을 것이 요구된다. 이러한 통신 시스템중 하나가 이후 IS-95 표준으로 지칭되는 "이중-모드 광대역 스프레드 스펙트럼 셀룰러 시스템용 TIA/EIA/IS-95 이동국-기지국 호환성 표준"에 상응하는 코드 분할 다중 접속(CDMA)이다. CDMA 시스템은 사용자간의 음성 및 데이터 통신이 지상 링크를 통해 가능하도록 한다. 다중 접속 통신 시스템에서의 의 CDMA 기술의 사용은 "위성 또는 지상 중계기를 사용한 스프레드 스펙트럼 다중 접속 통신 시스템"이라는 명칭의 미국특허 제4,901,307호 및 "CDMA 셀룰러 전화 시스템내 파면을 발생시키기 위한 시스템 및 방법"라는 명칭을 가진 미국특허 제5,103,459호에 개시되어 있으며, 이들 특허는 본 출원인에게 양도되었으며 참조를 위해 인용된다.
본 명세서에서, 기지국은 가입자국들이 통신하는 하드웨어를 지칭한다. 셀은 용어가 사용되는 문맥에 따라 하드웨어 또는 지리학적 커버리지 영역을 지칭한다. 섹터는 세의 일부이다. 서브-섹터는 섹터의 분할부분이다. CDMA의 섹터와 서브-섹터가 셀의 속성을 가지기 때문에, 셀이라는 용어에서 사용된 기술 내용은 섹터 및 서브-섹터에도 적용된다.
CDMA 시스템에서, 사용자간의 통신은 하나 이상의 기지국을 통해 수행된다. 제 1 사용자 또는 가입자국은 기지국에 역방향 링크로 데이터를 송신함으로서 제 2 가입자국상의 제 2 사용자와 통신한다. 기지국은 데이터를 수신하며 다른 기지국으로 데이터를 라우팅할 수 있다. 데이터는 동일한 기지국, 제 2 기지국 또는 제 2 가입자국의 순방향 링크로 송신된다. 순방향 링크는 기지국으로부터 가입자국으로 송신을 지칭하고 역방향 링크는 가입자국으로부터 기지국으로의 송신을 지칭한다. IS-95 시스템에서, 순방향 링크 및 역방향 링크는 할당된 개별 주파수이다.
가입자국은 통신 동안 적어도 하나의 기지국과 통신한다. CDMA 가입자국은 소프트 핸드오프동안 동시에 다수의 기지국과 통신할 수 있다. 소프트 핸드오프는 이전이 기지국과의 링크를 끊기 전에 새로운 기지국과의 링크를 형성하는 과정을 말한다. 소프트 핸드오프는 드롭 셀의 가능성을 최소화한다. 소프트 핸드오프 과정 동안 하나 이상의 기지국을 통해 가입자국과 통신을 하기 위한 방법 장치는 본 출원인에게 양도되었으며 참조를 위해 인용된 "CDMA 셀룰러 전화 시스템내 모바일보조 소프트 핸드오프"라는 명칭의 미국특허 제5,267,261호에 개시되어 있다. 소프트 핸드오프는 동일한 기지국에 의해 서비스되는 다수의 섹터에 대해 통신이 수행되는 과정을 말한다. 소프트 핸드오프 과정은 본 출원인에게 양도되었으며 참조를 위해 인용되는 "동일 기지국의 섹터간의 핸드오프를 수행하는 방법 및 장치"라는 명칭의 미국특허 제5,625,876호에 상세히 개시되어 있다.
무선 데이터 응용분야에 대한 증가되는 요구에 따라, 매우 효율적인 무선 데이터 통신에 대한 요구가 상당히 증가되고 있다. IS-95 표준은 데이터 트래픽 및 음성 트래픽을 순방향 및 역방향 링크로 송신할 수 있다. 고정 크기의 코드 채널 프레임에서 데이터 트래픽을 송신하는 방법은 본 출원인에게 양도되었으며 참조를 위해 인용되는 "송신용 데이터의 형성을 위한 방법 및 장치"라는 명칭의 미국특허 제5,504,773호에 상세히 개시되어 있다. IS-95 표준에 따라, 데이터 트래픽과 음성 트래픽은 14.4kbps만큼 높은 데이터율을 가진 20msec 폭의 코드 채널 프레임으로 분할된다.
순방향 및 역방향 링크로 고속 데이터 트래픽 및 음성 트래픽을 송신하는 것은 고속 데이터율 표준에서 제안되었다. 제안된 고속 데이터율 표준에 따르면, 데이터 트래픽 또는 음성 트래픽은 가변 주기의 타임 슬롯으로 분할된다. 코드 채널 프레임은 1개 내지 16개의 타임 슬롯을 포함한다. 기지국으로부터 인접 셀내 가입자국으로부터의 송신에 의한 간섭을 감소시키는 빔형성 기술이 본 출원인에게 양도되었으며 참조를 위해 인용되는 "무선 시스템내 빔형성을 위한 방법 및 장치"라는 명칭의 미국특허 출원번호 제09/388,267호에 상세히 개시되어 있다.
음성 서비스와 데이터 서비스 사이의 중요한 차이점은 음성 서비스가 엄격하고 고정적인 지연 요구조건들을 가진다는 것이다. 전형적으로, 스피치 프레임의 전체 단방향 지연은 100msec 이하이어야 한다. 대조적으로, 데이터 지연은 데이터 통신 시스템의 효율을 최적화하는데 사용되는 가변 파라미터일 수 있다. 특히, 음성 서비스에 의해 허용될 수 있는 것보다 상당히 더 큰 지연을 필요로 하는 더 효율적인 에러 수정 코딩 기술이 사용될 수 있다. 데이터에 대한 예시적인 효율적 코딩 설계는 본 출원인에게 양도되었으며 참조를 위해 인용되는 "합성 인코딩된 코드워드를 디코딩하기 위한 소프트 결론 출력 디코더"라는 명치의 미국특허 출원번호 제08/743,688호에 개시되어 있다.
음성 서비스와 데이터 서비스 사이의 다른 중요 차이점은 음성 서비스가 모든 사용자에 대해 고정된 공통 등급의 서비스(GOS)를 필요로 한다는 것이다. 전형적으로, 음성 서비스를 제공하는 디지털 시스템에 대해 이는 모든 사용자에 대해 고정된 동일 송신율로 변환되고 스피치 프레임의 에러율에 대해 최대 허용값으로 변환된다는 것이다. 대조적으로, 데이터 서비스에 대해, GOS는 사용자별로 다를 수 있고 데이터 통신 시스템의 전체 효율을 증가시키도록 최적화된 파라미터일 수 있다. 데이터 통신 시스템의 GOS는 전형적으로 사전설정량의 데이터의 변환시 발생된 전체 지연으로서 결정되며, 이하에서는 데이터 패킷으로 지칭한다.
음성 서비스와 데이터 서비스 상의 다른 중요 차이점은 예시적인 CDMA 통신 시스템에서 음성 서비스가 소프트 핸드오프에 의해 제공되는 신뢰가능한 통신 링크를 필요로 한다는 것이다. 소프트 핸드오프는 신뢰성을 개선시키기 위해 둘 이상의 기지국으로부터 중복 송신을 야기한다. 하지만, 이러한 추가의 신뢰성은 에러내에 수신된 데이터 패킷이 재송신될 수 있기 때문에 데이터 송신에 필요하지 않다. 데이터 서비스에 대해, 소프트 핸드오프를 지지하는데 사용된 송신 전력은 추가의 데이터를 송신하는데 더욱 효율적으로 사용될 수 있다.
데이터 통신 시스템의 품질 및 효율성을 결정하는 파라미터는 데이터 패킷을 송신하는데 필요한 송신 지연 및 시스템의 평균 처리량이다. 송신 지연은 음성 통신을 위한 것이기 때문에 데이터 통신에 동일한 영향을 주지 않지만, 데이터 통신 시스템의 품질을 결정하는 중요한 값이다. 평균 처리율은 통신 시스템의 데이터 송신 능력의 효율성에 대한 측정치이다.
임의의 주어진 사용자의 캐리어-인터페이스 비율 C/I는 커버리지 영역내 사용자의 위치에 관한 함수인 것은 셀룰러 시스템에서 공지된 사실이다. 주어진 레벨의 서비스를 유지하기 위해, TDMA 및 FDMA 시스템은 주파수 재사용 기술 즉, 모든 주파수 채널 및/또는 타임 슬롯이 각각이 기지국에서 사용되지는 않는 기술을 종종 사용한다. CDMA 시스템에서, 동일한 주파수 할당은 시스템의 모든 셀내에서 재사용되고, 이에 따라 전체 효율을 개선한다. 임의의 주어진 사용자의 가입자국이 달성하게 되는 C/I는 기지국으로부터 사용자의 가입자국으로의 이러한 특정 링크를 지지할 수 있는 정보율을 결정한다. 송신에 사용된 특정 변조 및 에러 수정 방법이 주어질 때, 주어진 레벨의 성능이 해당 레벨의 C/I에서 달성된다. 육각형 셀 레이아웃을 가지며 모든 셀에서 공통의 주파수를 사용하는 이상적인 셀룰러 시스템에 대해, 이상적인 셀내에서 달성된 C/I 분포는 계산될 수 있다. 무선 통신시스템내 고속 디지털 데이터 송신을 위한 예시적인 시스템은 본 출원인에게 양도되었으며 참조를 위해 인용되는 "고속 패킷 데이터 송신을 위한 방법 및 장치"라는 명칭의 1997년 11월 3일 출원되어 공동계류중인 미국특허 출원번호 제08/963,386호에 개시된다.
로딩된 CDMA 시스템내 신호 간섭의 대부분이 동일한 CDMA 시스템에 속하는 송신기에 의한 것이라는 것 또한 공지되어 있다. 간섭을 감소시킴으로써 커패시티와 데이터율을 증가시키고자 하는 노력으로, 셀은 종종 낮은 전력에서 동작하는 섹터 또는 셀로 분할된다. 하지만, 통상적인 방법은 광범위하게 변화하는 신호 전파 특성을 가진 영역내에 제공하기에는 고가의 비용이 들고 어렵다. 통상적인 방법은 전형적으로 섹터 경계 부근에서는 낮은 신호 품질을 가진다. 시스템내 엘리먼트 사이의 상호 간섭을 감소시키면서도 시스템 커패시티와 데이터율은 증가시키는 간단한 방법이 필요하다.
본 발명은 본 출원인에게 양도되었으며, 2000년 6월 29일 출원된 대리인 서류번호 PA000331인 아마드 자라리 등의 "무선 통신 시스템에서 빔 스위칭을 위한 방법 및 장치"라는 명칭의 공동계류중인 출원과 관련이 있다.
본 발명은 무선 데이터 통신에 관한 것이다. 특히, 본 발명은 무선 통신 시스템에서 시간-분할 전력 할당을 위한 개선된 새로운 방법 및 장치에 관한 것이다.
도 1은 일 실시예에 따라 구성된 지상 기지국의 도면.
도 2는 일 실시예에 따른 분할된 섹터를 도시하는 도면.
도 3은 고정 타임 슬롯에 따라 교번하는 섹터 분할 빔을 도시하는 도면.
도 4는 가입자국에서 측정된 캐리어-간섭 비율(C/I)을 최대화함으로써 시스템 커패시티 및 데이터율을 증가시키기 위한 방법의 순서도.
도 5는 일 실시예에 따라 구성된 기지국 장치의 블럭도.
도 6은 일 실시예에 따라 구성된 CDMA 역방향 링크 가입자국의 일부를 도시하는 도면.
도 7은 일 실시예에 따른 셀내 3개의 섹터에 대한 타임 슬롯을 도시하는 CDMA 통신 시스템내 셀의 도면.
도 8은 도 7의 CDMA 통신 시스템의 수신기내 등호기 회로의 개략도.
설명된 실시예는 가입자국에서 측정된 캐리어-간섭 비율(C/I)을 초대함으로써 CDMA 데이터 통신 시스템 커패시티와 데이터율을 증가시키는 새롭고 개선된 방법을 제공한다. 빔 스위칭 기술을 사용함으로써 셀의 섹터 및 인접 셀내의 기지국으로부터 가입자국으로의 송신에 의한 간섭을 감소시킨다. 기지국은 다수의 송신 안테나를 사용하고, 각각의 신호는 제어된 진폭 및 위상을 가지고, 섹터 분할 또는 서브-섹터에 해당하는 송신 신호 빔을 형성한다. 데이터 및 기준 신호는 인접 빔으로부터의 간섭없이 가입자국에 에너지를 집중하도록 고정 타임 슬롯에 따라 교번하는 섹터 부할 빔을 따라 송신된다.
따라서, 본 발명의 일 특징으로서, 주어진 타임 슬롯 동안 각각의 섹터에 데이터를 송신하기 위한 신호 전력을 조정하는 방법이 제공되며, 주어진 섹터에 대한 전력 레벨은 연속하는 타임 슬롯으로 얻어지는 전력 레벨을 통해 회전한다.
본 발명의 다른 특징에 따르면, 다수의 섹터를 가진 제 1 셀을 가진 무선 통신 시스템내 통신 방법은 제 1 타임 슬롯 동안 제 1 전력 레벨로 제 1 섹터에 신호를 송신하는 단계 및 제 1 타임 슬롯 동안 제 2 전력 레벨로 제 2 섹터에 신호를 송신하는 단계를 포함한다.
본 발명의 다른 특징에 따르면, 이동 유니트는 안테나 및 안테나에 결합된 등화기를 포함한다. 등화기는 다수의 탭 또는 증폭기, 합산 노드 및 메모리 저장 유니트를 더 포함한다. 각각의 증폭기는 제 1 및 제 2 관련 계수를 가지며, 제 1 관련 계수는 제 1 타임 슬롯에 해당하고 제 2 관련 계수는 제 2 타임 슬롯에 해당하며, 다수의 증폭기가 제 1 관련 계수에 의해 제 1 타임 슬롯 동안 제 1 세트의 입력 심볼을 스케일링하도록 동작하며, 다수의 증폭기는 또한 제 2 관련 계수에 의해 제 2 타임 슬롯 동안 제 2 세트의 입력 심볼을 스케일링하도록 동작하며, 다수의 증폭기는 또한 증폭기 출력을 발생시키도록 동작한다. 합산 노드는 다수의 증폭기에 결합되며, 합산 노드는 증폭기 출력을 합산하도록 동작한다. 메모리 저장 유니트는 계수 조정 정보를 저장하도록 동작하고, 관련 계수는 계수 조정 정보에 따라 조정된다.
본 발명의 또다른 특징에 따르면, 등화기는 다수의 증폭기 및 계수 조정 노드를 포함한다. 증폭기는 제 1 타임 슬롯 동안 제 1 세트의 관련 계수 및 제 2 타임 슬롯 동안 제 2 세트의 관련 계수를 가진 입력 심볼을 스케일링하도록 동작한다. 계수 조정 노드는 다수의 증폭기에 결합되며, 계수 조정 노드는 제 1 타임 슬롯 동안 제 1 세트의 관련 계수를 제공하고 제 2 타임 슬롯 동안 제 2 세트의 관련 계수를 제공하도록 동작한다.
본 발명의 또다른 특징에 따르면, 이동 유니트는 제 1 송신 신호 전력에 대한 제 1 커패시티 추정값 및 제 2 송신 신호 전력에 대한 제 2 커패시티 추정값을 계산하기 위한 등화기, 및 등화기로부터 커패시티 추정값을 수신하여 제 1 커패시티 추정값에 대한 제 1 데이터율 결정값 및 제 2 커패시티 추정값에 대한 제 2 데이터율 결정값을 발생시키는 데이터율 결정 노드를 포함한다.
본 발명의 또다른 특징에 따르면, 적어도 하나의 기지국에 고속 데이터 통신을 위한 이동 유니트는 제 1 타임 슬롯 동안 제 1 신호 전력으로 데이터 패킷을 수신하며 제 2 타임 슬롯 동안 제 2 신호 전력으로 데이터 패킷을 수신하도록 구성된 인코더, 및 제 1 및 제 타임 슬롯 동안의 송신을 위해 수신된 데이터 패킷으로부터 유도된 채널 조건 정보에 응답하여 발생된 데이터율 제어 메세지를 인코딩하도록 구성된 데이터율 제어 인코더를 포함한다.
본 발명의 방법 및 장치의 특징, 목적 및 장점은 유사 부분에 대해 해당 참조호가 부여된 도면을 참조하여 이하에서 상세히 설명된다.
본 발명은 목적 가입자국에 강한 순방향 링크 신호를 제공하는 CDMA 시스템의 효율성을 개선하면서 다른 가입자국으로의 간섭은 최소화하는 것에 관한 것이다. 설명된 실시예들은 지상 무선 통신분야에서 사용하기 위한 고정 빔 스위칭 기술을 채용함으로써 고속 데이터율 무선 시스템내 커패시티를 최대화하는 방법을 제공한다. 개시된 실시예에 따르면, 각각의 기지국에 다수의 송신 안테나를 가진 셀룰러 시스템이 설명된다. 각각의 기지국으로부터, 동일하지만 다른 상태 위상 시프트 및 전력 레벨을 가진 신호가 가입자국이 위치하는 서브-섹터내에 에너지를 집중하기 위해 각각의 안테나로부터 송신된다. 단일(일반적으로 단일 가입자국)의 원하는 수신기의 캐리어-간섭 비율(C/I)을 최대화하기 위해, 각각의 송신 안테나로부터 송신된 신호의 진폭과 위상은 적절히 설정되어야 한다.
추정된 C/I에 기초하는 어떠한 신호 품질 값이 기지국으로 피드백되도록 가입자국에 의해 사용될 수 있다. '386 특허 출원서에 개시된 고속 데이터율 무선 통신 시스템에서, 가입자국은 추정된 C/I에 기초하여 연속적으로 수신될 수 있는 데이터율을 결정한다. C/I 측정값 대신에 데이터율은 데이터율 제어(DRC) 신호의 형태로 기지국으로 송신된다. DRC 정보는 가입자국에 의해 전송된 역방향 링크 신호에 내재된다. 기지국은 가입자국에 데이터를 송신하기 위한 타임 슬롯을 결정하도록 DRC 신호내 변화를 사용한다.
통상적으로, 신호 빔은 섹터내 수신기의 위치에 관계없이 전체 섹터를 덮는 섹터내에 송신된다. 단일 빔은 가입자국이 수신할 수 없는 에너지를 소모하고, 다른 사용자와 간섭한다. 개시된 실시예는 섹터를 서브-섹터로 분할하고 가입자국이 위치하는 각각의 서브-섹터로 직접 고정 빔을 송신함으로써 가입자국에 캐리어-간섭 비율(C/I)을 최대화화며, 이러한 고정 빔은 간섭을 감소시키기 위해 인접하지 않는 서브-섹터 사이에서 교번한다.
도 1은 3개의 섹터 셀내에 구성된 지상 기지국의 도면을 도시한다. 셀(100)은 3개의 섹터(102, 104, 106)를 포함한다. 도시된 실시예에서, 기지국(108)은 셀(100)내 각각의 섹터에 위치한다. 다른 실시예에서, 단일 기지국은 하나의 셀의 둘 이상의 섹터를 서비스한다. 기지국(108)은 4개의 송신 안테나(110)를 통해 고정 빔을 송신한다. 각각의 기지국(108)이 4개의 송신 안테나(110)를 가지는 것으로 도시되지만, 개시된 실시예는 지향성 안테나 어레이를 사용하는 것을 포함하는하나 이상의 송신 안테나를 가진 기지국에 적용될 수 있다. 추가적으로, 당업자라면 예를 들면 무지향성 및 지향성 안테나를 포함하는 여러 형태와 분극의 안테나를 사용할 수 있다는 것을 알 수 있을 것이다. 추가적으로, 기지국으로부터 송신을 위해 사용된 하나의 안테나는 동일한 기지국에 의해 사용된 다른 안테나와는 다른 형태일 수 있다.
안테나 엘리먼트(110)는 섹터(102, 104, 106)당 다수의 고정 빔을 형성하도록 구성된 각각의 섹터(102, 104, 106)의 위상 배열을 형성한다. 도시된 특정 실시예에서, 섹터(102, 104, 106)당 4개의 고정 빔이 있다. 단일 기지국(108)의 다수의 안테나(110)를 통해 송신된 신호는 송신 진폭 및 위상에서의 차이를 제외하고는 동일하다. 신호를 송신할 때, 기지국(108)은 안테나(110)를 통해 송신된 신호의 진폭 및 위상을 조정하여 기지국(108)이 서비스하는 섹터(102, 104, 106)의 고정된 분할 또는 서브-섹터로 지향된 고정 신호 빔을 형성한다.
일반적으로, 서브-섹터 분할부들로의 송신을 위해 빔 스위칭을 사용하는 기지국(108)은 단일 안테나를 통해 전체 섹터(102, 104, 106)로 송신하는 기지국(108)보다 인접 서브-섹터내 가입자국에 대해 덜 간섭하도록 한다.
도 2는 3개의 섹터(202, 204, 206)를 포함하는 예시적인 셀(200)을 도시한다. 4개의 서브-섹터(0 207, 1 209, 2 211 및 3 213)로 분할된 섹터(204)가 도시된다. 각각의 서브-섹터는 섹터(204)를 서비스하는 기지국(도시 안됨)의 안테나 엘리먼트에 의해 발생된 고정 전송 빔(208, 210, 212, 214)(각각)에 의해 덮인다. 바람직하게, 교번하는 서브-섹터(207, 209, 211, 213)는 짝수 또는 홀수로서 설계된다. 서브-섹터(0 207 및 2 211)는 짝수 서브-섹터로서 설계되는 반면, 서브-섹터(1 209 및 3 213)는 홀수 서브-섹터로서 설계된다. 바람직하게, 데이터 송신 슬롯은 짝수 및 홀수로 식별된다. 서브-섹터 송신 빔(208, 210, 212, 214)은 섹터(204)내 가입자국(216)의 위치에 관계없이 고정된 상태를 유지한다. 가입자국(216)은 이용가능한 파일럿의 C/I를 측정함으로써 최상의 빔(208, 210, 212, 214)을 선택한다. 개시된 실시예에서, 송신은 CDMA 신호이며, 다른 가입자국과 셀 영역을 서비스하는 기지국의 송신은 간섭을 대부분이 수신하는 가입자국(216)에 의해 발생하도록 한다. 개시된 실시예에서, 각각의 가입자국(216)은 C/I 또는 캐리어-간섭 비율의 추정을 수행한다. 결과적인 C/I 측정 정보는 데이터율 제어(DRC) 신호로 변환된다. DRC는 C/I 측정값 대신에 각각의 가입자국(216)으로부터 자신이 서비스하는 기지국으로 송신된다. 기지국은 고정된 전력 레벨을 송신하지만, 가입자국(216)으로부터 수신된 DRC 정보에 따라 각각의 가입자국(216)으로 송신하는데 사용된 데이터율을 변화시킨다. 가입자국(216)은 순방향 링크로 송신용 데이터율을 선택하는데 사용된 DRC 정보를 자신의 기지국으로 전송하기 위해 C/I 측정을 수행한다. 만일 가입자국(216)에 대한 간섭량이 크다면, 기지국은 낮은 데이터율로 가입자국(216)으로 송신한다. 반대로, 만일 가입자국(216)에 대한 간섭이 작다면, 기지국은 높은 데이터율로 가입자국(216)으로 송신한다.
통상적인 셀룰러 통신 시스템에서 가입자국(216)에 대한 간섭은 빔이 중첩하는 셀과 섹터 경계에서 더 크다. 통상적으로, 서브-섹터 경계에서 가입자국(216)은 서브-섹터 전송 빔과 통신할 것이지만 인접 빔은 C/I를 낮추는 각각의 다른 빔과 간섭할 것이다. 개시된 실시예는 홀수 및 짝수 송신 타임 슬롯 동안 홀수(208, 212) 및 홀수(210, 214)의 서브-섹터상에 송신을 교번하는 간단한 방법을 사용하여 서브-섹터 경계에 인접한 곳에서 간섭을 추정한다. 짝수 타임 슬롯 동안, 짝수 빔(208, 212)만이 송신된다. 홀수 신호 빔(210, 214)의 진폭 및 위상 계수는 짝수 타임 슬롯 동안 0으로 설정된다. 홀수 송신 타임 슬롯 동안, 홀수 빔(210, 214)만이 송신된다. 짝수 신호 빔(208, 212)의 진폭 및 위상 계수는 홀수 송신 타임 슬롯 동안 0으로 설정된다. 주어진 타임 슬롯에서, 4개의 세트의 빔중 두 세트가 활성화된다. 간섭 (I)을 제거하는 것은 C/I를 부스트하고 시스템 커패시티와 데이터율을 증가시킨다. 주어진 타임 슬롯 동안 송신하는 12개 서브-섹터 셀중 6개의 서브-섹터을 가진 개시된 실시예의 교번 빔 스위칭 방법은 경계 간섭을 가진 통상적인 5개 섹터 셀보다 우수하다. 개시된 실시예의 교번 빔 스위칭 방법은 우수한 수신 신호 품질을 가진 경계에 인접하여 위치된 가입자국(216)을 제공하고 가입자국(216)이 높은 데이터율을 요구하도록 한다.
당업자라면 본 발명의 정신을 벗어남없이 셀이 임의대로 섹터로 분할 될 수 있거나 또는 섹터 및 서브-섹터의 임의의 순열로 분할될 수 있음을 알 수 있을 것이다.
도 3A, 도 3B 및 도 3C는 고정된 전송 타임 슬롯에 따라 교번하는 고정된 서브-섹터 분할을 도시하는 타이밍이다. 도 3A는 주어진 시간에서의 활성화된 짝수 타임 슬롯과 불활성화된 홀수 타임 슬롯의 예를 도시한다. 도 3B는 주어진 활성화된 짝수 송신 타임 슬롯 동안 짝수 빔 1 및 2에 대해 발생하는 기지국 전송을 도시한다. 도 3C는 주어진 활성화된 짝수 전송 타임 슬롯 동안 홀수 빔 1 및 3에 대해 발생하지 않는 기지국 송신을 도시한다.
개시된 실시예는 바람직하게는 짝수 및 홀수 송신 타임 슬롯 및 상응하는 짝수 및 홀수 서브-섹터 송신 빔을 식별한다. 짝수 신호 빔은 짝수 송신 타임 슬롯 동안에만 송신된다. 홀수 신호 빔은 홀수 송신 타임 슬롯 동안에만 송신된다. 임의의 주어진 타임 슬롯 동안, 서브-섹터 송신 비의 절반은 활성화될 것이고 서브-섹터 송신 빔의 절반은 불활성화될 것이다. 인접 송신 빔으로부터의 간섭은 바람직하게는 개시된 실시예의 교번 빔 스위칭 방법으로 제거된다.
기지국은 가입자국으로부터 수신된 DRC 메세지를 사용하여 자신들의 서브-섹터 커버리지 영역내에 위치하는 가입자국에 대한 정보를 유지한다. 동일한 신호가 가입자국의 위치에 관계없이 섹터의 모든 서브-섹터로 송신된다. C/I를 개선하기 위한 복잡한 트래킹 방법과 스마트 안테나 설계에 대한 필요성이 개시된 실시예의 간략함에 의해 제거된다.
도 4는 일 실시예에 따른 단계를 도시한다. 상술된 바와 같이, 시스템 커패시티와 데이터율이 가입자국에서 측정된 C/I를 최대화함으로써 증가된다. C/I는 빔 스위칭 방법을 사용하여 최대화된다.
단계(402)에서, 홀수 서브-섹터 빔은 순방향 링크로 기지국으로부터 홀수 타임 슬롯 동안 송신된다. 홀수 송신 슬롯 동안 데이터를 수신하는 가입자국(도시 안됨)은 데이터 패킷을 수신하고 수신된 데이터의 C/I에 기초한 DRC를 발생시킨다.각각의 송신 타임 슬롯에 순방향 링크로 송신되는 파일럿 신호 또는 공지된 신호의 부스트가 있다. 가입자국은 다음 타임 슬롯에서 수신할 수 있는 데이터의 C/I를 예상할 수 있도록 파일럿 신호를 사용한다. 제거된 C/I에 기초하여, 가입자국은 자신이 지원할 수 있는 데이터율을 결정한다. 주어진 C/I에 대해, 가입자국이 지원할 수 있는 최대 데이터율을 가진다. 가입자국은 이후의 활성화된 슬롯내 C/I를 예상하기 위해 각각의 활성화된 타임 슬롯내에 송신된 파일럿 신호를 사용하고, 최대 데이터율을 찾기 위해 룩업 표를 사용한다.
단계(404)에서, 짝수 송신 슬롯 동안 데이터를 수신하는 가입자국은 역방향 홀수 타임 슬롯 동안 역방향 링크로 자신들의 기지국으로 DRC를 전송한다. 모든 홀수 타임 슬롯에 대해, 짝수 송신 슬롯 동안 데이터를 수신하는 가입자국은 수신할 수 있는 데이터율을 지시하는 자신들의 기지국으로 DRC 메세지를 전송한다. 다음으로, 기지국은 다음 짝수 타임 슬롯 동안 지시된 데이터율로 가입자국으로 송신한다.
단계(406)에서, 짝수 서브-섹터 빔은 순방향 링크로 기지국으로부터 짝수 타임 슬롯 동안 송신된다. 짝수 송신 슬롯 동안 데이터를 수신하는 가입자국은 데이터 패킷을 수신하고 수신된 데이터의 C/I에 기초하여 DRC를 발생시킨다.
단계(408)에서, 홀수 송신 타임 슬롯 동안 데이터를 수신하는 가입자국은 역방향 링크 짝수 타임 슬롯 동안 역방향 링크로 자신들의 기지국에 DRC를 전송한다. 모든 짝수 타임 슬롯에 대해, 홀수 송신 슬롯 동안 데이터를 수신하는 가입자국은 수신할 수 있는 데이터율을 지시하는 자신들의 기지국으로 DRC 메세지를 전송한다.기지국은 다음 홀수 타임 슬롯 동안 지시된 데이터율로 가입자국에 송신한다.
도 5는 다수의 송신 안테나를 통해 하나 이상의 가입자국에 교번하는 서브-섹터 빔 신호를 송신하는데 사용된 CDMA 기지국의 실시예의 블럭도를 도시한다. 제안된 제 3 세대 CDMA 시스템에서, 신호는 직교 위상 편이(QPSK) 변조를 사용하여 변조된다. 제안된 고속 데이터율 시스템에서, 신호는 QPSK에 추가하여 8위상 편이(8PSK)와 16 직교 진폭 변조(16QAM)를 사용하여 변조된다. QPSK 신호의 동상(in-phase)(I) 및 직교 위상(Q) 성분의 로드를 밸런싱하기 위해, 복소 PN 스프레딩 방법이 사용된다. 복소 PN 스프레딩 기술은 본 출원인에게 양도되었고 참조를 위해 인용되는 1997년 5월 14일 출원된 "CDMA 무선 통신 시스템내 감소된 피크-평균 송신 전력 고속 데이터율"이라는 명칭의 미국특허 출원번호 제08/856,428호에 개시되어 있다.
송신될 데이터는 복소 의사잡음(pn) 스프레더(502)로의 입력으로서 제공되는 대역내(in-band)(I) 및 직교(Q) 성분의 스트림형태로 발생된다. 복소 PN 스프레더(502)는 짧은 PN 코드 발생기(504)에 의해 발생된 짧은 PN 코드 샘플과 I 및 Q 샘플을 혼합한다. 결과적인 PN 스프레드 샘플 스트림은 가입자국(도시 안됨)에게 업컨버트되어 송신될 기저대역 복소 샘플 스트림을 발생시키기 위해 기저대역 유한 임펄스-응답(FIR) 필터(506)에 의해 필터링된다. 미국특허 출원번호 제08/856,428호에 따르면, 기저대역 FIR(506)에 제공된 신호는 다음의 식에 따라 스프레드된다:
(1)
(2)
여기서 I는 디지털 동상 샘플이고, Q는 디지털 직교-위상 샘플이며, PN1은 동상 짧은 PN 시퀀스, PNQ는 직교 위상 짧은 PN 시퀀스이며, X1과 XQ는 각각 동상 및 직교 위상 채널로 변조될 신호이다. 식 (1)에 의해 표현된 신호는 FIR 필터(506A)에 의해 필터링되고 식 (2)에 의해 표현된 신호는 FIR 필터(506B)에 의해 필터링된다. FIR 필터(506)는 할당된 대역폭에 정합할 송신 파면을 형상화하고 심볼간 간섭을 최소화하는 역할을 한다.
FIR 필터(506)에 의해 출력된 신호는 안테나 송신 서브시스템(524)에 제공되며, 각각의 송신 서브시스템(524)은 신호 송신 안테나(522)를 포함한다. 슬롯 TDM 타이밍 발생기(507)는 각각의 송신 슬롯내에서 여러 시간-분할 다중(TDM) 송신 주기에 해당하는 타이밍 신호를 발생시킨다. 슬롯 TDM 타이밍 발생기(507)는 빔형성 제어 프로세서(058)에 출력 신호를 제공하고, 이들은 짝수 및 홀수 서브-섹터 신호 빔상에 짝수 및 홀수 RDM 주기에 해당하는 신호를 교번하여 송신하기 위해 신호를 사용한다.
당업자라면 빔형성 제어 프로세서(508)는 디지털 신호 프로세서(DSP), 주문형 집적회로(ASIC), 이산 게이트 로직, 펌웨어, 현장 프로그램 가능 게이트 어레이(FPGA), 프로그램 가능 논리 소자(PLD) 또는 통상적인 프로그램 가능 소프트웨어 모듈과 마이크로프로세서를 포함한다는 것을 알 수 있을 것이다. 소프트웨어 모듈은 프로세서, RAM 메모리, 플래시 메모리, 레지스터 또는 공지된 다른 형태의저장 매체일 수 있다. 선택적으로, 임의의 통상적인 프로세서, 제어기, 상태 기계 또는 필요한 진폭과 위상 제어 신호를 발생하고 조정할 수 있는 다른 장치가 마이크로프로세서를 대체할 수 있다. 당업자라면 송신 장치에서 미리 제공된 다른 프로세서내에서 빔형성 제어 프로세서(508)를 구비하는 것을 배제할 수 없다는 것을 알 수 있을 것이다.
슬롯 RDM 타이밍 발생기(507)로부터의 신호에 기초하여, 빔형성 제어 프로세서(508)는 각각의 안테나 송신 서브시스템(524)에 개별 위상 및 진폭 제어 신호를 제공한다. 각각의 안테나 송신 서브시스템(524)에 대한 위상 및 진폭 제어 신호 계수를 조정함으로써, 빔형성 제어 프로세서(508)는 서브-섹터 빔을 형성하고 짝수 및 홀수 타임 슬롯에 따라 기지국의 서브-섹터 송신 빔을 온 및 오프로 스위칭한다. 고정 세트의 위상 및 진폭 계수는 서브-섹터 빔을 형성한다. 활성 타임 슬롯 동안, 빔 계수는 집중된 서브-섹터 빔 신호를 형성하는데 사용된다. 불활성 타임 슬롯 동안, 신호 계수는 서브-섹터 빔을 턴 오프하기 위해 0으로 설정된다. 도시된 바와 같이, 빔 형성 제어 프로세서(508)는 안테나 송신 서브시스템(524A)으로 진폭 제어 신호(α1) 및 위상 제어 신호(φ1)를 제공하며, 안테나 송신 서브시스템(524n)으로 진폭 제어 신호(αn) 및 위상 제어 신호(φn)를 제공한다.
일 실시예에서, 빔형성 제어 프로세서(508)는 기지국의 커버리지 영역내 각각의 서브=섹터 빔에 대해 최적인 빔형성 파라미터의 데이터베이스를 유지한다. 각각의 안테나 서브시스템(524)은 업컨버젼, 위상 제어, 증폭 및 하나의 송신 안테나(522)를 통한 신호 송신에 필요한 컴포넌트를 포함한다. 기저대역 FIR(506B)에 의해 제공된 신호는 위상-제어 발진기(510A)에 의해 제공된 혼합 신호와 혼합기(512A)내에서 혼합된다. 기저대역 FIR(506B)에 의해 제공된 신호는 위상-제어 발진기(518A)에 의해 제공된 혼합 신호와 혼합기(514A)내에서 혼합된다. 지시된 바와 같이, 위상-제어 발진기(510, 518)는 빔형성 제어 프로세서(508)로부터 진폭 및 위상 제어 신호를 수신하고, 이들은 자신들의 출력 혼합 신호의 위상과 진폭을 변화시키는데 사용된다. 혼합기(512A, 514A)의 출력 신호는 합산기(516A)에서 합산되고 송신 안테나(522A)를 통한 송신을 위해 진폭기(520A)로 제공된다. 당업자라면 송신 서브시스템(524a)과 다른 송신 서브시스템(도시 안됨)이 송신 서브시스템(524A)과 유사한 기능을 한다는 것을 알 수 있을 것이다.
각각의 안테나 송신 서브시스템(524)에 대해 증폭 및 송신 이전에 디지털 신호를 아날로그 포맷으로 변화하는데 필요한 디지털-아날로그 컨버터(DAC)는 도시되지 않는다. 당업자라면 아날로그 포맷으로의 변환이 본 발명의 범위를 벗어남없이 수행될 수 있다는 것을 알 수 있을 것이다.
일 실시예에서, 각각의 안테나 송신 서브시스템(524)은 합산기(516)와 증폭기(520) 사이에 위치하는 DAC를 포함한다. 이러한 실시예에서, 혼합기(512, 514)는 디지털 혼합기이고 위상-제어 발진기(510, 518)는 디지털 발진기 신호를 발생한다. 각각의 DAC는 합산기(516)의 디지털 출력을 아날로그 신호로 변환하는 역할을 하고, 이러한 아날로그 신호는 증폭기(520)에 의해 증폭되어 송신된다.
선택적인 실시예에서, 안테나 송신 서브시스템(524)에 제공된 입력 신호는 (안테나 송신 서브시스템(524)에 제공되기 이전에 아날로그로 변환된) 아날로그 포맷이다. 이러한 선택적인 실시예에서, 위상-제어 발진기(510, 518)는 아날로그 혼합 신호를 발생시키고, 혼합기(512, 514)는 아날로그 혼합기이며, 합산기(516)는 아날로그 합산기이다.
당업자라면 각각의 안테나를 통해 송신된 신호의 진폭 제어가 여러 방식으로 수행될 수 있음을 알 수 있을 것이다. 예시적인 실시예에서, 빔형성 제어 프로세서(508)는 각각의 안테나 송신 서브시스템(524)의 각각의 개별 증폭기(520)에 진폭 제어 신호를 제공한다.
당업자라면 위상-제어 발진기(510, 518)가 여러 방식으로 수행될 수 있음을 알 수 있을 것이다. 예시적인 실시예에서, 위상-제어 직접 디지털 합성기(DDS)가 매우 정밀한 위상 분해능을 가진 디지털 사인파 신호를 발생시키는데 사용될 수 있다. 다른 실시예에서, 발진기(510, 518)는 위상-제어되지 않지만 위상 시프터가 합산기(516)와 증폭기(520) 상에 위치한다.
두 개의 안테나 송신 서브시스템(524A, 524N)이 도 5에 도시되지만, 하나 이상의 안테나 송신 서브시스템이 빔형성 기지국내에 구비될 수 있다. 전형적인 구성로, 하나의 기지국이 4개의 서브-섹터로 분할된 하나의 섹터를 서비스하고, 4개의 안테나 송신 서브시스템(524)이 구비된다.
도 6은 일 실시예에 따라 구성된 예시적인 역방향 링크 아키텍쳐의 블럭도이다. 데이터는 데이터 패킷으로 분할되고 인코더(612)에 제공된다. 각각의 데이터 패킷에 대해, 인코더(612)는 주기적 덧붙임 검사(CRC) 패리티 비트를 발생시키고,코드 케일 비트를 삽입하며, 데이터를 인코딩한다. 일 실시예에서, 인코더(612)는 언급된 미국특허 출원번호 제08/743,688호에 개시된 인코딩 포맷에 따라 패킷을 인코딩한다. 다른 인코딩 포맷 또한 사용될 수 있다. 인코더(612)로부터의 인코딩된 패킷은 패킷내에 코드 심볼을 기록하는 인터리버(614)에 제공된다. 인터리브된 패킷은 곱셈기(616)에 제공되고, 곱산기는 데이터를 왈시 커버로 커버링하고 커버링된 데이터를 게인 엘리먼트(618)에 제공한다. 게인 엘리먼트(618)는 데이터율에 관계없이 일정한 비트당 에너지 Eb를 유지하기 위해 데이터를 스케일링한다. 게인 엘리먼트(618)로부터 스케일링된 데이터는 각각 PN_Q 및 PN_1로 데이터를 스프레드하는 곱셈기(650B, 650D)에 제공된다. 곱셈기(650a, 650d)로부터 스프레드된 데이터는 각각 데이터를 필터링하는 필터(652a, 652d)에 제공된다. 필터(652a, 652d)로부터 필터링된 신호는 합산기(654a)에 제공되고, 필터(652c, 652d)로부터 필터링된 신호는 합산기(654b)에 제공된다. 합산기(654)는 데이터 채널로부터의 신호를 파일럿/DRC 채널로부터의 신호를 합산한다. 합산기(654a, 654b)의 출력은 각각 IOUT 및 QOUT을 포함하고, 이들은 각각 위상 사인곡선 COS(W, T) 및 직교 사인곡선 SIN(wc, t)에서 (순방향 링크에서와 같이) 변조되고 송신 이전에 합산된다(도시 안됨). 예시적인 실시예에서, 데이터 트래픽은 사인곡선의 동상 및 직교 위상으로 송신된다.
예시적인 실시예에서, 데이터는 긴 PN 코드와 짧은 PN 코드를 가지고 스프레드된다. 긴 PN 코드는 수신하는 기지국이 송신하는 가입자국을 식별할 수 있도록데이터를 스크램블한다. 짧은 PN 코드는 시스템 대역폭에 대해 신호를 스프레드한다. 긴 PN 시퀀스는 긴 코드 발생기(642)에 의해 발생되고 곱셈기(646)에 제공된다. 짧은 PN1과 PNQ시퀀스는 짧은 코드 발생기(644)에 의해 발생되어 곱셈기(646a, 646B)에 각각 제공되며, 곱셈기들은 두 세트의 시퀀스를 각각 PN_Q 및 PN_I 신호를 형성하도록 곱한다. 타이밍/제어 회로(640)는 PN 코드 발생기(642, 644)에 대한 타이밍 기준을 제공한다. PN 시퀀스의 발생과 사용은 당해분야에 공지되어 있고 미국특허 제5,103,459호에 개시되어 있다.
도 6에 도시된 데이터 채널 아키텍쳐의 예시적인 블럭도는 데이터 인코딩과 역방향 링크의 변조를 지원하는 여러 아키텍쳐중 하나이다. 고속 데이터 송신을 위해, 다수의 직교 채널을 사용하는 순방향 링크와 유사한 아키택쳐가 사용될 수 있다. IS-95 표준을 만족하는 CDMA 시스템내 역방향 링크 트래픽 채널을 위한 아키택쳐와 같은 다른 아키택쳐 또한 고려될 수 있으며 본 발명의 범위에 속한다.
예시적인 실시예에서, 역방향 링크 데이터 채널은 4데이터율을 지원하고, 이들은 표 1에 도표화된다. 추가의 데이터율 및/또는 다른 데이터율이 지원될 수 있다. 예시적인 실시예에서, 역방향 링크를 위한 패킷 크기는 표 1에 도시된 바와 같이 데이터율에 의존한다. 언급된 미국특허 출원번호 제08/743.688호에 개시된 바와 같이, 개선된 디코더 성능이 큰 패킷 크기에 대해서 달성될 수 있다. 따라서, 표 1에 리스트된 것과는 다른 패킷 크기도 성능을 개선하기 위해 사용될 수 있다. 추가로, 패킷 크기는 데이터율에 대해 독립적인 파라미터를 생성할 수 있다.
파일럿 및 전력 제어 변조 파라미터
파라미터 데이터율 단위
9.6 19.2 38.4 76.8 Kbps
프레임 지속 26.66 26.66 13.33 13.33 msec
데이터 패킷 길이 245 491 491 1003 비트
CRC 길이 16 16 16 16 비트
코드 케일 비트 5 5 5 5 비트
전체 비트/패킷 256 512 512 1024 비트
인코딩된 패킷 길이 1024 2048 2048 4096 심볼
왈시 심볼 길이 32 16 8 4 칩
요구 필요 아니오 예 예 예
표 1에 도시된 바와 같이, 역방향 링크는 다수의 데이터율을 지원한다. 예시적인 실시예에서, 9.6kbps의 최저 데이터율이 기지국에 등록됨과 동시에 각각의 가입자국에 할당된다. 예시적인 실시예에서, 가입자국은 기지국으로부터의 승인 요청을 필요로 함없이 임의의 타임 슬롯에 최저 데이터율 데이터 채널로 데이터를 송신할 수 있다. 예시적인 실시예에서, 높은 데이터율로 데이터를 송신하는 것은 시스템 로딩, 공정성 및 전체 처리량과 같은 시스템 파라미터 세트에 기초하여 선택된 기지국에 의해 승인된다. 고속 데이터 송신을 위한 예시적 설계 메커니즘이 본 출원인에게 양도되었으며 참조를 위해 인용되는 1997년 2월 11일 출원된 "순방향 링크율 스케줄링을 위한 방법 및 장치"라는 명칭의 미국특허 출원번호 제08/798,951호 및 1997년 8월 20일 출원된 "역방향 링크율 스케줄링을 위한 방법 및 장치"라는 명칭의 미국특허 출원번호 제08/914,928호에 상세히 개시되어 있다.
파일럿/DRC 채널의 예시적인 블럭도가 도 6에 도시된다. DRC 메세지는 DRC인코더(626)에 제공되며, 인코더는 사전설정 코딩 포맷에 따라 메세지를 인코딩한다. DRC 메세지의 코딩은 부정확한 순방향 링크 데이터율 결정이 시스템 처리량 성능에 영향을 주기 때문에 DRC 메세지의 에러 확률이 충분히 낮도록 요구되므로 매우 중요하다. 예시적인 실시예에서, DRC 인코더(626)는 DRC 메세지를 코드 워드로 인코딩하는 레이트(8,4) 블록 인코더이다. 인코딩된 DEC 메세지는 DRC 메세지가 지향되는 목적 기지국만을 식별하는 왈시 코드로 메세지를 커버링하기는 곱셈기(628)로 제공된다. 왈시 코드는 왈시 발생기(624)에 의해 제공된다. 커버링된 DRC 메세지는 곱셈기(MUX)(630)에 제공되며, 곱셈기는 메세지를 파일럿 데이터와 곱한다. DRC 메세지와 파일럿 데이터는 곱셈기(650a, 650c)에 제공되고, 이들은 각각 데이터를 PN_1 및 PN_Q와 함께 스프레드한다. 따라서, 파일럿 및 DRC 메세지는 사인곡선의 동상 및 직교 위상으로 송신된다.
예시적인 실시예에서, DRC 메세지는 선택된 기지국으로 송신된다. 이는 선택된 기지국을 식별하는 왈시 코드로 DRC 메세지를 커버링한다. 예시적인 실시예에서, 왈시 코드는 128개 칩 길이를 가진다. 128-칩 왈시 코드의 도출은 공지되어 있다. 하나의 단일 왈시 코드는 각각의 기지국에 할당되고, 가입자국과 통신한다. 각각의 기지국은 할당된 왈시 코드로 DRC 채널상에 신호를 디커버링한다. 선택된 기지국은 DRC 메세지를 디커버링하고 이에 응답하여 순방향 링크로 요구된 가입자국에 데이터를 송신할 수 있다. 다른 기지국은 이들 기지국이 할당된 다른 왈시 코드를 가지기 때문에 요구된 데이터율이 자신들에게 지향되지 않도록 할 수 있다.
예시적인 실시예에서, 데이터 통신 시스템내 모든 기지국에 대한 역방향 링크 짧은 PN 코드는 동일하고, 다른 기지국을 구별하는데 짧은 PN 시퀀스내 오프셋이 없다. 데이터 통신 시스템은 바람직하게는 역방향 링크에서의 소프트 핸드오프를 지원한다. 오프셋이 없는 동일한 짧은 PN 코드는 다수의 기지국이 소프트 핸드오프 동안 가입자국으로부터 동일한 역방향 링크 송신을 수신하도록 한다. 따라서 짧은 PV 코드는 스펙트럼 스프레딩을 제공하지만 바람직하게는 기지국에 대한 식별을 허용하지 않는다.
예시적인 실시예에서, DRC 메세지는 가입자국에 의해 요청된 데이터율을 반송한다. 선택적인 실시예에서, DRC 메세지는 순방향 링크 품질의 지표(예를 들면, 가입자국에 의해 측정된 것과 같은 C/I 정보)를 반송한다. 획득 동안, 가입자국은 하나 이상의 서브-섹터 빔으로부터 순방향 링크 파일럿 신호를 동시에 수신하고 각각의 수신된 파일럿 신호에서 C/I 측정을 수행한다. 획득 동안, 가입자국은 짝수 및 홀수 타임 슬롯상의 파일럿을 찾고 측정한다. 가입자국은 최고 C/I를 가진 빔을 선택한다. 이어서 가입자국은 데이터를 수신하는 순방향 링크 타임 슬롯으로부터 반대 역방향 링크 타임 슬롯 동안 역방향 링크로 DRC 메세지를 전송한다. 가입자국은 새로운 서브-섹터로 교차할 때 짝수 타임 슬롯으로부터 홀수 타임 슬롯으로(또는 반대로) 스위칭한다. 획득 이후, C/I는 데이터가 수신될 때 교번하는 짝수 또는 홀수 타임 슬롯상에서만 C/I가 수신될 수 있다는 것을 제외하고는 미국특허 제5,504,773호에 개시된 바와 같이 가입자국에 의해 추정된다. 다음으로, 가입자국은 파라미터 세트에 기초하여 최상의 서브-섹터 빔을 선택하고, 이러한 파라미터는 현재의 그리고 이전의 C/I 측정값을 포함할 수 있다. 데이터율 제어 정보는 DRC 메세지로 포매팅되고, 이는 여러 실시예중 하나에서와 같이 기지국으로 전달될 수 있다.
제 1 실시예에서, 가입자국은 요구된 데이터율에 기초하여 DRC 메세지를 송신한다. 요구된 데이터율은 가입자국에 의해 측정된 C/I로 만족스러운 성능을 제공하는 최상으로 지원된 데이터율이다. C/I 측정값으로부터, 가입자국은 가장먼저 최대 데이터율을 계산하고, 만족스러운 성능을 제공한다. 다음으로 최대 데이터율은 지원된 데이터율중 하나로 양자화되고 요구된 데이터율로서 지정된다. 요구된 데이터율에 해당하는 데이터율 지수는 선택된 기지국으로 송신된다. 예시적인 세트의 지원된 데이터율과 해당 데이터율 지수들이 표 1에 도시되어 있다.
다른 실시예에서, 가입자국은 선택된 기지국에 순방향 링크 품질의 지시를 송신하며, 가입자국은 C/I 측정값의 양자화 값을 필요로 하는 C/I 지수를 송신한다. C/I 측정값은 맵핑되고 C/I 지수와 관련될 수 있다. C/I 지수를 나타내기 위해 많은 비트를 사용하는 것은 C/I 측정값의 더욱 정밀한 양자화를 가능케 한다. 또한, 맵핑은 선형적이거나 또는 사전변형된다. 선형 맵핑을 위해, 각각의 C/I 지수의 증분은 C/I 측정값의 해당 증분을 나타낸다. 예를 들면, C/I 지수내 각각의 스텝은 C/I 측정의 2.0dB 증가를 나타낸다. 사전변형 맵핑을 위해, 각각의 C/I 지수내 증분은 C/I 측정값의 다른 증가를 나타낸다. 예시로서, 사전왜곡 맵핑은 C/I 분포의 누적 분포 함수(CDF) 곡선을 정합하기 위해 C/I 측정값을 양자화하는데 사용될 수 있다. 가입자국으로부터 기지국으로 데이터율 제어 정보를 전달하는 다른 실시예가 가능하고 본 발명의 범위내에 있다. 더욱이, 데이터율 정보를 나타내기위해 다른 수의 비트를 사용하는 것은 본 발명의 범위내이다.
예시적인 실시예에서, C/I 측정은 CDMA 시스템에서 사용된 바와 유사한 방식으로 순방향 링크 파일럿 신호로 수행될 수 있다. C/I 측정을 수행하는 방법 및 장치는 본 출원인에게 양도되었으며 참조를 위해 인용되는 1996년 9월 27일 출원된 "스프레드 스텍트럼 통신 시스템내 링크 품질을 측정하는 방법 및 장치"라는 명칭의 미국특허 출원번호 제08/722,763호에 개시되어 있다. 파일럿 신호상에서의 C/I 측정은 짧은 PN 코드로 수신된 신호를 디스프레딩함으로써 얻어질 수 있다.
선택적인 실시예에서, C/I 측정은 순방향 링크 트래픽 채널로 수행될 수 있다. 트래픽 채널 신호는 긴 PN 코드와 짧은 PN 코드를 가지고 가장먼저 디스프레딩되고 왈시 코드로 디커버링된다. 데이터 채널상의 신호에서의 C/I 측정은 송신된 전력의 많은 부분이 데이터 송신을 위해 할당되기 때문에 더욱 정확하다. 가입자국에 의해 수신된 순방향 링크 신호의 C/I 측정을 위한 다른 방법이 고려되고 본 발명의 범위내에 속한다.
예시적인 실시예에서, DRC 메세지는 타임 슬롯의 첫 번째 절반내에 송신된다. 1.667msec의 예시적인 타임 슬롯에 대해, DRC 메세지는 타임 슬롯의 처음 1024칩 또는 0.83msec를 포함한다. 타임 슬롯의 나머지 1024칩은 DRC 메세지를 변조하고 디코딩하기 위해 기지국에 의해 사용된다. 타임 슬롯의 앞부분에서 DRC 메세지를 송신하는 것은 기지국이 동일한 타임 슬롯내 DRC 메세지를 디코딩하며 즉시 연속하는 타임 슬롯내 요구된 데이터율로 데이터를 송신하는 것이 가능하다. 짧은 처리 지연은 통신 시스템이 동작 환경에서 변화에 빠르게 적응하도록 한다.
선택적인 실시예에서, 요구된 데이터율은 절대 기준과 상대 기준의 사용으로 기지국으로 전달된다. 이러한 실시예에서, 요구 데이터율은 포함하는 절대 기준은 주기적으로 송신된다. 절대 기준은 기지국이 가입자국에 의해 요구된 정확한 데이터율을 결정하도록 한다. 절대 기준의 송신 상의 각각의 타임 슬롯에 대해, 가입자국은 다음의 타임 슬롯에 대해 요구된 데이터율이 높은지 낮은지 아니면 이전의 타임 슬롯에 대해 요구된 데이터율과 동일한지는 지시하는 상대 기준을 기지국으로 송신한다. 주기적으로, 가입자국은 절대 기준을 송신한다. 데이터율 지수의 주기적 송신은 요구된 데이터율이 공지된 상태로 설정되도록 하고 상대 기준의 수신 에러가 축적되지 않도록 한다. 절대 기준과 상대 기준의 사용은 기지국으로의 DRC 메세지의 송신율을 감소시킬 수 있다. 요구된 데이터율을 송신하는 다른 프로토콜 또한 고려될 수 있고 본 발명의 범위내에 있다.
사용자들이 통신 시스템에서의 품질 서비스를 요구하기 때문에, 시스템내 각각의 사용자에 대한 송신 전력에 장애를 야기하는 특정 비트율에 대한 해당 C/I 제약 및 비트 에러율을 이해하는 것이 바람직하다. 하나의 사용자에 대한 데이터 신호가 다른 사용자에게는 잡음 또는 간섭일 수 있다는 것을 숙지한다. 모든 타임 슬롯의 사용을 최적화할 뿐만 아니라 각각의 사용자의 C/I 를 증가시키는 것 또한 바람직하다. 모든 섹터가 총전력으로 송신된 신호를 수신할 때, 섹터"i"에 대한 C/I는 다음과 같이 주어진다:
(3)
여기서 i≠j이다. 분수는 섹터 i에 대한 송신 전력이고, 분모는 다른 섹터 및/또는 셀에서의 사용자에 대한 송신 전력의 합이다. 일반적으로, "Z" 사용자에 대한 송신 전력 레벨 PFull을 가진 시스템에 대해, 상기 관계식은 다음과 같이 간략해 질 수 있다:
(4)
유효 전력 증가를 위한 노력을 나타내며, 시스템내 사용자 수의 증가는 C/I를 감소시키고 이에 따라 개별 사용자에 대한 및 잠재적으로 모든 사용자에 대한 서비스 품질이 저하된다. 그러므로, 감소된 전력 레벨로 (Z-1) 사용자의 적어도 일부에 송신함으로써 분모를 감소시키는 것이 바람직하다. 예를 들어, 일 실시예에서, 셀의 기지국은 시간-분할 전력 레벨 할당에 따라 각각의 섹터에 송신한다. 일 실시예에서 섹터에 대한 C/I는 다음과 같이 계산된다:
(5)
섹터 "j"에 대한 기지국 송신은 총전력 PFull이고 섹터 "k"에 대한 송신은 감소 전력 PReduced이다. 섹터내 모든 이동 유니트는 해당 전력 레벨로 송신된 신호를 수신한다. 효과적으로, 임의의 전력 레벨이 이러한 관계식에 포함될 수 있다. 감소된 전력 항의 유입은 바람직하게는 섹터 i내 이동 유니트에 대한 C/I를 상응하게 증가시키고 이에 따라 이러한 유니트에 대한 서비스 품질을 개선하면서도 다른 섹터내 이동 유니트들이 계속해서 정보를 수신할 수 있도록 한다. 다른 섹터에서 감소된 전력은 섹터 i에 대한 간섭을 감소시킨다. 예시적인 실시예에서, 송신된 신호는 사이클적으로 반복되는 사전설정된 수의 타임 슬롯으로 분할된다. 각각의 섹터는 사이클당 적어도 하나의 타임 슬롯에 대해 총전력으로 송신된 신호를 수신한다. 선택적인 실시예는 커패시티 및 사용법에 따라 신호 전력을 조정한다. 예를 들면, 하나의 섹터내에 통신 활동이 없으면, 어떠한 고전력 신호도 그 섹터에 송신되지 않고, 고전력을 위한 타임 슬롯이 통신 트래픽을 가진 다른 섹터에 할당된다. 이러한 시스템에서, 시간-분할 전력 할당은 실시 트래픽에 기초하여 적용된다.
예시적인 실시예에 따르면, 단일 주파수가 다수 인접 섹터에서 사용된다. 송신 신호는 사이클당 사전설정된 수의 타임 슬롯에 상응하여 발생되고, 여기서 타임 슬롯의 수는 섹터의 수와 동일하다. 주어진 타임 슬롯 동안, 각각의 섹터는 할당된 전력 레벨이고, 전력 할당은 섹터로 송신된 캐리어 신호의 전력 레벨을 지시한다. 예시적인 실시예에서, 전력 레벨의 수는 사이클당 타임 슬롯의 수와 동일하다. 다음 타임 슬롯 동안, 전력 할당이 변화된다. 시간 분할 전력 할당은 송신된 신호들간의 간섭을 감소시키는데 사용되는데, 이는 오로지 하나의 섹터만인 고전력 신호를 수신하기 때문이다. 선택적인 실시예로 타임 슬롯의 수를 섹터의 수와 동일하지 않도록 구비할 수 있고, 타임 슬롯이 수는 적어도 하나의 송신된 신호에 대한 간섭을 감소시킨다. 예를 들면, 타임 슬롯의 수는 섹터내 서브-섹터의 수와 동일하다. 선택적으로, 타임 슬롯의 수는 섹터 및/또는 서브-섹터의 수보다 클 수 있고 할당 패턴이 사전설정 평균 전력값을 가져오는 다수의 타임 슬롯에 대한 전력제어 및 제어 전력을 위한 일부의 다른 알고리즘이 섹터 및/또는 서브-섹터 사이의 간섭을 감소시킬 수 있도록 한다.
도 7은 단일 셀이 "A", "B", "C"로 명명된 3개의 섹터를 가지는 예시적인 실시예를 도시한다. 단일 기지국(도시 안됨)은 각각의 섹터 A, B, C에 분리된 신호를 송신한다. 기지국으로부터의 3개의 송신 각각은 "1", '2", "3"으로 명명된 3개의 타임 슬롯에 따라 제어된다. 타임 슬롯 1, 2, 3은 순차적으로 반복하여 사이클링된다. 기지국 송신이 타임 슬롯 설계에 따라 제공되기 때문에, 모든 3개의 섹터에서의 타이밍은 동기화된다. 그러므로, 섹터 A에 대한 타임 슬롯은 섹터 B, C내 타임 슬롯과 일치한다.
도 7에서, 총전력은 PF로 지시되고 낮은 전력 레벨은 PR1및 PR2로 각각 지시된다. 인접 섹터에 고전력 및 저전력 레벨로 하나의 섹터에 송신함으로써, 고전력 섹터내 간섭이 감소된다. 선택적인 실시예는 하나의 감소된 전력 레벨이 다수의 섹터에 제공되도록 한다.
예시적인 실시예에 따르면, 각각의 섹터는 각각의 타임 슬롯 동안 송신 신호를 수신한다. 선택적인 실시예는 불활성 타임 슬롯을 포함하고 및/또는 저전력 레벨을 포함하며, 단일 전력 레벨은 다수의 섹터에 할당된다. 예시적인 실시예에서, 기지국은 송신된 신호의 시간 분할을 결정한다. 기지국으로부터의 모든 신호는 이러한 타이밍에 따라 발생된다. 기지국은 이러한 타이밍과 일치하는 회전 설계에 따라 각각 송신된 신호의 전력을 조정한다. 예를 들면, 도 7에 도시된 바와 같이,제 1 타임 슬롯 1 동안, 섹터 A는 총전력 또는 조정된 전력 레벨인 고전력 레벨로 할당되고, 섹터 B는 저전력 레벨로 할당되며 섹터 C는 중간 전력 레벨로 할당된다. 전력 레벨 할당은 전체 타임 슬롯을 통해 유효하다. 다음 시퀀스의 타임 슬롯 2 동안, 전력 할당이 변화되며, 섹터 A는 중간 전력 레벨로, 섹터 B는 고전력 레벨로 섹터 C는 저전력 레벨로 할당된다. 섹터에 대한 전력 할당은 전력 레벨을 통해 사이클릭하게 회전한다. 예시적인 실시예에서, 주어진 섹터에 대한 전력 할당의 순서는 변화되지 않는다는 것을 주목한다. 예를 들면, 섹터 A에 대한 전력 할당 순서는:고전력, 중간 전력, 저전력 순이다. 섹터 B에 대한 전력 할당은, 저전력, 고전력, 중간 전력 순이다. 섹터 C에 대한 전력 할당은 중간 전력, 저전력, 고전력 순이다. 주어진 타임 슬롯 동안, 오로지 하나의 섹터만이 고전력 레벨 할당을 가지며, 이는 그 섹터에 대한 간섭을 감소시키고 주어진 타임 슬롯에 대한 C/I를 증가시킨다. 따라서, 예시적인 실시예는 바람직하게는 각각의 섹터에 높은 C/I의 하나의 타임 슬롯을 할당함으로써 심볼간 간섭(ISI)을 감소시킨다.
예시적인 실시예에서, 각각의 타임 슬롯 동안, 각각의 섹터는 순차적으로 유지되는 단일 전력 레벨로 할당된다. 선택적인 실시예에서, 할당 및 전력 할당의 순서는 통신 시스템에 따라 조정된다. 선택적인 실시예로서 섹터에 전력 할당 순서가 바뀌고, 적어도 하나의 섹터는 고전력 레벨로 송신된 신호를 수신한다. 예를 들면 하나의 섹터에 대한 전력 레벨 할당은 간섭 조건에 따라 다른 섹터에 대해 조정될 수 있다. 이는 동적 전력 할당 설계에 따라 기지국이 송신하도록 한다.
섹터내 각각의 이동 유니트는 각각의 타임 슬롯 동안 송신기로 DRC 정보를제공한다. 예를 들면, 사이클당 3개의 타임 슬롯과 3개의 전력 레벨을 가진 타임 분할을 가진 시스템의 경우, 각각의 이동 유니트는 기지국으로 3개의 DRC를 제공하고, 하나의 각DRC는 각의 전력 레벨 즉, 타임 슬롯이다. DRC 정보는 주어진 타임 슬롯에 대한 C/I 추정값에 기초하며, 타임 슬롯은 할당된 전력 레벨을 가진다. 이하에서 설명될 바와 같이 디지털 필터링 처리는 적용된 방법에 따라 C/I 추정값을 반복적으로 제공하며, 계산은 이전 사이클로부터 피드백을 포함한다. 주어진 타임 슬롯 동안, 디지털 필터링은 타임 슬롯 동안 송신된 심볼을 필터링하기 위한 일련의 반복을 수행한다. 디지털 필터는 사전설정된 수의 심볼을 포함하는 샘플 세트로 동작한다. 각각의 반복에 대해, C/I 추정값이 발생된다. 각각의 C/I 추정값은 동일한 전력 레벨의 이전의 타임 슬롯으로부터 즉, 타임 슬롯 1 계산값으로부터의 계산을 포함하고 이전 타임 슬롯 1 계산으로부터의 히스토리 정보를 포함한다. 선택적인 실시예가 전력 할당 순서를 유지하지 않으며 이에 따라 각각의 전력 레벨에 해당하는 히스토리 정보가 다른 타임 슬롯에 의해 표현된다는 것을 주목한다. 예시적인 실시예에서, 섹터 A에 대해, 타임 슬롯 1에 대한 C/I 추정값은 적어도 하나의 이전 타임 슬롯 1 계산으로 평균된다. 소정수의 이전 타임 슬롯은 추정값을 결정하는데 이용될 수 있으며, 히스토리 정보량의 증가로 인해 추정값의 정확도가 증대되는 경향이 있다. 각 C/I 반복에 포함된 히스토리 정보량은 이전 정보를 저장할 수 있는 시스템 능력뿐 아니라 전력 레벨 및/또는 타임 슬롯의 수에 의해 제한될 수 있다. 이전 C/I 결과는 버퍼 또는 다른 메모리 저장 장치에 저장될 수 있다. 유사하게, C/I 추정 정보는 매트릭스 형태로 저장될 수 있으며, 여기서 구성벡터는 특정 섹터에 할당된 특정 전력 레벨에 대응한다. 예시적인 실시예에서, 매트릭스는 3개 섹터 및 3개 전력 레벨 각각에 대한, 또는 적어도 9개 벡터에 대한 C/I 정보를 포함할 것이다.
이동 유니트는 각 할당된 전력 레벨에 대응하는 DRC 정보를 기지국에 되돌려 송신한다. 따라서, 각 활성 타임 슬롯동안, 이동 유니트는 C/I 평균 추정에 기초한 DRC 정보를 송신한다. DRC로부터, 기지국은 주어진 타임 슬롯동안 이동 유니트내 데이터 송신을 위해 데이터율을 결정한다. 예시적인 실시예는 동일한 수의 전력 레벨 및 타임 슬롯을 갖는 반면, 이것이 엄격히 그 케이스인 것은 아니다. 예시적인 실시예는 DRC가 특정 전력 레벨과 관련되는 것을 실현하기 위한 논의를 명확하게 할 수 있다. 여기에 논의된 바와 같이, DRC는 기지국인 송신할 수 있거나, 또는 특정 데이터율로 제공될 수 있는 값의 범위로 제공될 수 있다. 유사하게, 이동 유니트는 C/I 추정값을 직접 제공하고 기지국이 적절한 DRC를 결정하도록 할 수 있다.
일 실시예에서, 이동국은 C/I를 계산하고, 평균화를 수행하며 룩-업 테이블로부터 DRC를 선택한다. 선택적인 실시예에서, 이동국은 C/I 추정값을 기지국에 송신하고, 기지국은 적절한 데이터율을 결정한다. 각 반복시에, C/I 추정값은 등화 또는 수신 신호 필터링에 의해 계산된다. 등화의 목적은 송신 채널에 의해 유발되는 소정 ISI를 감소시키는 것이다. 등화는 따라서 채널-유발 왜곡을 정정한다.
도 8은 무선 통신 시스템의 셀의 섹터 중 하나에서 동작하는 수신기회로(700)를 도시한다. 수신기 회로(700)는 C/I를 추정하고 대응하는 DRC 메시지를 기지국(도시되지 않음)에 다시 제공한다. 수신기(700)는 등화기(710)에 연결된 안테나(702), RF/IF 프로세서, 대역통과 필터(706) 및 샘플러(708)를 포함한다. 예시적인 실시예에서, 등화기(710)는 입력 값의 이산 시퀀스를 평균시키는 유한 임펄스 응답(FIR) 필터이다. 예시적인 등화기는 본 발명의 출원인에게 양도되었고 여기서 참조를 위해 인용되는, "등화기 및 레이트 수신기를 이용하여 변조된 신호를 처리하는 방법 및 장치"라는 명칭의 미국 특허 출원에 개시되어 있다.
다시 도 8을 참조하면, 등화기(710)는 FIR 필터로 도시되는 반면, 무한 임펄스 응답(IIR) 필터나 소정의 다른 필터 구조를 이용하여 실행될 수 있다. 등화기 (710)는 순차적으로 수신된 입력 심볼의 샘플 세트의 평균을 출력한다. 샘플 세트는 소정 수의 연속한 심볼로부터 얻어진다. 샘플 세트의 심볼 수는 (2L + 1)으로 주어진다. 등화기(710)는 일련의 지연 엘리먼트(712-716)를 포함한다. 곱셈기(718-724)에 개별 샘플 값을 제공하기 위해 지연 엘리먼트간에 탭이 존재한다. 상기 탭으로부터의 출력은 등록되고 합산기(728)를 이용하여 합산된다. 각 곱셈기(718-724)는 개별 샘플 값을 스케일링하거나 증폭하기 위해 필터 계수 값을 수신한다. 탭의 수는 샘플 세트당 심볼의 수, 즉 (2L + 1)과 동일하다. FIR 구조는 필터 계수 값과 샘플 세트의 컨볼루션을 효율적으로 수행한다.
지연 엘리먼트의 수는 지연 이전에 가장 최근에 수신된 심볼에 대한 탭이 존재하기 때문에, 탭의 수보다 하나가 작다. 각 지연 엘리먼트는 T/M으로 주어지는 심볼 지속기간과 동일한 지연을 제공하며, T는 심볼 주기이고, M은 샘플의 분수 성분이다. 일반적으로, M = 1이고 샘플링은 각 심볼 주기, T동안 한번 수행된다. 선택적인 실시예는 M = 2로 설정하며, 각 심볼 주기, T내에 2개 샘플이 획득된다. 예시적인 실시예에서, 섹터의 수에 대응하는 3개의 타임 슬롯이 존재한다.
도 7에 도시된 바와 같이, 각 타임 슬롯은 심볼로 지칭되는 더 작은 시간 간격으로 세분된다. 하나의 타임 슬롯내에, N개 심볼이 존재하며, 각 심볼은 시간 주기 T를 갖는다. 등화기(710)는 한 타임 슬롯내의 N개의 심볼의 서브세트에서 동작한다. 타임 슬롯은 프레임으로 참조될 수 있다. 타임 슬롯은 프레임으로서 지칭될 수도 있다는 점을 주목한다. 타임 슬롯 "i"동안, 등화기(710)는 n=1,2,...(2L+1)인 xi(n)으로 주어진 연속의 샘플을 수신하며, 상기 "n"은 한 개의 타임 슬롯내의 샘플 세트에 대한 시간 지수 정수열이다. 예시적인 실시예에서, 샘플 세트는 등화기(710)의 지연 엘리먼트(712 부터 716)를 통해 한번에 한 개씩 심볼을 증가시킨다.
각각의 지연 엘리먼트(712 부터 716)의 출력은 대응하는 탭 계수, Ci,(-L), Ci,(-L+1), ... Ci,(L)에 의해 증폭된다. 제 1 계수 지수는 타임 슬롯, 즉 전송된 신호의 전력 레벨을 가리킨다. 제 2 계수 지수는 지연 엘리먼트(712 부터 716)내의 탭 위치를 가리키며, 시퀀스{-L, (-L+1), ..., 0, ...(L-1), L}에 의해 주어진다. 증폭된 결과는 합산되며, 수신된 심볼 xi(n)의 불연속 시리즈의 계산값을 제공한다.
등화기(710)는 적응형 등화기이며, 상기 계수는 전송된 데이터로부터 연속적으로 조정된다. 반복 n에 대한 계수는 반복 (n-1)의 값의 함수, 즉 ci(n)= f(ci(n-1))이다. 선택적인 실시예는 계수를 조정하기 위해 트레이닝 시퀀스를 사용하는 사전설정된 등화 방법을 실행할 수 있다. 사전설정된 방법은 초기화시에 트레이닝 세션을 요구하는 단점을 가지며, 채널에서 시간-변화하는 하락에 효율적이지 않을 수 있다. 선택적으로, 적응 반복에 의해 수반되는 사전설정된 초기화의 조합이 등화를 위해 사용될 수 있다.
적응형 등화기(710)에서, 각각의 반복으로 부터 C/I 계산은 수신기 및 관련 DRC를 위해 적절한 데이터율을 결정하도록 정보를 제공하는 것뿐만 아니라 다음 반복을 위해 탭 계수를 조정하기 위한 피드백을 제공한다. 주어진 반복에서, 등화기(710)는 다음과 같은 계산식을 형성한다:
상기 ℓ은 계수 지수이며, 계산식은 모든 탭을 통해 계산된다. 선택적인 실시예는 탭의 일부분을 사용할 수 있거나, 계산을 위해 탭의 개수를 동적으로 변경할 수 있다.
예시적인 실시예에서, 한 세트의 계수는 각각의 타임 슬롯에 대응하여 발생된다. 각각의 타임 슬롯에 대하여 계산이 수행되기 때문에, 상기 계산값 y(n)는각각의 타임 슬롯 i에 대해 발생된다. 일반식은 다음과 같이 주어진다:
상기 지수 i는 타임 슬롯을 표시한다. 예시적인 실시예에서, 3개의 타임 슬롯, i={1, 2, 3}이 존재한다. 선택적인 실시예는 주어진 통신 시스템 및 주어진 구성을 위해 원하는 바와 같이 임의의 개수의 타임 슬롯을 실행할 수 있다.
출력값,은 수신기(700)내의 다른 모듈에 제공되며, 계수 조정 유니트(730)에 제공된다. 계수 조정 유니트(730)는 현재 타임 슬롯을 결정하며 계수와 대응하는 세트를 조정한다. 계수는 메모리 저장장치(도시 안됨)에 저장되며, 각각의 타임 슬롯동안 계산을 위해 요구되면 검색된다. 예를 들어, 제 1 타임 슬롯동안, 섹터 A에 대한 계산은 상기 타임 슬롯 동안 충분한 전력의 신호 방송을 나타낸다. C/I는 전력이 감소될 때, 섹터 A에 대하여, 제 2 또는 제 3 타임 슬롯 동안 보다 더 큰 값으로 예측된다. 계수 조정 유니트(730)는 C/I 계산값을 관련된 DRC와 연관시키는 검색 테이블을 포함할 수 있다. 이동 유니트는 대응하는 타임 슬롯을 통해 평균값이 되는 C/I에 기초하여 각각의 타임 슬롯에 대한 DRC를 송신한다.
각각의 타임 슬롯에 대한 등화 과정은 상기 과정이 이전의 대응하는 타임 슬롯, 즉 전력 레벨중에 종료되는 지점에서 발생할 때, 연속적이다. 타임 슬롯이 N개의 심볼로 구성되고, 등화 샘플 세트가 (2L+1)개의 심볼을 포함하는 예를 고려하자. 타임 슬롯 1의 제 1 발생에 대한 반복 지수, n은 n={1,2,3,...(N-2L)}로 주어진다. 타임 슬롯 1의 종료에서, 계수 값은 타임 슬롯 1의 다음 발생을 위해 저장된다. 알고리즘은 필요한 계수 및/또는 C/I 평가 정보가 사용가능한 검사합 또는 다른 결과와 같은 또다른 형태의 정보를 저장하기 위해 사용될 수 있다. 타임 슬롯1의 제 2 발생에서, 저장된 값은 등화기(710)의 반복을 시작하기 위해 사용된다. 각 타임 슬롯은 유사하게 취급되며, 따라서 상기 저장된 정보는 다음의 상응하는 타임 슬롯 동안에 검색될 수 있다. 대안적인 실시예들은 섹터를 위한 C/I 평가를 발생하기 위해 하나 이상의 전력 레벨로부터의 정보를 이용할 수 있다.
섹터 분할로 전송되는 빔 스위칭의 시분할 전력 분배를 사용하는 기지국은 하나의 섹터를 제외한 다른 모든 섹터의 전력을 줄이고 따라서 상기 섹터의 C/I를 증가시킴으로써 주변 섹터들에 있는 가입자에 대한 방해를 줄인다.
한 실시예에 상응하여, 상기 등화기(710)는 채널의 적응형 등화를 위해 사용되는 유한 트랜스버셜 필터로 인식된다. 계수 조절은 출력에서 잡음과 ISI을 최소화하기 위해 상기 계수를 조절한다. 상기 출력은 전형적으로 슬라이서 또는 결정 메커니즘에 제공되며, 따라서 상기 등화 단계는 직접적으로 상기 데이터의 질과 관련되어 있다. 계수 조절은 상기 평가된 C/I를 실제 값에 비교하는 단계를 포함하고 있다. 상기 예시적인 실시예는 최소 제곱(LSM) 또는 최소 제곱 오차(MSE) 알고리즘을 활용한다. 그러나, 대안적인 실시예는 히스토리 정보에 근거한 평가를 제공하는 어느 일정한 알고리즘을 활용할 수 있다. 그러한 알고리즘은 예를 들어 최소 제곱 에러 기울기(MSEG), 순환 최소 제곱법(RLS) 및 직접 역행렬 변환(DMI)을 포함한다. 전형적으로, 상기 평가 yi(n)는 상기 심벌 값에 대해 결정하는 슬라이서(도시 안됨)에 출력된다. 에러는 상기 등화된 값, 즉 합산 노드(728)의 출력을상기 슬라이스된 값과 비교함으로써 계산된다. 상기 결과는 평가된 에러이다.
상기 LMS 알고리즘을 사용하여, 필터 계수들의 벡터가 각 섹터 i에 대해 다음과 같이 정의된다:
(7)
상기 조절된 계수 값은 다음과 같이 주어진다:
(8)
이러한 방식으로, 각 계수는 상기 평가된 에러에 근거하여 조절된다. 감소된 전력의 송신 동안, 상기 기지국은 일정한 신호들을 송신하지 않거나 또는 감소된 전력으로 오버헤드 신호들을 송신한다. 그러한 신호들은 상기 파일럿 신호와 상기 역 전력 제어(RPC)를 포함하지만 이에 한정되지 않는다. 만약 전력 제어가 감소된 전력 타임 슬롯들 동안에 활성화되지 않으면, 상기 전력 제어 주파수는 타임 슬롯들의 수와 동일한 요인"S"에 의해 감소되는데, 여기서 i={1, 2, ..., S}이다. 상기 감소된 전력 제어 주파수는 상기 이동국에 대한 저밀도(coarse) 전력 제어이다. 제어 신호들은 더욱 드물게 전송되며, 따라서 상기 상응하는 제어 조절은 자주 이루어지지 않는다. 달리 말하면, 상기 이동국은 그것의 전력을 더 높은 주파수 전력 제어보다 더 느리게 조절한다. 저밀도 제어는 초과 전력을 상기 통신 시스템에 제시하지 않을 뿐만 아니라 즉, 방해를 제시하지 않을 뿐만 아니라, 상기 이동국으로 하여금 보다 많은 전력을 소비하게 하여 밧데리의 수명에 영향을 준다. 특히, CDMA 시스템에서, 양질의 전력 제어 조절을 위해 각 슬롯의 시간 동안에 자주 전력제어를 제공하는 것이 바람직하다. 상기 예시적인 실시예는 각 타임 슬롯 동안에 다수의 전력 신호들을 송신하는데, 여기서 비록 감소된 전력 타임 슬롯 동안에, 상기 RPC 신호는 여전히 완전 전력으로 송신된다. 상기 파일럿 신호는 상기 타임 슬롯의 상기 감소된 전력 레벨로 송신될 수 있다. 상기 이동국은 감소된 전력 타임 슬롯 동안에 상기 C/I 평가를 가중하며, 상기 감소된 파일럿 세기가 수신된다고 생각한다. 상기 기지국은 각 이동국에 타임 슬롯마다 상기 전력 조절에 관한 정보를 제공한다. 이러한 방식으로, 상기 이동국은 감소된 전력을 기대하며, 상응하여 응답한다. 상기 이동국은 다수의 기지국들로부터 신호들을 수신할 때, 상기 이동국은 각 기지국의 상기 전력 조절을 고려한다는 것에 유의하여야 한다.
상기 예시적인 실시예가 모든 타임 슬롯 동안에 신호들을 송신하더라도, 대안적인 실시예들은 상기 타임 슬롯들의 부분을 사용할 수 있으며, 여기서 적어도 하나의 타임 슬롯은 완전 신호 전력을 수신하고 있는 섹터를 제외하고 모든 섹터에서 불활성이다. 유사하게, 상기 전력 할당은 조절될 수 있으며, 여기서 상기 기지국은 DRC 정보를 포함하는 그러나 이에 한정되지 않는, 상기 이동국으로부터의 피드백에 근거하여 상기 전력 할당을 변경할 수 있으며, 에러 정정을 위해 데이터의 재송신을 요구할 수 있다. 상기 기지국은 상기 감소된 전력 레벨을 변경하여 상기 시스템에 있는 이동국들을 조절시킨다. 예를 들어, 상기 감소된 전력 레벨은 이동국 사용자가 초과된 데이터 에러의 양을 경험하게 되면, 증가될 수 있다. 유사하게, 상기 전력 레벨은 최상의 작동을 위한 범위 값에 상응하여 조절될 수 있는데, 여기서 상기 범위 밖으로의 조절은 상기 전력 레벨의 감소, 즉 상기 전력 레벨이불활성으로 대체되게 된다. 일 실시예에서, 신호 전력은 3dB 내지 6dB 사이에서 제공된다. 대안적인 실시예는 임의의 전력 레벨들을 구현할 수 있고, 여기서 고전력 레벨이 하나의 섹터에서 사용되고 적어도 하나의 감소된 전력 레벨이 다른 섹터에서 사용된다.
지금 제시되는 실시예들은 셀내, 그리고 인접 셀들의 가입자국들로 기지국의 전송에 의해 야기되는 평균 간섭을 감소시키기 위한 서브-섹터 빔 스위칭 기술을 이용하는 방법은 제공한다.
따라서, 개선된 순방향 링크 데이터 전송을 위한 신규하고 개선된 방법 및 장치가 제시되었다. 당업자는 상기에서 언급된 데이터, 지령, 명령, 정보, 신호, 비트, 심벌, 및 칩들이 전압, 전류, 전자기파, 자기장 또는 입자, 광학장 또는 입자, 또는 이들의 임의의 조합으로 표현될 수 있음을 잘 이해할 것이다. 당업자는 또한 여기서 제시된 실시예들에서 사용된 다양한 예시적인 논리 블록, 모듈, 회로 및 알고리즘 단계들이 전자 하드웨어, 컴퓨터 소프트웨어, 또는 이 둘의 조합에 의해 구현될 수 있음을 잘 이해할 것이다. 이러한 다양한 예시적인 컴포넌트, 블록, 모듈, 회로, 및 단계들은 그들의 기능적 관점에서 일반적으로 기술되었다. 이러한 기능이 하드웨어에서 구현되는지 아니면 소프트웨어에서 구현되는지는 전체 시스템에 부가된 설계 제한들 및 특정 애플리케이션에 따른다. 당업자는 이러한 환경들 하에서 하드웨어 및 소프트웨어의 상호교환성을 잘 이해할 것이며, 각각의 특정 애플리케이션에 대한 상기 기술된 기능성을 어떻게 최상으로 구현할 것인지를 잘 이해할 것이다. 예를 들어, 본 실시예들에서 사용된 상기 다양한 예시적인 논리 블록들, 모듈, 회로 및 알고리즘 단계들은 디지털 신호 처리기(DSP), 주문형 집적회로(ASIC), 현장 프로그램 가능 게이트 어레이(FPGA) 또는 다른 프로그램 가능 논리 장치, 이산 게이트 또는 트랜지스터 논리, 레지스터 및 FIFO와 같은 이산 하드웨어 컴포넌트, 한 세트의 펌웨어 지령들을 실행하는 프로세서, 임의의 기존 프로그램 가능 소프트웨어 모듈 및 프로세서, 또는 여기서 기재된 기능들을 수행하도록 디자인된 이들의 임의의 조합에 의해 구현 또는 실행될 수 있다. 이러한 프로세서는 바람직하게는 마이크로프로세서이지만, 대안적으로 이러한 프로세서는 임의의 기존 프로세서, 제어기, 마이크로제어기, 또는 상태 기계일 수 있다. 상기 소프트웨어 모듈은 RAM 메모리, 플래쉬 메모리, ROM 메모리, EPROM 메모리, EEPROM 메모리, 레지스터, 하드디스크, 이동형 디스크, CD-ROM, 또는 공지된 저장 매체의 임의의 형태로 존재할 수 있다. 상기 프로세서는 ASIC(도시 안됨)에 존재할 수 있다. 선택적으로, 이러한 프로세서는 전화기내에 존재할 수 있다. 이러한 ASIC는 전화기(도시 안됨)내에 존재할 수 있다. 상기 프로세서는 DSP 및 마이크로프로세서의 조합 또는 DSP 코어 등과 결합된 2개의 마이크로프로세서로서 구현될 수 있다.
바람직한 실시예에 대한 이상의 설명은 본 발명의 사용을 가능케 한다는 것을 당업자라면 알 수 있을 것이다. 이러한 실시예에 대한 여러 변형이 당업자에게 명확할 것이며 여기서 한정된 전반적인 원리가 본 발명의 설비들을 사용함없이 다른 실시예에도 제공될 수 있다. 따라서 본원발명은 여기에 개시된 실시예에 한정되는 것이 아니라 개시된 원리 및 새로운 특징과 일치하는 광대한 범위일 수 있다.

Claims (18)

  1. 제 1 섹터 및 제 2 섹터를 구비한 제 1 셀을 포함하는 통신 시스템에서 통신하는 방법으로서,
    제 1 타임 슬롯 동안 상기 제 1 섹터로 제 1 전력 레벨의 신호를 송신하는 단계; 및
    상기 제 1 타임 슬롯 동안 상기 제 2 섹터로 제 2 전력 레벨의 신호를 송신하는 단계를 포함하는 통신 방법.
  2. 제 1항에 있어서, 상기 제 2 전력 레벨은 상기 제 1 전력 레벨 이하인 것을 특징으로 하는 통신 방법.
  3. 제 1항에 있어서,
    제 2 타임 슬롯 동안 상기 제 1 섹터로 상기 제 2 전력 레벨의 신호를 송신하는 단계; 및
    상기 제 2 타임 슬롯 동안 상기 제 2 섹터로 상기 제 1 전력 레벨의 신호를 송신하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 통신 방법.
  4. 제 3항에 있어서, 상기 제 2 타임 슬롯 동안 상기 제 1 섹터로 상기 제 1 전력 레벨의 역방향 전력 제어 신호를 송신하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로하는 통신 방법.
  5. 제 1 섹터 및 제 2 섹터를 구비한 제 1 셀을 포함하는 통신 시스템에서 통신하는 방법으로서,
    상기 제 1 섹터 및 상기 제 2 섹터에 대한 시간-분할 전력 할당을 결정하는 단계; 및
    상기 전력 할당에 따라 상기 제 1 섹터 및 상기 제 2 섹터로 신호를 발생시키는 단계를 포함하는 통신 방법.
  6. 제 5항에 있어서, 셀룰러 통신 시스템은 코드 분할 다중 접속(CDMA) 시스템인 것을 특징으로 하는 통신 방법.
  7. 제 6항에 있어서,
    상기 전력 할당에 따라 역방향 전력 제어 신호를 조정하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 통신 방법.
  8. 제 6항에 있어서,
    상기 전력 할당에 따라 파일럿 신호를 조정하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 통신 방법.
  9. 안테나; 및
    상기 안테나에 연결된 등화기를 포함하며, 상기 등화기는:
    각각 제 1 및 제 2 관련 계수를 가진 다수의 탭을 포함하며, 상기 제 1 관련 계수는 제 1 타임 슬롯에 해당하며 상기 제 2 관련 계수는 제 2 타임 슬롯에 해당하고, 상기 다수의 탭은 상기 제 1 관련 계수에 의해 상기 제 1 타임 슬롯 동안 제 1 세트의 입력 심볼을 스케일링하도록 동작하고, 상기 다수의 탭은 상기 제 2 관련 계수에 의해 상기 제 2 타임 슬롯 동안 제 2 세트의 입력 심볼을 스케일링하도록 동작하며, 상기 다수의 탭은 탭 출력을 발생하도록 동작하며;
    상기 다수의 탭에 연결되며 상기 탭 출력을 합산하도록 동작하는 합산 노드; 및
    계수 조정 정보를 저장하는 메모리 저장 유니트를 포함하며, 상기 관련 계수들은 상기 계수 조정 정보에 따라 조정되는 이동 유니트.
  10. 제 9항에 있어서, 상기 합산 노드는 각각의 타임 슬롯에 대해 C/I 추정값을 발생시키도록 동작하는 것을 특징으로 하는 이동 유니트.
  11. 제 10항에 있어서,
    상기 C/I 추정값에 기초하여 각각의 타임 슬롯에 대한 데이터율 결정값을 발생시키도록 동작하는 결정 노드를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 이동 유니트.
  12. 제11항에 있어서, 상기 결정 노드는 상기 C/I 추정값과 상기 데이터율을 상관시키는 룩업 표를 포함하는 것을 특징으로 하는 이동 유니트.
  13. 제 1 타임 슬롯 동안 제 1 세트의 관련 계수를 가지고 제 2 타임 슬롯 동안 제 2 세트의 관련 계수를 가지며 입력 심볼을 스케일링하도록 동작하는 다수의 탭; 및
    상기 다수의 탭에 연결되며, 상기 제 1 타임 슬롯 동안 상기 제 1 세트의 관련 계수를 적용하고 상기 제 2 타임 슬롯 동안 상기 제 2 세트의 관련 계수를 적용하도록 동작하는 계수 조정 노드를 포함하는 등화기.
  14. 제 13항에 있어서, 상기 등화기는 적응형 등화기인 것을 특징으로 하는 등화기.
  15. 제 14항에 있어서, 상기 등화기는 C/I 추정값을 발생시키도록 동작하며, (2L+1)개의 계수를 가지며, 타임 슬롯 "i"에 대한 상기 C/I 추정값 "C"은:
    로 주어지고, "n"은 샘플 세트 지수이고, 각각의 샘플 세트는 다수의 입력 심볼을 포함하며, "x"는 샘플 세트내 입력 심볼이고, "T"는 입력 심볼 x의 주기인 것을 특징으로 하는 등화기.
  16. 제 15항에 있어서,
    상기 C/I 추정값을 수신하고 해당 데이터율을 결정하도록 동작하는 데이터율 결정 노드를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 등화기.
  17. 제 1 송신 신호 전력을 위한 제 1 C/I 추정값 및 제 2 송신 신호 전력을 위한 제 2 C/I 추정값을 계산하는 등화기; 및
    상기 등화기로부터 상기 C/I 추정값을 수신하여 상기 제 1 C/I 추정값을 위한 제 1 데이터율 결정값 및 상기 제 2 C/I 추정값을 위한 제 2 데이터율 결정값을 발생하도록 동작하는 데이터율 결정 노드를 포함하는 이동 유니트.
  18. 제 17항에 있어서, 상기 제 1 송신 신호 전력은 제 1 타임 슬롯 동안 수신되며, 상기 제 2 송신 신호 전력은 제 2 타임 슬롯 동안 수신되는 것을 특징으로 하는 이동 유니트.
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