JP2003510863A - 通信システムのパフォーマンスを改善するために信号対干渉及び雑音比を正確に予測するシステムおよび方法。 - Google Patents

通信システムのパフォーマンスを改善するために信号対干渉及び雑音比を正確に予測するシステムおよび方法。

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Abstract

(57)【要約】 信号対干渉雑音比の正確な予測を提供するためのシステム（１０）。システム（１０）は外部送信器を介してチャネルを横断して送信された信号を受信するための第１の回路を含む。第２の回路は受信した信号に基づいて信号対干渉雑音比の一連の推定を生成する。第３の回路は一連の推定の要素間の関係を決定する。第４の回路は続いて受信した信号に対する信号対干渉雑音比の予測を提供するために、前記関係を使用する。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】 発明の背景 １．発明の分野 この発明は、通信システムに関するものである。特に、本発明は、ワイヤレス
通信システムにおけるデータレート制御を確立するために、受信信号の、信号対
干渉及び雑音比（ＳＩＮＲ）を予測するためのシステムに関する。
【０００２】 ２．関連技術の記載 ワイヤレス通信システムは、調査、救助、及びビジネスの分野を含む種々の要
求の厳しい分野において使用されている。加えて、ワイヤレス通信システムは、
オフィス通信網やインターネット応用においてコンピュータデータを転送するの
に用いられる場合が多くなっている。そのような応用では、電気的な変化が激し
く雑音の多い環境において効率良く動作するとともに、高いデータ転送レートを
実現できる、効率の良い信頼性の高い通信システムが要求される。
【０００３】 セルラー遠隔通信システムは、１つあるいはそれ以上の基地局と通信する複数
の移動局（例えば、セルラ電話あるいはワイヤレス電話）によって特徴付けられ
る。基地局から移動局への通信リンクは、フォワードリンクである。移動局から
基地局への通信リンクはリバースリンクである。
【０００４】 移動局によって送信される信号は基地局により受信され、しばしば、移動交換
局（ＭＳＣ）へと中継される。ついでＭＳＣはその信号を公衆交換電話網（ＰＳ
ＴＮ）あるいは他の移動局に送る。同様にして、信号はしばしば、基地局及び移
動交換局を介して公衆交換電話網から移動局へと送信される。各基地局はセル、
すなわち、移動局が基地局を介して通信する領域を統括する。
【０００５】 典型的な移動通信システムでは、情報は符号化され、変調されてチャネルを介
して送信された後、受信器により受信され、復調され、復号される。符号分割多
元接続（ＣＤＭＡ）セルラ通信網などの多くの現代の通信システムにおいて、情
報は、チャネル雑音、容量、データの安全性を考慮してデジタル的に符号化され
る。畳み込み符号器やターボ符号器はしばしば情報の符号化を行なう。
【０００６】 当業界で良く知られているように、畳み込み符号器は、一連の入力データビッ
トを、入力シーケンスとそれ自身あるいは他の信号との畳み込みに基づいて、符
号語に変換する。符号レート及び生成多項式が畳み込み符号を規定するのに使用
される。ビタビ復号器と組み合わせたデータの畳み込み符号化は、データの誤り
訂正符号化及び復号を提供するための既知の技術である。ターボ符号器は、畳み
込み符号などの２つまたはそれ以上の組織符号のシリアルまたはパラレル連結で
ある、ターボ符号を使用する。
【０００７】 移動通信システムは、送信器に関して受信器が移動すること（あるいはその逆
）が普通である。移動通信システムにおける送信器及び受信器間の通信リンクは
、フェージングチャネルである。フェージング通信システムの例として、航空機
に搭載された送信器と地上の自動車に搭載された受信器を有する移動衛星通信シ
ステム、セルラ電話システム、地上のマイクロ波システムがある。フェージング
チャネルは品質の低下が大きいチャネルである。品質の低下は、マルチパスフェ
ージングすなわち、地表及び大気中に存在する物体及び構造からの送信信号の反
射による多数のパスを介した受信に起因する極度の減衰を含む多くの原因による
ものである。フェージングのあるチャネルの損傷に寄与する他の原因は、送信器
に関して受信器が移動することによるドプラシフトと付加的な雑音を含む。
【０００８】 概して、情報信号はまず、チャネルを介して効率良く送信するのに適した形態
に変換される。情報信号の変換あるいは変調は、結果的に変調される搬送波のス
ペクトルがチャネル帯域内に入るように、情報信号を基礎として搬送波のパラメ
ータを変化させることを含む。ユーザ端末において、元のメッセージ信号は、チ
ャネルを介した伝播に続いて受信される変調搬送波のバージョンから複製される
。そのような複製は概して、送信元の送信器によって使用される変調方法の逆の
方法を使用することにより達成される。
【０００９】 ＣＤＭＡシステムでは、全ての周波数資源は、セルラ通信網の全てのユーザに
対して同時に割り当てられる。各ユーザは、全体の周波数割り当てを占有する雑
音のような、広帯域信号を使用する。符号器は、全体の周波数割り当てをうまく
利用するために、各送信フレーム内で必要な余剰データの符号化を行なうととも
に、フレームごとに可変レートの送信を行なう。
【００１０】 音声通信においては、ＣＤＭＡシステムの容量は、各ユーザに必要最小限のデ
ータを送信させることにより最大化される。これは、各ユーザの送信はＣＤＭＡ
システムにおける増大する干渉に寄与するからである。当該ユーザに対するサー
ビスの品質を低下させないで、各ユーザの容量に関する負荷を低減する大変効果
的な手段は、可変レート送信である。可変レート通信チャネルを使用すれば、送
信するのに値する会話がない場合には不必要な送信を止めることによって相互の
干渉を低減することが可能となる。
【００１１】 音声通信であることを考慮して、ある固定のデータレートに対する信頼あるリ
ンクを各ユーザに保証するために、概してパワー制御がＣＤＭＡシステムにおい
て採用されている。ボコーダは、米国特許５４１４７９６号（５月９日発行、名
称：可変レートボコーダ）に記載された技術を使用して、音声データに対する可
変レートの送信元符号化を提供できる。ボコーダがあるレートで一連の情報ビッ
トをいったん生成したならば、パワー制御は、当該レートを信頼性をもって支持
するために可能な限り少ないパワーで送信するようにユーザを調整しようとする
。パワー制御は、全体の干渉に対する各ユーザの寄与を抑制することによって、
使用できるユーザの数を最大化するという意味において、ＣＤＭＡ音声システム
の最大容量を達成する。
【００１２】 データ通信において、システムの品質及び効率の良さを測定するパラメータは
、データパケットを送信するのに要する送信遅延と、システムの平均スループッ
ト率である。送信遅延はデータ通信システムの品質を測定するのに重要なものさ
しである。平均スループット率は、通信システムのデータ送信容量の効率の良さ
に関する測定値である。データ通信システムにおける上記のパラメータを最適化
するために、パワー制御の代わりに、レート制御が概して用いられる。音声及び
データ通信システム間の上記の相違は、以下に説明する、音声及びデータ通信間
の異なる特徴により、良く理解することができる。
【００１３】 音声サービスとデータサービスの大きな違いは、前者は厳格で固定の遅延要件
を課することである。概して、音声フレームの一方向全体の遅延は、１００ミリ
秒以内でなければならない。これとは対照的に、データ遅延は、データ通信シス
テムの効率の良さを最適化するのに用いられる可変パラメータになる。特に、音
声サービスにおいて許容される遅延よりもはるかに大きな遅延を要求するより効
率の良い誤り訂正符号化技術が使用されている。データに対する効率の良い符号
化方法の例は、米国特許出願ＮＯ．０８／７４３６８８（名称：畳み込み符号化
された符号語を復号するためのソフト判定出力符号器、１９９６年１１月６日出
願、本発明の譲り受け人に譲渡され、ここに参考文献として含まれている）に開
示されている。
【００１４】 音声サービスとデータサービスの他の大きな違いは、前者は、全てのユーザに
対して固定の同じレベルのサービス（ＧＯＳ）が要求されることである。概して
、音声サービスを提供するデジタルシステムでは、このことがすべてのユーザに
対する固定で均一な送信レートと、音声フレームのエラーレートに対して最大許
容値ということになる。これとは対照的に、データサービスでは、ＧＯＳはユー
ザにより異なっており、データ通信システムの全体の効率を増大するのに最適化
されたパラメータである。データ通信システムのＧＯＳは、所定量のデータにお
いて引き起こされる全体遅延として概して定義されるものであり、以下ではデー
タパケットと呼ぶ。
【００１５】 音声サービスとデータサービスの他の大きな違いは、前者は、典型的なＣＤＭ
Ａ通信システムにおいて、ソフトハンドオフにより提供される信頼性のある通信
リンクが要求されることである。ソフトハンドオフは、信頼性を改善するために
２あるいはそれ以上の基地局からの余剰送信となる。しかしながら、この付加的
な信頼性は、エラー状態で受信されたデータパケットは再送されるので、データ
送信では不要である。データサービスの場合、ソフトハンドオフを支持するのに
用いられる送信パワーは、付加的なデータを送信するのにより効率良く使用され
る。デジタルデータのワイヤレス送信に最適化した方法及び装置は、米国特許出
願ＮＯ．０８／９６３３８６号（名称：高レートのパケットデータ送信のための
方法及び装置、本発明の譲受人に譲渡されており、ここに参考文献として含まれ
ている）に記載されている。
【００１６】 データ通信の上記した特徴の結論として、平均スループットを最適化するのに
設計されたデータ通信システムは、最善のサービスを提供する基地局から、ユー
ザが信頼性をもって支持できる高データレートＲｂで、各ユーザにサービスを提
供することを企てる。上記の結論は、米国特許出願ＮＯ．０８／９６３３８６号
（名称：高レートのパケットデータ送信のための方法及び装置、本発明の譲受人
に譲渡されており、ここに参考文献として含まれている）に記載されている。上
記の結論の結果として、現代の高データレート（ＨＤＲ）システムでは、基地局
は各タイムスロットで一人のユーザのみに常に最大のパワーで送信し、ユーザが
信頼性を持って受信できる最大のレートを調整するべくパワー制御を使用する。
データ通信の特徴として、スループットはリバースリンクよりもフォワードリン
クに対してより重要である。
【００１７】 適正なレート制御アルゴリズムは、２つのループと、内部ループと、外部ルー
プとを含む。内部ループは、次のパケットの平均ＳＩＮＲと、全てのデータレー
トのＳＩＮＲしきい値との相違に基づいて、フォワードリンクデータレートを制
御する。外部ループは、フォワードリンクＰＥＲに基づいてデータレートのＳＩ
ＮＲしきい値を調整する。便宜のために、パケットの平均ＳＩＮＲとすべてのデ
ータレートのＳＩＮＲしきい値とはそれぞれパケットＳＩＮＲ及びＳＩＮＲしき
い値と呼ぶことにする。
【００１８】 ＳＩＮＲしきい値は、モデム設計のパフォーマンスを反映するが、主としてチ
ャネル統計によって決定される。ＳＩＮＲしきい値は比較的小さい変化でゆっく
りと変化することが期待され、ＰＥＲを基礎とするトラッキングループは良好な
パフォーマンスを獲得する。外部ループがどのようにしてなされるかについての
さらなる詳細と解析はこの研究の範囲外である。
【００１９】 この特許において、ＳＩＮＲしきい値は固定であることを仮定する。内部ルー
プアルゴリズムの設計に焦点をあてる。内部ループの内部の中心となる技術は、
チャネル予測である。
【００２０】 ＨＤＲシステムにおいて、フォワードリンクトラフィックチャネルは１１のデ
ータレートを支持し、各データレートは１，２，４，８，１６スロットに関連し
た決定的パケット長に対応する。ある種のパケット長は多数のレートを支持する
。概して、より高いレートはより短いパケット長に関連する。
【００２１】 予測器はすべてのパケット長に対して次のパケットＳＩＮＲを予測する。移動
体は予測とＳＩＮＲしきい値とを比較してより高いレートを要求する。便宜のた
めに、所定のパケット長に対する次のパケットＳＩＮＲは単に予測と呼ぶことに
する。
【００２２】 ＨＤＲシステムにおいて、データレート要求情報は各スロットに一回、リバー
スリンクレート制御（ＤＲＣ）チャネルを介してＢＳに送られる。ＢＳは公平か
つ効率的な優先度アルゴリズムに従って、フォワードリンクトラフィックパケッ
トを管理するスケジューラを含む。スケジューラがいったん移動体に対するサー
ビスを決定したのなら、当該移動体はＤＲＣチャネルを介して要求したレートで
サービスを受ける（ＢＳが十分な情報ビットをもたないのならば、実際のレート
はより低いものとなる）。
【００２３】 データレートのメッセージを受け取ったとき、基地局は、送信信号のレートを
調整する。この調整は、前のパケットによりチャネルについて提供された情報に
応答して、次のパケットに対して実行される。基地局が不十分あるいは過剰なデ
ータレートで同時送信する場合は、チャネルスループットが減少するか、通信網
資源の使用を有効に活用していないことになる。
【００２４】 しかしながら、上記技術の現在の実装は大きな制限をもっている。ＳＩＮＲは
急激に変化する。以前に送信されたパケットに好適するデータレートは、続いて
送信されるパケットには適していないことがある。１つのパケットの送信と次の
パケットに対するデータレート供給メッセージの生成及び送信との間の遅延は、
特にチャネルが雑音あるいは他の干渉の急激な変動により特徴付けられる場合に
は、チャネルスループットを減少させてしまう。
【００２５】 従って、以前のパケットに基づくレート制御信号の決定と、次のパケットに対
するレート制御信号の適用との間に発生する変化するＳＩＮＲに対処する通信シ
ステムスループットを最大化するための効率的なシステム及び方法に対するニー
ズが当業界において存在する。変化するＳＩＮＲに従って送信信号のデータレー
トを調整するためのシステム及び方法に対するさらなるニーズが存在する。
【００２６】 発明の要約 当業界におけるニーズは、本発明の信号対干渉雑音比の正確な予測を提供する
システムにより満たされる。例示的な実施形態において、新規性のあるシステム
がワイヤレス通信システムにおいて使用され、外部送信器を介してチャネルを横
断して送信される信号を受信するための第１の機構を含む。第２の機構は、受信
した信号に基づいて、信号対干渉雑音比の一連の推定を生成する。第３の機構は
、一連の推定の要素間の関係を決定する。第４の機構は、次に受信する信号のた
めの信号対干渉雑音比の予測を提供する。
【００２７】 例示的な実施形態において、新規性のあるシステムはさらに、信号対雑音比の
予測に基づいてデータレートメッセージを生成するための機構を含む。送信器は
外部送信器に対してデータレート要求メッセージを送信する。外部送信器は、デ
ータレート要求メッセージを受信し、それに対する応答において信号の送信レー
トを調整するためのレート制御回路を含む。
【００２８】 特定された実施形態において、一連の推定の要素間の関係は、一連の推定の要
素の平均に基づいている。第３の機構は前記平均を算出するためのフィルタバン
クを含む。フィルタバンクにおける各フィルタに関連する伝達関数のインパルス
応答は、異なるフェージング環境に対して適合される。異なるフェージング環境
は、急激に移動するシステムに関連した１つの環境と、ゆっくりと移動するシス
テムに関連した第２の環境と、中間の速度で移動するシステムに関連した第３の
システムを含む。
【００２９】 選択機構が各フィルタバンクのそれぞれに接続され、当該フィルタバンクにお
けるフィルタのうちの１つのフィルタからの出力を選択する。選択された出力は
、現在のフェージング環境に最も適した伝達関数をもつフィルタに関連する。現
在の特定された環境において、最大の出力が、最も小さいエラーの標準偏差に基
づいてフィルタバンクの出力から選択される。結果的に得られる、信号対干渉雑
音比の正確な予測は、正確なレート要求の生成を確立する。
【００３０】 発明の詳細な説明 ここでは本発明を特定の応用を考慮した例示的な実施形態に関して説明するが
、本発明はそれらに限定されない。当業界で通常の知識をもち、かつここで提供
される教義をアクセスできる者は、さらなる変更、応用、実施形態を発明の範囲
内で認識でき、本発明が重要な利用価値を持つさらなる分野を認識できるであろ
う。
【００３１】 ＣＤＭＡシステムは概して、既知のパイロット信号を未知のデータ信号ととも
に送信するために、概して２つの方法のうちの１つを使用する。その方法は、パ
イロットあるいは基準シンボルに関連する方法と、パイロットチャネルに関連す
る方法を含む。パイロットシンボルに関連する方法では、既知のシンボルで構成
されるパイロット信号は擬似ノイズ（ＰＮ）シーケンスによって拡散され、１つ
あるいはそれ以上の移動局へ送信する準備するべく同じＰＮシーケンスによって
拡散されたデータシーケンスに挿入される。パイロットチャネルに関連した方法
では、パイロット信号とデータ信号とは２つの異なるＰＮシーケンスにより拡散
され、その後加算されて送信される。
【００３２】 図１は、信号対干渉及び雑音比（ＳＩＮＲ）予測器１２を備えたワイヤレス通
信システム送信器１０のブロック図である。システム１０は、ＣＤＭＡ移動局を
表わしている。送信器システム１０により受信された信号は、基地局（図示せず
）及びシステム１０間のフォワード通信リンクを介して受信される。送信器シス
テム１０により送信された信号は、送信器システム１０から関連する基地局にリ
バース通信リンクを介して送信される。
【００３３】 混乱を避けるために、送信器システム１０の多くの詳細、例えば、クロック発
生回路、マイクロホン、スピーカなどは省略されている。当業者は多くの実験を
することなしに付加的な回路を用意に実装できる。
【００３４】 送信器システム１０は、二重変換遠隔通信送信器であり、デュプレクサ１６に
接続されたアンテナ１４を含む。デュプレクサ１６は、（左から右に）受信増幅
器１８、無線周波数（ＲＦ）／中間周波数（ＩＦ）変換ミキサ２０、受信帯域フ
ィルタ２２、受信自動ゲインコントロール回路２６、ＩＦからベースバンドへの
変換回路２６を含む受信パスに接続されている。ＩＦ／ベースバンド変換回路２
６は、ベースバンドコンピュータ２８内の逆拡散／再生回路６４でベースバンド
コンピュータ２８に接続されている。
【００３５】 デュプレクサ１６はさらに、送信増幅器３０、ＩＦ／ＲＦ変換ミキサ３２、送
信帯域フィルタ３４、送信ＡＧＣ３６、ベースバンド／ＩＦ変換回路３８を含む
送信パス６６に接続されている。送信ベースバンド／ＩＦ変換回路３８は符号器
４０でベースバンドコンピュータ２８に接続されている。
【００３６】 ベースバンドコンピュータ２８における逆拡散／再生回路６４の出力は、ＳＩ
ＮＲ回路６６とパス重み付け及び合成回路４２に接続されている。ＳＩＮＲ回路
６４の出力は、ＳＩＮＲ予測器１２、ＬＬＲ回路４６、パス重み付け及び合成回
路４２に接続されている。
【００３７】 レート要求生成回路４４の入力は、ＳＩＮＲ予測器１２の出力に接続されてい
る。log-likelihood ratio（ＬＬＲ）回路４６は、現在の特定された実施形態に
おけるターボ復号器である復号器４８の入力に接続されている。ＬＬＲ回路４６
の入力はパス重み付け及び合成回路４２の出力に接続されている。復号器４８の
出力は制御器５０の入力に接続されている。制御器５０はレート要求生成回路４
４及び符号器４０の入力に接続されている。
【００３８】 アンテナ１４はＲＦ信号を受信して送信する。アンテナ１４に接続されたデュ
プレクサ１６は、送信ＲＦ信号５４からの受信ＲＦ信号５２の分離を確立する。
【００３９】 動作時、アンテナ１４により受信されたＲＦ信号５２は、受信パス６４に送ら
れて受信増幅器１８により増幅され、ＲＦ／ＩＦ変換ミキサ２０を介して中間周
波数に混合され、帯域フィルタ２２によりフィルタリングされ、受信ＡＧＣ２４
によりそのゲインが調整され、ＩＦ／ベースバンド回路２６を介してデジタルベ
ースバンド信号５６に変換される。デジタルベースバンド信号５６は次にデジタ
ルベースバンドコンピュータ２８に入力される。
【００４０】 本実施形態において、受信システム１０は、直交位相シフトキーイング（ＱＰ
ＳＫ）拡散及び逆拡散技術の使用に適しており、デジタルベースバンド信号５６
は、同相（Ｉ）信号成分と直交（Ｑ）信号成分を含む直交振幅変調（ＱＡＭ）信
号である。Ｉ及びＱベースバンド信号５６は、基地局において使用される送信器
などのＣＤＭＡ遠隔通信送信器から送信されるパイロット信号及びデータ信号を
表わす。
【００４１】 送信パス６６において、デジタルベースバンドコンピュータ出力信号５８は、
ベースバンド／ＩＦ変換回路３８を介してアナログ信号に変換され、ＩＦ信号に
混合され、送信帯域フィルタ３４によりフィルタリングされ、ＩＦ／ＲＦ変換ミ
キサ３２によりＲＦまで混合され、送信増幅器３０により増幅され、デュプレク
サ１６及びアンテナ１４を介して送信される。
【００４２】 受信及び送信パス６４及び６６はそれぞれ、デジタルベースバンドコンピュー
タ２８に接続されている。デジタルベースバンドコンピュータ２８は受信したベ
ースバンド信号５６を処理してデジタルベースバンドコンピュータ出力信号５８
を出力する。ベースバンドコンピュータ２８は信号／データ変換及び／あるいは
データ／信号変換などの機能を含む。
【００４３】 ベースバンド／ＩＦ変換回路３８は、デジタルアナログコンバータ（ＤＡＣ）
、ミキサ、加算器、フィルタ、シフタ、局部オシレータなどの（図示せぬ）種々
の構成要素を含む。ベースバンドコンピュータ出力信号５８は、互いに９０度位
相がずれた同相（Ｉ）及び直交（Ｑ）信号成分を含む。出力信号５８は、アナロ
グベースバンド／ＩＦ変換回路３８内のデジタル／アナログ変換器（ＤＡＣ）（
図示せず）に入力され、そこでアナログ信号に変換された後、混合の準備として
低域通過フィルタ（図示せず）によりフィルタリングされる。出力信号５８の位
相は、ベースバンド／ＩＦ回路３８内の９０度シフタ（図示せず）、ベースバン
ド／ＩＦ変換ミキサ（図示せず）、加算器（図示せず）により、それぞれ調整さ
れ、混合され、加算される。
【００４４】 加算器は送信ＡＧＣ回路３６に対してＩＦ信号を出力し、そこで混合ＩＦ信号
のゲインが、送信帯域フィルタ３４によるフィルタリング、ＩＦ／送信変換ミキ
サ３２を介してのＲＦまでの混合、送信増幅器２０を介しての増幅、デュプレク
サ１６及びアンテナ１４を介しての無線送信の準備のために調整される。
【００４５】 同様にして、受信パス６４内のＩＦ／ベースバンド変換回路２６は、アナログ
デジタル変換器（ＤＡＣ）、発振器、ミキサなどの回路（図示せず）を含む。受
信ＡＧＣ回路２４から出力されたゲイン調整信号は、ＩＦ／ベースバンド変換回
路２６に送られた後、混合回路を介してベースバンドと混合され、その後、アナ
ログデジタル変換器（ＡＤＣ）（図示せず）を介してデジタル信号に変換される
。
【００４６】 ベースバンド／ＩＦ変換回路３８とＩＦ／ベースバンド変換回路３６とは、混
合機能を確立するために、第１の発振器６１を介して提供された発振器信号を使
用する。受信ＲＦ／ＩＦ変換ミキサ２０と送信ＩＦ／ＲＦ変換ミキサ３２とは、
第２の発振器６２から入力された発振器信号を使用する。第１及び第２の発振器
６０及び６２はそれぞれ、マスタ基準発振器信号（図示せず）から出力信号を引
き出す位相同期ループとして実装される。
【００４７】 当業者は、他のタイプの受信及び送信パス６４及び６６を本発明の範囲から逸
脱しないで使用可能であることを認識するであろう。増幅器１８及び３０、ミキ
サ２０及び３２、フィルタ２２及び３４、ＡＧＣ回路２４及び３６、そして周波
数変換回路２６及び３８は標準の構成要素であり、当業界で通常の知識をもち、
現在の教義にアクセス可能な者により容易に構成される。
【００４８】 ベースバンドコンピュータ２８において、受信Ｉ及びＱ信号５６は、逆拡散／
再生回路６４に入力され、そこで、パイロット信号を具備するパイロットチャネ
ルと、データ信号を具備するデータチャネルとが受信Ｉ及びＱ信号５６から抽出
される。パイロットチャネル及びデータチャネルは、逆拡散／再生回路６４から
、ＳＩＮＲ回路６６及びパス重み付け及び合成回路４２に供給される。
【００４９】 ＳＩＮＲ回路６６は、一連のＳＩＮＲ値、すなわちサンプルを具備するＳＩＮ
Ｒ信号をＳＩＮＲ予測器１２及びＬＬＲ回路４６に出力する。ＳＩＮＲ回路６６
はまた、干渉エネルギの逆数（１／Ｎt）をパス重み付け及び合成回路４２に出
力する。
【００５０】 逆拡散／再生６４によってパス重み付け及び合成回路４２へ供給された逆拡散
及び再生データチャネル信号は復号器４８に供給されて復号され、制御器５０に
送られる。制御器５０において、復号された信号は、出力音声あるいはデータに
処理されるかあるいは、関連する基地局（図示せず）に転送するためにリバース
リンク信号を生成するために処理される。
【００５１】 パス重み付け及び合成回路４２は、データチャネル信号に対応する受信データ
信号のマルチパス成分に対して最適な比のパス合成重みを計算し、適当なパスを
重み付けし、マルチパスを合成し、加算かつ重み付けされたパスをメトリックと
してＬＬＲ回路４６に供給する。
【００５２】 ＬＬＲ回路４６は、最適なＬＬＲ及びソフト復号器判定値を生成するために、
パス重み付け及び合成回路４２からのメトリックと、ＳＩＮＲ回路６６により供
給されたＳＩＮＲ推定とを使用する。好ましい実施形態では、ＬＬＲ回路４６は
、共に係属中の米国特許出願ＮＯ．０９／３１１７９３号（１９９９年５月１３
日出願、名称：パイロット支持コヒーレント復調を介してターボ符号化信号の正
確な復調を実行するためのシステム及び方法、本発明の譲受人に譲渡され、ここ
に参考文献として含まれている）の教義に従って構成される。
【００５３】 最適なＬＬＲ値は、受信データチャネル信号の復号を確立するために復号器４
８に供給される。制御器５０は次に、スピーカあるいは他の装置（図示せず）を
介して音声あるいはデータを出力するために、復号されたデータチャネル信号を
処理する。制御器５０はまた、送信の準備のために、入力装置（図示せず）から
符号器４０への音声信号及びデータ信号の送信を制御する。
【００５４】 レート要求発生回路４４は、ＳＩＮＲ予測器１２により提供されるように、次
のパケットに対する予測ＳＩＮＲ値に基づいて、レート制御メッセージを発生す
る。ＳＩＮＲ予測器１２は、レート要求発生回路４４が正確なレート制御メッセ
ージを提供するのを可能にする、ＳＩＮＲ予測を確立するために（以下により詳
細に議論する）フィルタバンクを使用する。
【００５５】 レート要求発生回路４４は、予測されたＳＩＮＲを一連の所定のしきい値と比
較する。レート要求発生回路４４は、種々のしきい値に関して予測ＳＩＮＲ信号
の相対大きさに基いて、レート制御要求メッセージを生成する。レート要求発生
回路４４の詳細は特定用途に使用され、特定の応用へのニーズに合わせて当業者
によって容易に決定かつ実装される。
【００５６】 レート要求発生回路４４は続いて、制御器５０に送られるレート制御メッセー
ジ、すなわちレート要求メッセ−ジを提供する。制御器５０は、符号器４０を介
して符号化し、送信パス６６、デュプレクサ１６及びアンテナ１４によりデータ
要求チャネル（ＤＲＣ）を介して最終的に関連する基地局（図示せず）に送信す
るべくレート要求メッセージを準備する。基地局がレート要求メッセージを受信
するとき、基地局はこれに相応して送信された信号のレートを調整する。
【００５７】 ＳＩＮＲ回路６６からの正確なＳＩＮＲ推定及び全体的な干渉雑音チップエネ
ルギＮt推定は、レート要求発生回路４４のパフォーマンスを改善し、復号器４
８のパフォーマンスを改善し、それによって、送信器システム１０及び関連する
遠隔通信システムのスループット及び効率を改善する。
【００５８】 ＳＩＮＲ推定回路は当業界で既知である。好ましい実装において、ＳＩＮＲ回
路６６は、共に係属中の米国特許出願ＮＯ．０９／３１００５３号（１９９９年
５月１１日出願、名称：ワイヤレス通信システムにおける使用のための受信信号
干渉の正確な推定を提供するためのシステム及び方法、本発明の譲受人に譲渡さ
れ、ここに参考文献として含まれている）の教義に従って構成される。
【００５９】 図１の送信器１０は、移動局の代わりに基地局での使用に容易に適合する。そ
の場合、送信器１０は、制御器５０上で動作するソフトウェアに組み込まれたレ
ートおよびパワー調整機能を含む。適切なソフトウェアは、当業界で通常の知識
をもち、かつ本発明の教義にアクセスする者によって容易に構成される。
【００６０】 本発明の特定の実施形態において、予測器１２は、レート要求発生回路４４に
対してＳＩＮＲ予測を提供するが、当業者は、本発明の範囲から逸脱することな
しに、ＳＩＮＲ予測がパワー制御回路などの他のタイプの回路によって使用され
ることを認識するであろう。
【００６１】 図２は、図１のＳＩＮＲ予測器１２のより詳細なブロック図である。ＳＩＮＲ
予測器１２は、入力として図１のＳＩＮＲ回路６６からＳＩＮＲサンプルを受信
するスライディングウインドウ平均化フィルタ７０を含む。ＳＩＮＲはデシベル
コンバータをサンプルし、フィルタ７０はまた、入力としてＳＩＮＲサンプルを
受信する。
【００６２】 平均化フィルタ７０の出力は、フィルタ出力デシベルコンバータ７４の入力に
接続されている。デシベルコンバータ７４の出力は、高速フェージングＳＩＮＲ
予測器７６の入力、低速フェージングＳＩＮＲ予測器７８の入力、ホールド予測
器８０の入力に並列に接続されている。高速フェージングＳＩＮＲ予測器７６及
び低速フェージングＳＩＮＲ予測器７８及びホールド予測器８０の出力は、予測
器セレクタ８２に接続されている。高速フェージングＳＩＮＲ予測器７６の他の
出力は、低速フェージングＳＩＮＲ予測器７８の入力とホールド予測器８０の入
力とに並列に接続されている。ＳＩＮＲサンプルデシベルコンバータ及びフィル
タ７２の出力は、低速フェージングＳＩＮＲ予測器７８の入力及びホールド予測
器８０の入力に並列に接続されている。
【００６３】 動作時、平均化フィルタ７０及びＳＩＮＲサンプルデシベルコンバータ及びフ
ィルタ７２は、図１のＳＩＮＲ回路６６からＳＩＮＲサンプルを受信する。平均
化フィルタ７０は所定数のサンプルについて受信ＳＩＮＲサンプルの平均を計算
する。所定数のサンプルは特定用途向けであり、特定の応用へのニーズに合わせ
るべく、当業者により容易に決定される。
【００６４】 平均化フィルタ７０から出力された平均ＳＩＮＲサンプルは、フィルタ出力デ
シベルコンバータ７４を介してデシベルスケールに変換される。フィルタリング
されたデシベルスケールのＳＩＮＲサンプルは次に、高速フェージングＳＩＮＲ
予測器７６と、低速フェージングＳＩＮＲ予測器７８と、ホールド予測器８０と
に並列に供給される。
【００６５】 ＳＩＮＲサンプルデシベルコンバータ及びフィルタ７２は、受信したＳＩＮＲ
サンプルをフィルタリングして出力としてＳＩＮＲサンプルのデシベル値を生成
する。このとき、デシベル値の平均はゼロに調整される。ＳＩＮＲサンプルデシ
ベルコンバータ及びフィルタ７２は特定用途向けであり、当業者により容易に決
定される。変換されフィルタリングされたサンプルは低速フェージングＳＩＮＲ
予測器７８とホールド予測器８０に供給される。
【００６６】 高速フェージングＳＩＮＲ予測器７６、低速フェージング予測器７８及びホー
ルド予測器８０は、フィルタバンクを形成する。高速フェージング信号の環境に
おいて、高速フェージングＳＩＮＲ予測器７６は、最も小さい標準偏差の予測誤
差を出力として生成するように設計される。同様にして、低速フェージング信号
の環境では、低速フェージングＳＩＮＲ７８は、最も小さい標準偏差の予測誤差
を出力として生成する。そして中間フェージング信号の環境の間は、ホールド予
測器８０は最も小さい標準変化の予測誤差を出力として生成する。
【００６７】 予測セレクタ８２はＳＩＮＲ予測器７６、７８、８０の出力から、現在のフェ
ージング信号の環境を最も良く表わす最も小さい標準偏差の予測誤差値を持つ信
号を選択する。選択された予測は、当業者により容易に実装される予測セレクタ
８２から出力される。ＳＩＮＲ予測器７６，７８，８０の出力は、以下により詳
細に議論するように、ＳＩＮＲ予測のオーバシュートを防止するべく所定の因数
によりバックオフ（back-off）される。
【００６８】 当業者は、変化するフェージング信号の環境に従って選択的に変更される伝達
関数係数をもつ単一のフィルタが、本発明の範囲から逸脱することなしに、ＳＩ
ＮＲフィルタ７６、７８、８０を具備するフィルタバンクの代わりに用いられる
ことを認識するであろう。加えて、本発明の範囲から逸脱することなしに、異な
るフィルタ係数及び／または付加的なフィルタが使用されるであろう。
【００６９】 ＳＩＮＲ予測器７６、７８、８０は線形予測フィルタであり、ウィーナ（Wien
er）フィルタのふるまいを模倣するべく設計される。
【００７０】 概して、信号ｙ（ｎ）はしばしば、信号成分ｘ（ｎ）と雑音成分ｗ（ｎ）とを
含み、ｙ（ｎ）＝ｘ（ｎ）＋ｗ（ｎ）である。ここで、ｎはサンプル数である。
所望の信号は常にｘ（ｎ）の線形関数であり、ｙ（ｎ）から予測可能である。本
実施形態では、ｘ（ｎ）はＳＩＮＲサンプルを表わす。
【００７１】 予測は、現在の観察に先んじて所望の信号を予測する特別の状況である。所望
の信号ｄ（ｎ＋Ｄ）はｙ（ｎ）に先立つＤサンプルである。ここでＤは所定の数
であり、本実施形態では５サンプルよりも大きいか或いはそれに等しい。
【００７２】
【数１】 最適な線形フィルタは、それが最小の二乗平均誤差となる点においてウィーナ
フィルタであることは公知である。
【００７３】 本実施形態において所望の信号ｄ（ｎ）はパケット長に渡っての平均ＳＩＮＲ
である。異なるパケット長は異なる所望の信号に対応する。図１の送信器１０は
、５つの異なるパケットサイズ（１，２，４，８，１６のスロットパケット）に
対して予測を行なう。各半スロットごとに更新されるパスが組み合わされたＳＩ
ＮＲ推定を受信したときに、図１の送信器１０（移動局に対応する）は、それぞ
れ、（１，２，４，８，１６）スロットのパケットサイズに対応して予測器１２
を５回動作させる。すなわち、予測器１２は、予測遅延及びフィルタ係数のよう
な異なる値のパラメータをもつ５つの異なるパケット長に対して５回、図３に示
す処理を更新する。
【００７４】 図３は、図２のＳＩＮＲ予測器１２を介して実装された所定のパケット長のＳ
ＩＮＲ予測のためのより詳細なブロック図である。ＳＩＮＲサンプルデシベルコ
ンバータ及びフィルタ７２は、第１のデシベルコンバータ９０を含み、それの入
力は図１のＳＩＮＲ回路６６からＳＩＮＲサンプルを受信し、それの出力は減算
器９２の正の端子と、フィルタ（Ｆ1）９６の入力とに接続されている。フィル
タ９６の出力は第１の減算器９２の負の端子に接続されている。
【００７５】 動作時、ＳＩＮＲサンプルデシベルコンバータ及びフィルタ７２は、受信した
ＳＩＮＲサンプルをデシベルコンバータ９０を介してデシベルスケールに変換し
、第１のフィルタ９６を介してデシベル信号をフィルタリングする。フィルタリ
ングされたデシベルサンプルは、デシベルコンバータ９０から出力されたデシベ
ルサンプルから減算される。ＳＩＮＲサンプルデシベルコンバータ及びフィルタ
７２の出力は、以下の式により表現される。
【００７６】
【数２】 ここでｕo（ｎ）はＳＩＮＲサンプルデシベルコンバータ及びフィルタ７２の
出力サンプルを表わし、ｕ（ｎ）はデシベルコンバータ９０から出力されるデシ
ベルスケールサンプルを表わし、ｍu（ｎ）は、第１のフィルタ９６から出力さ
れるデシベルスケールサンプルの平均を表わす。
【００７７】 第１のフィルタ９６の伝達関数Ｆ1（ｚ）は、以下の式により表現される。
【００７８】
【数３】 ここで、λは一定の係数、ｚは複素変数である。係数λは特定用途向けであり
、特定の応用へのニーズに適合するべく当業者によって容易に決定される。
【００７９】 図１のＳＩＮＲ回路６６からの受信ＳＩＮＲサンプルはまた、スライディング
ウインドウ平均化フィルタ７０に入力される。平均化フィルタ７０は、Ｌサンプ
ルに渡るＳＩＮＲサンプルの平均を計算する。ここでＬは所定のパケット長を表
わす。
【００８０】 平均化フィルタ７０の出力は、平均化フィルタ７０の出力を当業界で既知の方
法に従ってデシベルスケールに変換するフィルタ出力デシベルコンバータ７４に
接続されている。所望の信号を表わすデシベル値は、高速フェージングＳＩＮＲ
予測器７６、低速フェージングＳＩＮＲ予測器７８、ホールド予測器８０に入力
される。
【００８１】 高速フェージングＳＩＮＲ予測器７６において、第１のフィルタ出力デシベル
コンバータ７４の出力は、第２の減算器１０６の負の端子に接続されている。デ
シベルコンバータ７４の出力は、フィルタ（Ｆ3 ）１００に接続されている。フ
ィルタ１００の出力は、第１の遅延１０２、第１のバックオフ回路１０４、そし
てホールド予測器８０及び低速フェージングＳＩＮＲ予測器７８内の第１の加算
器１２０、第２の加算器１５０にそれぞれ接続されている。第１のバックオフ回
路１０４の出力は、予測セレクタ８２の入力に接続されている。第２の減算器回
路１０６の第２の入力は、第１の遅延１０２の出力に接続されている。第２の減
算器回路１０６の出力は、第１のフィルタ（Ｆ4 ）１１２の入力に接続された出
力を持つ第１の二乗回路１０８に接続されている。フィルタ１１２の出力は、第
１の平方根回路１１４の入力に接続されている。第１の平方根回路１１４の出力
は第１のバックオフ回路１０４の入力に接続されている。
【００８２】 動作時、高速フェージングＳＩＮＲ予測器７６は、フィルタ（Ｆ3）１００及
び第２の減算器１０６の負の端子で、フィルタ出力デシベルコンバータ７４から
のデシベルスケールサンプルを受信する。 フィルタ（Ｆ3）１００は、デシベル
値の長期平均を計算し、以下の式により表現される。
【００８３】
【数４】 ここで、ｍd （ｎ）は、特定サンプルｎでの受信デシベルスケールサンプルの
長期平均であり、未来のＤサンプルである、平均ＳＩＮＲ予測ｄ1 ＾（ｎ＋Ｄ）
を表わす。ここで、Ｄは所定のパケット長に基づく所定の遅延、αはフィルタ１
００の伝達関数（Ｆ3 ）の所定の係数、ｄ（ｎ）はデシベルコンバータ７４から
の現在の出力であり、ｍd （ｎ−１）は１サンプル前の長期平均である。フィル
タ１００の伝達関数Ｆ3 は、以下の式により表現される。
【００８４】
【数５】 ここでｚは複素変数、αは上記したような所定の係数である。αは特定の応用
へのニーズに合わせるために当業者によって容易に決定される。
【００８５】 フィルタ１００から出力される結果的な長期平均は、第１の遅延回路１０２を
介してＤサンプルだけ遅延されて、第２の減算器１０６の負の端子に供給される
。第２の減算器は、長期平均ｍd （ｎ）からフィルタ出力デシベルコンバータ７
４からのｄ（ｎ）出力を減算し、それに応答して予測誤差信号ｅ1 （ｎ）を提供
する。エラー信号ｅ1 （ｎ）は二乗回路１０８及び第１のフィルタＦ4 １１２に
よりそれぞれ、二乗かつフィルタリングされる。第１のフィルタＦ4 １１２は、
以下の式により表現される伝達関数Ｆ4 （ｚ）をもつ無限インパルス応答（ＩＩ
Ｒ）フィルタである。
【００８６】
【数６】 ここで、βはフィルタ係数、他の変数は上記した通りである。
【００８７】 フィルタリングされ、すなわち、平均化され二乗された値は平方根回路１１４
に入力されて、誤差信号ｅ1 （ｎ）の二乗平均平方根（ｒｍｓｅ1 ）が計算され
る。二乗平均平方根誤差ｒｍｓｅ1 は第１のバックオフ回路１０４に供給され、
そこで、ｒｍｓｅ1 は所定の定数Ｋ1 により乗算される。Ｋ1 に対する正確な値
は特定用途向けであり、定数あるいは、他の回路（図示せず）あるいはソフトウ
ェアルーチンにより、変化する信号の環境に従って動的に更新される。
【００８８】 二乗平均平方根誤差ｒｍｓｅ1 （ｎ）は以下の式により表現される。
【００８９】
【数７】 ここでβは、式（５）において与えられたものと同一であり、二乗平均誤差ｍ
ｓｅ1（ｎ−１）は、第１のフィルタＦ4 からの１サンプル前の出力を表わす。
【００９０】 第１のバックオフ回路１０４は、予測オーバシュートを低減するべく、第１の
予測ｄ1 ＾（ｎ＋Ｄ）をｋ1 ＊ｒｍｓｅ1 だけ減らす。減らされた第１の予測は
ｄ1 ＾（ｎ＋Ｄ）と表わされ、以下の式により表現される。
【００９１】
【数８】 ここで、変数は上で与えられたものである。
【００９２】 低速フェージングＳＩＮＲ予測器７８とホールド予測器８０の構成は高速フェ
ージングＳＩＮＲ予測器７６の構成と類似している。しかしながら、低速フェー
ジングＳＩＮＲ予測器７８は付加的なフィルタＦ2 １１６と第１の加算器１５０
を含む。ホールド予測器８０は付加的なホールドフィルタ１１８と第２の加算器
１２０を含む。第１の加算器１５０及び第２の加算器１２０は高速フェージング
ＳＩＮＲ予測器７６のフィルタＦ3 からの長期平均ｍd （ｎ）出力を受信する。
【００９３】 低速フェージングＳＩＮＲ７８は、左から右へ及び上から下へ向かって、第３
の減算器１２２、第２の二乗回路１２４、第２のフィルタＦ4 １２８、第２の平
方根回路１３０、フィルタＦ2 １１６、第１の加算器１５０、第２の遅延１３２
、第２のバックオフ回路１３４を含む。
【００９４】 動作時、フィルタＦ2 １１６は、ＳＩＮＲサンプルデシベルコンバータ及びフ
ィルタ７２からの出力をフィルタリングする。第２のフィルタＦ2 １１６の伝達
関数Ｆ2 （ｚ）は、以下の式により表現される。
【００９５】
【数９】 μは所定のフィルタ係数である。第２のフィルタＦ2 １１２の出力ｄ0 ＾（ｎ
＋Ｄ）は、以下の式により表現される。
【００９６】
【数１０】 ここで、μは上記のものと同じものであり、ｄ0 ＾（ｎ＋Ｄ−１）は、１サン
プルだけ遅延された出力ｄ0 ＾（ｎ＋Ｄ）である。μ0 （ｎ）はＳＩＮＲサンプ
ルデシベルコンバータ及びフィルタ７２の出力である。
【００９７】 上記の式（９）により表わされたフィルタＦ2 １１６の出力は、第１の加算器
１５０の端子に入力されて、高速フェージングＳＩＮＲ予測器７６から供給され
る長期平均ｍd （ｎ）の出力を加算する。結果として得られる和は、ｄ2 ＾（ｎ
＋Ｄ）として表現され、以下の式により表現される。
【００９８】
【数１１】 ここで、変数は上記した通りである。
【００９９】 式（１０）により与えられた第１の加算器１５０の出力が、第２の遅延１３２
及び第２のバックオフ回路１３４に並列に入力される。遅延１３２は第１の加算
器１５０の出力をＤだけ遅延するとともに、その結果を第３の減算器１２２の正
の端子に供給する。第３の減算器は、以下の式により記載される第２の誤差信号
をｅ2 （ｎ）を獲得するべく、遅延結果からフィルタ出力デシベルコンバータ７
４の出力を減算する。
【０１００】
【数１２】 ｄ^2（ｎ）は、第１の加算器１５０の遅延された出力、すなわち、第２の遅延
１３２の出力である。ｄ（ｎ）はフィルタ出力デシベルコンバータ７４の出力で
ある。
【０１０１】 得られた誤差信号ｅ2（ｎ）はそれぞれ、二乗回路１２４により二乗され、第
２のフィルタＦ4１２８によりフィルタリングされる。第２のフィルタＦ4 １２
８の伝達関数は式（５）により記載したとおりである。フィルタＦ4 １２８の出
力の平方根は第２の平方根回路１３０により計算され、次の出力を得る。
【０１０２】
【数１３】 ここで、ｒｍｓｅ2 は信号ｅ2 （ｎ）の二乗平均平方根誤差であり、二乗平均
誤差ｍｓｅ2 （ｎ−１）は、１つのサンプルにより遅延された第２のフィルタＦ 4 １２８の出力である。他の変数及び定数は上記した通りである。
【０１０３】 得られた二乗平均平方根誤差ｒｍｓｅ2 （ｎ）は所定の因数ｋにより乗算され
、その結果は、以下の出力を得るべく第１の加算器１５０の出力から減算される
。
【０１０４】
【数１４】 ここで、定数と変数は上記した通りである。第２のバックオフ回路１３４の出
力ｄ2’（＋Ｄ）は予測セレクタ８２に供給される。
【０１０５】 所定の因数ｋ2 は特定用途向けであり、当業者により容易に決定される。因数
ｋ2 は、第１のバックオフ回路１０４及び第３のバックオフ回路１４８において
使用された因数ｋ1 及びｋ3 に等しいものであり、本発明の範囲から逸脱するこ
と無しに動的に変更可能である。
【０１０６】 ホールド予測器８０は、左から右及び上から下へ向かって、第４の減算器１３
６、第３の二乗回路１３８、第３のフィルタＦ4 １４２、第３の二乗平方根回路
１４４、第３の遅延回路１４６、ホールドフィルタ回路１１８、第２の加算器１
２０、第３のバックオフ回路１４８を含む。
【０１０７】 本特定の実施形態では、ホールド予測器８０は、パケット長が２スロット以下
かあるいはそれに等しいときにのみ使用される。ホールド予測器８０は、パケッ
ト長が２スロット以下かあるいはそれに等しいときを決定して、ホールド予測器
８０の出力を選択的に能動にする回路（図示せず）によって選択的に駆動される
。
【０１０８】 動作時、ホールドフィルタ回路１１８は、ＳＩＮＲサンプルデシベルコンバー
タ及びフィルタ７２の出力をフィルタリングし、その結果を第２の加算器１２０
の端子に供給する。第２の加算器１２０は高速フェージングＳＩＮＲ予測器７６
のフィルタ１００の出力ｍd （ｎ）を加算する。加算器１２０の出力は次の式に
より表現される。
【０１０９】
【数１５】 ここで、HoldWeightはホールドフィルタ回路１１８によって供給され、ｕ0 （
ｎ）はＳＩＮＲサンプルデシベルコンバータ及びフィルタ７２の出力である。
【０１１０】 得られた結果は、第３の遅延１４６によりＤサンプルだけ遅延され、これによ
って、ｄ^3 （ｎ）が得られる。フィルタ出力デシベルコンバータ７４の出力は
次に遅延されたサンプルｄ^3 （ｎ）から減算され、これによって次の式により
表現される第３の誤差信号ｅ3 （ｎ）が得られる。
【０１１１】
【数１６】 ここで、変数は上記した通りである。
【０１１２】 次に第３の二乗回路１３８、第３のフィルタＦ4 １４２、第３の二乗平方根回
路１４４は、以下の式により表現される誤差信号ｅ3 （ｎ）の二乗平均平方根誤
差信号ｒｍｓｅ3 （ｎ）を計算する。
【０１１３】
【数１７】 ここで、二乗平均誤差ｍｓｅ3 （ｎ−１）は１サンプルだけ遅延された第３の
フィルタＦ4 １４２の出力であり、他の定数及び変数は上記した通りである。第
３のフィルタＦ4 １４２の伝達関数は式（５）の通りである。
【０１１４】 得られる二乗平均平方根誤差ｒｍｓｅ3 （ｎ）は第３のバックオフ回路１４８
を介して所定の定数ｋ3 により乗算される。その結果は、第２の加算器１２０の
出力ｄ^3 （ｎ＋Ｄ）から減算され、これにより、以下の式が得られる。
【０１１５】
【数１８】 ここで、定数と変数は上記した通りである。式（１７）で与えられる結果は予
測セレクタ回路８２に供給される。
【０１１６】 予測セレクタ８２は、最小のｒｍｓｅをもつ予測を、所定のパケット長に対す
る最後の予測として選択する。１あるいは２のスロットパケットの場合は、予測
セレクタ８２は、高速フェージング予測器７６、定速フェージング予測器７８、
ホールド予測器８０から選択する。４，８，１６のスロットパケットの場合には
、予測セレクタ８２は、高速フィルタ７６と定速フェージングフィルタ７８から
選択する。
【０１１７】 遅延１０２，１３２及び１４６は、Ｄハーフスロットの遅延を提供する。ここ
で、Ｄは所定のパケット長に対する予測ＬＡＴＥＮＣである。予測器１２は、各
１つのハーフスロットに一度ＳＩＮＲ推定サンプルを受信するが、各２つのハー
フスロットに一度パケット平均ＳＩＮＲ予測を生成する。さらに、フィルタＦ1
９６は、各ハーフスロットに一度適用され、伝達関数Ｆ1 、Ｆ2 、Ｆ3 及びＦ4 を有するフィルタ１００，１１２，１１６，１２８及び１４２は、２ハーフスロ
ットに一度適用される。伝達関数Ｆ1 、Ｆ2 、Ｆ3 及びＦ4の記載は、デシメー
ション処理（decimation processing）の影響を無視するものである。しかしな
がら、当業者は必要に応じて容易に伝達関数を調整可能である。
【０１１８】 当業者は、ＳＩＮＲ予測器１２は本発明の範囲から逸脱しないでソフトウェア
において実行できることを認識するであろう。この場合、フィルタ９６、１００
、１１２、１２８、１４２及び１１６は上記の規則に従って容易にＯＮあるいは
ＯＦＦされる。
【０１１９】 すなわち、本発明は特定の応用に対する特定の実施形態に関して記載された。
当業界に於いて通常の知識をもちかつ本発明の教義にアクセス可能な者であれば
、本発明の範囲内でさらなる変更、応用、実施形態を認識するであろう。
【０１２０】 従って添付の請求の範囲により、本発明の範囲内でそのような応用、変更、実
施形態の一部あるいはすべてを網羅することが意図されている。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明の教義に従って構成され、信号対干渉及び雑音比（ＳＩＮＲ）予測器を
使用する、ワイヤレス通信システム送信器のブロック図である。
【図２】 図１のＳＩＮＲ予測器のより詳細なブロック図である。
【図３】 図２のＳＩＮＲ予測器のより詳細なブロック図である。
【符号の説明】
１０ ワイヤレス通信システム送信器 １２ 信号対干渉及び雑音比（ＳＩＮＲ）予測器 １４ アンテナ １６ デュプレクサ ２８ ベースバンドコンピュータ ４０ 符号器 ４４ レート要求生成回路 ５０ 制御器
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (81)指定国 ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＣＹ， ＤＥ，ＤＫ，ＥＳ，ＦＩ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，Ｉ Ｔ，ＬＵ，ＭＣ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ)，ＯＡ(ＢＦ，ＢＪ ，ＣＦ，ＣＧ，ＣＩ，ＣＭ，ＧＡ，ＧＮ，ＧＷ，ＭＬ， ＭＲ，ＮＥ，ＳＮ，ＴＤ，ＴＧ)，ＡＰ(ＧＨ，ＧＭ，Ｋ Ｅ，ＬＳ，ＭＷ，ＭＺ，ＳＤ，ＳＬ，ＳＺ，ＴＺ，ＵＧ ，ＺＷ)，ＥＡ(ＡＭ，ＡＺ，ＢＹ，ＫＧ，ＫＺ，ＭＤ， ＲＵ，ＴＪ，ＴＭ)，ＡＥ，ＡＧ，ＡＬ，ＡＭ，ＡＴ， ＡＵ，ＡＺ，ＢＡ，ＢＢ，ＢＧ，ＢＲ，ＢＹ，ＢＺ，Ｃ Ａ，ＣＨ，ＣＮ，ＣＲ，ＣＵ，ＣＺ，ＤＥ，ＤＫ，ＤＭ ，ＤＺ，ＥＥ，ＥＳ，ＦＩ，ＧＢ，ＧＤ，ＧＥ，ＧＨ， ＧＭ，ＨＲ，ＨＵ，ＩＤ，ＩＬ，ＩＮ，ＩＳ，ＪＰ，Ｋ Ｅ，ＫＧ，ＫＰ，ＫＲ，ＫＺ，ＬＣ，ＬＫ，ＬＲ，ＬＳ ，ＬＴ，ＬＵ，ＬＶ，ＭＡ，ＭＤ，ＭＧ，ＭＫ，ＭＮ， ＭＷ，ＭＸ，ＭＺ，ＮＯ，ＮＺ，ＰＬ，ＰＴ，ＲＯ，Ｒ Ｕ，ＳＤ，ＳＥ，ＳＧ，ＳＩ，ＳＫ，ＳＬ，ＴＪ，ＴＭ ，ＴＲ，ＴＴ，ＴＺ，ＵＡ，ＵＧ，ＵＺ，ＶＮ，ＹＵ， ＺＡ，ＺＷ (72)発明者 ブラック、ピーター・ジェイ アメリカ合衆国、カリフォルニア州 92037 ラ・ジョラ、ナンバー28、ビラ・ ラ・ジョラ・ドライブ 8558 (72)発明者 シンデュシャイナ、ナガブーシャナ・ティ ー アメリカ合衆国、カリフォルニア州 92126 サン・ディエゴ、ナンバー19、ダ ブニー・ドライブ 10615 Ｆターム(参考） 5K042 AA06 BA08 CA02 DA01 DA13 EA13 FA06 GA11 GA12 JA01

Claims (27)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 信号対干渉雑音比の正確な予測を提供するシステムであって
    、 送信器を介してチャネルを横断して送信された信号を受信する手段と、 前記受信信号に基いて、信号対干渉雑音比の一連の推定を生成する手段と、 前記一連の推定の推定間の関係を決定する手段と、 前記関係を使用して次に受信する信号に対する信号対干渉雑音比の予測を提供
    する手段と、 を具備するシステム。
  2. 【請求項２】 前記信号対干渉雑音比の予測に基いて、データレート要求メ
    ッセージを生成するための手段をさらに含む請求の範囲第１項のシステム。
  3. 【請求項３】 前記データレート要求メッセージを前記送信器に送信する手
    段をさらに含む請求の範囲第２項に記載のシステム。
  4. 【請求項４】 前記関係は前記一連の推定の要素の平均に基づく請求の範囲
    第１項に記載のシステム。
  5. 【請求項５】 前記決定手段は，前記平均を算出するためのフィルタバンク
    を含む請求の範囲第４項に記載のシステム。
  6. 【請求項６】 前記フィルタバンクは有限インパルス応答フィルタを含む請
    求の範囲第５項に記載のシステム。
  7. 【請求項７】 前記フィルタバンクにおける各フィルタに関連する伝達関数
    の係数は異なるフェージング環境に適合する請求項範囲第５項に記載のシステム
    。
  8. 【請求項８】 前記異なるフェージング環境は、異なるレーリーフェージン
    グ環境を含み、第１の環境は高速で移動するシステムに関連し、第２の環境は低
    速で移動するシステムに関連し、第３のシステムは中間速度で移動するシステム
    に関連する請求の範囲第７項に記載のシステム。
  9. 【請求項９】 前記フィルタバンクにおける前記フィルタの一つからの出力
    を選択するために前記フィルタバンクの各々に接続された選択回路を含み、前記
    出力は現在のフェージング環境に最も適した伝達関数をもつフィルタに関連する
    請求の範囲第７項に記載のシステム。
  10. 【請求項１０】 チャネルの干渉特性に従って外部の送信器に正確な制御信
    号を供給するための高効率の通信システム送信器であって、前記チャネルを介し
    て前記通信システム送信器と前記外部の送信器とが通信を行なうものであり、 アンテナと、 前記アンテナと通信を行なうデュプレクサと、 前記チャネルを介して信号を受信し、それに応答してデジタル信号を供給する
    べく前記デュプレクサと通信を行なう受信パスと、 前記デジタル信号を受信して処理するためのベースバンドコンピュータと、 信号対干渉及び雑音比の予測を次に受信したデジタル信号のために提供する信
    号対干渉雑音比の予測器と、 前記信号対干渉雑音比の予測に応答して、レート制御メッセージを生成して前
    記レート制御メッセージを前記外部の送信器に供給するレート要求手段と、 を具備する高効率の通信システム送信器。
  11. 【請求項１１】 前記レート要求手段は、前記ベースバンドコンピュータ内
    に実装される請求の範囲第１０項に記載の送信器。
  12. 【請求項１２】 前記レート要求手段は、前記デジタル信号を拡散し、前記
    拡散されたデジタル信号に対する搬送波対干渉値を推定する手段を含む請求の範
    囲第１１項に記載の送信器。
  13. 【請求項１３】 前記信号対干渉及び雑音比の予測器は、予測器フィルタバ
    ンクを含む、前記予測器フィルタバンクにおける各フィルタは、前記チャネルの
    所定のフェージング特性に従って、信号対干渉及び雑音比を予測するための信号
    対干渉及び雑音比の予測器を有する請求の範囲代１２項に記載の送信器。
  14. 【請求項１４】 前記信号対干渉及び雑音比の予測器はさらに、前記信号対
    干渉及び雑音比の予測器の各々から、前記チャネルの現在のフェージング特性に
    最も適した信号対干渉雑音比を選択するための予測セレクタをさらに含む請求の
    範囲第１３項に記載の送信器。
  15. 【請求項１５】 チャネルを介して受信した信号に対する信号対干渉及び雑
    音比を正確に予測するためのシステムであって、 前記受信した信号から搬送波信号対雑音比値を供給する第１の手段と、 前記チャネルのフェージング特性に従って前記搬送波対雑音比値をフィルタリ
    ングして、低速フェージング、中間フェージング、高速フェージングチャネルの
    ために、それに応答して出力を供給する第２の手段と、 前記出力から、予測された信号対干渉及び雑音比を選択するための第３の手段
    と、 を具備するシステム。
  16. 【請求項１６】 前記第２の手段は、前記出力の各々を所定の因数だけ調整
    するためのバックオフ回路を含む請求の範囲第１５項に記載のシステム。
  17. 【請求項１７】 前記第２の手段は、前記搬送波対雑音比値の平均を提供す
    るための平均化フィルタを含む請求の範囲第１５項に記載のシステム。
  18. 【請求項１８】 前記平均化フィルタは、前記搬送波対雑音比値の平均をデ
    シベルスケールに変換して、それに応答してデシベルスケール値を提供する請求
    の範囲第１７項に記載のシステム。
  19. 【請求項１９】 前記第２の手段は、第１のフィルタを含むフィルタバンク
    を含み、前記第１のフィルタは、前記デシベルスケール値を受信して、低速フェ
    ージングチャネルに基づいて信号対干渉雑音比の予測を提供する請求の範囲第１
    ８項に記載のシステム。
  20. 【請求項２０】 前記第１のフィルタは、前記デシベルスケール値をデシメ
    ートし、それに応答してデシメートされた値を提供する請求の範囲第１９項に記
    載のシステム。
  21. 【請求項２１】 前記第１のフィルタは、前記デシメートされた値を平均化
    して前記平均化された値を遅延回路に供給し、前記遅延回路の出力は、前記デシ
    ベルスケール値から遅延されたデシメートされた値を減算して、それに応答した
    減算器出力を、付加的平均化フィルタ及び平方根回路と通信を行なう二乗回路に
    供給し、前記平方根回路は出力を第１のバックオフ回路に供給し、第１のバック
    オフ回路は前記平均化された値を入力として受信し、それに応答して前記低速フ
    ェージングチャネルに基づいて、前記信号対干渉及び雑音比を提供する請求の範
    囲第２０項に記載のシステム。
  22. 【請求項２２】 前記フィルタバンクは、それぞれ低速フェージングチャネ
    ル及び中間フェージングチャネルに適した搬送波信号対干渉予測を提供する第２
    のフィルタ及び第３のフィルタをさらに含む請求の範囲第２１項に記載のシステ
    ム。
  23. 【請求項２３】 フィルタリングのための前記第２の手段は、前記低速フェ
    ージング、中間フェージング及び高速フェージングチャネル特性のそれぞれに対
    するフィルタをもつフィルタバンクを含む請求項第１５項に記載のシステム。
  24. 【請求項２４】 前記フィルタバンクはウィーナフィルタを近似するための
    第１のフィルタを含み、前記第１のフィルタは低速フェージングチャネルのため
    に信号対干渉雑音比の予測を提供する請求の範囲第２３項に記載のシステム。
  25. 【請求項２５】 前記フィルタバンクは、ウィーナフィルタを近似するため
    の第２のフィルタを含み、前記第２のフィルタは、高速フェージングチャネルの
    ための信号対干渉雑音比の予測を提供する請求の範囲第２４項に記載のシステム
    。
  26. 【請求項２６】 前記フィルタバンクは、中間フェージングチャネルのため
    の信号対干渉雑音比の予測を提供するための第３のフィルタを含み、前記第３の
    フィルタはホールドフィルタとして実装される請求の範囲第２５項に記載のシス
    テム。
  27. 【請求項２７】 チャネルを介して受信した信号のための信号対干渉雑音比
    を正確に予測するためのシステムであって、 前記受信した信号に基づいて、信号対干渉雑音比の値を獲得するための第１の
    手段と、 高速フェージングチャネルに従って前記信号対干渉雑音比値をフィルタリング
    するための第２の手段と、 低速フェージングチャネルに従って前記搬送波対雑音比値をフィルタリングし
    、それに応答して低速フェージング搬送波信号対雑音比の予測を提供する第３の
    手段と、 中間フェージングチャネルに従って前記搬送波対雑音比値をフィルタリングし
    、それに応答して中間フェージングの搬送波対雑音比の予測を提供する第４の手
    段と、 前記高速フェージング、低速フェージング、そして中間フェージングの搬送波
    信号対雑音比の予測から選択し、それに応答して予測された信号対干渉雑音比を
    提供する第５の手段と、 を具備するシステム。
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Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2006197576A (ja) * 2004-12-20 2006-07-27 Mitsubishi Electric Information Technology Centre Europa Bv データフレームの誤り確率を評価する計量を確定する方法及び装置、並びにその方法を実施するためのコンピュータプログラム
US8019031B2 (en) 2007-07-02 2011-09-13 Nec Corporation User selection method and user selection device for multiuser MIMO communication

Families Citing this family (91)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7952511B1 (en) 1999-04-07 2011-05-31 Geer James L Method and apparatus for the detection of objects using electromagnetic wave attenuation patterns
JP3586788B2 (ja) * 1999-09-14 2004-11-10 株式会社日立製作所 無線ネットワーク
WO2001061867A1 (fr) * 2000-02-15 2001-08-23 Kawasaki Steel Corporation Turbodecodeur
US6751199B1 (en) * 2000-04-24 2004-06-15 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for a rate control in a high data rate communication system
US7245594B1 (en) * 2000-05-12 2007-07-17 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for fast closed-loop rate adaptation in a high rate packet data transmission
US6760313B1 (en) * 2000-06-19 2004-07-06 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for adaptive rate selection in a communication system
US6856954B1 (en) * 2000-07-28 2005-02-15 Mindspeed Technologies, Inc. Flexible variable rate vocoder for wireless communication systems
US6678257B1 (en) * 2000-09-25 2004-01-13 Qualcomm, Incorporated Methods and apparatus for allocation of power to base station channels
US20020097686A1 (en) * 2000-11-20 2002-07-25 Qiu Robert C. Long-range prediction of fading signals for WCDMA high speed downlink packet access (HSDPA)
US6829293B2 (en) * 2001-01-16 2004-12-07 Mindspeed Technologies, Inc. Method and apparatus for line probe signal processing
US6983153B2 (en) * 2001-06-07 2006-01-03 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for congestion control in a wireless communication system
US7961616B2 (en) 2001-06-07 2011-06-14 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for congestion control in a wireless communication system
US7058144B2 (en) * 2001-08-07 2006-06-06 Conexant, Inc. Intelligent control system and method for compensation application in a wireless communications system
JP4606668B2 (ja) * 2001-09-17 2011-01-05 Ｏｋｉセミコンダクタ株式会社 電力制御回路及び電力制御方法
JP4806766B2 (ja) * 2001-09-17 2011-11-02 独立行政法人情報通信研究機構 無線通信方法、受信状況推定方法、送信装置、および、受信装置
US20030068024A1 (en) * 2001-10-05 2003-04-10 Jones William W. Communication system activation
SE0103683D0 (sv) * 2001-11-06 2001-11-06 Ericsson Telefon Ab L M Method and arrangement in a communication system
GB2382748A (en) 2001-11-28 2003-06-04 Ipwireless Inc Signal to noise plus interference ratio (SNIR) estimation with corection factor
US7263349B2 (en) 2002-03-12 2007-08-28 Qualcomm Incorporated Velocity responsive time tracking
US7139274B2 (en) * 2002-08-23 2006-11-21 Qualcomm, Incorporated Method and system for a data transmission in a communication system
US6847809B2 (en) * 2002-08-23 2005-01-25 Qualcomm Incorporated Wireless communication data rate control prediction method and system
US8194770B2 (en) 2002-08-27 2012-06-05 Qualcomm Incorporated Coded MIMO systems with selective channel inversion applied per eigenmode
AU2003282005A1 (en) * 2002-10-11 2004-05-04 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) A method and device for estimating a signal to interference ratio (sir) in wcdma systems
US7190741B1 (en) 2002-10-21 2007-03-13 The United States Of America As Represented By The Administrator Of The National Aeronautics And Space Administration Real-time signal-to-noise ratio (SNR) estimation for BPSK and QPSK modulation using the active communications channel
US8320301B2 (en) 2002-10-25 2012-11-27 Qualcomm Incorporated MIMO WLAN system
US20040081131A1 (en) 2002-10-25 2004-04-29 Walton Jay Rod OFDM communication system with multiple OFDM symbol sizes
US8208364B2 (en) 2002-10-25 2012-06-26 Qualcomm Incorporated MIMO system with multiple spatial multiplexing modes
US8169944B2 (en) 2002-10-25 2012-05-01 Qualcomm Incorporated Random access for wireless multiple-access communication systems
US8134976B2 (en) 2002-10-25 2012-03-13 Qualcomm Incorporated Channel calibration for a time division duplexed communication system
US7324429B2 (en) 2002-10-25 2008-01-29 Qualcomm, Incorporated Multi-mode terminal in a wireless MIMO system
US8218609B2 (en) 2002-10-25 2012-07-10 Qualcomm Incorporated Closed-loop rate control for a multi-channel communication system
US8170513B2 (en) 2002-10-25 2012-05-01 Qualcomm Incorporated Data detection and demodulation for wireless communication systems
US7986742B2 (en) 2002-10-25 2011-07-26 Qualcomm Incorporated Pilots for MIMO communication system
US8570988B2 (en) 2002-10-25 2013-10-29 Qualcomm Incorporated Channel calibration for a time division duplexed communication system
US7002900B2 (en) 2002-10-25 2006-02-21 Qualcomm Incorporated Transmit diversity processing for a multi-antenna communication system
US8179833B2 (en) * 2002-12-06 2012-05-15 Qualcomm Incorporated Hybrid TDM/OFDM/CDM reverse link transmission
US20040213182A1 (en) * 2003-01-10 2004-10-28 Hoon Huh Apparatus and method for controlling a reverse rate in a mobile communication system supporting packet data service
US20040235423A1 (en) * 2003-01-14 2004-11-25 Interdigital Technology Corporation Method and apparatus for network management using perceived signal to noise and interference indicator
US7738848B2 (en) 2003-01-14 2010-06-15 Interdigital Technology Corporation Received signal to noise indicator
KR100742456B1 (ko) * 2003-02-17 2007-07-25 교세라 가부시키가이샤 무선 장치
US7885228B2 (en) * 2003-03-20 2011-02-08 Qualcomm Incorporated Transmission mode selection for data transmission in a multi-channel communication system
US7369549B2 (en) * 2003-03-25 2008-05-06 Qualcomm Incorporated Adaptive rate prioritizing
KR101108034B1 (ko) * 2003-04-08 2012-01-25 엘지전자 주식회사 이동통신에 있어서 데이터 전송율 제어 방법
US9473269B2 (en) 2003-12-01 2016-10-18 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for providing an efficient control channel structure in a wireless communication system
US20050201180A1 (en) * 2004-03-05 2005-09-15 Qualcomm Incorporated System and methods for back-off and clipping control in wireless communication systems
US7852963B2 (en) * 2004-03-05 2010-12-14 Alcatel-Lucent Usa Inc. Method and system for predicting signal power to interference metric
US8599972B2 (en) * 2004-06-16 2013-12-03 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) SIR estimation in a wireless receiver
US7773950B2 (en) 2004-06-16 2010-08-10 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Benign interference suppression for received signal quality estimation
US9137822B2 (en) 2004-07-21 2015-09-15 Qualcomm Incorporated Efficient signaling over access channel
KR100689418B1 (ko) * 2004-09-24 2007-03-08 삼성전자주식회사 무선 통신 시스템에서 다중 경로 페이딩 채널의 지연 확산추정 장치 및 방법
US7506283B2 (en) * 2004-10-08 2009-03-17 Spirent Communications Of Rockville, Inc. System and method for accelerating circuit measurements
KR100657827B1 (ko) * 2004-10-22 2006-12-14 삼성전자주식회사 파일럿 채널의 신호 전력 감쇄 비율을 이용한 신호 대간섭 비 측정 방법 및 이를 이용한 신호 대 간섭 비 측정장치
US7809336B2 (en) * 2005-03-07 2010-10-05 Qualcomm Incorporated Rate selection for a quasi-orthogonal communication system
US7711033B2 (en) * 2005-04-14 2010-05-04 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) SIR prediction method and apparatus
US7466749B2 (en) 2005-05-12 2008-12-16 Qualcomm Incorporated Rate selection with margin sharing
US8358714B2 (en) 2005-06-16 2013-01-22 Qualcomm Incorporated Coding and modulation for multiple data streams in a communication system
KR100794430B1 (ko) * 2005-12-30 2008-01-16 포스데이타 주식회사 반송파 신호 대 잡음비 측정 장치 및 방법
KR100793315B1 (ko) * 2005-12-31 2008-01-11 포스데이타 주식회사 다운링크 프리앰블을 이용한 반송파 신호 대 잡음비 측정장치 및 방법
US7414581B2 (en) * 2006-01-06 2008-08-19 Honeywell International Inc. Method for improved signal to noise ratio estimation
US20090319236A1 (en) * 2006-05-18 2009-12-24 Nathan Blaunshtein Method for analyzing wireless network located at a terrestrial environments
US9560529B2 (en) 2006-05-18 2017-01-31 D.P. Electronic Systems Ltd. Method of optimizing operational parameters of wireless networks in terrestrial environment
EP1978668B1 (en) * 2007-04-02 2012-10-24 Alcatel Lucent Method for monitoring impulse noise
US20090005102A1 (en) * 2007-06-30 2009-01-01 Suman Das Method and Apparatus for Dynamically Adjusting Base Station Transmit Power
JP4564042B2 (ja) * 2007-11-28 2010-10-20 京セラ株式会社 無線装置
US8582704B2 (en) * 2008-04-08 2013-11-12 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) Communications unit and method for detecting pulse interference
KR101047037B1 (ko) * 2008-12-12 2011-07-06 한국전자통신연구원 멀티 홉 무선망에서의 데이터 전송 방법 및 장치
CN101765161B (zh) 2009-12-29 2015-08-12 中兴通讯股份有限公司 一种链路自适应方法及装置
US8737944B2 (en) 2010-05-21 2014-05-27 Kathrein-Werke Kg Uplink calibration system without the need for a pilot signal
WO2012040935A1 (en) 2010-09-30 2012-04-05 France Telecom Research & Development Beijing Company Limited Channel quality information prediction method, device and system
CN104871604B (zh) * 2012-10-19 2019-06-07 爱立信(中国)通信有限公司 用于无线通信网络中功率控制的方法和设备
WO2016120454A1 (en) 2015-01-30 2016-08-04 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Methods and devices for reporting filtering information of channel status information
WO2017092783A1 (en) * 2015-11-30 2017-06-08 Telecom Italia S.P.A. Signal to interference and noise ratio estimation
US9960866B1 (en) * 2016-10-28 2018-05-01 Samsung Electronics Co., Ltd Method and apparatus for signal-to-noise ratio (SNR) estimation
CN107817479B (zh) * 2017-10-19 2019-08-30 北京无线电测量研究所 一种大功率数字收发组件噪声系数的测试系统及方法
US10432272B1 (en) 2018-11-05 2019-10-01 XCOM Labs, Inc. Variable multiple-input multiple-output downlink user equipment
US10659112B1 (en) 2018-11-05 2020-05-19 XCOM Labs, Inc. User equipment assisted multiple-input multiple-output downlink configuration
US10812216B2 (en) 2018-11-05 2020-10-20 XCOM Labs, Inc. Cooperative multiple-input multiple-output downlink scheduling
US10756860B2 (en) 2018-11-05 2020-08-25 XCOM Labs, Inc. Distributed multiple-input multiple-output downlink configuration
CN113169764A (zh) 2018-11-27 2021-07-23 艾斯康实验室公司 非相干协作式多输入多输出通信
US11063645B2 (en) 2018-12-18 2021-07-13 XCOM Labs, Inc. Methods of wirelessly communicating with a group of devices
US10756795B2 (en) 2018-12-18 2020-08-25 XCOM Labs, Inc. User equipment with cellular link and peer-to-peer link
US11330649B2 (en) 2019-01-25 2022-05-10 XCOM Labs, Inc. Methods and systems of multi-link peer-to-peer communications
US10756767B1 (en) 2019-02-05 2020-08-25 XCOM Labs, Inc. User equipment for wirelessly communicating cellular signal with another user equipment
US10735057B1 (en) 2019-04-29 2020-08-04 XCOM Labs, Inc. Uplink user equipment selection
US10686502B1 (en) 2019-04-29 2020-06-16 XCOM Labs, Inc. Downlink user equipment selection
US11411778B2 (en) 2019-07-12 2022-08-09 XCOM Labs, Inc. Time-division duplex multiple input multiple output calibration
KR102242457B1 (ko) * 2019-08-08 2021-04-19 주식회사 에스원 Uwb 모듈레이션을 통한 노이즈 추정방법
US11190286B2 (en) 2019-08-21 2021-11-30 Dish Wireless L.L.C. Non-terrestrial network link adaptation
US11411779B2 (en) 2020-03-31 2022-08-09 XCOM Labs, Inc. Reference signal channel estimation
JP2022065564A (ja) * 2020-10-15 2022-04-27 トヨタ自動車株式会社 基地局および通信方法
RU2757999C1 (ru) * 2021-03-30 2021-10-25 Федеральное государственное казенное военное образовательное учреждение высшего образования "Военный ордена Жукова университет радиоэлектроники" Министерства обороны Российской Федерации (ФГКВОУВО "Военный ордена Жукова университет радиоэлектроники" МО РФ) Способ краткосрочного адаптивного прогнозирования уровней помех в декаметровом диапазоне с переменной длительностью предыстории

Family Cites Families (16)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS6462978A (en) * 1987-09-03 1989-03-09 Ricoh Kk Contact type image sensor
JP3432822B2 (ja) 1991-06-11 2003-08-04 クゥアルコム・インコーポレイテッド 可変速度ボコーダ
US5507037A (en) 1992-05-22 1996-04-09 Advanced Micro Devices, Inc. Apparatus and method for discriminating signal noise from saturated signals and from high amplitude signals
WO1994011955A1 (en) * 1992-11-06 1994-05-26 Pericle Communications Company Adaptive data rate modem
WO1997039545A1 (fr) * 1996-04-12 1997-10-23 Ntt Mobile Communications Network Inc. Procede et instrument permettant de mesurer le sir de reception et dispositif de commande de puissance d'emission
US6002715A (en) * 1996-07-11 1999-12-14 Motorola, Inc. Method for a receiver unit to determine a quality value for a received signal
US6108374A (en) 1997-08-25 2000-08-22 Lucent Technologies, Inc. System and method for measuring channel quality information
US6292519B1 (en) * 1998-03-11 2001-09-18 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Correction of signal-to-interference ratio measurements
US6154489A (en) * 1998-03-30 2000-11-28 Motorola, Inc. Adaptive-rate coded digital image transmission
US6661832B1 (en) * 1999-05-11 2003-12-09 Qualcomm Incorporated System and method for providing an accurate estimation of received signal interference for use in wireless communications systems
US6532258B1 (en) * 1999-06-24 2003-03-11 Ibiquity Digital Corporation Method for estimating signal-to-noise ratio of digital carriers in an AM compatible digital audio broadcasting system
EP1176750A1 (en) * 2000-07-25 2002-01-30 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) Link quality determination of a transmission link in an OFDM transmission system
JP4627475B2 (ja) * 2005-09-30 2011-02-09 本田技研工業株式会社 電動パワーステアリングユニット用制御装置配置構造
JP2007097006A (ja) * 2005-09-30 2007-04-12 Akon Higuchi 複数人用イヤフォン並びにヘッドフォン
JP2007095003A (ja) * 2005-09-30 2007-04-12 Noritsu Koki Co Ltd プリント処理システム
JP2007097001A (ja) * 2005-09-30 2007-04-12 Hitoshi Nakamu スピーカーシステム

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2006197576A (ja) * 2004-12-20 2006-07-27 Mitsubishi Electric Information Technology Centre Europa Bv データフレームの誤り確率を評価する計量を確定する方法及び装置、並びにその方法を実施するためのコンピュータプログラム
US8019031B2 (en) 2007-07-02 2011-09-13 Nec Corporation User selection method and user selection device for multiuser MIMO communication

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