CN1674461A - 无线通信系统中时分功率分配的方法和装置 - Google Patents

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Abstract

在能进行可变速率数据传输的CDMA数据通信系统中，一种时分功率分配循环地降低对至少一个扇区的载波功率电平，以减少邻近扇区中的干扰。基站对各扇区确定时分功率分配，并按照此功率分配生成信号。移动单元(700)生成对应在于各功率电平的滤波器系数。移动单元估算载波信号对干扰比(C/I)，以确定各功率电平的数据速率。把均衡器(710)的先前的迭代加以存储，并用于提纯将来的估算值。

Description

无线通信系统中时分功率分配的方法和装置
本申请是申请日为“2001年8月31日”、申请号为“01814831.X”、题为“无线通信系统中时分功率分配的方法和装置”的分案申请。
                         相关申请参考
本申请涉及由Ahmad Jalali等人2000年6月29日提交的同时待决的专利申请，题目为“METHOD AND APPARATUS FOR BEAM SWITCHING IN AWIRELESS COMMUNICATION SYSTEM”，代理人文档号PA000331，此待决的专利申请转让于本发明的受让人。
                            领域
本发明涉及无线数据通信。特别是，本发明涉及一种在无线通信系统中时分功率分配的新颖和改进的方法和装置。
                            背景
人们要求现代通信系统支持各种应用。此类通信系统之一是符合以下简称为IS-95标准的“TIA/EIA/IS-95 Mobile Station-Base Station CompatibilityStandard for Dual-Mode Wideband Spread Spectrum Cellular System”的码分多址(CDMA)系统。CDMA系统允许用户之间在地面链路上进行话音和数据通信。CDMA技术在多址通信系统中的应用揭示于美国专利No.4,901,307中，题目为“SPREAD SPECTRUM MULTIPLE ACCESS COMMUNICATION SYSTEMUSING SATELLITE OR TERRESTRIAL REPEATERS”和美国专利No.5,103,459中，题目为“SYSTEM AND METHOD FOR GENERATINGWAVEFORMS IN A CDMA CELLULAR TELEPHONE SYSTEM”上述两专利都转让于本发明的受让人，并通过引用而结合于此。
在本说明书中，基站指的是与用户站通信的硬件。小区指的是硬件或地理覆盖区域，取决于使用该术语的上下文。扇区是小区的划分。子扇区是扇区的组成部分。因为CDMA系统的扇区和子扇区都具有小区的属性，故把小区术语中描述的说法自然地扩展到扇区和子扇区。
在CDMA系统中，用户之间的通信是通过1个或多个基站来进行的。1个用户站上第1个用户通过在反向链路上发送数据至基站，与第2用户站上第2个用户进行通信。基站接收此数据，并可把此数据经路由发送至另一个基站。数据在同一基站或第2个基站的前向链路上传送至第2用户站。前向链路指从基站至用户站的传输，而反向链路指从用户站至基站的传输。在IS-95系统中，前向链路和反向链路都分配以单独的频率。
在通信期间用户站至少与一个基站通信。CDMA用户站在软越区切换期间能够与多个基站同时通信。软越区切换是在断开与前1个基站的链路之前与新基站建立链路的过程。软越区切换把丢失呼叫的可能性减少至最少限度。一种在软越区切换过程期间通过多于1个基站与用户站通信的方法和系统揭示于美国专利No.5,267,261，题目为“MOBILE ASSISTED SOFT HANDOFF IN ACDMA CELLULAR TELEPHONE SYSTEM”，此专利转让于本发明的受让人，并通过引用而结合于此。软越区切换是一种过程，措此，通信出现在由同一基站服务的多个扇区上。软越区切换的过程详述于美国专利No.5,625,876，题为“METHOD AND APPARATUS FOR PERFORMING HANDOFF BETWEENSECTORS OF A COMMON BASE STATION”，此专利转让于本发明的受让人，并通过引用而结合于此。
由于无线数据应用的需求日益增长，故对于十分有效的无线数据通信系统的需求变得日益重要。IS-95标准能在前向和反向链路上传输数据通信和话音通信。在一种固定长度的编码信道帧中传送数据通信的方法详述于美国专利No.5,504,773题为“METHOD AND APPARATUS FOR THE FORMATTING OFDATA FOR TRANSMISSION”，此专利转让于本发明的受让人，并通过引用而结合于此。按照IS-95标准，把此数据通信量或话音通信量划分成编码信道帧，帧宽为20ns，数据率高达14.4kbps。
在高数据速度标准中建议了高速率数据通信和话音通信在前向和反向链路上传输。按照建议的高数据速率标准，把数据通信或话音通信划分成持续期可变的时隙。一个编码信道帧包含1至16个时隙。降低由1基站传输至相邻小区中多个用户站而引起的干扰的射束成形技术详述于美国专利申请序列号09/388,267，1999年9月1日申请，题为“METHOD AND APPARATUS FORBEAMFORMING IN A WIRELESS SYSTEM”，此专利申请转让于本发明的受让人，并通过引用而结合于此。
话音服务和数据服务之间的重要区别是话音服务强调严格的和固定的延迟要求。一般，语音帧的总的单向延迟必须小于100ms。相比之下，数据延迟可成为用于使数据通信系统效率最佳化的一个可变参数。特别是，可采用要求比起话音服务所容许的延迟大得多的延迟的更有效的纠错编码技术。一个例示的有效的数据编码方案揭示于美国专利申请序列号08/743,688，题为：“SOFTDECISION OUTPUT DECODER FOR DECODING CONVOLUTIONALLYENCODED CODEWORDS”1996年11月6日申请，此专利申请转让于本发明的受让人，并通过引用而结合于此。
话音服务和数据服务之间的另一重要区别是话音服务对所有用户要求一个固定的共用的服务等级(GOS)。一般对提供话音服务的数字系统，这转化为对所有用户1个固定的相等的传输速率和对语音帧的差错率的1个最大容许值。相比之下，对数据服务，GOS可在用户与用户之间不相同，并可是优化以提高数据通信系统总效率的一个参数。数据通信系统的GOS一般定义为在预定的数据量，下文称为数据分组，的传送中引起的总延迟。
话音服务和数据服务之间又一个重要区别是，在示例的CDMA通信系统中，话音服务需要由软越区切换提供的可靠的通信链路。软越区切换产生来自2个或更多的基站的冗余传输，从而提高可靠性。然而，对数据传输来说，不需要此额外的可靠性，因为错误接收的数据分组可以重新发送。对数据服务，用于支持软越区切换的发射功率可更有效地用于发送附加数据。
测量数据通信系统的质量和有效性的参数是传送数据分组所需的传输延迟和系统的平均吞吐率。传输延迟对数据通信不具有象对话音通信那样的同样影响，但对测量数据通信系统质量来说，它是一个重要的度量。平均吞吐率是通信系统的数据传输能力的有效性的一个量度。
众所周知，在蜂窝系统中任何给定的用户的载波对干扰比(C/I)是覆盖区域内用户位置的一个函数。为了维持给定的服务级，TDMA和FDMA系统采取频率复用的技术，即，各基站并不使用所有频率信道和/或时隙。在CDMA系统中，系统的每一小区中都复用同一频率分配，以此提高总效率。任何给定的用户的用户站所达到的C/I确定对从基站至用户的用户站的该特定链路所能支持的信息率。给定用于传输的专用调制和纠错法，则在相应的C/I级上就可达到给定的性能级。对具有六角形小区布局和每一小区利用共用频率的理想的蜂窝系统而言，可以计算理想的小区中所达到的C/I分布。无线通信系统中传输高速率数字数据的一个示例的系统揭示于待决的美国专利申请序列号08/963,386题为：“METHOD AND APPARATUS FOR HIGHER RATE PACKETDATA TRANSMISSION”(以后称为′386申请)，1997年11月3日申请，此专利申请转让给本发明的受让人，并通过引用而结合于此。
大家共知，在有负载的CDMA系统中许多信号干扰是由属于同一的CDMA系统的发射机引起的。通过减少干扰，努力提高容量和数据速度，经常把小区划分为工作在较低功率的扇区和较小的小区。然而，常规方法费用较大和不易应用于具有广泛变化的信号传播特性的地区。一般，常用的方法在扇区边界附近具有差的信号质量。故需要有一种减少系统中元部件之间的相互干扰，同时提高系统容量和数据速率的简化方法。
                          发明概述
揭示的实施例通过使在用户站上测得的载波-干扰比(C/I)达到最大限度来提供一种提高CDMA数据通信系统容量和数据速率的新颖的和改进的方法。采用射束转换技术降低在小区的扇区内和其邻近小区内的由一个基站至多个用户站传输而引起的干扰。基站利用多个发射天线，各以受控的幅度和相位发送信号，以形成对应于扇区划分或子扇区的发送信号射束。数据和基准信号随着按照固定时隙交替的扇区划分射束一起发送，以便使能量集中在用户站，而没有邻近射束的干扰。
因此，在本发明的一个方面，一种方法
                                附图简述
通过下面结合附图阐述的详细说明，本发明的特点、目的和优点将变得更清楚，附图中相同的参考码元在各处均作相同标识并且其中：
图1是按照1个实施例配置的地面基站图；
图2说明了按照1个实施例的1个细分的扇区；
图3说明了根据固定时隙交替的扇区划分射束；
图4是通过把在用户站上测得的载波干扰比(C/I)最大化来提高系统容量和数据速率的方法的流程图；
图5是按照1个实施例配置的基站装置的框图；
图6是按照1个实施例配置的CDMA反向链路用户站装置的部分示意图；
图7是CDMA通信系统内的一个小区的示意图，它示出了根据一个实施例在所述小区内用于三个扇区的时隙；以及
图8是在图7所示CDMA通信系统的接收机内的一个均衡器电路的示意图。
                         较佳实施例详述
揭示的实施例通过向目的地用户站提供强的前向链路信号，同时引致对其它用户站最小的干扰，来提高CDMA系统的效率。揭示的实施例通过把固定射束转换技术适用于地面无线应用，提供一种在高数据速率无线系统中使容量达到最大限度的方法。按照揭示的实施例，描述一种在各基站上具有多个发射天线的蜂窝系统。由各基站从各天线发送同样的信号，但各信号具有不同的相对相移和功率电平，以便集中能量于子扇区，该子扇区正是用户站所位于的扇区的一部分。为了使预定的信号接收机(通常是单个用户站)的载波干扰比(C/I)达到最大限度，从各发射天线正在发送的信号的幅度和相位必须适当地加以设置。
用户站采用基于估计的C/I的任何信号质量度量作为至基站的反馈。在′386申请中描述的例示的高数据速度无线通信系统中，用户站根据其估计的C/I决定能成功地接收分组的数据速率。数据速率代替了C/I测量值，以数据速率控制(DRC)信号的形式被发送至基站。DRC信息嵌入于由用户站发送的反向链路信号中。基站也可使用DRC信号中的变化来决定发送数据至用户站的时隙。
一般说来，在一个覆盖整个扇区的扇区中，发送单一射束而不管扇区内接收机的位置。此单一射束在用户站不能接收到的地方就浪费了能量，并干扰其它用户。所揭示的实施例通过把扇区划分为子扇区，以及直接向用户站所位于的各子扇区发射固定射束，并在非邻近的子扇区之间交替发射以减少干扰，使用户站上载波干扰比(C/I)达到最大限度。
图1示出在一个3个扇区的小区中配置的地面基站示意图。小区100由3个扇区102、104、106组成。在图示的实施例中，基站108位于小区100的各扇区中。在其它实施例中，1个基站可能为1个小区的2个或更多扇区服务。基站108通过4具发射天线110发射固定射束。虽然示出的各基站108带有4具发射天线110，但揭示的实施例适用于具有1具或更多具发射天线的基站，包括使用定向天线阵列的基站。此外，本领域的技术人员将理解各种类型和极化的天线都可使用，包括全向性和定向性天线。此外，由基站发射所使用的一种天线，其类型可不同于同一基站所使用的其它天线。
天线元110为各扇区102、104、106组成相控阵列，配置为各扇区102、104、106生成许多固定射束。在示出的特定实施例中，每扇区102、104、106各有4个固定射束。通过单个基站108的多个天线110发送的信号是很好地一致的，除了发射幅度和相位中的不同之外。当发送信号时，基站108调节通过天线110发送的信号的幅度和相位，以形成对准该基站108服务的扇区102、104、106的固定划分或子扇区的固定的信号射束。
一般说来，使用射束转换向子扇区划分进行发送的基站108对邻近子扇区中用户站引起的干扰要小于基站108通过单个天线向整个扇区102、104、106发送所引起的干扰。
图2示出由3个扇区202、204、206组成的示例的小区200。示出了划分为4个子扇区0 277，1 209，2 211和3 213的扇区204。各子扇区207、209、211、213由为扇区204服务的基站(未示出)的天线元所生成的固定的发射射束208，210、212、214(分别地)覆盖。有利的是，把交替的子扇区207、209、211、213指定为偶数或奇数。子扇区0 207和2 211指定为偶数子扇区，而子扇区1 209和3 213指定为奇数子扇区。有利的是，数据传输时隙也由偶数和奇数标识。不管扇区204内用户站216的位置，子扇区发射射束208、210、212、214保持固定。用户站216通过测量可用导频的C/I，选择最佳射束208、210、212、214。在揭示的实施例中，传输是CDMA信号，其中服务其它用户站和小区区域的基站的传输常常会引起接收用户站216所经受的大部分干扰。在揭示的实施例中，各用户站216进行C/I估计，即载波/干扰比。把产生的C/I测量信息转换为数据速率控制(DRC)信号。DRC代替了C/I测量值，然后由各用户站216发送至其服务基站。基站以固定的功率电平发送，但按照从用户站216接收到的DRC信息来改变用于向各用户站216发送的数据速率。用户站216进行C/I测量，以便向其基站发送用于选择前向链路上传输的数据速率的DRC信息。如果对用户站216的干扰量很大，那么基站可以低数据速率向用户站216发送。如果对用户站216的干扰是小的，那么基站可以高数据速率向用户站216发送。
在常规蜂窝通信系统中对用户站216的干扰在射束叠加的小区和扇区边界上较大。一般，在子扇区边界上的用户站216可用任一个子扇区传输射束进行通信，但邻近射束将相互干扰，致使C/I变低。揭示的实施例在奇数和偶数传输时隙期间，采用在偶数208，212和奇数210，214编号的子扇区射束上交替发射的一种简单方法，来消除子扇区边界附近的干扰。在偶数时隙期间仅发送偶数射束208，212。在偶数时隙期间把奇数射束210，214的幅度和相位系数设置为0。在奇数传输时隙期间，只发送奇数射束210，214。在奇数传输时隙期间把偶数信号射束208，212的幅度和相位设置为0。在一给定的时隙中，4组射束的2组射束是工作的。消除干扰(I)而增加了C/I，从而增加系统容量和提高数据速度。此揭示的实施例的交替射束转换方法，在一给定时隙期间由12个子扇区中的6个子扇区进行发送，要比一般带有边界干扰的6扇区小区配置为好。此揭示的实施例的交替射束转换方法给位于边界附近的用户站216提供了良好的接收信号质量，使用户站216能请求更高的数据速率。
本领域技术人员应知道可任意地把小区分为部分，或扇区和子扇区的任何排列，而不脱离本发明范围。
图3A、B和C是图示固定的子扇区划分射束按照固定传输时隙交替的时序图。图3A示出在一给定时间上工作的偶数时隙和不工作的奇数时隙的例子。图3B示出在给定的工作的偶数传输时隙期间对偶数编号的射束0和2发生基站传输。图3C示出在给定的工作的偶数传输时隙期间对奇数编号的射束1和3没有发生基站传输。
揭示的实施例有利地标识偶数和奇数传输时隙以及相应的偶数和奇数子扇区传输射束。偶数编号的信号射束只在偶数编号的传输时隙期间传输。奇数编号的信号射束只在奇数编号的传输时隙期间传输。在任何给定的时隙期间，一半的子扇区传输射束将是工作的，同时一半的子扇区传输射束将是不工作的。所揭示的实施例的交替射束转换方法有利地消除来自邻近传输射束的干扰。
基站使用从用户站接收到的DRC消息保持对位于它们的子扇区覆盖区域内的用户站的了解。不管用户站位置，把同一信号发送至1个扇区的所有子扇区。通过揭示的实施例的简单方法就可消除为提高C/I而需要的复杂跟踪法和智能天线方案。
图4图示按照1个实施例的方法步骤。如前所论，通过把用户站上测得的C/I达到最大限度来提高系统容量和数据速率。使用射束转换方法使C/I达到最大限度。
在步骤402，在奇数时隙期间由基站在前向链路上发送奇数编号的子扇区射束。在奇数编号的传输时隙期间接收数据的用户站(未示出)接收数据分组，并在接收的数据的C/I基础上生成DRC。在各传输时隙中有一个正在前向链路上传输的导频信号或突发的已知信号。用户站利用导频信号预测在下一时隙将接收的数据的C/I。根据估计的C/I，用户站决定其能支持的数据速率。对一给定的C/I，有1个用户站能支持的最大数据速率。用户站使用在各工作的时隙中传输的导频信号来预测下面的工作的时隙中的C/I，使用查找表以找出最大数据速率。
在步骤404，在偶数编号的传输时隙期间接收数据的用户站在反向链路奇数编号的时隙期间在反向链路上向他们的基站发送DRC。在偶数编号的传输时隙期间接收数据的用户站，每个奇数时隙发送一个DRC消息至基站，指出它们可以接收的数据速率。然后，基站在下一个偶数编号的时隙期间按所指出的速率向用户站发送。
在步骤406，由基站在前向链路上在偶数编号的时隙期间传送偶数编号的子扇区射束。在偶数编号的传输时隙期间接收数据的用户站接收数据分组，并在接收的数据的C/I的基础上生成DRC。
在步骤408，在奇数编号的传输时隙期间接收数据的用户在反向链路偶数编号的时隙期间在反向链路上向他们的基站发送DRC。在奇数编号的传输时隙期间接收数据的用户站，每个偶数编号的时隙发送一DRC消息至他们的基站，指出它能接收的数据速率。基站在下一个奇数编号的时隙期间以指出的数据速率向用户站发送。
图5示出用来通过多具发射天线向1个或多个用户站发送交替的子扇区射束信号的CDMA基站的一个示例的实施例的方块图。在建议的第三代CDMA系统中，使用四相移键控(QPSK)调制法来调制信号。在建议的高数据速率系统中，除了QPSK调制之外，采用八相移键控(8PSK)和十六正交幅度调制(16QAM)来调制信号。为了平衡QPSK信号的同相(I)和正交相位(Q)分量上的负载，采用一种复数PN扩展技术。复数PN扩展技术描述于美国专利申请序列号08/856,428，题为“REDUCED PEAK-TO-AVERAGE TRANSMITPOWER HIGH DATA RATE IN A CDMA WIRELESS COMMUNICATIONSYSTEM”，1997年5月14日申请，此专利申请转让于本发明的受让人，并通过引用而结合于此。
待传送的数据是以带内(I)和正交(Q)采样流的形式而生成的，作为输入供至复数伪噪声(PN)扩展器502。复数PN扩展器502使用由短PN码发生器504生成的短PN码采样，把I和Q采样加以混频。形成的PN扩展采样流由基带有限脉冲响应(FIR)滤波器506滤波，以生成要上变频和传送至用户站(未出示)的基带复合采样流。按照美国专利申请序列号08/856,428，提供至基带FIR 506的信号是按下列方程式扩展的；
XI＝I*PNI-Q*PNQ    (1)
XQ＝Q*PNI+I*PNQ    (2)
其中I是数字同相采样，Q是数字正交相位采样，PNI是同相短PN序列，PNQ是正交相位短PN序列，XI和XQ是要分别调制到同相和正交相位信道上的信号。由方程式(1)表示的信号由FIR滤波器506A滤波，而由方程式(2)表示的信号由FIR滤波器506B滤波。FIR滤波器506的作用是使传输波形成形，以适合分配的带宽并把码元间干扰减少至最小限度。
由FIR滤波器506输出的信号供至天线传输子系统524，各天线传输子系统524含有单个发射天线522。时隙TDM定时发生器507在各发射时隙内生成对应于时分复用(TDM)传送周期的定时信号。时隙TDM定时发生器507提供输出信号至射束成形控制处理器508，该处理器使用此信号以在偶数和奇数子扇区信号射束上交替地发送对应于偶数和奇数TDM周期的信号。
本领域的技术人员知道射束成形控制器508可包含数字信号处理器(DSP)、专用集成电路(ASIC)、离散门逻辑、固件、现场可编程门阵列(FDGA)、可编程逻辑器件(PLD)或任何常规的可编程软件模块和微处理器。软件换块可驻留在处理器、RAM存储器、闪存存储器、寄存器或本领域内所知的任何其它形式的储存媒体中。另外，任何常规处理器、控制器、状态机或能生成和调节必要的幅度和相位控制信号的其它器件可代替微处理器。本领域技术人员理解这并不排除在发射机设备中已有的另一处理器之内实现射束成形控制处理器508功能。
根据来自时隙TDM定时发生器507的信号，射束成形控制处理器508向各天线传输子系统524提供分开的幅度和相位控制信号。通过对各天线传输子系统524调节相位和幅度控制信号系数，射束成形控制器处理508生成子扇区射束，并根据偶数和奇数时隙来切换基站的子扇区发送射束的导通和关断。固定的相位和幅度系数组形成子扇区射束。在工作的时隙期间，使用射束系数以形成集中的子扇区射束信号。在不工作的时隙期间，信号系数设置为零，以关断子扇区射束。如所示，射束成形控制处理器508向天线传输子系统524A提供幅度控制信号α1和相位控制信号φ1，以及向天线传输子系统524n提供幅度控制信号αn和相位控制信号φn。
在1个实施例中，波束成形控制处理器508在基站的覆盖区域内为各子扇区射束保持射束成形最佳参数的1个数据库。各天线传输子系统524包括为上变频，相位控制，放大和通过传输天线522的信号传输等所必需的部件。由基带FIR 506A提供的信号和由相控振荡器510A所提供的混频信号在混频器512A中进行混频。由基带FIR 506B提供的信号和由相控振荡器518A提供的混频信号在混频器514A中混频。如所指出的那样，相控振荡器510和518接收来自射束成形控制处理器508的幅度和相位控制信号，利用这些信号来改变它们的输出混频信号的相位和幅度。混频器512A和514A的输出信号在加法器516A中加在一起，并提供至放大器520A，通过发送天线522A而传输。本领域的技术人员理解传输子系统524N和其它传输子系统(未示出)功能类似于传输子系统524A。
对各天线传输子系统524，在放大和传输之前需要把数字信号转换为模拟格式的数摸转换器(DAC)并未示出。本领域的技术人员将理解，有许多地方可进行向模拟形式的转换，而不背离本发明的范围。
在一个实施例中，各天线传输子系统524包括置于加法器516和放大器520之间的DAC。在此实施例中，混频器512和514是数字式混频器，以及相控振荡器510和518生成数字振荡器信号。各DAC的作用是把加法器516的数字输出转换为模拟信号，然后由放大器520进行放大和传输。
在另一实施例中，提供至天线传输子系统524的输入信号已是模拟格式(在提供至天线传输子系统524之前已转换为模拟)。在此实施例中，相控振荡器510和518生成模拟混频信号，混频器512、514是模拟混频器，以及法器516是模拟加法器。
本领域技术人员还将理解可用不同方法实施通过各天线传送的信号的幅度控制。在一示例的实施例中，射束成形控制处理器508向各天线传输子系统524的各个放大器520提供幅度控制信号。
本领域技术人员将认识到相控振荡器510和518可由各种方法来实施。在一示例的实施例中，相控直接数字合成器(DDS)可用来生成具有良好相位分辨率的数字正弦信号。在另一实施例中，振荡器510和518不是相控的，但是加法器516和放大器520之间置有移相器。
虽然图5中示出两个天线传输子系统524A、524N，但在产生射束成形基站中也可实施1个或多于1个的天线传输子系统。在一典型的配置中，其中1个基站为分割为4个子扇区的1个扇区服务，实施4个天线传输子系统524。
图6是按一实施例配置的示例的反向链路结构方块图。把数据划分为数据分组并提供至编码器612。对各数据分组，编码器612生成循环冗余校验(CRC)奇偶校验位，插入编码尾位，并对数据编码。在1个实施例中，编码器612按照前述的美国专利申请序列号08/743,688中揭示的编码格式对分组编码。也可采用其它的编码格式。来自编码器612的已编码的分组提供至数字复用器614，对分组中编码码元重新排序。经数字复用的分组供至乘法器616，将此数据用Walsh码加以覆盖，并把经覆盖的数据供至增益元件618。增益元件618不管数据速率如何，对数据缩放以维持1个恒定的每比特能量Eb。来自增益元件618的经缩放的数据提供至乘法器650b和650d，它们用PN_Q和PN_I序列分别扩展该数据。来自乘法器650a和650d的扩展数据分别提供至滤波器652a和652d，对数据滤波。来自滤波器652a和652b的经滤波的信号供至加法器654a，来自滤波器652c和652d的经滤波的信号供至加法器654b。加法器654把来自数据信道的信号和来自导频/DRC信道的信号相加。加法器654a和654b的输出分别组成“I输出”和“Q输出”，而后分别用同相正弦COS(wct)和正交正弦SIN(Wct)进地调制(如在前向链路中)，并在传输前相加(未示出)。在此示例的实施例中，数据通信在正弦同相和正交相位上都传输。
在此示例性实施例中，数据用长PN码和短PN码进行扩展。长PN码加扰数据，使得接收的基站要能识别正在传输的用户站。短PN码在系统带宽上扩展信号。长PN序列由长码发生器642生成，并提供至乘法器646。短PNI和PNQ序列由短码生成器644生成，并分别供至乘法器646a和646b，该而个乘法器将此两组序列相乘，以分别形成PN_I和PN_Q信号。定时/控制电路640把定时基准供给PN码发生器642、644。PN序列的生成和使用在本领域中是熟知的，并描述于美国专利No.5,103,459中。
如图6所示的数据信道结构的示例性方块图是支持在反向链路上对数据编码和调制的许多结构之一。对高速率数据传输，也可采用与使用多条正交信道的前向链路的结构类似的结构。其它结构，如符合IS-95标准的CDMA系统中反向链路话务信道的结构，也可加以考虑，并在本发明范围内。
在此示例性实施例中，反向链路数据信道支持表1中列出的4种数据速率。额外的数据速率和/或不同的数据速率能得到支持。在此示例性实施例中，如表1所示反向链路的分组大小与数据速率有关。如前述美国专利申请序列号08/743,688所述，对较大的分组大小能获得改进的解码器性能。因此，不同于表1列出的分组大小也可用来提高性能。此外，分组大小也可做成为一个和数据速率无关的参数。
                  表1导频和功率控制调制参数
       参数                    数据速率    单位
    9.6     19.2     38.4     76.8     kbps
    帧持续期     26.66     26.66     13.33     13.33     ms
   数据分组长度     245     491     491     1003     比特
     CRC长度     16     16     16     16     比特
    码尾部比特     5     5     5     5     比特
  总比特数/分组     256     512     512     1024     比特
  编码的分组长度     1024     2048     2048     4096     码元
  Walsh码元长度     32     16     8     4     码片
     要求请求     否     是     是     是
如表1所示，反向链路支持多种数据速率。在示例性实施例中，9.6kbps的最低数据速率分配给与基站登记的各用户站。在此示例性实施例中，用户站可在不用请求基站允许条件下在任何时隙在最低速率数据信道上发送数据。在此示例性实施例中，以较高数据速率的传输要由所选择的基站根据一组系统参数如，系统负载，公平性和总吞吐量等加以认可。高速率数据传输的示例性调度机制详述于美国专利申请序列号08/798,951题为“METHOD ANDAPPARATUS FOR FORWARD LINK RATE SCHEDULING”1997年2月11日申请，以及美国专利申请序列号08/914,928题为：“METHOD ANDAPPARATUS FOR REVERSE LINK RATE SCHEDULING”，1997年8月20日申请，这两个专利申请转让于本发明的受让人，并通过引用而结合于此。
导频/DRC信道的示例性方块图示于图6。DRC消息供至DRC编码器626，该编码器按预定的编码格式对消息编码。因为要求DRC消息的差错概率要足够低，所以DRC消息的编码是重要的，因为不正确的前向链路数据速率决定会影响系统吞吐量性能。在此示例实施例中，DRC编码器626是速率(8，4)块编码器，它把DRC消息编码为编码字。经编码的DRC消息供至乘法器628，它用Walsh码覆盖此消息，该Walsh码唯一标识DRC信息所指向的目的基站。Walsh码是由Walsh发生器624所供给的。经覆盖的DRC消息供至多路复用器(MUX)630，它把消息和导频数据一起复用。DRC消息和导频数据供至乘法器650a和650c，它们使用PN_I和PN_Q信号分别扩展数据。从而，导频和DRC消息在正弦同相和正交相位上都传输。
在此示例性实施例中，DRC信息传输至所选择的基站。通过用标识所选择的基站的Walsh码覆盖DRC消息，就可获得此结果。在示例性实施例中，Walsh码长度是128码片。此128码片Walsh码的推导是本领域中所熟知的，把一唯一的Walsh码指定给与用户站通信的各基站。各基站用其指定的Walsh码在DRC信道上对信号进行去覆盖。此所选择的基站能对DRC消息去覆盖，并在前向链路上向发生请求的用户站发送数据以作出响应。其它基站能确定此请求的数据速率不是针对它们的，因为这些基站指定的Walsh码是不同的。
在此示例性实施例中，在数据通信系统中所有基站的反向链路短PN码都是相同的，并且在短PN序列中没有偏移量来区别不同的基站。数据通信系统在反向链路上有利地支持软越区切换。使用没有偏移量的同样的短PN码可使多个基站在软越区切换期间能够接收来自用户站的同样的反向链路传输。这样，短PN码可提供频谱扩展，但不利的是不允许对基站的识别。
在此示例性实施例中，DRC消息载送着用户站请求的数据速率。在另一实施例中，DRC消息载送着前向链路质量指示(如，由用户站测得的C/I信息)。在捕获期间，用户站可从1个或更多子扇区射束中同时接收前向链路导频信号，并在各接收的导频信号上进行C/I测量。在捕获期间，1用户站在偶数和奇偶编号的两种时隙上搜索和测量导频。用户站选择具有最高C/I的射束。用户站接着在与其接收数据的前向链路时隙相反的反向链路时隙期间，在反向链路上发送DRC消息。如果用户站闯入1个新的子扇区，则该用户站从偶数编号的时隙转换到奇数编号的时隙(反之亦然)。在捕获后，由用户站估计C/I，如美国专利No.5,504,773所述，但当接收数据时只在交替的偶数或奇数时隙上测量的C/I除外。然后，用户站根据可组成现在和以前的C/I测量的一组参数，选择最佳子扇区射束。在数个实施例中的1个实施例中，把速率控制信号格式化成可传递至基站的DRC消息。
在第1实施例中，用户站根据请求的数据速率发送DRC消息。请求的数据速率是在由用户站测得的C/I上能取得令人满意的性能的最高支持的数据速率。根据C/I测量，用户站首先计算可获得令人满意的性能的最大数据速率。然后，此最大数据速率被量化为得到支持的数据速率中的1个，并指定为请求的数据速率。对应于请求的数据速率的数据速率指数发送至所选择的基站。一组示例性得到支持的数据速率及其相对应的数据速率指数示于表1。
在另一实施例中，其中用户站向所选择的基站发送1个前向链路质量指示，该用户站发送1个表示C/I测量的量化值的C/I指数。C/I测量可绘制成表格并可与C/I指数相关联。使用更多的比特来表示C/I指数可使C/I测量的量化更细致。并且，绘制可以是线性的或预失真的。对线性绘制，C/I指数中的每个增量表示C/I测量值中对应的增加。如，C/I指数中每个阶表示C/I测量值增加2.0dB。对预失真绘制，C/I指数中每个增量表示C/I测量值中不同的增加。如，可使用预失真绘制来量化C/I测量，以匹配C/I分布的累积分布函数(CDF)曲线。从用户站向基站传递速率控制信息的其它实施例也可加以考虑并且在发明范围内。此外，使用不同的比特数来表示速率控制信息也在本发明范围内。
在1个示例性实施例中，C/I测量可用类似于CDMA系统中使用的方式在前向链路导频信号上进行。进行C/I测量的方法和设备揭示于美国专利申请序列号08/722,763，题为“METHOD AND APPARATUS FOR MEASURING LINKQUALITY IN A SPREAD SPECTRUM COMMUNICATION SYSTEM”1996年9月27日申请，此专利申请转让于本发明的受让人，并通过引用而结合于此。通过用短PN码去扩展此接收的信号，就可在导频信号上取得C/I测量。
在另一实施例中，C/I测量能在前向链路话务信道上进行。此话务信道信号首先用长PN码和短PN码进行去扩展，再用Walsh码进行去覆盖。在数据信道上对信号进行C/I测量可更为精确，因为较大百分比的传输功率分配给数据传输。由用户站测量接收的前向链路信号的C/I的其它方法也可加以考虑，并且在本发明范围内。
在此示例性实施例中，DRC消息是在前一半时隙传送的。对1.667ms示例性时隙，DRC消息包含时隙的最初1024个码片或0.83ms。余下的1024个码片时间由基站用于解调和解码DRC消息。DRC消息在前半部分时隙中传输可使基站能在同一时隙内解码DRC消息，并可能在紧接着的时隙中以所请求的数据速率发送数据。处理过程的短延迟可使通信系统能很快地采纳工作环境中的变化。
在另一实施例中，通过使用绝对基准和相对基准把请求的数据速率传递至基站。在此实施例中，周期性地发送包括请求的数据速率的绝对基准。绝对基准可使基站能决定由用户站请求的精确数据速率。对绝对基准的传输之间的各时隙，用户站发送1个相对基准给基站，指出未来时隙所请求的数据速率是否是较高，较低或与前一时隙所请求的数据速率相同。用户站周期性地发送绝对基准。数据速率指数的周期性传送可使得把请求的数据速率设置为一个已知状态，并保证相对基准的错误接收不会累积。使用绝对基准和相对基准可降低对基站的DRC消息传输速率。传送请求的数据速率的其它协议也可加以考虑，并在本发明范围内。
当用户要求通信系统上服务质量需求时，还希望了解导致系统中各用户的发射功率约束的对某一特定的比特速率和比特差错率的相应的C/I约束。注意，对1个用户的数据信号是对另1个用户的噪声或干扰。希望不仅要使所有时隙的使用最佳化，还要提高各个单独用户的C/I。当所有扇区以全功率接收发射的信号时，扇区“i”的C/I由下式给出：
C I ∝ P i Σ i P j - - - ( 3 )
其中i≠j。分子是对扇区i的发射功率，分母是对其他扇区和/或小区中用户的发射功率之和。一般说来，对具有发射功率电平P满至“Z”个用户的系统，上述关系可简化为：
Figure A20051005909900192
上式示出一种有效的功率竞争，即增加系统中用户数量就降低C/I，并因此对个别用户，并可能对全部用户降低服务质量。因此，希望通过以降低的功率电平向(Z-1)个用户中的至少一些发射来减小分母。例如，在一示例性实施例中，小区的基站按照时分功率电平分配向各扇区发射。在该示例性实施例中扇区i的C/I计算如下：
C I ∝ P i Σ j P j + Σ k P k - - - ( 5 )
其中基站按全功率P满向扇区“j”发射，按降低的功率P降低向扇区“k”发射。一个扇区内所有移动单元接收以相应的功率电平发射的信号。事实上，任何数量的功率电平都包括在此关系中。引入降低的功率项可有利地形成扇区i中移动单元的C/I的相应的提高，这样，改进对这些单元的服务质量，同时也允许其他扇区中的移动单元继续接收信息。其他扇区中的降低的功率可减少扇区i所遭受的干扰。在此示例性实施例中，发射的信号被分割为周期性重复的事先确定的时隙数。各扇区至少在每周期1个时隙上以全功率接收发射的信号。另一些实施例可按照容量和应用情况来调整信号功率。例如，在1个扇区没有通信活动时，不相该扇区发射高功率信号，而是向具有通信信息量的其他扇区分配高功率的时隙。在此类系统中，时分功率分配根据实时信息量是自适应的。
按照1个示例性实施例，在多个邻近扇区内使用单一的频率。发射的信号对应于每周期预定的时隙数而生成的，其中时隙数等于扇区数。在给定的一时隙期间，向各扇区分配一功率电平，其中功率分配指出发射至该扇区的载波信号的功率电平。在此示例性实施例中，功率电平数等于每周期时隙数。在下一时隙期间，功率分配变化。时分功率分配用来降低发射的信号之间的干扰，因为只有1个扇区接收高功率信号。另一些实施例实施的时隙数不等于扇区数，其中时隙数降低对至少1个发射的信号的干扰。例如，时隙数可等于扇区内的子扇区数。另外，时隙数是可大于扇区和/或子扇区数以用于在多个时隙上进行功率控制，例如分配模式导致预定的平均功率值之处，或控制功率以降低扇区和/或子扇区之间干扰的一些其他算法之处。
图7图示示例性实施例，其中1个单个小区具有3个扇区，标以“A”、“B”、“C”。1单个基站(未示出)发射分开的信号至各扇区A、B、和C。3个来自基站的传输信号中的各传输都按照标以“1”、“2”和“3”的3个时隙加以控制。时隙1、2、3周期地按序重复。当按照时隙安排提供基站传输时，所有3个扇区的定时得到同步的。因此，扇区A的时隙1与扇区B和C的时隙1是一致的。
在图7中，全功率由PF指出，较低功率电平分别由PR1和PR2指出。通过以高功率向一个扇区发射和以低功率电平向邻近扇区发射，高功率扇区内的干扰就降低了。另一些实施例向多个扇区实施一个降低的功率电平。
按照此示例性实施例，各扇区在各时隙期间接收传输信号。另一些实施例可包括不工作时隙和/或可包括较小功率电平，其中向多个扇区分配单个功率电平分。在此示例性实施例中，基站确定发射的信号的时分。来自基站的所有信号均按照此定时而生成。基站按照与此定时相一致的旋转方案调整各个发射信号的功率。例如，如图7所示，在第一时隙1期间，扇区A分配以高功率电平，它可以是全功率或调整后的功率电平，同时扇区B分配以低功率电平和扇区C分配以中档功率电平。在下一个连续的时隙2期间，功率分配改变了，向扇区A分配以中档功率电平，扇区B分配以高功率电平，而扇区C分配以低功率电平。对扇区的功率分配周期性地轮流改变功率电平。注意，在此示例性实施例中，对1给定的扇区的功率分配次序是不变的。例如，扇区A的功率分配次序是：高、中、低。扇区B的功率分配次序是：低、高、中。扇区C的功率分配次序是：中、低、高。在一给定的时隙期间，只有1个扇区享有高功率电平分配，这可降低对此扇区的干扰和提高功率电平分配，给定时隙的C/I。此示例性实施例通过向各扇区分配1个高C/I的时隙，以便有利地降低码元间干扰(ISI)。
按照此示例性实施例，在各时隙期间，各扇区被分配以一顺序保持的唯一的功率电平。在另一些实施例中，可根据通信系统来调整分配和功率分配次序。另外一些实施例可改变对扇区的功率分配次序，其中至少一个扇区以高功率电平接收发射的信号。例如，对扇区的功率电平分配可相对于其他扇区根据它们的干扰情况进行调整。这可使基站能按动态功率分配方案来发射。
一扇区内的各个移动单元在各时隙期间提供DRC信息至发射机。例如，在具有每周期3个时隙和时分以及3个功率电平的系统中，各移动单元提供至少3个DRC至基站，每一个对应于一个功率电平，即时隙。DRC信息是基于一给定的时隙的C/I估算值，此时隙具有相关的功率电平。下面叙述的数字式滤波过程按照自适应方法迭代地提供C/I估算值，其中计算包括来自先前周期的反馈。在一给定时隙期间，该数字式滤波进行一系列迭代，以对该时隙期间发射的码元进行滤波。数字式滤波器对包括预定数量的码元的一组采样进行操作。对每一次迭代，生成一C/I估算值。每个C/I估算值包括来自相同功率电平的早期时隙的计算，即时隙1计算包括来自先前时隙1计算的历史信息等等。注意，另外的实施例可能不保持功率分配次序，因此，对应于各功率电平的历史信息可能由不同的时隙来表示。在示例性实施例中，就扇区A而论，时隙1的C/I估算值是用至少一个先前时隙1的计算来平均的。任何数量的先前的时隙都可用来确定估算值，增加历史信息的量易于提高估算值的精度。包括在各C/I迭代中的历史信息量可受到功率电平数和/或时隙的限制，也受到贮存先前信息的系统的能力的限制。先前的C/I结果可贮存在缓冲器或其他存储器存储器件中。同样，C/I估算信息也可以矩阵形式加以贮存，其中组成的失量对应于分配给特定扇区的特定的功率电平。在此示例性实施例中，矩阵包括3个扇区的C/I信息，并且各有3个功率电平，或至少有9个矢量。
对应于各分配的功率电平，移动单元把DRC信息发回至基站。这样，在各工作的时隙期间，移动单元根据C/I平均的估算值发送DRC信息。基站根据DRC信息确定对于一给定的时隙的对移动单元的数据传输的数据速率。虽然示例性实施例具有相等的功率电平和时隙，这并不是严格限制的情况。人们可以理解这里的讨论，来认识到DRC是与特定功率电平相关联的。如上所论，可以基站发射的功率值范围来提供DRC，或以特定的速率来提供。类似地，移动单元可直接提供C/I估算值，并允许基站确定合适的DRC。
在一个实施例中，移动站计算C/I，进行平均，并从查表中选择DRC。在另一实施例中，移动站发送C/I估算值至基站，基站然后确定合适的数据速率。在每次迭代时，通过对收到的信号进行均衡或滤波，来计算C/I估算值。均衡的目的是降低由传输信道引入的任何ISI。从而，均衡可校正信道引起的失真。
图8图示工作于无线通信系统中一小区的扇区之一内的接收机电路700。接收机电路700估算C/I，并提供对应的DRC信息回至基站(未示出)。接收机700包括天线702、RF/IF处理器704、带通滤波器706和耦合至均衡器710的采样器708。在此示例性实施例中，均衡器710是有限脉冲响应(FIR)滤波器，用来对离散序列输入值求平均。一示例性均衡器描述于美国专利申请，题目为：“METHOD AND APPARATUS FOR PROCESSING A MODULATEDSIGNAL USING AN EQUALIZER AND RAKE RECEIVER”，2000年7月24日提交，转让于本发明的受让人，并通过引入而结合于此。
再次参照图8，虽然均衡器710示为滤波器，但是可使用无限脉冲响应(IIR)滤波器或一些其他结构的滤波器来实施该均衡器。均衡器710输出顺序接收的输入码元的采样集的平均值。此组采样是从预定数量的连续码元中取出的。给出一组采样中的码元数为(2L+1)。均衡器710包括一系列延迟元件712至716。在延迟元件之间有提供各个采样值到乘法器718至724的抽头。抽头的输出经放大以及由加法器728相加。各个乘法器718-724接收一滤波器系数值，用于对单个采样值进行定标和放大。抽头数等于每个采样组的码元数，即，(2L+1)。FIR结构可有效地进行对滤波器系数值和采样组的卷积。
延迟元件数量比抽头数少1个，因为有1个抽头是用于延迟前最近收到的码元。各延迟元件提供的延迟等于码元持续期，以T/M给出，其中T是码元周期，M是采样的分数分量。一般，M＝1并且各码元持续期T期间，进行一次采样。另外的实施例可设M＝2，其中在各码元持续期T期间取得两个采样。在此示例性实施例中，对应于扇区数有3个时隙。
如图7所示，各时隙又进一步分隔为较小的时间间隔，它们称为码元。在1个时隙内有N个码元，每个码元都有持续期T。均衡器710在1个时隙内对N个码元的一子集进行操作。注意，一时隙可以指为一帧。在时隙“i”期间，均衡器710接收连续的采样，表示为xi(n)，而n＝1，2...(2L+1)，其中“n”是一个时隙内一组采样的时间指数整数序列。在此示例性实施例中，采样组通过均衡器710的延迟元件712至716一次增量1个码元。
各延迟元件712至716的输出由对应的抽头系数Ci，(-L)，Ci，(-L-1)，...Ci，(L)，来放大。第1个系数下标指出时隙，即，发射的信号的功率电平。第2个系数下标指出在延迟元件712至716内的抽头位置，并由{-L，(-L+1)...0，...，(L-1)，L}给出。经放大的结果经相加，并提供接收的码元xi(n)的离散序列的估算值
Figure A20051005909900231
均衡器710是自适应均衡器，其中系数是从传输的数据中连续地加以调整的。迭代系数n是迭代(n-1)上的值的函数，即，ci(n)＝f(ci(n-1))。另外的实施例可实施使用训练序列来调整系数的预置均衡方法。预置方法具有在起始时需要训练对话期的缺点，以及可能对信道中的时变降级无效。另外，一种预置起始后接着是自适应迭代的组合方法也可用于均衡。
在自适应均衡器710中，从每次迭代得出的C/I估算值提供反馈，用于对下一次迭代调整抽头系数，以及提供信息以确定接收机用的合适的数据速率及其相关的DRC。对一次给定的迭代，均衡器710形成的估算值，给示如下：
y ( n ) = Σ l = - L L C l ( n ) · x ( n - l T M )
其中l是系数下标，估算是在所有抽头上进行评估的。另外的实施例可使用一部分抽头，或动态改变抽头数来评估1个估算值。
在此示例性实施例中，对应于各时隙，生成一组系数。由于对各时隙进行计算，就对各时隙i生成上述估算值y(n)。一般的方程式给示如下：
Figure A20051005909900241
其中下标i表示时隙。在此示例性实施例中有三个时隙i＝{1，2，3}。另外的实施例可按给定的通信系统和给定的配置所需的那样实施任何数量的时隙。
输出估算值 提供至接收机700内其他模块，并提供至系数调整单元730。系数调整单元730确定当前的时隙以及调整相应的系数组。系数贮存在存储器存储器件(未示出)中，在各时隙期间如需要计算时再取出。例如，在第1时隙期间，对扇区A的计算反映出该时隙期间全功率信号广播。当功率降低时，希望C/I要比扇区A的第2或第3时隙期间的为大。系数调整单元730可包括将C/I估算值与有关的DRC相关的查找表。注意，移动单元根据在相应时隙上加以平均的C/I来发送各时隙的DRC。
各时隙的均衡过程是连续的，接着先前对应的时隙(即功率电平)期间结束的过程的地方进行。考虑一时隙由N个码元组成并且量化采样组包括(2L+1)个码元的例子。对于时隙1的第一次出现的迭代下标n给出为n＝{1，2，3...(N-2L)}。在第1时隙结束时，对时隙1的下一次出现存储系数值。注意，可使用一种算法，以另一种形式来贮存信息，如校验和或从其中可取得必要的系数和／或C/I估算值信息的其他结果。在时隙1的第2次出现时，使用存储的值来开始均衡器710的迭代。各时隙都类似地得到处理，因此在下一对应的时隙期间可取出存储的信息。另外的实施例可使用来自多于1个功率电平的信息来生成一扇区的C/I估算值。
使用时分功率分配用于射束转换来向扇区划分发射的基站通过对除了1个扇区之外的所有扇区降低功率，从而提高该扇区的C/I，来降低对邻近扇区中用户站的干扰。
按照一个实施例，均衡器710是以有限横向滤波器来实现的，用于信道的自适应均衡。系数调整可使系数适用于使输出端上噪声和ISI减少至最低限度。一般把输出供至限制器或判定机构，因而均衡步骤直接与数据质量有关。系数调整涉及估算的C/I和实际值的比较。比示例性实施例利用最小均方(LMS)或最小均方误差(MSE)算法。然而，另外的实施例可使用根据历史信息产生估算值的任何算法。此类算法包括如，均方误差梯度(MSEG)、递归最小平方(RLS)和直接矩阵求逆(DMI)。一般，估算值yi(n)输出至限制器(未示出)，作关于码元值的判定。通过均衡值(即求和节点728的输出)和限制值的比较，计算误差项。此结果是估算的误差。
使用LMS算法，对于各扇区i，滤波器系数的矢量定义为：
ci＝[ci，-L...ci，L]    (8)
经调整的系数值如下：
这样，根据估算的误差调整各系数。在降低的功率传输期间，基站可不发射一些信号，或以降低的功率发射额外开销的信号。此类信号包括但不限于，导频信号和反向功率控制(RPC)信号。如果在降低的功率时隙期间，功率控制是不工作的，则以等于时隙数的因子“S”降低功率控制频率，其中i＝{1，2...S}。降低的功率频率造成对移动单元的粗功率控制。控制信号不经常发送，因此，相应的控制调整就没有往常那么多。换言之，移动单元调整其功率要比较高频率功率控制来得慢。粗控制不仅把过多的功率引入通信系统即干扰，而且还引起移动单元消耗更多功率，影响电池再充电之间的寿命。特别在CDMA系统中，希望在各时隙期间经常提供功率控制，以便细致地调整功率控制。此示例性实施例在各时隙期间发射多个功率信号，其中甚至在降低的功率时隙期间，仍然以全功率发射RPC信号。导频信号可在时隙的降低的功率电平上发射。移动单元在降低的功率时隙期间衡量C/I估算值，考虑接收到的降低的导频强度。基站给各移动单元提供与每时隙的功率分配有关的信息。这样，移动单元预先考虑降低的功率并从而响应。注意，当移动单元从多个基站接收信号时，移动单元要考虑各基站的功率分配。
虽然此示例性实施例在全部时隙期间发射信号，但是其他实施例可使用一部分时隙，其中至少一个时隙对于除了接收全功率信号的扇区之外的所有扇区都是不工作的。同样，功率分配可以是自适应的，其中基站根据来自移动单元的反馈来改变功率分配，此反馈包括但不限于DRC信息和对重传输数据以便纠错的请求。基站可改变降低的功率电平以调节系统内的移动单元。例如，如果移动用户经受到过多量的数据差错，则降低的功率可升高。同样，功率电平可按照最佳工作的值范围来加以调整，其中，范围之外的调整导致取消该功率电平即，由不工作代替此功率电平。在一个实施例中，提供的信号功率从3dB至6dB。另外的实施例可实施任何的功率电平，其中高功率电平使用在一个扇区中，同时至少有一个降低的功率电平使用在另一扇区中。
当前揭示的实施例提供一种利用子扇区射束转换技术的方法，来降低在1个小区或在邻近小区内由1基站向多个用户站的传输所引起的平均平扰。
这样，现已描述了一种改进的前向链路数据传输的新颖和改进的方法和设备。本领域技术人员知道贯穿于上述描述中所参照的数据、指令、命令、信息、信号、比特、码元和码片等均可很好地由电压、电流、电磁波、磁场或磁粒子、光场或光粒子或它们的任何组合来表示。那些技术人员还将理解这里揭示的与实施例有关的各种图示的逻辑块、模块、电路和算法步骤也可由电子硬件、计算机软件或此两种的组合来实现。各种图示的主部件、块、模块、电路和步骤一般按它们的功能性来描述。功能性是否由硬件或软件实施，此取决于特定的应用和强加在总系统上的设计约束。专业人员了解在这些情况下的硬件和软件互换性，和如何最佳地对各特定应用实施所述的功能性。例如，这里揭示的与实施例有关的各种图示逻辑块、模块、电路和算法步骤等都可由下列来实施或进行，如，数字信号处理器(DSP)、专用集成电路(ASIC)、现场可编程门阵列(FPGA)或其它可编程的逻辑器件、离散门或晶体管逻辑、离散硬件部件，如，寄存器和FIFO、执行一组固件指令的处理器、任何常规可编程的软件模块和处理器，或设计成进行这里所述的功能的任何组合。处理器可以有利地是微处理器，但另一方面，处理器可以是任何常规处理器、控制器、微型控制器或状态机。软件模块可驻留在RAM存储器、闪存存储器、ROM存储器、EPROM存储器、EEPROM存储器、寄存器、硬盘、可拆卸磁盘、CD-ROM或本领域已知的任何其它存储媒体形式。处理器可驻留在ASIC中(未示出)。ASIC可驻留在电话机中(未示出)。在另一种方法中，处理器驻留在电话机中。处理器可由DSP和微处理器组合来实施，或由2个微处理器加上DSP核心来实施。
给出了上述较佳实施例，使本领域中任何技术人员能制作或使用本发明。对本领域技术人员而言，很显然，对这些实施例还可作出各种改进并且这里规定的一般原则可适用于其它实施例，而不使用创造能力。因此，本发明在此不想局限于这里所示的实施例，而是与在此揭示的原则和新颗特征相一致的最宽泛范围。

Claims (10)

1.一种移动单元，其特征在于包括：
天线；以及
耦合至天线的均衡器，该均衡器包括：
多个抽头，各具有第1和第2相关系数，第1相关系数对应于第1时隙，第2相关系数对应于第2时隙，多个抽头工作以按第1相关系数在第1时隙期间对第1组输入码元定标，多个抽头进一步工作以按第2相关系数在第2时隙期间对第2组输入码元定标，多个抽头还工作以生成抽头输出；
耦合至多个抽头的求和节点，求和节点工作以对抽头输出求和；以及
适应于存储系数调整信息的存储器存储单元，其中相关系数是按照系数调整信息加以调整的。
2.如权利要求1所述的移动单元，其特征在于求和节点进一步工作以对各时隙生成C/I估算值。
3.如权利要求1所述的移动单元，其特征在于进一步包括：
判定节点，工作以根据C/I估算值对每个时隙生成数据速率判定。
4.如权利要求1所述的移动单元，其特征在于判定节点包括使C/I估算值和数据速率相关的查找表。
5.一种均衡器，其特征在于包括：
多个抽头，抽头工作以在第1时隙期间用第1组相关系数以及在第2时隙期间用第2组相关系数对输入信号定标；以及
耦合至多个抽头的系数调整节点，系数调整节点工作以在第1时隙期间施加第1组相关系数和在第2时隙期间施加第2组相关系数。
6.如按照权利要求5所述的均衡器，其特征在于均衡器是自适应均衡器。
7.如权利要求6所述的均衡器，其特征在于均衡器工作以生成C/I估算值，均衡器具有(2L+1)个系数“C”，对时隙“i”的C/I估算值给示于下：
y i ( n ) = Σ l = - L L C i , l ( n ) · x i ( n - lT )
其中“n”是采样组下标，各采样组包含多个输入码元，其中“x”是采样组内的输入码元，以及“T”是输入码元x的周期。
8.如权利要求7所述的均衡器，其特征在于进一步包括：
数据速率判定节点，工作以接收C/I估算值和确定相应的数据速率。
9.一种移动单元，其特征在于包括：
适应于计算第1发射信号功率的第1C/I估算值和第2发射信号功率的第2C/I估算值的均衡器；以及
数据速率判定节点，工作以接收来自均衡器的C/I估算值和为第1C/I估算值生成第1数据速率判定和为第2C/I估算值生成第2数据速率判定。
10.如权利要求9所述的移动单元，其特征在于在第1时隙期间接收第1发射信号功率，和在第2时隙期间接收第2发射信号功率。
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