JP4422379B2 - 通信システムのパフォーマンスを改善するために信号対干渉及び雑音比を正確に予測するシステムおよび方法。 - Google Patents

Description

【０００１】
発明の背景
１．発明の分野
この発明は、通信システムに関するものである。特に、本発明は、ワイヤレス通信システムにおけるデータレート制御を確立するために、受信信号の、信号対干渉及び雑音比（ＳＩＮＲ）を予測するためのシステムに関する。
【０００２】
２．関連技術の記載
ワイヤレス通信システムは、調査、救助、及びビジネスの分野を含む種々の要求の厳しい分野において使用されている。加えて、ワイヤレス通信システムは、オフィス通信網やインターネット応用においてコンピュータデータを転送するのに用いられる場合が多くなっている。そのような応用では、電気的な変化が激しく雑音の多い環境において効率良く動作するとともに、高いデータ転送レートを実現できる、効率の良い信頼性の高い通信システムが要求される。
【０００３】
セルラー遠隔通信システムは、１つあるいはそれ以上の基地局と通信する複数の移動局（例えば、セルラ電話あるいはワイヤレス電話）によって特徴付けられる。基地局から移動局への通信リンクは、フォワードリンクである。移動局から基地局への通信リンクはリバースリンクである。
【０００４】
移動局によって送信される信号は基地局により受信され、しばしば、移動交換局（ＭＳＣ）へと中継される。ついでＭＳＣはその信号を公衆交換電話網（ＰＳＴＮ）あるいは他の移動局に送る。同様にして、信号はしばしば、基地局及び移動交換局を介して公衆交換電話網から移動局へと送信される。各基地局はセル、すなわち、移動局が基地局を介して通信する領域を統括する。
【０００５】
典型的な移動通信システムでは、情報は符号化され、変調されてチャネルを介して送信された後、受信器により受信され、復調され、復号される。符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）セルラ通信網などの多くの現代の通信システムにおいて、情報は、チャネル雑音、容量、データの安全性を考慮してデジタル的に符号化される。畳み込み符号器やターボ符号器はしばしば情報の符号化を行なう。
【０００６】
当業界で良く知られているように、畳み込み符号器は、一連の入力データビットを、入力シーケンスとそれ自身あるいは他の信号との畳み込みに基づいて、符号語に変換する。符号レート及び生成多項式が畳み込み符号を規定するのに使用される。ビタビ復号器と組み合わせたデータの畳み込み符号化は、データの誤り訂正符号化及び復号を提供するための既知の技術である。ターボ符号器は、畳み込み符号などの２つまたはそれ以上の組織符号のシリアルまたはパラレル連結である、ターボ符号を使用する。
【０００７】
移動通信システムは、送信器に関して受信器が移動すること（あるいはその逆）が普通である。移動通信システムにおける送信器及び受信器間の通信リンクは、フェージングチャネルである。フェージング通信システムの例として、航空機に搭載された送信器と地上の自動車に搭載された受信器を有する移動衛星通信システム、セルラ電話システム、地上のマイクロ波システムがある。フェージングチャネルは品質の低下が大きいチャネルである。品質の低下は、マルチパスフェージングすなわち、地表及び大気中に存在する物体及び構造からの送信信号の反射による多数のパスを介した受信に起因する極度の減衰を含む多くの原因によるものである。フェージングのあるチャネルの損傷に寄与する他の原因は、送信器に関して受信器が移動することによるドプラシフトと付加的な雑音を含む。
【０００８】
概して、情報信号はまず、チャネルを介して効率良く送信するのに適した形態に変換される。情報信号の変換あるいは変調は、結果的に変調される搬送波のスペクトルがチャネル帯域内に入るように、情報信号を基礎として搬送波のパラメータを変化させることを含む。ユーザ端末において、元のメッセージ信号は、チャネルを介した伝播に続いて受信される変調搬送波のバージョンから複製される。そのような複製は概して、送信元の送信器によって使用される変調方法の逆の方法を使用することにより達成される。
【０００９】
ＣＤＭＡシステムでは、全ての周波数資源は、セルラ通信網の全てのユーザに対して同時に割り当てられる。各ユーザは、全体の周波数割り当てを占有する雑音のような、広帯域信号を使用する。符号器は、全体の周波数割り当てをうまく利用するために、各送信フレーム内で必要な余剰データの符号化を行なうとともに、フレームごとに可変レートの送信を行なう。
【００１０】
音声通信においては、ＣＤＭＡシステムの容量は、各ユーザに必要最小限のデータを送信させることにより最大化される。これは、各ユーザの送信はＣＤＭＡシステムにおける増大する干渉に寄与するからである。当該ユーザに対するサービスの品質を低下させないで、各ユーザの容量に関する負荷を低減する大変効果的な手段は、可変レート送信である。可変レート通信チャネルを使用すれば、送信するのに値する会話がない場合には不必要な送信を止めることによって相互の干渉を低減することが可能となる。
【００１１】
音声通信であることを考慮して、ある固定のデータレートに対する信頼あるリンクを各ユーザに保証するために、概してパワー制御がＣＤＭＡシステムにおいて採用されている。ボコーダは、米国特許５４１４７９６号（５月９日発行、名称：可変レートボコーダ）に記載された技術を使用して、音声データに対する可変レートの送信元符号化を提供できる。ボコーダがあるレートで一連の情報ビットをいったん生成したならば、パワー制御は、当該レートを信頼性をもって支持するために可能な限り少ないパワーで送信するようにユーザ装置を調整しようとする。パワー制御は、全体の干渉に対する各ユーザの寄与を抑制することによって、使用できるユーザの数を最大化するという意味において、ＣＤＭＡ音声システムの最大容量を達成する。
【００１２】
データ通信において、システムの品質及び効率の良さを測定するパラメータは、データパケットを送信するのに要する送信遅延と、システムの平均スループット率である。送信遅延はデータ通信システムの品質を測定するのに重要なものさしである。平均スループット率は、通信システムのデータ送信容量の効率の良さに関する測定値である。データ通信システムにおける上記のパラメータを最適化するために、パワー制御の代わりに、レート制御が概して用いられる。音声及びデータ通信システム間の上記の相違は、以下に説明する、音声及びデータ通信間の異なる特徴により、良く理解することができる。
【００１３】
音声サービスとデータサービスの大きな違いは、前者は厳格で固定の遅延要件を課することである。概して、音声フレームの一方向全体の遅延は、１００ミリ秒以内でなければならない。これとは対照的に、データ遅延は、データ通信システムの効率の良さを最適化するのに用いられる可変パラメータになる。特に、音声サービスにおいて許容される遅延よりもはるかに大きな遅延を要求するより効率の良い誤り訂正符号化技術が使用されている。データに対する効率の良い符号化方法の例は、米国特許出願ＮＯ．０８／７４３６８８（名称：畳み込み符号化された符号語を復号するためのソフト判定出力符号器、１９９６年１１月６日出願、米国特許ＮＯ．５，９３３，４６２、１９９９年８月３日発行、本発明の譲り受け人に譲渡され、ここに参考文献として含まれている）に開示されている。
【００１４】
音声サービスとデータサービスの他の大きな違いは、前者は、全てのユーザに対して固定の同じレベルのサービス（ＧＯＳ）が要求されることである。概して、音声サービスを提供するデジタルシステムでは、このことがすべてのユーザに対する固定で均一な送信レートと、音声フレームのエラーレートに対して最大許容値ということになる。これとは対照的に、データサービスでは、ＧＯＳはユーザにより異なっており、データ通信システムの全体の効率を増大するのに最適化されたパラメータである。データ通信システムのＧＯＳは、所定量のデータにおいて引き起こされる全体遅延として概して定義されるものであり、以下ではデータパケットと呼ぶ。
【００１５】
音声サービスとデータサービスの他の大きな違いは、前者は、典型的なＣＤＭＡ通信システムにおいて、ソフトハンドオフにより提供される信頼性のある通信リンクが要求されることである。ソフトハンドオフは、信頼性を改善するために２あるいはそれ以上の基地局からの余剰送信となる。しかしながら、この付加的な信頼性は、エラー状態で受信されたデータパケットは再送されるので、データ送信では不要である。データサービスの場合、ソフトハンドオフを支持するのに用いられる送信パワーは、付加的なデータを送信するのにより効率良く使用される。デジタルデータのワイヤレス送信に最適化した方法及び装置は、米国特許出願ＮＯ．０８／９６３３８６号（名称：高レートのパケットデータ送信のための方法及び装置、１９９７年１１月３日出願、米国特許ＮＯ．６,５７４,２１１、２００３年６月３日発行、本発明の譲受人に譲渡されており、ここに参考文献として含まれている）に記載されている。
【００１６】
データ通信の上記した特徴の結論として、平均スループットを最適化するのに設計されたデータ通信システムは、最善のサービスを提供する基地局から、ユーザが信頼性をもって支持できる高データレートＲｂで、各ユーザにサービスを提供することを企てる。上記の結論は、米国特許出願ＮＯ．０８／９６３３８６号（名称：高レートのパケットデータ送信のための方法及び装置、１９９７年１１月３日出願、米国特許ＮＯ．６,５７４,２１１、２００３年６月３日発行、本発明の譲受人に譲渡されており、ここに参考文献として含まれている）に記載されている。上記の結論の結果として、現代の高データレート（ＨＤＲ）システムでは、基地局は各タイムスロットで一人のユーザのみに常に最大のパワーで送信し、ユーザが信頼性を持って受信できる最大のレートを調整するべくパワー制御を使用する。データ通信の特徴として、スループットはリバースリンクよりもフォワードリンクに対してより重要である。
【００１７】
適正なレート制御アルゴリズムは、２つのループと、内部ループと、外部ループとを含む。内部ループは、次のパケットの平均ＳＩＮＲと、全てのデータレートのＳＩＮＲしきい値との相違に基づいて、フォワードリンクデータレートを制御する。外部ループは、フォワードリンクＰＥＲに基づいてデータレートのＳＩＮＲしきい値を調整する。便宜のために、パケットの平均ＳＩＮＲとすべてのデータレートのＳＩＮＲしきい値とはそれぞれパケットＳＩＮＲ及びＳＩＮＲしきい値と呼ぶことにする。
【００１８】
ＳＩＮＲしきい値は、モデム設計のパフォーマンスを反映するが、主としてチャネル統計によって決定される。ＳＩＮＲしきい値は比較的小さい変化でゆっくりと変化することが期待され、ＰＥＲを基礎とするトラッキングループは良好なパフォーマンスを獲得する。外部ループがどのようにしてなされるかについてのさらなる詳細と解析はこの研究の範囲外である。
【００１９】
この特許において、ＳＩＮＲしきい値は固定であることを仮定する。内部ループアルゴリズムの設計に焦点をあてる。内部ループの内部の中心となる技術は、チャネル予測である。
【００２０】
ＨＤＲシステムにおいて、フォワードリンクトラフィックチャネルは１１のデータレートを支持し、各データレートは１，２，４，８，１６スロットに関連した決定的パケット長に対応する。ある種のパケット長は多数のレートを支持する。概して、より高いレートはより短いパケット長に関連する。
【００２１】
予測器はすべてのパケット長に対して次のパケットＳＩＮＲを予測する。移動体は予測とＳＩＮＲしきい値とを比較してより高いレートを要求する。便宜のために、所定のパケット長に対する次のパケットＳＩＮＲは単に予測と呼ぶことにする。
【００２２】
ＨＤＲシステムにおいて、データレート要求情報は各スロットに一回、リバースリンクレート制御（ＤＲＣ）チャネルを介してＢＳに送られる。ＢＳは公平かつ効率的な優先度アルゴリズムに従って、フォワードリンクトラフィックパケットを管理するスケジューラを含む。スケジューラがいったん移動体に対するサービスを決定したのなら、当該移動体はＤＲＣチャネルを介して要求したレートでサービスを受ける（ＢＳが十分な情報ビットをもたないのならば、実際のレートはより低いものとなる）。
【００２３】
データレートのメッセージを受け取ったとき、基地局は、送信信号のレートを調整する。この調整は、前のパケットによりチャネルについて提供された情報に応答して、次のパケットに対して実行される。基地局が不十分あるいは過剰なデータレートで同時送信する場合は、チャネルスループットが減少するか、通信網資源の使用を有効に活用していないことになる。
【００２４】
しかしながら、上記技術の現在の実装は大きな制限をもっている。ＳＩＮＲは急激に変化する。以前に送信されたパケットに好適するデータレートは、続いて送信されるパケットには適していないことがある。１つのパケットの送信と次のパケットに対するデータレート供給メッセージの生成及び送信との間の遅延は、特にチャネルが雑音あるいは他の干渉の急激な変動により特徴付けられる場合には、チャネルスループットを減少させてしまう。
【００２５】
従って、以前のパケットに基づくレート制御信号の決定と、次のパケットに対するレート制御信号の適用との間に発生する変化するＳＩＮＲに対処する通信システムスループットを最大化するための効率的なシステム及び方法に対するニーズが当業界において存在する。変化するＳＩＮＲに従って送信信号のデータレートを調整するためのシステム及び方法に対するさらなるニーズが存在する。
【００２６】
発明の要約
当業界におけるニーズは、本発明の信号対干渉雑音比の正確な予測を提供するシステムにより満たされる。例示的な実施形態において、新規性のあるシステムがワイヤレス通信システムにおいて使用され、外部送信器を介してチャネルを横断して送信される信号を受信するための第１の機構を含む。第２の機構は、受信した信号に基づいて、信号対干渉雑音比の一連の推定を生成する。第３の機構は、一連の推定の要素間の関係を決定する。第４の機構は、次に受信する信号のための信号対干渉雑音比の予測を提供する。
【００２７】
例示的な実施形態において、新規性のあるシステムはさらに、信号対雑音比の予測に基づいてデータレートメッセージを生成するための機構を含む。送信器は外部送信器に対してデータレート要求メッセージを送信する。外部送信器は、データレート要求メッセージを受信し、それに対する応答において信号の送信レートを調整するためのレート制御回路を含む。
【００２８】
特定された実施形態において、一連の推定の要素間の関係は、一連の推定の要素の平均に基づいている。第３の機構は前記平均を算出するためのフィルタバンクを含む。フィルタバンクにおける各フィルタに関連する伝達関数のインパルス応答は、異なるフェージング環境に対して適合される。異なるフェージング環境は、急激に移動するシステムに関連した１つの環境と、ゆっくりと移動するシステムに関連した第２の環境と、中間の速度で移動するシステムに関連した第３のシステムを含む。
【００２９】
選択機構が各フィルタバンクのそれぞれに接続され、当該フィルタバンクにおけるフィルタのうちの１つのフィルタからの出力を選択する。選択された出力は、現在のフェージング環境に最も適した伝達関数をもつフィルタに関連する。現在の特定された環境において、最大の出力が、最も小さいエラーの標準偏差に基づいてフィルタバンクの出力から選択される。結果的に得られる、信号対干渉雑音比の正確な予測は、正確なレート要求の生成を確立する。
【００３０】
発明の詳細な説明
ここでは本発明を特定の応用を考慮した例示的な実施形態に関して説明するが、本発明はそれらに限定されない。当業界で通常の知識をもち、かつここで提供される教義をアクセスできる者は、さらなる変更、応用、実施形態を発明の範囲内で認識でき、本発明が重要な利用価値を持つさらなる分野を認識できるであろう。
【００３１】
ＣＤＭＡシステムは概して、既知のパイロット信号を未知のデータ信号とともに送信するために、概して２つの方法のうちの１つを使用する。その方法は、パイロットあるいは基準シンボルに関連する方法と、パイロットチャネルに関連する方法を含む。パイロットシンボルに関連する方法では、既知のシンボルで構成されるパイロット信号は擬似ノイズ（ＰＮ）シーケンスによって拡散され、１つあるいはそれ以上の移動局へ送信する準備するべく同じＰＮシーケンスによって拡散されたデータシーケンスに挿入される。パイロットチャネルに関連した方法では、パイロット信号とデータ信号とは２つの異なるＰＮシーケンスにより拡散され、その後加算されて送信される。
【００３２】
図１は、信号対干渉及び雑音比（ＳＩＮＲ）予測器１２を備えたワイヤレス通信システム送信器１０のブロック図である。システム１０は、ＣＤＭＡ移動局を表わしている。送信器システム１０により受信された信号は、基地局（図示せず）及びシステム１０間のフォワード通信リンクを介して受信される。送信器システム１０により送信された信号は、送信器システム１０から関連する基地局にリバース通信リンクを介して送信される。
【００３３】
混乱を避けるために、送信器システム１０の多くの詳細、例えば、クロック発生回路、マイクロホン、スピーカなどは省略されている。当業者は多くの実験をすることなしに付加的な回路を用意に実装できる。
【００３４】
送信器システム１０は、二重変換遠隔通信送信器であり、デュプレクサ１６に接続されたアンテナ１４を含む。デュプレクサ１６は、（左から右に）受信増幅器１８、無線周波数（ＲＦ）／中間周波数（ＩＦ）変換ミキサ２０、受信帯域フィルタ２２、受信自動ゲインコントロール回路２６、ＩＦからベースバンドへの変換回路２６を含む受信パスに接続されている。ＩＦ／ベースバンド変換回路２６は、ベースバンドコンピュータ２８内の逆拡散／再生回路６４でベースバンドコンピュータ２８に接続されている。
【００３５】
デュプレクサ１６はさらに、送信増幅器３０、ＩＦ／ＲＦ変換ミキサ３２、送信帯域フィルタ３４、送信ＡＧＣ３６、ベースバンド／ＩＦ変換回路３８を含む送信パス６５に接続されている。送信ベースバンド／ＩＦ変換回路３８は符号器４０でベースバンドコンピュータ２８に接続されている。
【００３６】
ベースバンドコンピュータ２８における逆拡散／再生回路６４の出力は、ＳＩＮＲ回路６６とパス重み付け及び合成回路４２に接続されている。ＳＩＮＲ回路６４の出力は、ＳＩＮＲ予測器１２、ＬＬＲ回路４６、パス重み付け及び合成回路４２に接続されている。
【００３７】
レート要求生成回路４４の入力は、ＳＩＮＲ予測器１２の出力に接続されている。log-likelihood ratio（ＬＬＲ）回路４６は、現在の特定された実施形態におけるターボ復号器である復号器４８の入力に接続されている。ＬＬＲ回路４６の入力はパス重み付け及び合成回路４２の出力に接続されている。復号器４８の出力は制御器５０の入力に接続されている。制御器５０はレート要求生成回路４４及び符号器４０の入力に接続されている。
【００３８】
アンテナ１４はＲＦ信号を受信して送信する。アンテナ１４に接続されたデュプレクサ１６は、送信ＲＦ信号５４からの受信ＲＦ信号５２の分離を確立する。
【００３９】
動作時、アンテナ１４により受信されたＲＦ信号５２は、受信パス６７に送られて受信増幅器１８により増幅され、ＲＦ／ＩＦ変換ミキサ２０を介して中間周波数に混合され、帯域フィルタ２２によりフィルタリングされ、受信ＡＧＣ２４によりそのゲインが調整され、ＩＦ／ベースバンド回路２６を介してデジタルベースバンド信号５６に変換される。デジタルベースバンド信号５６は次にデジタルベースバンドコンピュータ２８に入力される。
【００４０】
本実施形態において、送信システム１０は、直交位相シフトキーイング（ＱＰＳＫ）拡散及び逆拡散技術の使用に適しており、デジタルベースバンド信号５６は、同相（Ｉ）信号成分と直交（Ｑ）信号成分を含む直交振幅変調（ＱＡＭ）信号である。Ｉ及びＱベースバンド信号５６は、基地局において使用される送信器などのＣＤＭＡ遠隔通信送信器から送信されるパイロット信号及びデータ信号を表わす。
【００４１】
送信パス６５において、デジタルベースバンドコンピュータ出力信号５８は、ベースバンド／ＩＦ変換回路３８を介してアナログ信号に変換され、ＩＦ信号に混合され、送信帯域フィルタ３４によりフィルタリングされ、ＩＦ／ＲＦ変換ミキサ３２によりＲＦまで混合され、送信増幅器３０により増幅され、デュプレクサ１６及びアンテナ１４を介して送信される。
【００４２】
受信及び送信パス６７及び６９はそれぞれ、デジタルベースバンドコンピュータ２８に接続されている。デジタルベースバンドコンピュータ２８は受信したベースバンド信号５６を処理してデジタルベースバンドコンピュータ出力信号５８を出力する。ベースバンドコンピュータ２８は信号／データ変換及び／あるいはデータ／信号変換などの機能を含む。
【００４３】
ベースバンド／ＩＦ変換回路３８は、デジタルアナログコンバータ（ＤＡＣ）、ミキサ、加算器、フィルタ、シフタ、局部オシレータなどの（図示せぬ）種々の構成要素を含む。ベースバンドコンピュータ出力信号５８は、互いに９０度位相がずれた同相（Ｉ）及び直交（Ｑ）信号成分を含む。出力信号５８は、アナログベースバンド／ＩＦ変換回路３８内のデジタル／アナログ変換器（ＤＡＣ）（図示せず）に入力され、そこでアナログ信号に変換された後、混合の準備として低域通過フィルタ（図示せず）によりフィルタリングされる。出力信号５８の位相は、ベースバンド／ＩＦ回路３８内の９０度シフタ（図示せず）、ベースバンド／ＩＦ変換ミキサ（図示せず）、加算器（図示せず）により、それぞれ調整され、混合され、加算される。
【００４４】
加算器は送信ＡＧＣ回路３６に対してＩＦ信号を出力し、そこで混合ＩＦ信号のゲインが、送信帯域フィルタ３４によるフィルタリング、ＩＦ／送信変換ミキサ３２を介してのＲＦまでの混合、送信増幅器２０を介しての増幅、デュプレクサ１６及びアンテナ１４を介しての無線送信の準備のために調整される。
【００４５】
同様にして、受信パス６７内のＩＦ／ベースバンド変換回路２６は、アナログデジタル変換器（ＤＡＣ）、発振器、ミキサなどの回路（図示せず）を含む。受信ＡＧＣ回路２４から出力されたゲイン調整信号は、ＩＦ／ベースバンド変換回路２６に送られた後、混合回路を介してベースバンドと混合され、その後、アナログデジタル変換器（ＡＤＣ）（図示せず）を介してデジタル信号に変換される。
【００４６】
ベースバンド／ＩＦ変換回路３８とＩＦ／ベースバンド変換回路２６とは、混合機能を確立するために、第１の発振器６１を介して提供された発振器信号を使用する。受信ＲＦ／ＩＦ変換ミキサ２０と送信ＩＦ／ＲＦ変換ミキサ３２とは、第２の発振器６２から入力された発振器信号を使用する。第１及び第２の発振器６０及び６２はそれぞれ、マスタ基準発振器信号（図示せず）から出力信号を引き出す位相同期ループとして実装される。
【００４７】
当業者は、他のタイプの受信及び送信パス６７及び６５を本発明の範囲から逸脱しないで使用可能であることを認識するであろう。増幅器１８及び３０、ミキサ２０及び３２、フィルタ２２及び３４、ＡＧＣ回路２４及び３６、そして周波数変換回路２６及び３８は標準の構成要素であり、当業界で通常の知識をもち、現在の教義にアクセス可能な者により容易に構成される。
【００４８】
ベースバンドコンピュータ２８において、受信Ｉ及びＱ信号５６は、逆拡散／再生回路６４に入力され、そこで、パイロット信号を具備するパイロットチャネルと、データ信号を具備するデータチャネルとが受信Ｉ及びＱ信号５６から抽出される。パイロットチャネル及びデータチャネルは、逆拡散／再生回路６４から、ＳＩＮＲ回路６６及びパス重み付け及び合成回路４２に供給される。
【００４９】
ＳＩＮＲ回路６６は、一連のＳＩＮＲ値、すなわちサンプルを具備するＳＩＮＲ信号をＳＩＮＲ予測器１２及びＬＬＲ回路４６に出力する。ＳＩＮＲ回路６６はまた、干渉エネルギの逆数（１／Ｎt）をパス重み付け及び合成回路４２に出力する。
【００５０】
逆拡散／再生６４によってパス重み付け及び合成回路４２へ供給された逆拡散及び再生データチャネル信号は復号器４８に供給されて復号され、制御器５０に送られる。制御器５０において、復号された信号は、出力音声あるいはデータに処理されるかあるいは、関連する基地局（図示せず）に転送するためにリバースリンク信号を生成するために処理される。
【００５１】
パス重み付け及び合成回路４２は、データチャネル信号に対応する受信データ信号のマルチパス成分に対して最適な比のパス合成重みを計算し、適当なパスを重み付けし、マルチパスを合成し、加算かつ重み付けされたパスをメトリックとしてＬＬＲ回路４６に供給する。
【００５２】
ＬＬＲ回路４６は、最適なＬＬＲ及びソフト復号器判定値を生成するために、パス重み付け及び合成回路４２からのメトリックと、ＳＩＮＲ回路６６により供給されたＳＩＮＲ推定とを使用する。好ましい実施形態では、ＬＬＲ回路４６は、米国特許出願ＮＯ．０９／３１１７９３号（１９９９年５月１３日出願、米国特許ＮＯ．６，３７７，６０７、２００２年４月２３日発行、名称：パイロット支持コヒーレント復調を介してターボ符号化信号の正確な復調を実行するためのシステム及び方法、本発明の譲受人に譲渡され、ここに参考文献として含まれている）の教義に従って構成される。
【００５３】
最適なＬＬＲ値は、受信データチャネル信号の復号を確立するために復号器４８に供給される。制御器５０は次に、スピーカあるいは他の装置（図示せず）を介して音声あるいはデータを出力するために、復号されたデータチャネル信号を処理する。制御器５０はまた、送信の準備のために、入力装置（図示せず）から符号器４０への音声信号及びデータ信号の送信を制御する。
【００５４】
レート要求発生回路４４は、ＳＩＮＲ予測器１２により提供されるように、次のパケットに対する予測ＳＩＮＲ値に基づいて、レート制御メッセージを発生する。ＳＩＮＲ予測器１２は、レート要求発生回路４４が正確なレート制御メッセージを提供するのを可能にする、ＳＩＮＲ予測を確立するために（以下により詳細に議論する）フィルタバンクを使用する。
【００５５】
レート要求発生回路４４は、予測されたＳＩＮＲを一連の所定のしきい値と比較する。レート要求発生回路４４は、種々のしきい値に関して予測ＳＩＮＲ信号の相対大きさに基いて、レート制御要求メッセージを生成する。レート要求発生回路４４の詳細は特定用途に使用され、特定の応用へのニーズに合わせて当業者によって容易に決定かつ実装される。
【００５６】
レート要求発生回路４４は続いて、制御器５０に送られるレート制御メッセージ、すなわちレート要求メッセ−ジを提供する。制御器５０は、符号器４０を介して符号化し、送信パス６６、デュプレクサ１６及びアンテナ１４によりデータ要求チャネル（ＤＲＣ）を介して最終的に関連する基地局（図示せず）に送信するべくレート要求メッセージを準備する。基地局がレート要求メッセージを受信するとき、基地局はこれに相応して送信された信号のレートを調整する。
【００５７】
ＳＩＮＲ回路６６からの正確なＳＩＮＲ推定及び全体的な干渉雑音チップエネルギＮt推定は、レート要求発生回路４４のパフォーマンスを改善し、復号器４８のパフォーマンスを改善し、それによって、送信器システム１０及び関連する遠隔通信システムのスループット及び効率を改善する。
【００５８】
ＳＩＮＲ推定回路は当業界で既知である。好ましい実装において、ＳＩＮＲ回路６６は、米国特許出願ＮＯ．０９／３１００５３号（１９９９年５月１１日出願、米国特許ＮＯ．６，６６１，８３２、２００３年１２月９日発行、名称：ワイヤレス通信システムにおける使用のための受信信号干渉の正確な推定を提供するためのシステム及び方法、本発明の譲受人に譲渡され、ここに参考文献として含まれている）の教義に従って構成される。
【００５９】
図１の送信器１０は、移動局の代わりに基地局での使用に容易に適合する。その場合、送信器１０は、制御器５０上で動作するソフトウェアに組み込まれたレートおよびパワー調整機能を含む。適切なソフトウェアは、当業界で通常の知識をもち、かつ本発明の教義にアクセスする者によって容易に構成される。
【００６０】
本発明の特定の実施形態において、予測器１２は、レート要求発生回路４４に対してＳＩＮＲ予測を提供するが、当業者は、本発明の範囲から逸脱することなしに、ＳＩＮＲ予測がパワー制御回路などの他のタイプの回路によって使用されることを認識するであろう。
【００６１】
図２は、図１のＳＩＮＲ予測器１２のより詳細なブロック図である。ＳＩＮＲ予測器１２は、入力として図１のＳＩＮＲ回路６６からＳＩＮＲサンプルを受信するスライディングウインドウ平均化フィルタ７０を含む。ＳＩＮＲはデシベルコンバータをサンプルし、フィルタ７０はまた、入力としてＳＩＮＲサンプルを受信する。
【００６２】
平均化フィルタ７０の出力は、フィルタ出力デシベルコンバータ７４の入力に接続されている。デシベルコンバータ７４の出力は、高速フェージングＳＩＮＲ予測器７６の入力、低速フェージングＳＩＮＲ予測器７８の入力、ホールド予測器８０の入力に並列に接続されている。高速フェージングＳＩＮＲ予測器７６及び低速フェージングＳＩＮＲ予測器７８及びホールド予測器８０の出力は、予測器セレクタ８２に接続されている。高速フェージングＳＩＮＲ予測器７６の他の出力は、低速フェージングＳＩＮＲ予測器７８の入力とホールド予測器８０の入力とに並列に接続されている。ＳＩＮＲサンプルデシベルコンバータ及びフィルタ７２の出力は、低速フェージングＳＩＮＲ予測器７８の入力及びホールド予測器８０の入力に並列に接続されている。
【００６３】
動作時、平均化フィルタ７０及びＳＩＮＲサンプルデシベルコンバータ及びフィルタ７２は、図１のＳＩＮＲ回路６６からＳＩＮＲサンプルを受信する。平均化フィルタ７０は所定数のサンプルについて受信ＳＩＮＲサンプルの平均を計算する。所定数のサンプルは特定用途向けであり、特定の応用へのニーズに合わせるべく、当業者により容易に決定される。
【００６４】
平均化フィルタ７０から出力された平均ＳＩＮＲサンプルは、フィルタ出力デシベルコンバータ７４を介してデシベルスケールに変換される。フィルタリングされたデシベルスケールのＳＩＮＲサンプルは次に、高速フェージングＳＩＮＲ予測器７６と、低速フェージングＳＩＮＲ予測器７８と、ホールド予測器８０とに並列に供給される。
【００６５】
ＳＩＮＲサンプルデシベルコンバータ及びフィルタ７２は、受信したＳＩＮＲサンプルをフィルタリングして出力としてＳＩＮＲサンプルのデシベル値を生成する。このとき、デシベル値の平均はゼロに調整される。ＳＩＮＲサンプルデシベルコンバータ及びフィルタ７２は特定用途向けであり、当業者により容易に決定される。変換されフィルタリングされたサンプルは低速フェージングＳＩＮＲ予測器７８とホールド予測器８０に供給される。
【００６６】
高速フェージングＳＩＮＲ予測器７６、低速フェージング予測器７８及びホールド予測器８０は、フィルタバンクを形成する。高速フェージング信号の環境において、高速フェージングＳＩＮＲ予測器７６は、最も小さい標準偏差の予測誤差を出力として生成するように設計される。同様にして、低速フェージング信号の環境では、低速フェージングＳＩＮＲ７８は、最も小さい標準偏差の予測誤差を出力として生成する。そして中間フェージング信号の環境の間は、ホールド予測器８０は最も小さい標準変化の予測誤差を出力として生成する。
【００６７】
予測セレクタ８２はＳＩＮＲ予測器７６、７８、８０の出力から、現在のフェージング信号の環境を最も良く表わす最も小さい標準偏差の予測誤差値を持つ信号を選択する。選択された予測は、当業者により容易に実装される予測セレクタ８２から出力される。ＳＩＮＲ予測器７６，７８，８０の出力は、以下により詳細に議論するように、ＳＩＮＲ予測のオーバシュートを防止するべく所定の因数によりバックオフ（back-off）される。
【００６８】
当業者は、変化するフェージング信号の環境に従って選択的に変更される伝達関数係数をもつ単一のフィルタが、本発明の範囲から逸脱することなしに、ＳＩＮＲフィルタ７６、７８、８０を具備するフィルタバンクの代わりに用いられることを認識するであろう。加えて、本発明の範囲から逸脱することなしに、異なるフィルタ係数及び／または付加的なフィルタが使用されるであろう。
【００６９】
ＳＩＮＲ予測器７６、７８、８０は線形予測フィルタであり、ウィーナ（Wiener）フィルタのふるまいを模倣するべく設計される。
【００７０】
概して、信号ｙ（ｎ）はしばしば、信号成分ｘ（ｎ）と雑音成分ｗ（ｎ）とを含み、ｙ（ｎ）＝ｘ（ｎ）＋ｗ（ｎ）である。ここで、ｎはサンプル数である。所望の信号は常にｘ（ｎ）の線形関数であり、ｙ（ｎ）から予測可能である。本実施形態では、ｘ（ｎ）はＳＩＮＲサンプルを表わす。
【００７１】
予測は、現在の観察に先んじて所望の信号を予測する特別の状況である。所望の信号ｄ（ｎ＋Ｄ）はｙ（ｎ）に先立つＤサンプルである。ここでＤは所定の数であり、本実施形態では５サンプルよりも大きいか或いはそれに等しい。
【００７２】
【数１】

最適な線形フィルタは、それが最小の二乗平均誤差となる点においてウィーナフィルタであることは公知である。
【００７３】
本実施形態において所望の信号ｄ（ｎ）はパケット長に渡っての平均ＳＩＮＲである。異なるパケット長は異なる所望の信号に対応する。図１の送信器１０は、５つの異なるパケットサイズ（１，２，４，８，１６のスロットパケット）に対して予測を行なう。各半スロットごとに更新されるパスが組み合わされたＳＩＮＲ推定を受信したときに、図１の送信器１０（移動局に対応する）は、それぞれ、（１，２，４，８，１６）スロットのパケットサイズに対応して予測器１２を５回動作させる。すなわち、予測器１２は、予測遅延及びフィルタ係数のような異なる値のパラメータをもつ５つの異なるパケット長に対して５回、図３に示す処理を更新する。
【００７４】
図３は、図２のＳＩＮＲ予測器１２を介して実装された所定のパケット長のＳＩＮＲ予測のためのより詳細なブロック図である。ＳＩＮＲサンプルデシベルコンバータ及びフィルタ７２は、第１のデシベルコンバータ９０を含み、それの入力は図１のＳＩＮＲ回路６６からＳＩＮＲサンプルを受信し、それの出力は減算器９２の正の端子と、フィルタ（Ｆ1）９６の入力とに接続されている。フィルタ９６の出力は第１の減算器９２の負の端子に接続されている。
【００７５】
動作時、ＳＩＮＲサンプルデシベルコンバータ及びフィルタ７２は、受信したＳＩＮＲサンプルをデシベルコンバータ９０を介してデシベルスケールに変換し、第１のフィルタ９６を介してデシベル信号をフィルタリングする。フィルタリングされたデシベルサンプルは、デシベルコンバータ９０から出力されたデシベルサンプルから減算される。ＳＩＮＲサンプルデシベルコンバータ及びフィルタ７２の出力は、以下の式により表現される。
【００７６】
【数２】

ここでｕ_o（ｎ）はＳＩＮＲサンプルデシベルコンバータ及びフィルタ７２の出力サンプルを表わし、ｕ（ｎ）はデシベルコンバータ９０から出力されるデシベルスケールサンプルを表わし、ｍ_u（ｎ）は、第１のフィルタ９６から出力されるデシベルスケールサンプルの平均を表わす。
【００７７】
第１のフィルタ９６の伝達関数Ｆ₁（ｚ）は、以下の式により表現される。
【００７８】
【数３】

ここで、λは一定の係数、ｚは複素変数である。係数λは特定用途向けであり、特定の応用へのニーズに適合するべく当業者によって容易に決定される。
【００７９】
図１のＳＩＮＲ回路６６からの受信ＳＩＮＲサンプルはまた、スライディングウインドウ平均化フィルタ７０に入力される。平均化フィルタ７０は、Ｌサンプルに渡るＳＩＮＲサンプルの平均を計算する。ここでＬは所定のパケット長を表わす。
【００８０】
平均化フィルタ７０の出力は、平均化フィルタ７０の出力を当業界で既知の方法に従ってデシベルスケールに変換するフィルタ出力デシベルコンバータ７４に接続されている。所望の信号を表わすデシベル値は、高速フェージングＳＩＮＲ予測器７６、低速フェージングＳＩＮＲ予測器７８、ホールド予測器８０に入力される。
【００８１】
高速フェージングＳＩＮＲ予測器７６において、第１のフィルタ出力デシベルコンバータ７４の出力は、第２の減算器１０６の負の端子に接続されている。デシベルコンバータ７４の出力は、フィルタ（Ｆ₃ ）１００に接続されている。フィルタ１００の出力は、第１の遅延１０２、第１のバックオフ回路１０４、そしてホールド予測器８０及び低速フェージングＳＩＮＲ予測器７８内の第１の加算器１２０、第２の加算器１５０にそれぞれ接続されている。第１のバックオフ回路１０４の出力は、予測セレクタ８２の入力に接続されている。第２の減算器回路１０６の第２の入力は、第１の遅延１０２の出力に接続されている。第２の減算器回路１０６の出力は、第１のフィルタ（Ｆ₄ ）１１２の入力に接続された出力を持つ第１の二乗回路１０８に接続されている。フィルタ１１２の出力は、第１の平方根回路１１４の入力に接続されている。第１の平方根回路１１４の出力は第１のバックオフ回路１０４の入力に接続されている。
【００８２】
動作時、高速フェージングＳＩＮＲ予測器７６は、フィルタ（Ｆ₃）１００及び第２の減算器１０６の負の端子で、フィルタ出力デシベルコンバータ７４からのデシベルスケールサンプルを受信する。 フィルタ（Ｆ₃）１００は、デシベル値の長期平均を計算し、以下の式により表現される。
【００８３】
【数４】

ここで、ｍ_d （ｎ）は、特定サンプルｎでの受信デシベルスケールサンプルの長期平均であり、未来のＤサンプルである、平均ＳＩＮＲ予測ｄ₁ ＾（ｎ＋Ｄ）を表わす。ここで、Ｄは所定のパケット長に基づく所定の遅延、αはフィルタ１００の伝達関数（Ｆ₃ ）の所定の係数、ｄ（ｎ）はデシベルコンバータ７４からの現在の出力であり、ｍ_d （ｎ−１）は１サンプル前の長期平均である。フィルタ１００の伝達関数Ｆ₃ は、以下の式により表現される。
【００８４】
【数５】

ここでｚは複素変数、αは上記したような所定の係数である。αは特定の応用へのニーズに合わせるために当業者によって容易に決定される。
【００８５】
フィルタ１００から出力される結果的な長期平均は、第１の遅延回路１０２を介してＤサンプルだけ遅延されて、第２の減算器１０６の負の端子に供給される。第２の減算器１０６は、長期平均ｍ_d （ｎ）からフィルタ出力デシベルコンバータ７４からのｄ（ｎ）出力を減算し、それに応答して予測誤差信号ｅ₁ （ｎ）を提供する。エラー信号ｅ₁ （ｎ）は二乗回路１０８及び第１のフィルタＦ₄ １１２によりそれぞれ、二乗かつフィルタリングされる。第１のフィルタＦ₄ １１２は、以下の式により表現される伝達関数Ｆ₄ （ｚ）をもつ無限インパルス応答（ＩＩＲ）フィルタである。
【００８６】
【数６】

ここで、βはフィルタ係数、他の変数は上記した通りである。
【００８７】
フィルタリングされ、すなわち、平均化され二乗された値は平方根回路１１４に入力されて、誤差信号ｅ₁ （ｎ）の二乗平均平方根（ｒｍｓｅ₁ ）が計算される。二乗平均平方根誤差ｒｍｓｅ₁ は第１のバックオフ回路１０４に供給され、そこで、ｒｍｓｅ₁ は所定の定数Ｋ₁ により乗算される。Ｋ₁ に対する正確な値は特定用途向けであり、定数あるいは、他の回路（図示せず）あるいはソフトウェアルーチンにより、変化する信号の環境に従って動的に更新される。
【００８８】
二乗平均平方根誤差ｒｍｓｅ₁ （ｎ）は以下の式により表現される。
【００８９】
【数７】

ここでβは、式（５）において与えられたものと同一であり、二乗平均誤差ｍｓｅ₁（ｎ−１）は、第１のフィルタＦ₄ からの１サンプル前の出力を表わす。
【００９０】
第１のバックオフ回路１０４は、予測オーバシュートを低減するべく、第１の予測ｄ₁ ＾（ｎ＋Ｄ）をｋ₁ ＊ｒｍｓｅ₁ だけ減らす。減らされた第１の予測はｄ₁ ＾（ｎ＋Ｄ）と表わされ、以下の式により表現される。
【００９１】
【数８】

ここで、変数は上で与えられたものである。
【００９２】
低速フェージングＳＩＮＲ予測器７８とホールド予測器８０の構成は高速フェージングＳＩＮＲ予測器７６の構成と類似している。しかしながら、低速フェージングＳＩＮＲ予測器７８は付加的なフィルタＦ₂ １１６と第１の加算器１５０を含む。ホールド予測器８０は付加的なホールドフィルタ１１８と第２の加算器１２０を含む。第１の加算器１５０及び第２の加算器１２０は高速フェージングＳＩＮＲ予測器７６のフィルタＦ₃ からの長期平均ｍ_d （ｎ）出力を受信する。
【００９３】
低速フェージングＳＩＮＲ７８は、左から右へ及び上から下へ向かって、第３の減算器１２２、第２の二乗回路１２４、第２のフィルタＦ₄ １２８、第２の平方根回路１３０、フィルタＦ₂ １１６、第１の加算器１５０、第２の遅延１３２、第２のバックオフ回路１３４を含む。
【００９４】
動作時、フィルタＦ₂ １１６は、ＳＩＮＲサンプルデシベルコンバータ及びフィルタ７２からの出力をフィルタリングする。第２のフィルタＦ₂ １１６の伝達関数Ｆ₂ （ｚ）は、以下の式により表現される。
【００９５】
【数９】

μは所定のフィルタ係数である。第２のフィルタＦ₂ １１２の出力ｄ₀ ＾（ｎ＋Ｄ）は、以下の式により表現される。
【００９６】
【数１０】

ここで、μは上記のものと同じものであり、ｄ₀ ＾（ｎ＋Ｄ−１）は、１サンプルだけ遅延された出力ｄ₀ ＾（ｎ＋Ｄ）である。μ₀ （ｎ）はＳＩＮＲサンプルデシベルコンバータ及びフィルタ７２の出力である。
【００９７】
上記の式（９）により表わされたフィルタＦ₂ １１６の出力は、第１の加算器１５０の端子に入力されて、高速フェージングＳＩＮＲ予測器７６から供給される長期平均ｍ_d （ｎ）の出力を加算する。結果として得られる和は、ｄ₂ ＾（ｎ＋Ｄ）として表現され、以下の式により表現される。
【００９８】
【数１１】

ここで、変数は上記した通りである。
【００９９】
式（１０）により与えられた第１の加算器１５０の出力が、第２の遅延１３２及び第２のバックオフ回路１３４に並列に入力される。遅延１３２は第１の加算器１５０の出力をＤだけ遅延するとともに、その結果を第３の減算器１２２の正の端子に供給する。第３の減算器は、以下の式により記載される第２の誤差信号をｅ₂ （ｎ）を獲得するべく、遅延結果からフィルタ出力デシベルコンバータ７４の出力を減算する。
【０１００】
【数１２】

ｄ^₂（ｎ）は、第１の加算器１５０の遅延された出力、すなわち、第２の遅延１３２の出力である。ｄ（ｎ）はフィルタ出力デシベルコンバータ７４の出力である。
【０１０１】
得られた誤差信号ｅ₂（ｎ）はそれぞれ、二乗回路１２４により二乗され、第２のフィルタＦ₄１２８によりフィルタリングされる。第２のフィルタＦ₄ １２８の伝達関数は式（５）により記載したとおりである。フィルタＦ₄ １２８の出力の平方根は第２の平方根回路１３０により計算され、次の出力を得る。
【０１０２】
【数１３】

ここで、ｒｍｓｅ₂ は信号ｅ₂ （ｎ）の二乗平均平方根誤差であり、二乗平均誤差ｍｓｅ₂ （ｎ−１）は、１つのサンプルにより遅延された第２のフィルタＦ₄ １２８の出力である。他の変数及び定数は上記した通りである。
【０１０３】
得られた二乗平均平方根誤差ｒｍｓｅ₂ （ｎ）は所定の因数ｋにより乗算され、その結果は、以下の出力を得るべく第１の加算器１５０の出力から減算される。
【０１０４】
【数１４】

ここで、定数と変数は上記した通りである。第２のバックオフ回路１３４の出力ｄ₂’（＋Ｄ）は予測セレクタ８２に供給される。
【０１０５】
所定の因数ｋ₂ は特定用途向けであり、当業者により容易に決定される。因数ｋ₂ は、第１のバックオフ回路１０４及び第３のバックオフ回路１４８において使用された因数ｋ₁ 及びｋ₃ に等しいものであり、本発明の範囲から逸脱すること無しに動的に変更可能である。
【０１０６】
ホールド予測器８０は、左から右及び上から下へ向かって、第４の減算器１３６、第３の二乗回路１３８、第３のフィルタＦ₄ １４２、第３の二乗平方根回路１４４、第３の遅延回路１４６、ホールドフィルタ回路１１８、第２の加算器１２０、第３のバックオフ回路１４８を含む。
【０１０７】
本特定の実施形態では、ホールド予測器８０は、パケット長が２スロット以下かあるいはそれに等しいときにのみ使用される。ホールド予測器８０は、パケット長が２スロット以下かあるいはそれに等しいときを決定して、ホールド予測器８０の出力を選択的に能動にする回路（図示せず）によって選択的に駆動される。
【０１０８】
動作時、ホールドフィルタ回路１１８は、ＳＩＮＲサンプルデシベルコンバータ及びフィルタ７２の出力をフィルタリングし、その結果を第２の加算器１２０の端子に供給する。第２の加算器１２０は高速フェージングＳＩＮＲ予測器７６のフィルタ１００の出力ｍ_d （ｎ）を加算する。加算器１２０の出力は次の式により表現される。
【０１０９】
【数１５】

ここで、HoldWeightはホールドフィルタ回路１１８によって供給され、ｕ₀ （ｎ）はＳＩＮＲサンプルデシベルコンバータ及びフィルタ７２の出力である。
【０１１０】
得られた結果は、第３の遅延１４６によりＤサンプルだけ遅延され、これによって、ｄ^₃ （ｎ）が得られる。フィルタ出力デシベルコンバータ７４の出力は次に遅延されたサンプルｄ^₃ （ｎ）から減算され、これによって次の式により表現される第３の誤差信号ｅ₃ （ｎ）が得られる。
【０１１１】
【数１６】

ここで、変数は上記した通りである。
【０１１２】
次に第３の二乗回路１３８、第３のフィルタＦ₄ １４２、第３の二乗平方根回路１４４は、以下の式により表現される誤差信号ｅ₃ （ｎ）の二乗平均平方根誤差信号ｒｍｓｅ₃ （ｎ）を計算する。
【０１１３】
【数１７】

ここで、二乗平均誤差ｍｓｅ₃ （ｎ−１）は１サンプルだけ遅延された第３のフィルタＦ₄ １４２の出力であり、他の定数及び変数は上記した通りである。第３のフィルタＦ₄ １４２の伝達関数は式（５）の通りである。
【０１１４】
得られる二乗平均平方根誤差ｒｍｓｅ₃ （ｎ）は第３のバックオフ回路１４８を介して所定の定数ｋ₃ により乗算される。その結果は、第２の加算器１２０の出力ｄ^₃ （ｎ＋Ｄ）から減算され、これにより、以下の式が得られる。
【０１１５】
【数１８】

ここで、定数と変数は上記した通りである。式（１７）で与えられる結果は予測セレクタ回路８２に供給される。
【０１１６】
予測セレクタ８２は、最小のｒｍｓｅをもつ予測を、所定のパケット長に対する最後の予測として選択する。１あるいは２のスロットパケットの場合は、予測セレクタ８２は、高速フェージング予測器７６、定速フェージング予測器７８、ホールド予測器８０から選択する。４，８，１６のスロットパケットの場合には、予測セレクタ８２は、高速フィルタ７６と定速フェージングフィルタ７８から選択する。
【０１１７】
遅延１０２，１３２及び１４６は、Ｄハーフスロットの遅延を提供する。ここで、Ｄは所定のパケット長に対する予測ＬＡＴＥＮＣである。予測器１２は、各１つのハーフスロットに一度ＳＩＮＲ推定サンプルを受信するが、各２つのハーフスロットに一度パケット平均ＳＩＮＲ予測を生成する。さらに、フィルタＦ1 ９６は、各ハーフスロットに一度適用され、伝達関数Ｆ₁ 、Ｆ₂ 、Ｆ₃ 及びＦ₄ を有するフィルタ１００，１１２，１１６，１２８及び１４２は、２ハーフスロットに一度適用される。伝達関数Ｆ₁ 、Ｆ₂ 、Ｆ₃ 及びＦ₄の記載は、デシメーション処理（decimation processing）の影響を無視するものである。しかしながら、当業者は必要に応じて容易に伝達関数を調整可能である。
【０１１８】
当業者は、ＳＩＮＲ予測器１２は本発明の範囲から逸脱しないでソフトウェアにおいて実行できることを認識するであろう。この場合、フィルタ９６、１００、１１２、１２８、１４２及び１１６は上記の規則に従って容易にＯＮあるいはＯＦＦされる。
【０１１９】
すなわち、本発明は特定の応用に対する特定の実施形態に関して記載された。当業界に於いて通常の知識をもちかつ本発明の教義にアクセス可能な者であれば、本発明の範囲内でさらなる変更、応用、実施形態を認識するであろう。
【０１２０】
従って添付の請求の範囲により、本発明の範囲内でそのような応用、変更、実施形態の一部あるいはすべてを網羅することが意図されている。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明の教義に従って構成され、信号対干渉及び雑音比（ＳＩＮＲ）予測器を使用する、ワイヤレス通信システム送信器のブロック図である。
【図２】 図１のＳＩＮＲ予測器のより詳細なブロック図である。
【図３】 図２のＳＩＮＲ予測器のより詳細なブロック図である。
【符号の説明】
１０ ワイヤレス通信システム送信器
１２ 信号対干渉及び雑音比（ＳＩＮＲ）予測器
１４ アンテナ
１６ デュプレクサ
２８ ベースバンドコンピュータ
４０ 符号器
４４ レート要求生成回路
５０ 制御器

Claims (27)

1. 信号対干渉雑音比の正確な予測を提供するシステムであって、
   送信器を介してチャネルを介して送信された信号を受信する手段と、
   前記受信信号に基いて、信号対干渉雑音比の一連の推定を生成する手段と、
   低速フェージング、中間フェージング、高速フェージングを含む異なるフェージング環境にしたがって、前記一連の推定の推定間の関係を決定する決定手段と、
   前記関係を使用して次に受信する信号に対する信号対干渉雑音比の予測を提供する手段と、
   を具備するシステム。
2. 前記信号対干渉雑音比の予測に基いて、データレート要求メッセージを生成するための手段をさらに含む請求項１に記載のシステム。
3. 前記データレート要求メッセージを前記送信器に送信する手段をさらに含む請求項２に記載のシステム。
4. 前記関係は前記一連の推定の要素の平均に基づく請求項１に記載のシステム。
5. 前記決定手段は，前記平均を算出するためのフィルタバンクを含む請求項４に記載のシステム。
6. 前記フィルタバンクは有限インパルス応答フィルタを含む請求項５に記載のシステム。
7. 前記フィルタバンクにおける各フィルタに関連する伝達関数の係数は前記異なるフェージング環境に適合する請求項５に記載のシステム。
8. 前記異なるフェージング環境は、異なるレーリーフェージング環境を含み、高速フェージング環境は高速で移動するシステムに関連し、低速フェージング環境は低速で移動するシステムに関連し、中間フェージング環境は中間速度で移動するシステムに関連する請求項７に記載のシステム。
9. 前記フィルタバンクにおける前記フィルタの一つからの出力を選択するために前記フィルタバンクの各々に接続された選択回路を含み、前記出力は現在のフェージング環境に最も適した伝達関数をもつフィルタに関連する請求項７に記載のシステム。
10. チャネルの干渉特性に従って外部の送信器に正確な制御信号を供給するための高効率の通信システム送信器であって、前記チャネルを介して前記通信システム送信器と前記外部の送信器とが通信を行なうものであり、
    アンテナと、
    前記アンテナと通信を行なうデュプレクサと、
    前記チャネルを介して信号を受信し、それに応答してデジタル信号を供給するべく前記デュプレクサと通信を行なう受信パスと、
    前記デジタル信号を受信して処理するためのベースバンドコンピュータと、
    低速フェージング、中間フェージング、高速フェージングを含む異なるフェージング環境にしたがって、信号対干渉雑音比の予測を次に受信したデジタル信号のために提供する信号対干渉雑音比の予測器と、
    前記信号対干渉雑音比の予測に応答して、レート制御メッセージを生成して前記レート制御メッセージを前記外部の送信器に供給するレート要求手段と、
    を具備する高効率の通信システム送信器。
11. 前記レート要求手段は、前記ベースバンドコンピュータ内に実装される請求項１０に記載の送信器。
12. 前記信号対干渉雑音比の予測器は、前記デジタル信号を拡散し、前記拡散されたデジタル信号に対する信号対干渉雑音比の値を推定する手段を含む請求項１１に記載の送信器。
13. 前記信号対干渉雑音比の予測器は予測器フィルタバンクを含み、前記予測器フィルタバンクは、前記低速フェージングの予測器と、前記中間フェージングの予測器と、前記高速フェージングの予測器とを含み、各予測器は、前記チャネルの所定のフェージング特性に従って信号対干渉雑音比を予測する請求項１２に記載の送信器。
14. 前記信号対干渉雑音比の予測器はさらに、前記各予測器の出力から、前記チャネルの現在のフェージング特性に最も適した信号対干渉雑音比を選択するための予測セレクタをさらに含む請求項１３に記載の送信器。
15. チャネルを介して受信した信号に対する信号対干渉雑音比を正確に予測するためのシステムであって、
    前記受信した信号から信号対干渉雑音比の値を供給する第１の手段と、
    前記チャネルのフェージング特性に従って前記信号対干渉雑音比の値をフィルタリングして、低速フェージング、中間フェージング、高速フェージングチャネルのために、それに応答して出力を供給する第２の手段と、
    前記出力から、予測された信号対干渉雑音比を選択するための第３の手段と、
    を具備するシステム。
16. 前記第２の手段は、前記出力の各々を所定の因数だけ調整するためのバックオフ回路を含む請求項１５に記載のシステム。
17. 前記第２の手段は、前記信号対干渉雑音比の値の平均を提供するための平均化フィルタを含む請求項１５に記載のシステム。
18. 前記平均化フィルタは、前記信号対干渉雑音比の値の平均をデシベルスケールに変換して、それに応答してデシベルスケール値を提供する請求項１７に記載のシステム。
19. 前記第２の手段は、第１のフィルタを含むフィルタバンクを含み、前記第１のフィルタは、前記デシベルスケール値を受信して、高速フェージングチャネルに基づいて信号対干渉雑音比の予測を提供する請求項１８に記載のシステム。
20. 前記第１のフィルタは、前記デシベルスケール値を平均化し、それに応答して平均化された値を提供する平均化回路を含む請求項１９に記載のシステム。
21. 前記第１のフィルタは、前記デシベルスケール値を平均化して該平均化された値を遅延回路に供給する長期平均化フィルタを含み、前記遅延回路の出力は、前記デシベルスケール値から遅延出力を減算する減算器に接続され、それに応答した減算器出力を、付加的平均化フィルタ及び平方根回路と通信を行なう二乗回路に供給し、前記平方根回路は出力を第１のバックオフ回路に供給し、第１のバックオフ回路は前記平均化された値を入力として受信し、それに応答して前記高速フェージングチャネルに基づいて、前記信号対干渉雑音比を提供する請求項２０に記載のシステム。
22. 前記フィルタバンクは、前記低速フェージングチャネルに適した信号対干渉雑音比の予測を提供する第２のフィルタと、前記中間フェージングチャネルに適した信号対干渉雑音比の予測を提供する第３のフィルタとをさらに含む請求項２１に記載のシステム。
23. フィルタリングのための前記第２の手段は、前記低速フェージング、中間フェージング及び高速フェージングチャネル特性のそれぞれに対するフィルタをもつフィルタバンクを含む請求項１５に記載のシステム。
24. 前記フィルタバンクはウィーナフィルタを近似するための第１のフィルタを含み、前記第１のフィルタは低速フェージングチャネルのために信号対干渉雑音比の予測を提供する請求項２３に記載のシステム。
25. 前記フィルタバンクは、ウィーナフィルタを近似するための第２のフィルタを含み、前記第２のフィルタは、高速フェージングチャネルのための信号対干渉雑音比の予測を提供する請求項２４に記載のシステム。
26. 前記フィルタバンクは、中間フェージングチャネルのための信号対干渉雑音比の予測を提供するための第３のフィルタを含み、前記第３のフィルタはホールドフィルタとして実装される請求項２５に記載のシステム。
27. チャネルを介して受信した信号のための信号対干渉雑音比を正確に予測するためのシステムであって、
    前記受信した信号に基づいて、信号対干渉雑音比の値を獲得するための第１の手段と、
    高速フェージングチャネルに従って前記信号対干渉雑音比の値をフィルタリングするための第２の手段と、
    低速フェージングチャネルに従って前記信号対干渉雑音比の値をフィルタリングし、それに応答して低速フェージングの信号対干渉雑音比の予測を提供する第３の手段と、
    中間フェージングチャネルに従って前記信号対干渉雑音比の値をフィルタリングし、それに応答して中間フェージングの信号対干渉雑音比の予測を提供する第４の手段と、
    前記高速フェージング、低速フェージング、そして中間フェージングの信号対干渉雑音比の予測から選択し、それに応答して予測された信号対干渉雑音比を提供する第５の手段と、を具備するシステム。

Images